JPH10284955A - Preamplifier for optical communication - Google Patents
Preamplifier for optical communicationInfo
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- JPH10284955A JPH10284955A JP9086923A JP8692397A JPH10284955A JP H10284955 A JPH10284955 A JP H10284955A JP 9086923 A JP9086923 A JP 9086923A JP 8692397 A JP8692397 A JP 8692397A JP H10284955 A JPH10284955 A JP H10284955A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、光通信用前置増幅
器に関し、特に、トランスインピーダンス型光通信用前
置増幅器に関する。The present invention relates to a preamplifier for optical communication, and more particularly to a transimpedance preamplifier for optical communication.
【０００２】[0002]
【従来の技術】光通信用の受信器は、ネットワークノー
ドインターフェースの世界標準であるＳＤＨ（新同期ハ
イラーキ：Synchronous Digital Hierachy）に対応し
た各種伝送装置び適用させる必要がある。そのため、こ
の光受信機の特性を左右する前置増幅器は低雑音でかつ
広ダイナミックレンジであることが要求される。このよ
うな従来の光通信用前置増幅器としては、例えば、特開
平５ー３０４４２２号公報に開示された技術がある。2. Description of the Related Art A receiver for optical communication needs to be applied to various transmission devices corresponding to SDH (Synchronous Digital Hierachy), which is a global standard for network node interfaces. Therefore, the preamplifier that affects the characteristics of the optical receiver is required to have low noise and a wide dynamic range. As such a conventional optical communication preamplifier, for example, there is a technique disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-304422.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】図７は、このような光
通信用前置増幅器の概略回路図である。光ファイバから
光入力を受けて電流に変換する受光素子ＰＤと、この電
流を入力に受ける増幅回路９１０と、この増幅回路９１
０の出力から入力に負帰還をかけるトランスインピーダ
ンス回路９２０と、増幅回路９１０の出力を受けてトラ
ンスインピーダンス回路内の電界効果トランジスタ（Ｆ
ＥＴ）のゲート制御するソースフォロア回路９５０とか
らなる。増幅回路９１０はソース接地型の増幅回路であ
り、ＦＥＴ９１１が駆動トランジスタであって、抵抗９
１３とこれと並列して接続されるＦＥＴ９１５との合成
等価抵抗の値が負荷となる。トランスインピーダンス回
路９２０は、抵抗９２１とＦＥＴ９２３の並列合成等価
抵抗の値を有する。ソースフォロア回路９５０は、ＦＥ
Ｔ９０１のソース側に直列して接続される抵抗９５３と
９５５との間から出力を取り出し、これをトランジスタ
インピーダンス回路９２０内のＦＥＴ９２３のゲートへ
接続する。FIG. 7 is a schematic circuit diagram of such a preamplifier for optical communication. A light receiving element PD that receives an optical input from an optical fiber and converts the current into an electric current, an amplifying circuit 910 that receives the current as an input,
0, a negative feedback from the output to the input, a transimpedance circuit 920, and a field effect transistor (F
ET) and a source follower circuit 950 for gate control. The amplifier circuit 910 is a common-source amplifier circuit, and the FET 911 is a driving transistor,
The value of the combined equivalent resistance of the FET 13 and the FET 915 connected in parallel thereto becomes a load. The transimpedance circuit 920 has a value of a parallel combined equivalent resistance of the resistor 921 and the FET 923. The source follower circuit 950 has the FE
An output is taken out between the resistors 953 and 955 connected in series to the source side of T901, and this is connected to the gate of the FET 923 in the transistor impedance circuit 920.
【０００４】このような前置増幅回路は、ＰＤに光が入
射すると光電電流が発生し、この電流を電圧変換して出
力する。ソースフォロア回路９５０は、入力パワーに応
じてトランスインピーダンス回路９２０のＦＥＴのゲー
ト電圧を変化させて、帰還抵抗値を変更することにより
信号強度に応じて変換利得を変えて、広ダイナミックレ
ンジを確保している。In such a preamplifier circuit, when light enters the PD, a photoelectric current is generated, and this current is converted into a voltage and output. The source follower circuit 950 changes the gate voltage of the FET of the transimpedance circuit 920 according to the input power, changes the feedback resistance value, changes the conversion gain according to the signal strength, and secures a wide dynamic range. ing.
