JPH10285991A - インバータ・誘導電動機システムにおける電磁騒音の 予測方法 - Google Patents
インバータ・誘導電動機システムにおける電磁騒音の 予測方法Info
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- JPH10285991A JPH10285991A JP9095040A JP9504097A JPH10285991A JP H10285991 A JPH10285991 A JP H10285991A JP 9095040 A JP9095040 A JP 9095040A JP 9504097 A JP9504097 A JP 9504097A JP H10285991 A JPH10285991 A JP H10285991A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】誘導電動機の固定子，回転子のエアギャップ磁
束に時間高調波磁束成分が存在する。この固定子，回転
子のエアギャップ時間高調波磁束によって生じる電磁力
波が，固定子鉄心，フレーム或いは回転子を振動させる
ことによって振動音が生じ、この振動音が電磁騒音とな
る。この電磁騒音の音圧レベルを予測する最適な方法が
ないため、このことを解決することにある。 【解決手段】計算した高調波電流成分（ｉ１，ｉ２，・
・・，ｉｊ）と，この高調波電流成分（ｉｊ）に対応す
る単一高調波電流（Ｉｊ）と電磁騒音の音圧レベル（Ｌ
ｊ）は記憶されたテーブルから得られるデータ（ｉｊ，
Ｉｊ，Ｌｊ）から所定の演算式を用いて全高調波成分に
ついて音圧レベルを合成することにより誘導電動機に発
生する電磁騒音の音圧レベルを予測する方法である。
束に時間高調波磁束成分が存在する。この固定子，回転
子のエアギャップ時間高調波磁束によって生じる電磁力
波が，固定子鉄心，フレーム或いは回転子を振動させる
ことによって振動音が生じ、この振動音が電磁騒音とな
る。この電磁騒音の音圧レベルを予測する最適な方法が
ないため、このことを解決することにある。 【解決手段】計算した高調波電流成分（ｉ１，ｉ２，・
・・，ｉｊ）と，この高調波電流成分（ｉｊ）に対応す
る単一高調波電流（Ｉｊ）と電磁騒音の音圧レベル（Ｌ
ｊ）は記憶されたテーブルから得られるデータ（ｉｊ，
Ｉｊ，Ｌｊ）から所定の演算式を用いて全高調波成分に
ついて音圧レベルを合成することにより誘導電動機に発
生する電磁騒音の音圧レベルを予測する方法である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電圧形インバータ・
誘導電動機システムにおいて，誘導電動機に発生する電
磁騒音を予測する方法に関する。
誘導電動機システムにおいて，誘導電動機に発生する電
磁騒音を予測する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は一般的によく知られている電圧形
インバータの回路構成図である。図５において，８は直
流電圧電源，９は直流リアクトル，１０はコンデンサ
で，このコンデンサ１０の両端Ｐ及びＮは直流電圧電源
８のそれぞれ正端子，負端子に接続されている。また、
１１ｓｕ１，１１ｓｕ２，１２ｓｖ１，１２ｓｖ２及び
１３ｓｗ１，１３ｓｗ２は正端子Ｐと負端子Ｎとの間に
それぞれ直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相の主スイチング素
子群であり，それぞれがこの順に１１Ｄｕ１，１１Ｄｕ
２，１２Ｄｖ１，１２Ｄｖ２及び１３Ｄｗ１，１３Ｄｗ
２で示される逆並列ダイオードを備える。Ｕ，Ｖ及びＷ
はインバータの出力端子で，各相主スイッチング素子の
接続点から導出される。
インバータの回路構成図である。図５において，８は直
流電圧電源，９は直流リアクトル，１０はコンデンサ
で，このコンデンサ１０の両端Ｐ及びＮは直流電圧電源
８のそれぞれ正端子，負端子に接続されている。また、
１１ｓｕ１，１１ｓｕ２，１２ｓｖ１，１２ｓｖ２及び
１３ｓｗ１，１３ｓｗ２は正端子Ｐと負端子Ｎとの間に
それぞれ直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相の主スイチング素
子群であり，それぞれがこの順に１１Ｄｕ１，１１Ｄｕ
２，１２Ｄｖ１，１２Ｄｖ２及び１３Ｄｗ１，１３Ｄｗ
２で示される逆並列ダイオードを備える。Ｕ，Ｖ及びＷ
はインバータの出力端子で，各相主スイッチング素子の
接続点から導出される。
【０００３】次に，本願発明を説明するに当たって，図
５のインバータのＵ相を代表例として、三角波キャリア
ＰＷＭ制御のインバータの基本動作について説明する。
図６に示したように，ＰＷＭ制御の搬送波信号（三角
波）Ｘと入力信号（変調波）ｅｕ，ｅｖ，ｅｗとを比較
し，各素子のオン・オフのタイミングを決める。図６に
おいて，（イ），（ロ），（ハ）は図５に示したインバ
ータの出力端子ｕ，ｖ，ｗと負端子Ｎとの間の相電圧Ｖ
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗであり，（ニ）はＵ，Ｖ相間の線間電圧
Ｖｕｖ＝Ｖｕ−Ｖｖである。例えば，Ｕ相のアームの場
合，変調波ｅｕが三角波Ｘより大きいときは素子ｓｕ１
をオンし，素子ｓｕ２をオフさせる。このとき，インバ
ータＵ相の出力電圧はＶｕ＝Ｅとなる。逆に，変調波ｅ
ｕが三角波Ｘより小さいときは素子ｓｕ２をオンし，素
子ｓｕ１をオフさせる。このとき，（イ）に示すよう
に，インバータＵ相の出力電圧はＶｕ＝０となる。この
結果，Ｕ相出力電圧Ｖｕは（イ）に示すよな矩形波にな
り，その平均値は入力信号（変調波）ｅｕに比例した値
となる。Ｖ相，Ｗ相も同様に制御され，（ロ），（ハ）
のような矩形波になる。このように，インバータをＰＷ
Ｍ制御することにより交流負荷に正弦波電流を供給する
ことができる。電動機負荷の場合，トルク脈動の少ない
運転が可能となる。
５のインバータのＵ相を代表例として、三角波キャリア
ＰＷＭ制御のインバータの基本動作について説明する。
図６に示したように，ＰＷＭ制御の搬送波信号（三角
波）Ｘと入力信号（変調波）ｅｕ，ｅｖ，ｅｗとを比較
し，各素子のオン・オフのタイミングを決める。図６に
おいて，（イ），（ロ），（ハ）は図５に示したインバ
ータの出力端子ｕ，ｖ，ｗと負端子Ｎとの間の相電圧Ｖ
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗであり，（ニ）はＵ，Ｖ相間の線間電圧
Ｖｕｖ＝Ｖｕ−Ｖｖである。例えば，Ｕ相のアームの場
合，変調波ｅｕが三角波Ｘより大きいときは素子ｓｕ１
をオンし，素子ｓｕ２をオフさせる。このとき，インバ
ータＵ相の出力電圧はＶｕ＝Ｅとなる。逆に，変調波ｅ
ｕが三角波Ｘより小さいときは素子ｓｕ２をオンし，素
子ｓｕ１をオフさせる。このとき，（イ）に示すよう
に，インバータＵ相の出力電圧はＶｕ＝０となる。この
結果，Ｕ相出力電圧Ｖｕは（イ）に示すよな矩形波にな
り，その平均値は入力信号（変調波）ｅｕに比例した値
となる。Ｖ相，Ｗ相も同様に制御され，（ロ），（ハ）
のような矩形波になる。このように，インバータをＰＷ
Ｍ制御することにより交流負荷に正弦波電流を供給する
ことができる。電動機負荷の場合，トルク脈動の少ない
運転が可能となる。
【０００４】図６に示す矩形波電圧波形には，高調波成
分が含まれている。これにより，誘導電動機の固定子，
回転子のエアギャップ磁束に時間高調波磁束成分が存在
する。この固定子，回転子のエアギャップ時間高調波磁
束によって生じる電磁力波が，固定子鉄心，フレーム或
いは回転子を振動させることによって振動音が生じ、こ
の振動音が電磁騒音となる。
分が含まれている。これにより，誘導電動機の固定子，
回転子のエアギャップ磁束に時間高調波磁束成分が存在
する。この固定子，回転子のエアギャップ時間高調波磁
束によって生じる電磁力波が，固定子鉄心，フレーム或
いは回転子を振動させることによって振動音が生じ、こ
の振動音が電磁騒音となる。
【０００５】電磁騒音を低減するために，色々な低電磁
音ＰＷＭ技術が開発されている。しかし、これらの技術
を解決するには至っていないのが現状である。本発明は
上述した点に鑑みて創案されたもので、その目的とする
ところは、これらの欠点を解決することにある。これら
の低電磁音ＰＷＭ技術を評価するために，電磁騒音を計
算する方法が必要である。一方，環境騒音の管理のた
め，実際に誘導電動機を回転させずにインバータ・誘導
電動機システムにおける各運転状態で発生する電磁騒音
を予測することは重要である。本発明はインバータ・誘
導電動機システムにおいて，各ＰＷＭ制御方法及び誘導
電動機の各運転状態における誘導電動機に発生する電磁
騒音を予測する方法を提供することにある。
音ＰＷＭ技術が開発されている。しかし、これらの技術
を解決するには至っていないのが現状である。本発明は
上述した点に鑑みて創案されたもので、その目的とする
ところは、これらの欠点を解決することにある。これら
の低電磁音ＰＷＭ技術を評価するために，電磁騒音を計
算する方法が必要である。一方，環境騒音の管理のた
め，実際に誘導電動機を回転させずにインバータ・誘導
電動機システムにおける各運転状態で発生する電磁騒音
を予測することは重要である。本発明はインバータ・誘
導電動機システムにおいて，各ＰＷＭ制御方法及び誘導
電動機の各運転状態における誘導電動機に発生する電磁
騒音を予測する方法を提供することにある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来の技術としては，
空間磁束高調波が電磁騒音の原因と考えられ，騒音に関
する誘導電動機の枠の材料，機械特性，固定子，回転子
の形，スロットの数，巻き線の分布などの要因を考慮し
て，有限要素方法で誘導電動機の枠の機械共振周波数を
分析して，発生可能より大きな騒音の周波数を把握する
方法は一般に行われている。しかし，このような方法は
近似な方法であり，誘導電動機が変わると，計算モデル
も再確立しなければならないし，計算量が膨大である欠
点がある。しかも，有限要素方法で分析した結果は騒音
の周波数であり，普通の測定器で表わされる騒音の評価