【０００５】このような光通信用前置増幅器は、光ファ
イバの一端に結合された信号受信部において、光ファイ
バの他端に結合された信号送出部からの信号を受光素子
で電流に変換した後に、この電流を電圧に変換する電流
／電圧変換回路として使用されている。In such an optical communication preamplifier, a signal from a signal transmitting unit coupled to the other end of the optical fiber is converted into a current by a light receiving element in a signal receiving unit coupled to one end of the optical fiber. Later, it is used as a current / voltage conversion circuit for converting this current into a voltage.
【０００６】しかし、このような光通信用前置増幅器で
は、次のような不具合があった。However, such an optical communication preamplifier has the following disadvantages.
【０００７】光信号の送出側では、送出信号に基づいて
レーザダイオード電流を注入してレーザ光を発信させ、
この光をレンズを介して光ファイバへ送り出す。この
際、レーザ光は、レンズあるいは光ファイバの端面等で
反射する。この反射光がレーザダイオードに戻ると、こ
の戻り光を種にして信号がないにもかかわらずレーザ光
が出射され、この光もノイズ光として光ファイバへ送り
出される。このノイズ光の強度は大きくないが、受光部
では電流／電圧変換されて出力にも現れる。特に、従来
の光通信用前置増幅器では、信号が弱い時には高利得の
特性を有し、かつその利得特性の変化はデータ信号周波
数にも追随するものであったため、このノイズ光も強度
が弱いにもかかわらず高い増幅度で増幅されてしまい、
データ信号とみなされてしまっていた。On the transmitting side of the optical signal, a laser diode current is injected based on the transmitting signal to emit laser light,
This light is sent to an optical fiber via a lens. At this time, the laser light is reflected by a lens or an end face of an optical fiber. When the reflected light returns to the laser diode, the returned light is used as a seed to emit a laser beam even though there is no signal, and this light is also sent out to the optical fiber as noise light. Although the intensity of this noise light is not great, it is converted from current to voltage in the light receiving section and appears in the output. In particular, the conventional optical communication preamplifier has a high gain characteristic when the signal is weak, and the change in the gain characteristic follows the data signal frequency. Nevertheless, it is amplified with high amplification,
It was regarded as a data signal.
【０００８】また、トランスインピーダンス型の光通信
用前置増幅器では、入力信号を電圧変換した後の電圧値
に応じて帰還抵抗値を変化させるている。このため、大
振幅の信号が入力すると、増幅器の利得が小さくなり帯
域が高周波側にのびて位相余裕が十分でなくなり、つい
には正帰還がかかり発振してしまう。In a transimpedance type optical communication preamplifier, a feedback resistance value is changed in accordance with a voltage value of an input signal after voltage conversion. For this reason, when a signal with a large amplitude is input, the gain of the amplifier becomes small, the band extends to the high frequency side, and the phase margin becomes insufficient, and finally positive feedback is applied and oscillation occurs.
【０００９】従って、本発明の目的は、入力光パワーの
平均値に応じて電流電圧変換利得を変更できるようにし
て、信号と時間的規則性があるノイズを除去できるトラ
ンスインピーダンス型の光通信用前置増幅器を提供する
こと、また大信号が入力されたときでも発振を起こしに
くいトランスインピーダンス型の光通信用前置増幅器を
提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide a transimpedance type optical communication system capable of changing a current-to-voltage conversion gain in accordance with an average value of input light power and removing noise having a regularity with a signal. An object of the present invention is to provide a preamplifier, and to provide a transimpedance type optical communication preamplifier which does not easily oscillate even when a large signal is input.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】そこで、本発明は次のよ
うな構成とした。Therefore, the present invention has the following configuration.