量は音圧レベルであるので，直接に騒音の音圧レベルを
厳密に計算することが望ましい。
空間磁束高調波が電磁騒音の原因と考えられ，騒音に関
する誘導電動機の枠の材料，機械特性，固定子，回転子
の形，スロットの数，巻き線の分布などの要因を考慮し
て，有限要素方法で誘導電動機の枠の機械共振周波数を
分析して，発生可能より大きな騒音の周波数を把握する
方法は一般に行われている。しかし，このような方法は
近似な方法であり，誘導電動機が変わると，計算モデル
も再確立しなければならないし，計算量が膨大である欠
点がある。しかも，有限要素方法で分析した結果は騒音
の周波数であり，普通の測定器で表わされる騒音の評価
量は音圧レベルであるので，直接に騒音の音圧レベルを
厳密に計算することが望ましい。
【０００７】従来の技術は，誘導電動機の固定子，回転
子のスロットの数，巻き線の分布によって生じる空間磁
束高調波に起因した電磁騒音を対象として，インバータ
で誘導電動機を駆動するＶＶＶＦ制御の場合は，高調波
の周波数，即ち，加振力の周波数が時間的に変わるの
で，従来の技術は適用しにくい。これに対して，本発明
は電磁騒音に関する誘導電動機の枠の材料，機械特性，
固定子，回転子の形，スロットの数，巻き線の分布など
の要因を考慮せずに，測定した誘導電動機の電磁騒音−
高調波電流特性曲線に基づいて各ＰＷＭ制御方法及び誘
導電動機の各運転状態における誘導電動機に発生する電
磁騒音を予測する方法である。
子のスロットの数，巻き線の分布によって生じる空間磁
束高調波に起因した電磁騒音を対象として，インバータ
で誘導電動機を駆動するＶＶＶＦ制御の場合は，高調波
の周波数，即ち，加振力の周波数が時間的に変わるの
で，従来の技術は適用しにくい。これに対して，本発明
は電磁騒音に関する誘導電動機の枠の材料，機械特性，
固定子，回転子の形，スロットの数，巻き線の分布など
の要因を考慮せずに，測定した誘導電動機の電磁騒音−
高調波電流特性曲線に基づいて各ＰＷＭ制御方法及び誘
導電動機の各運転状態における誘導電動機に発生する電
磁騒音を予測する方法である。
【０００８】
【課題を解決するための手段】つまり、その目的を達成
するための手段は、電圧形インバータによる誘導電動機
駆動系において，正弦波電圧を発生する第１の手段と，
単一の高調波電圧を発生する第２の手段と，これら第１
及び第２手段の出力電圧を加え合わせる第３の手段と，
これらの各手段を用いて前記誘導電動機に前記単一高調
波成分を含む電圧を印加し，このとき前記第２の手段の
出力周波数を変化させながら誘導電動機に発生する高調
波電流成分（Ｉｊ）（ｊは正の整数）と電磁騒音の音圧
レベル（Ｌｊ）を測定し，測定した結果を誘導電動機の
電磁騒音−高調波電流特性テーブルとして記憶する第４
の手段と，計算機のシミュレーションによりインバータ
で誘導電動機を駆動するときの誘導電動機電流の高調波
成分を計算する第５の手段と，この第５の手段により計
算した高調波電流成分（ｉ１，ｉ２，・・・，ｉｊ）
と，この高調波電流成分（ｉｊ）に対応する前記単一高
調波電流（Ｉｊ）と電磁騒音の音圧レベル（Ｌｊ）は前
記第４の手段に記憶されたテーブルから得られるデータ
（ｉｊ，Ｉｊ，Ｌｊ）から所定の演算式を用いて全高調
波成分について音圧レベルを合成することにより前記誘
導電動機に発生する電磁騒音の音圧レベルを予測する第
６の手段とを備え、負荷電流の高調波成分に対応して電
磁騒音−高調波電流特性テーブルから誘導電動機に発生
する電磁騒音を予測するようにしたインバータ・誘導電
動機システムにおける電磁騒音の予測方法である。以
下、本発明の一実施例を図面に基づいて詳述する。
するための手段は、電圧形インバータによる誘導電動機
駆動系において，正弦波電圧を発生する第１の手段と，
単一の高調波電圧を発生する第２の手段と，これら第１
及び第２手段の出力電圧を加え合わせる第３の手段と，
これらの各手段を用いて前記誘導電動機に前記単一高調
波成分を含む電圧を印加し，このとき前記第２の手段の
出力周波数を変化させながら誘導電動機に発生する高調
波電流成分（Ｉｊ）（ｊは正の整数）と電磁騒音の音圧
レベル（Ｌｊ）を測定し，測定した結果を誘導電動機の
電磁騒音−高調波電流特性テーブルとして記憶する第４
の手段と，計算機のシミュレーションによりインバータ
で誘導電動機を駆動するときの誘導電動機電流の高調波
成分を計算する第５の手段と，この第５の手段により計
算した高調波電流成分（ｉ１，ｉ２，・・・，ｉｊ）
と，この高調波電流成分（ｉｊ）に対応する前記単一高
調波電流（Ｉｊ）と電磁騒音の音圧レベル（Ｌｊ）は前
記第４の手段に記憶されたテーブルから得られるデータ
（ｉｊ，Ｉｊ，Ｌｊ）から所定の演算式を用いて全高調
波成分について音圧レベルを合成することにより前記誘
導電動機に発生する電磁騒音の音圧レベルを予測する第
６の手段とを備え、負荷電流の高調波成分に対応して電
磁騒音−高調波電流特性テーブルから誘導電動機に発生
する電磁騒音を予測するようにしたインバータ・誘導電
動機システムにおける電磁騒音の予測方法である。以
下、本発明の一実施例を図面に基づいて詳述する。
【０００９】