【００１１】請求項１に記載の光通信用前置増幅器で
は、出力と、光入力を受けた受光素子の光電変換により
発生される光電電流を受ける入力と、入力にゲートが接
続される駆動用電界効果トランジスタを含むソース接地
型増幅部とを有する増幅回路、帰還抵抗と、帰還抵抗の
一端にドレインが結合され、且つ他端にソースが結合さ
れる帰還用電界効果トランジスタとを有し、増幅回路の
出力から入力に負帰還をかけるトランスインピーダンス
型の帰還回路、を有し、増幅回路の出力に光電電流に対
応する電圧波形を出力する電流／電圧変換回路と、電流
／電圧変換回路の出力の電圧波形から光入力パワーの平
均値を検出し、この平均値に応じた電圧を発生するパワ
ー検出回路と、電流／電圧変換回路の出力およびパワー
検出回路の出力に応じて、帰還用電界効果トランジスタ
のゲートを制御して、増幅回路の利得を変化させる帰還
制御回路と、を備える。According to a first aspect of the present invention, there is provided a preamplifier for optical communication, comprising: an output; an input receiving a photoelectric current generated by photoelectric conversion of a light receiving element receiving an optical input; An amplifier circuit having a grounded source type amplifier including a field effect transistor, a feedback resistor, and a feedback field effect transistor having a drain coupled to one end of the feedback resistor and a source coupled to the other end; A current / voltage conversion circuit having a transimpedance type feedback circuit for applying a negative feedback from an output of the circuit to an input, outputting a voltage waveform corresponding to a photoelectric current to an output of the amplification circuit, and an output of the current / voltage conversion circuit An average value of the optical input power is detected from the voltage waveform of the power detection circuit, and a power detection circuit for generating a voltage corresponding to the average value, and an output of the current / voltage conversion circuit and an output of the power detection circuit. Te, and controls the gate of the feedback field effect transistor, and a feedback control circuit for changing the gain of the amplifier circuit.
【００１２】このように、パワー検出回路では、電流／
電圧変換回路の出力の電圧波形から光入力パワーの平均
値、つまり電圧波形の時間的な積分値を検出するので、
本来の信号と時間的規則性をもって入力光に含まれる低
パワーノイズは平均化されて平均値にほとんど寄与しな
くなる。このため、この平均値に応じた電圧として本来
の信号に応じた電圧が発生される。更に、この電圧およ
び電流／電圧変換回路の出力電圧によって、帰還制御回
路の帰還用電界効果トランジスタのゲートを制御するの
で、入力光パワーに応じて等価帰還抵抗値を変更し広い
ダイナミックレンジを確保できる。一方、信号の入力パ
ワーが増加あるいは減少すると、光入力パワーの平均値
もそれに応じて増加し、あるいは減少するので、光入力
パワーに応じて等価帰還抵抗値を変化させることができ
る。請求項２に記載の光通信用前置増幅器では、増幅回
路は、ソース接地増幅部の後段に配置されるソースフォ
ロア部を更に有するようにしてもよい。As described above, in the power detection circuit, the current /
Since the average value of the optical input power, that is, the temporal integration value of the voltage waveform is detected from the voltage waveform of the output of the voltage conversion circuit,
The low power noise contained in the input light with the regularity of the original signal and the temporal regularity hardly contributes to the average value. Therefore, a voltage corresponding to the original signal is generated as a voltage corresponding to the average value. Further, since the gate of the feedback field effect transistor of the feedback control circuit is controlled by the voltage and the output voltage of the current / voltage conversion circuit, a wide dynamic range can be secured by changing the equivalent feedback resistance value according to the input optical power. . On the other hand, when the input power of the signal increases or decreases, the average value of the optical input power increases or decreases accordingly, so that the equivalent feedback resistance value can be changed according to the optical input power. In the preamplifier for optical communication according to the second aspect, the amplifier circuit may further include a source follower unit disposed after the common source amplifier.
【００１３】このように、ソース接地増幅部の後段にソ
ースフォロア部を設ければ、このソースフォロア段もソ
ース接地増幅部の出力と同相で変化し、また出力インピ
ーダンスも低くできる。したがって、ソースフォロア部
の出力を増幅器の出力をすることができる。As described above, if the source follower section is provided after the common-source amplifier section, the source-follower section also changes in phase with the output of the common-source amplifier section, and the output impedance can be reduced. Therefore, the output of the source follower can be output from the amplifier.