【発明の実施の形態】図１は本発明の機能ブロック図で
ある。なお，本発明はインバータ出力の高調波に起因し
た時間磁束高調波による発生した電磁騒音を対象とす
る。即ち，誘導電動機の固定子，回転子のスロット，巻
き線の分布などに起因した磁束空間高調波により発生し
た電磁騒音が誘導電動機の設計によって十分小さくなり
無視できると仮定する。
ある。なお，本発明はインバータ出力の高調波に起因し
た時間磁束高調波による発生した電磁騒音を対象とす
る。即ち，誘導電動機の固定子，回転子のスロット，巻
き線の分布などに起因した磁束空間高調波により発生し
た電磁騒音が誘導電動機の設計によって十分小さくなり
無視できると仮定する。
【００１０】図１において、電圧形インバータによる誘
導電動機駆動系において，正弦波電圧を発生する第１の
手段１と，単一の高調波電圧を発生する第２の手段２
と，これら第１及び第２手段の出力電圧を加え合わせる
第３の手段３と，これらの各手段を用いて誘導電動機７
に単一高調波成分を含む電圧を印加し，このとき第２の
手段２の出力周波数を変化させながら誘導電動機７に発
生する高調波電流成分（Ｉｊ）（ｊは正の整数）と電磁
騒音の音圧レベル（Ｌｊ）を測定し，測定した結果を誘
導電動機７の電磁騒音−高調波電流特性テーブルとして
記憶する第４の手段４と，計算機のシミュレーションに
よりインバータで誘導電動機７を駆動するときの誘導電
動機電流の高調波成分を計算する第５の手段５と，この
第５の手段５により計算した高調波電流成分（ｉ１，ｉ
２，・・・，ｉｊ）と，この高調波電流成分（ｉｊ）に
対応する単一高調波電流（Ｉｊ）と電磁騒音の音圧レベ
ル（Ｌｊ）は第４の手段４に記憶されたテーブルから得
られるデータ（ｉｊ，Ｉｊ，Ｌｊ）から所定の演算式を
用いて全高調波成分について音圧レベルを合成すること
により誘導電動機７に発生する電磁騒音の音圧レベルを
予測する第６の手段６とを備え、負荷電流の高調波成分
に対応して電磁騒音−高調波電流特性テーブルから誘導
電動機に発生する電磁騒音を予測するようにしたインバ
ータ・誘導電動機システムにおける電磁騒音の予測方法
である。
導電動機駆動系において，正弦波電圧を発生する第１の
手段１と，単一の高調波電圧を発生する第２の手段２
と，これら第１及び第２手段の出力電圧を加え合わせる
第３の手段３と，これらの各手段を用いて誘導電動機７
に単一高調波成分を含む電圧を印加し，このとき第２の
手段２の出力周波数を変化させながら誘導電動機７に発
生する高調波電流成分（Ｉｊ）（ｊは正の整数）と電磁
騒音の音圧レベル（Ｌｊ）を測定し，測定した結果を誘
導電動機７の電磁騒音−高調波電流特性テーブルとして
記憶する第４の手段４と，計算機のシミュレーションに
よりインバータで誘導電動機７を駆動するときの誘導電
動機電流の高調波成分を計算する第５の手段５と，この
第５の手段５により計算した高調波電流成分（ｉ１，ｉ
２，・・・，ｉｊ）と，この高調波電流成分（ｉｊ）に
対応する単一高調波電流（Ｉｊ）と電磁騒音の音圧レベ
ル（Ｌｊ）は第４の手段４に記憶されたテーブルから得
られるデータ（ｉｊ，Ｉｊ，Ｌｊ）から所定の演算式を
用いて全高調波成分について音圧レベルを合成すること
により誘導電動機７に発生する電磁騒音の音圧レベルを
予測する第６の手段６とを備え、負荷電流の高調波成分
に対応して電磁騒音−高調波電流特性テーブルから誘導
電動機に発生する電磁騒音を予測するようにしたインバ
ータ・誘導電動機システムにおける電磁騒音の予測方法
である。
【００１１】一般に，物体の振動により発生する音のパ
ワーＰは，放射面における振動速度をｖ，放射面の面積
をＳ，空気中の音速をｃ，空気の密度をρ，音の放射率
をσとすると，（１）式で表される。
ワーＰは，放射面における振動速度をｖ，放射面の面積
をＳ，空気中の音速をｃ，空気の密度をρ，音の放射率
をσとすると，（１）式で表される。
【００１２】
【数１】
【００１３】また，誘導電動機表面の振動速度ｖは
（２）式で表れる。ただし，（２）式において，Ｈｍは
誘導電動機枠の材料に関するパラメータであり，Ｂ１，
Ｂｈは磁束の基本波成分と高調波成分であり，ｆは加振
力の周波数である。ｆｒｅｓは誘導電動機の枠の機械共
振周波数，Ｄは機械振動減衰係数であり，μ０は真空中
の透磁率である。
（２）式で表れる。ただし，（２）式において，Ｈｍは
誘導電動機枠の材料に関するパラメータであり，Ｂ１，
Ｂｈは磁束の基本波成分と高調波成分であり，ｆは加振
力の周波数である。ｆｒｅｓは誘導電動機の枠の機械共
振周波数，Ｄは機械振動減衰係数であり，μ０は真空中
の透磁率である。
【００１４】
【数２】
【００１５】電圧形インバータ・誘導機駆動系におい
て，第１手段１の出力正弦波電圧と第２の手段２である
出力単一の高調波電圧を第３の手段３により加え合わせ
て誘導電動機７に印加し，それぞれに対応する電流をＩ
１とＩｊとする。ここで，ｊは高調波の正の整数の番号
である。高調波電流がＩｊからＩ’ｊへ変化すると，こ
れによる電磁騒音の音圧の変化量ΔＬｊは（３）式で表
される。
て，第１手段１の出力正弦波電圧と第２の手段２である
出力単一の高調波電圧を第３の手段３により加え合わせ
て誘導電動機７に印加し，それぞれに対応する電流をＩ
１とＩｊとする。ここで，ｊは高調波の正の整数の番号
である。高調波電流がＩｊからＩ’ｊへ変化すると，こ
れによる電磁騒音の音圧の変化量ΔＬｊは（３）式で表
される。
【００１６】
【数３】
【００１７】本発明は誘導電動機７の電磁騒音−高調波
電流特性を基づいて電磁騒音を計算する方法である。誘
導電動機７の電磁騒音−高調波電流特性は次のように定
義する。即ち，正弦波電圧に単一高調波電圧成分を加え
合わせて誘導電動機７に印加し，これにより誘導電動機
７に単一高調波電流が流れる。このとき，誘導電動機７
に発生する電磁騒音Ｌと単一高調波電流Ｉとの関係曲線
Ｌ＝ｆ（Ｉ）を誘導電動機７の電磁騒音―高調波電流特
性と呼ぶ。
電流特性を基づいて電磁騒音を計算する方法である。誘
導電動機７の電磁騒音−高調波電流特性は次のように定
義する。即ち，正弦波電圧に単一高調波電圧成分を加え
合わせて誘導電動機７に印加し，これにより誘導電動機
７に単一高調波電流が流れる。このとき，誘導電動機７
に発生する電磁騒音Ｌと単一高調波電流Ｉとの関係曲線
Ｌ＝ｆ（Ｉ）を誘導電動機７の電磁騒音―高調波電流特
性と呼ぶ。
【００１８】誘導電動機７の電磁騒音−高調波電流特性
は次のように測定する。図２は本発明にかかる誘導電動
機の電磁騒音−高調波電流特性テーブルを測定するため
の装置を示す説明図である。図２に示すように，５０Ｈ
ｚの商用電源は，第１の手段１として正弦波電圧を発生
する。インバータは第２の手段２として単一の高調波電
圧を発生する。この第２の手段２において，より高い周
波数の高調波電圧を発生するために，インバータは１パ
ルスモードで出力し，インバータの出力基本波成分は近
似的に単一の高調波電圧源として使う。
は次のように測定する。図２は本発明にかかる誘導電動
機の電磁騒音−高調波電流特性テーブルを測定するため
の装置を示す説明図である。図２に示すように，５０Ｈ
ｚの商用電源は，第１の手段１として正弦波電圧を発生
する。インバータは第２の手段２として単一の高調波電
圧を発生する。この第２の手段２において，より高い周
波数の高調波電圧を発生するために，インバータは１パ
ルスモードで出力し，インバータの出力基本波成分は近
似的に単一の高調波電圧源として使う。
【００１９】トランスＴは第３の手段３として正弦波電
圧と単一の高調波電圧を加え合わせて誘導電動機７に印
加するためのものである。単一の高調波成分の周波数，
即ち，誘導電動機７に流れる高調波電流の周波数は，イ
ンバータの出力周波数を制御することによって制御す
る。高調波電流の振幅は，電圧スライダＳでインバータ
の入力ＤＣリンクの電圧を調整することによって調整で
きる。これにより，単一高調波電圧或いは電流の周波数
を変化しながら，高調波電流の振幅を一定値になるよう
に電圧スライダＳでインバータの入力ＤＣリンクの電圧
を調整する。また，高調波電流の振幅の選択は，誘導電
動機７に発生する電磁騒音を，測定環境の暗騒音より１
０（ｄＢ）以上になるように設定する。
圧と単一の高調波電圧を加え合わせて誘導電動機７に印
加するためのものである。単一の高調波成分の周波数，
即ち，誘導電動機７に流れる高調波電流の周波数は，イ
ンバータの出力周波数を制御することによって制御す
る。高調波電流の振幅は，電圧スライダＳでインバータ
の入力ＤＣリンクの電圧を調整することによって調整で
きる。これにより，単一高調波電圧或いは電流の周波数
を変化しながら，高調波電流の振幅を一定値になるよう
に電圧スライダＳでインバータの入力ＤＣリンクの電圧
を調整する。また，高調波電流の振幅の選択は，誘導電
動機７に発生する電磁騒音を，測定環境の暗騒音より１
０（ｄＢ）以上になるように設定する。
【００２０】インバータブロック２は図５に示すインバ
ータであり，ＤＳＰ（デイジタル信号処理プロセッサ，
ＴＭＳ３２０Ｃ１５）は誘導電動機の制御アルゴリズム
によってモータを制御するための電圧指令を生成する。
ＤＳＫ（ＤＳＰＳｍａｒｔＫｉｔ，ＴＭＳ３２０Ｃ５
０）はＰＷＭ波形生成器として使われ，ＤＳＰで計算し
た電圧指令によりインバータを駆動するためのゲート信
号を生成する。必要なデータ，例えば，電圧指令等がＤ
ＰＲＡＭ（ＤｕａｌＰｏｒｔＲＡＭ，ＭＢ８４４１）を
通じてＤＳＰからＤＳＫへ転送される。インバータは１
パルスモードで出力し，近似的に単一の高調波電圧源と
して使う。高調波成分の周波数，即ち，誘導電動機に流
れる高調波電流の周波数はインバータの出力周波数であ
り，高調波電流の振幅は電圧スライダＳでインバータの
入力ＤＣリンク電圧を調整することによって調整でき
る。
ータであり，ＤＳＰ（デイジタル信号処理プロセッサ，
ＴＭＳ３２０Ｃ１５）は誘導電動機の制御アルゴリズム
によってモータを制御するための電圧指令を生成する。
ＤＳＫ（ＤＳＰＳｍａｒｔＫｉｔ，ＴＭＳ３２０Ｃ５
０）はＰＷＭ波形生成器として使われ，ＤＳＰで計算し
た電圧指令によりインバータを駆動するためのゲート信
号を生成する。必要なデータ，例えば，電圧指令等がＤ
ＰＲＡＭ（ＤｕａｌＰｏｒｔＲＡＭ，ＭＢ８４４１）を