【００１４】請求項３に記載の光通信用前置増幅器で
は、帰還制御回路は、増幅回路の出力をゲートに受ける
第１の電界効果トランジスタと、パワー検出回路の出力
をゲートに受ける第２の電界効果トランジスタと、第１
の電界効果トランジスタのソースおよび第２の電界効果
トランジスタのドレイン間に配置される抵抗と、を備え
るソースフォロア回路であって、抵抗と第２の電界効果
トランジスタのドレインとの間から出力を引き出し、こ
の出力により帰還用電界効果トランジスタのゲートを制
御するようにしてもよい。According to a third aspect of the present invention, in the preamplifier for optical communication, the feedback control circuit includes a first field-effect transistor receiving an output of the amplifier circuit at a gate, and a second field-effect transistor receiving a gate of an output of the power detection circuit. A field effect transistor and a first
And a resistor disposed between the source of the field-effect transistor and the drain of the second field-effect transistor, wherein an output is drawn from between the resistor and the drain of the second field-effect transistor; The output may control the gate of the feedback field effect transistor.
【００１５】このように、第２の電界効果トランジスタ
のゲートにパワー検出回路の出力を接続すると、信号強
度が負の方向に大きくなるにつれ、その平均値電位が低
下する。すなわち、第２の電界効果トランジスタのゲー
ト電圧が低下し、この電界効果トランジスタで決定され
る電流値が小さくなる。したがって、第２の電界効果ト
ランジスタのドレインに接続される抵抗での電圧降下量
が小さくなり、帰還制御回路の入出力電位差が小さくな
る。この入出力電位差はすなわち、帰還用電界効果トラ
ンジスタのゲート・ソース間電圧であるので、信号強度
が大きくなるとこの帰還用電界効果トランジスタのドレ
イン・ソース間抵抗が小さくなり、等価トランスインピ
ーダンスを低下させることが可能となる。As described above, when the output of the power detection circuit is connected to the gate of the second field-effect transistor, as the signal strength increases in the negative direction, the average potential decreases. That is, the gate voltage of the second field-effect transistor decreases, and the current value determined by this field-effect transistor decreases. Therefore, the amount of voltage drop at the resistor connected to the drain of the second field effect transistor is reduced, and the input / output potential difference of the feedback control circuit is reduced. Since this input / output potential difference is the gate-source voltage of the feedback field-effect transistor, when the signal strength increases, the drain-source resistance of the feedback field-effect transistor decreases and the equivalent transimpedance decreases. Becomes possible.
【００１６】請求項４に記載の光通信用前置増幅器で
は、出力と、光入力を受けた受光素子の光電変換により
発生される光電電流を受ける入力と、入力にゲートが接
続される駆動用電界効果トランジスタを含むソース接地
型増幅部とを有する増幅回路、帰還抵抗と、帰還抵抗の
一端にドレインが結合され、且つ他端にソースが結合さ
れる帰還用電界効果トランジスタとを有し、増幅回路の
出力から入力に負帰還をかけるトランスインピーダンス
型の帰還回路、を有し、増幅回路の出力に光電電流に対
応する電圧波形を出力する電流／電圧変換回路と、電流
／電圧変換回路の出力に応じて帰還用電界効果トランジ
スタのゲートを制御し、電流／電圧変換回路の利得を変
化させる帰還制御回路と、を備える光通信用前置増幅器
であって、増幅回路は、駆動用電界効果トランジスタと
負荷との間に直列して結合されるゲート接地された負荷
用電界効果トランジスタと、この負荷用電界効果トラン
ジスタのゲートに接続される抵抗体と、抵抗体の負荷用
電界効果トランジスタのゲート側にあるキャパシタと、
を有する。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a preamplifier for optical communication, comprising: an output; an input for receiving a photoelectric current generated by photoelectric conversion of a light receiving element receiving the optical input; An amplifier circuit having a grounded source type amplifier including a field effect transistor, a feedback resistor, and a feedback field effect transistor having a drain coupled to one end of the feedback resistor and a source coupled to the other end; A current / voltage conversion circuit having a transimpedance type feedback circuit for applying a negative feedback from an output of the circuit to an input, outputting a voltage waveform corresponding to a photoelectric current to an output of the amplification circuit, and an output of the current / voltage conversion circuit A feedback control circuit that controls the gate of the feedback field-effect transistor in accordance with the feedback control, and changes the gain of the current / voltage conversion circuit. A grounded load field effect transistor coupled in series between a driving field effect transistor and a load, a resistor connected to the gate of the load field effect transistor, and a load for the resistor. A capacitor on the gate side of the field effect transistor;
Having.