通じてＤＳＰからＤＳＫへ転送される。インバータは１
パルスモードで出力し，近似的に単一の高調波電圧源と
して使う。高調波成分の周波数，即ち，誘導電動機に流
れる高調波電流の周波数はインバータの出力周波数であ
り，高調波電流の振幅は電圧スライダＳでインバータの
入力ＤＣリンク電圧を調整することによって調整でき
る。
【００２１】電磁騒音−高調波電流特性曲線を測定する
ために，スイッチＫ１，Ｋ２をオンに，スイッチＫ３を
オフにする。誘導電動機を定格状態で運転させて，イン
バータの出力周波数，即ち，単一の高調波の周波数を１
００Ｈｚから５Ｈｚ毎に換えながら発生する電磁騒音を
測定し，このとき，インバータの入力ＤＣリンク電圧を
電圧スライタで調整することによって高調波電流の振幅
を制御し，誘導電動機に発生する電磁騒音の音圧レベル
が暗騒音より１０（ｄＢ）以上になるように高調波電流
の振幅を調整する。このことによって，測定環境の暗騒
音の影響が無視できる。これにより誘導電動機に発生す
る電磁騒音と単一の高調波電流との関係を表する電磁騒
音−高調波電流特性曲線を得る。
ために，スイッチＫ１，Ｋ２をオンに，スイッチＫ３を
オフにする。誘導電動機を定格状態で運転させて，イン
バータの出力周波数，即ち，単一の高調波の周波数を１
００Ｈｚから５Ｈｚ毎に換えながら発生する電磁騒音を
測定し，このとき，インバータの入力ＤＣリンク電圧を
電圧スライタで調整することによって高調波電流の振幅
を制御し，誘導電動機に発生する電磁騒音の音圧レベル
が暗騒音より１０（ｄＢ）以上になるように高調波電流
の振幅を調整する。このことによって，測定環境の暗騒
音の影響が無視できる。これにより誘導電動機に発生す
る電磁騒音と単一の高調波電流との関係を表する電磁騒
音−高調波電流特性曲線を得る。
【００２２】次に，スイッチＫ１，Ｋ２をオフに，スイ
ッチＫ３をオンにして，インバータだけで誘導電動機を
駆動する場合に負荷電流の高調波を測定する。測定した
結果をｉｊとして，これと番号ｊに対応するＩｊ，Ｌｊ
と共に，後述する（４）式に代入して，誘導電動機７に
発生する電磁騒音の音圧レベルを計算する。また，シミ
ュレーション手段を利用して，各ＰＷＭ方法により誘導
電動機７に発生する高調波電流成分を計算した上で，上
述の方法と同様に各ＰＷＭ方法により誘導電動機７に発
生する電磁騒音の音圧レベルを予測することができる。
或いは，ＶＶＶＦの各運転状態において，誘導電動機に
発生する高調波電流を計算した上で，上述の方法と同様
に誘導電動機７に発生する電磁騒音の音圧レベルを予測
することができる。
ッチＫ３をオンにして，インバータだけで誘導電動機を
駆動する場合に負荷電流の高調波を測定する。測定した
結果をｉｊとして，これと番号ｊに対応するＩｊ，Ｌｊ
と共に，後述する（４）式に代入して，誘導電動機７に
発生する電磁騒音の音圧レベルを計算する。また，シミ
ュレーション手段を利用して，各ＰＷＭ方法により誘導
電動機７に発生する高調波電流成分を計算した上で，上
述の方法と同様に各ＰＷＭ方法により誘導電動機７に発
生する電磁騒音の音圧レベルを予測することができる。
或いは，ＶＶＶＦの各運転状態において，誘導電動機に
発生する高調波電流を計算した上で，上述の方法と同様
に誘導電動機７に発生する電磁騒音の音圧レベルを予測
することができる。
【００２３】このようにして，誘導電動機７に発生する
電磁騒音と各周波数の単一の高調波電流成分を測定し
て，電磁騒音−高調波電流特性テーブルを得る。図３は
本発明の一実施例を示す実際に測定した７．５ｋｗの誘
導電動機の電磁騒音−高調波電流特性を示す。
電磁騒音と各周波数の単一の高調波電流成分を測定し
て，電磁騒音−高調波電流特性テーブルを得る。図３は
本発明の一実施例を示す実際に測定した７．５ｋｗの誘
導電動機の電磁騒音−高調波電流特性を示す。
【００２４】実際のＰＷＭインバータで誘導電動機７を
駆動するときに，誘導電動機７の負荷電流に複数の高調
波成分が流れ，電磁騒音が発生し，この場合に誘導電動
機７に発生する電磁騒音の音圧レベルＬと入力電流高調
波成分との関係が（４）式で表れる。
駆動するときに，誘導電動機７の負荷電流に複数の高調
波成分が流れ，電磁騒音が発生し，この場合に誘導電動
機７に発生する電磁騒音の音圧レベルＬと入力電流高調
波成分との関係が（４）式で表れる。
【００２５】
【数４】
【００２６】誘導電動機７の電磁騒音―高調波電流特性
テーブルに基づき誘導電動機に発生する電磁騒音の音圧
レベルは次のように計算する。ＰＷＭインバータで誘導
電動機７を駆動する場合に，誘導電動機７に流れている
高調波電流を分析し，これらの高調波振幅をｉ１，ｉ
２，．．．ｉｊと表す。更に，（４）式において，Ｉ
１，Ｉ２，．．．Ｉｊは誘導電動機７の電磁騒音−高調
波電流特性テーブルを測定するとき，誘導電動機７に流
れる単一の高調波電流の振幅値であり，しかも，対応す
る高調波の周波数０＜ｆｈ≦１ｋＨｚの場合に，Ｉｊ＝
１０Ａ，１ｋＨｚ＜ｆｈ≦２ｋＨｚの場合に，Ｉｊ＝５
Ａ，２ｋＨｚ＜ｆｈ≦４ｋＨｚの場合に，Ｉｊ＝２Ａ，
これに対応する誘導電動機に発生する電磁騒音の音圧レ
ベルをＬ１，Ｌ２，．．．Ｌｊとして，具体的な値が前
記の誘導電動機７の電磁騒音−高調波電流特性テーブル
から得られる。
テーブルに基づき誘導電動機に発生する電磁騒音の音圧
レベルは次のように計算する。ＰＷＭインバータで誘導
電動機７を駆動する場合に，誘導電動機７に流れている
高調波電流を分析し，これらの高調波振幅をｉ１，ｉ
２，．．．ｉｊと表す。更に，（４）式において，Ｉ
１，Ｉ２，．．．Ｉｊは誘導電動機７の電磁騒音−高調
波電流特性テーブルを測定するとき，誘導電動機７に流
れる単一の高調波電流の振幅値であり，しかも，対応す
る高調波の周波数０＜ｆｈ≦１ｋＨｚの場合に，Ｉｊ＝
１０Ａ，１ｋＨｚ＜ｆｈ≦２ｋＨｚの場合に，Ｉｊ＝５
Ａ，２ｋＨｚ＜ｆｈ≦４ｋＨｚの場合に，Ｉｊ＝２Ａ，
これに対応する誘導電動機に発生する電磁騒音の音圧レ
ベルをＬ１，Ｌ２，．．．Ｌｊとして，具体的な値が前
記の誘導電動機７の電磁騒音−高調波電流特性テーブル
から得られる。
【００２７】これらのすべての値を（４）式に代入すれ
ば，誘導電動機７に発生する電磁騒音の音圧レベルＬを
計算することができる。図３に示すスイッチング周波数
ｆｓにおいて，三つの高調波成分があり，ｆｈ１＝０．
５ｋＨｚ，ｆｈ２＝１．５ｋＨｚ，ｆｈ３＝２．５ｋＨ
ｚ，のそれぞれに対応する高調波電流を，例えば一例と
して，ｉ５００＝１．２Ａ，ｉ１５００＝０．７Ａ，ｉ
２５００＝０．２Ａとした場合である。
ば，誘導電動機７に発生する電磁騒音の音圧レベルＬを
計算することができる。図３に示すスイッチング周波数
ｆｓにおいて，三つの高調波成分があり，ｆｈ１＝０．
５ｋＨｚ，ｆｈ２＝１．５ｋＨｚ，ｆｈ３＝２．５ｋＨ
ｚ，のそれぞれに対応する高調波電流を，例えば一例と
して，ｉ５００＝１．２Ａ，ｉ１５００＝０．７Ａ，ｉ
２５００＝０．２Ａとした場合である。
【００２８】番号ｊに対応する単一高調波電流Ｉｊと電
磁騒音の音圧レベルＬｊは第４の手段４に記憶されたテ
ーブルから得られ，図３に示したように，Ｉ５００＝１
０Ａ，Ｌ５００＝６３（ｄＢ），Ｉ１５００＝５Ａ，Ｌ
１５００＝７０（ｄＢ），Ｉ２５００＝２Ａ，Ｌ２５０
０＝７３（ｄＢ）となる。これらのデータを（４）式に
代入すれば，スイッチング周波数ｆｓに対応する誘導電
動機７の電磁騒音を計算することができる。
磁騒音の音圧レベルＬｊは第４の手段４に記憶されたテ
ーブルから得られ，図３に示したように，Ｉ５００＝１
０Ａ，Ｌ５００＝６３（ｄＢ），Ｉ１５００＝５Ａ，Ｌ
１５００＝７０（ｄＢ），Ｉ２５００＝２Ａ，Ｌ２５０
０＝７３（ｄＢ）となる。これらのデータを（４）式に
代入すれば，スイッチング周波数ｆｓに対応する誘導電
動機７の電磁騒音を計算することができる。
【００２９】図４は７．５ｋｗの誘導電動機をインバー
タで駆動する場合の例として，上述の方法で計算した各
スイッチング周波数における誘導電動機に発生する電磁
騒音の音圧レベルを示す特性図であり，同図に同じ条件
で実測した結果も示した。図４からも判るように、本発
明の予測方法においては，理論値と実測値とはほぼ同じ
特性を示している。
タで駆動する場合の例として，上述の方法で計算した各
スイッチング周波数における誘導電動機に発生する電磁
騒音の音圧レベルを示す特性図であり，同図に同じ条件
で実測した結果も示した。図４からも判るように、本発
明の予測方法においては，理論値と実測値とはほぼ同じ
特性を示している。
【００３０】低電磁騒音ＰＷＭ方法に関して，これらの
方法による低電磁騒音効果を評価するために，シミュレ
ーション手段を利用して，各ＰＷＭ方法により誘導電動
機に流れる高調波電流成分を計算した上で，上述の方法
と同様に各種ＰＷＭ方法により誘導電動機に発生する電
磁騒音の音圧レベルを予測することができる。また、イ
ンバータで誘導電動機を駆動し，ＶＶＶＦ運転の各状態
で誘導電動機に流れる高調波電流成分を計算した上で，
上述の方法と同様に誘導電動機に発生する電磁騒音の音
圧レベルを予測することができる。
方法による低電磁騒音効果を評価するために，シミュレ
ーション手段を利用して，各ＰＷＭ方法により誘導電動
機に流れる高調波電流成分を計算した上で，上述の方法
と同様に各種ＰＷＭ方法により誘導電動機に発生する電
磁騒音の音圧レベルを予測することができる。また、イ
ンバータで誘導電動機を駆動し，ＶＶＶＦ運転の各状態
で誘導電動機に流れる高調波電流成分を計算した上で，
上述の方法と同様に誘導電動機に発生する電磁騒音の音
圧レベルを予測することができる。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、誘
導電動機の電磁騒音―高調波電流特性テーブルを測定し
て，この特性テーブルを利用して実際の電磁騒音の測定
の代わりに，負荷電流の高調波分析によって実際に誘導
電動機に発生する電磁騒音の音圧レベルを予測すること
が出来る。また，シミュレーション手段を利用して，実
際に誘導電動機を回転させずに，各運転状態における負
荷電流高調波成分を計算することによって，誘導電動機
に発生する電磁騒音の音圧レベルを予測することが出来