【００１７】このように、増幅回路において、駆動用電
界効果トランジスタの負荷との間に直列して結合される
負荷用電界効果トランジスタを設けて、この電界効果ト
ランジスタのゲートとバイアス源との間に抵抗体を接続
すると共に、このゲート側にキャパシタンスがあるよう
にした。このため、光入力が大きくなりトランスインピ
ーダンス回路の等価帰還抵抗が小さくなること等により
変換利得が小さくなっても、抵抗体とキャパシタンスに
より規定される時定数に応じて電流／電圧変換回路の帯
域が抑えられるので、従来に比べて高周波側で帯域が抑
えられる。As described above, in the amplifier circuit, the load field-effect transistor is provided in series with the load of the driving field-effect transistor, and is provided between the gate of the field-effect transistor and the bias source. A resistor was connected, and a capacitance was provided on the gate side. Therefore, even if the conversion gain is reduced due to the increase of the optical input and the reduction of the equivalent feedback resistance of the transimpedance circuit, the bandwidth of the current / voltage conversion circuit is determined according to the time constant defined by the resistor and the capacitance. As a result, the band can be suppressed on the high frequency side as compared with the related art.
【００１８】請求項５に記載の光通信用前置増幅器で
は、キャパシタは、負荷用電界効果トランジスタのゲー
ト入力キャパシタンスで兼用されるようにしてもよい。In the optical communication preamplifier according to the fifth aspect, the capacitor may also be used as the gate input capacitance of the load field effect transistor.
【００１９】このように、キャパシタをゲートの入力キ
ャパシタンスで兼用できれば、キャパシタを削減でき
る。As described above, if the capacitor can be used also as the input capacitance of the gate, the number of capacitors can be reduced.
【００２０】請求項６に記載の光通信用前置増幅器で
は、増幅回路は、駆動用電界効果トランジスタと負荷と
の間に直列して結合されるゲート接地された負荷用電界
効果トランジスタと、この負荷用電界効果トランジスタ
のゲートに接続される抵抗体と、負荷用電界効果トラン
ジスタのゲート側にあるキャパシタと、を有するように
してもよい。In the pre-amplifier for optical communication according to the present invention, the amplifier circuit includes a grounded load field-effect transistor coupled in series between the driving field-effect transistor and the load. A resistor connected to the gate of the load field-effect transistor and a capacitor on the gate side of the load field-effect transistor may be provided.
【００２１】このように、パワー検出回路の電圧および
電流／電圧変換回路の出力電圧によって、帰還制御回路
の帰還用電界効果トランジスタのゲートを制御するの
で、入力光パワーに応じて等価帰還抵抗値を変更し広い
ダイナミックレンジを確保できると共に、入力光に含ま
れる低パワーノイズの電圧変換は抑えられる。一方、信
号の入力パワーが増加あるいは減少すると、光入力パワ
ーの平均値もそれに応じて増加し、あるいは減少するの
で、光入力パワーに応じて等価帰還抵抗値を変化させる
ことができる。加えて、増幅回路において、駆動用電界
効果トランジスタの負荷との間に直列して結合される負
荷用電界効果トランジスタを設けて、この電界効果トラ
ンジスタのゲートとバイアス源との間に抵抗体を接続す
ると共に、このゲート側にキャパシタがあるようにし
た。このため、光入力が大きくなりトランスインピーダ
ンス回路の等価帰還抵抗が小さくなっても、抵抗体とキ
ャパシタにより規定される時定数に応じて電流／電圧変
換回路の帯域が抑えられるので、従来に比べて高周波側
で帯域が抑えられる。As described above, since the gate of the feedback field effect transistor of the feedback control circuit is controlled by the voltage of the power detection circuit and the output voltage of the current / voltage conversion circuit, the equivalent feedback resistance value is changed according to the input optical power. The dynamic range can be changed to secure a wide dynamic range, and the voltage conversion of low power noise included in the input light can be suppressed. On the other hand, when the input power of the signal increases or decreases, the average value of the optical input power increases or decreases accordingly, so that the equivalent feedback resistance value can be changed according to the optical input power. In addition, in the amplifier circuit, a load field effect transistor is provided in series with the load of the driving field effect transistor, and a resistor is connected between the gate of the field effect transistor and a bias source. At the same time, a capacitor was provided on the gate side. For this reason, even if the optical input increases and the equivalent feedback resistance of the transimpedance circuit decreases, the bandwidth of the current / voltage conversion circuit can be suppressed according to the time constant defined by the resistor and the capacitor. The band is suppressed on the high frequency side.