る。更に，騒音環境の管理に関して，誘導電動機に発生
する電磁騒音の音圧レベルを予測でき，種々な低電磁音
ＰＷＭ制御法をも評価することが出来る。
導電動機の電磁騒音―高調波電流特性テーブルを測定し
て，この特性テーブルを利用して実際の電磁騒音の測定
の代わりに，負荷電流の高調波分析によって実際に誘導
電動機に発生する電磁騒音の音圧レベルを予測すること
が出来る。また，シミュレーション手段を利用して，実
際に誘導電動機を回転させずに，各運転状態における負
荷電流高調波成分を計算することによって，誘導電動機
に発生する電磁騒音の音圧レベルを予測することが出来
る。更に，騒音環境の管理に関して，誘導電動機に発生
する電磁騒音の音圧レベルを予測でき，種々な低電磁音
ＰＷＭ制御法をも評価することが出来る。
【図１】本発明の一実施例を示す機能ブロック図であ
る。
る。
【図２】図１の概略説明図である。
【図３】誘導電動機の電磁騒音−高調波電流特性曲線図
である。
である。
【図４】誘導電動機の電磁騒音として計算した例と実測
した例を示す比較図である。
した例を示す比較図である。
【図５】電圧形インバータの回路構成図である。
【図６】図５の波形図である。
１ 第１の手段 ２ 第２の手段 ３ 第３の手段 ４ 第４の手段 ５ 第５の手段 ６ 第６の手段 ７ 誘導電動機 ８ 直流電圧電源 ９ 直流リアクトル １０ コンデンサ １１ スイッチング素子 １２ スイッチング素子 １３ スイッチング素子 Ｉｊ 高調波電流成分 ｉｊ 高調波電流成分
Claims (1)
- 【請求項１】 電圧形インバータによる誘導電動機駆動
系において，正弦波電圧を発生する第１の手段と，単一
の高調波電圧を発生する第２の手段と，これら第１及び
第２手段の出力電圧を加え合わせる第３の手段と，これ
らの各手段を用いて前記誘導電動機に前記単一高調波成
分を含む電圧を印加し，このとき前記第２の手段の出力
周波数を変化させながら誘導電動機に発生する高調波電
流成分（Ｉｊ）（ｊは正の整数）と電磁騒音の音圧レベ
ル（Ｌｊ）を測定し，測定した結果を誘導電動機の電磁
騒音−高調波電流特性テーブルとして記憶する第４の手
段と，計算機のシミュレーションによりインバータで誘
導電動機を駆動するときの誘導電動機電流の高調波成分
を計算する第５の手段と，この第５の手段により計算し
た高調波電流成分（ｉ１，ｉ２，・・・，ｉｊ）と，こ
の高調波電流成分（ｉｊ）に対応する前記単一高調波電
流（Ｉｊ）と電磁騒音の音圧レベル（Ｌｊ）は前記第４
の手段に記憶されたテーブルから得られるデータ（ｉ
ｊ，Ｉｊ，Ｌｊ）から所定の演算式を用いて全高調波成
分について音圧レベルを合成することにより前記誘導電
動機に発生する電磁騒音の音圧レベルを予測する第６の
手段とを備え、負荷電流の高調波成分に対応して電磁騒
音−高調波電流特性テーブルから誘導電動機に発生する
電磁騒音を予測するようにしたことを特徴とするインバ
ータ・誘導電動機システムにおける電磁騒音の予測方
法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9095040A JPH10285991A (ja) | 1997-03-28 | 1997-03-28 | インバータ・誘導電動機システムにおける電磁騒音の 予測方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9095040A JPH10285991A (ja) | 1997-03-28 | 1997-03-28 | インバータ・誘導電動機システムにおける電磁騒音の 予測方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10285991A true JPH10285991A (ja) | 1998-10-23 |
Family
ID=14126969
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9095040A Pending JPH10285991A (ja) | 1997-03-28 | 1997-03-28 | インバータ・誘導電動機システムにおける電磁騒音の 予測方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10285991A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015211515A (ja) * | 2014-04-25 | 2015-11-24 | 株式会社デンソー | 電力変換器制御装置 |
-
1997
- 1997-03-28 JP JP9095040A patent/JPH10285991A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015211515A (ja) * | 2014-04-25 | 2015-11-24 | 株式会社デンソー | 電力変換器制御装置 |
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