【００２２】請求項７に記載の光通信用前置増幅器で
は、キャパシタは、負荷用電界効果トランジスタのゲー
ト入力キャパシタンスで兼用されるようにしてもよい。In the preamplifier for optical communication according to the present invention, the capacitor may also be used as the gate input capacitance of the load field effect transistor.
【００２３】このように、キャパシタをゲートの入力キ
ャパシタで兼用できればキャパシタを削減できる。As described above, if the capacitor can be used also as the input capacitor of the gate, the number of capacitors can be reduced.
【００２４】[0024]
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しながら本
発明を説明する。また、同一の部分には同一の符号を付
して、重複する説明は省略する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. In addition, the same portions are denoted by the same reference numerals, and overlapping description will be omitted.
【００２５】以下の実施例においては、ＧａＡｓ半導体
層上に形成されるｎチャネル型ショットキ電界効果トラ
ンジスタを使用して回路を構成する場合について説明す
る。In the following embodiments, a case will be described in which a circuit is formed using an n-channel Schottky field effect transistor formed on a GaAs semiconductor layer.
【００２６】（第１の実施の形態）図１は、本発明の光
通信用前置増幅器の第１の実施の形態の構成図である。
なお、このような光通信用前置増幅器は、ＳＤＨ規格に
基づいて使用される場合は、１５６Ｍｂｐｓ、６２２Ｍ
ｂｐｓ等のレートのデータ信号を受ける。(First Embodiment) FIG. 1 is a block diagram of a first embodiment of an optical communication preamplifier according to the present invention.
When such an optical communication preamplifier is used based on the SDH standard, the preamplifier is 156 Mbps, 622 Mbps.
A data signal of a rate such as bps is received.
【００２７】光通信用前置増幅器は、受光素子の光電変
換により発生される光電電流を入力に受けて、この電流
の応じた電圧を出力する電流／電圧変換回路１０と、パ
ワー検出回路４００と、帰還制御回路５００とを備え
る。The optical communication preamplifier receives a photoelectric current generated by photoelectric conversion of a light receiving element at an input, and outputs a voltage corresponding to the current, a current / voltage conversion circuit 10, a power detection circuit 400, , A feedback control circuit 500.
【００２８】電流／電圧変換回路１０は、入力が変換回
路１０の入力に接続され、且つ出力が変換回路１０の出
力に接続されるソース接地型増幅器１００と、増幅器１
００の出力から入力に負帰還をかけるトランスインピー
ダンス型の帰還回路２００とを備える。なお、増幅回路
１００は後段に配置されるソースフォロア部を更に備え
て、この出力を変換回路１０の出力としてもよい。ソー
スフォロア部の出力は増幅器１００の出力と同相である
からである。また、増幅回路の出力レベルを変換できる
と共に、出力インピーダンスを下げることができる。The current / voltage conversion circuit 10 has a common-source amplifier 100 whose input is connected to the input of the conversion circuit 10 and whose output is connected to the output of the conversion circuit 10,
And a transimpedance type feedback circuit 200 for applying a negative feedback from the output of 00 to the input. Note that the amplifier circuit 100 may further include a source follower unit disposed at a subsequent stage, and this output may be used as the output of the conversion circuit 10. This is because the output of the source follower unit is in phase with the output of the amplifier 100. Further, the output level of the amplifier circuit can be converted, and the output impedance can be reduced.
【００２９】トランスインピーダンス型の帰還回路２０
０は、抵抗２１と、この抵抗に並列して接続される電界
効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す）２３とを備
え、抵抗２１およびＦＥＴ２３の合成抵抗により等価帰
還抵抗を構成する。なお、この等価帰還抵抗はＦＥＴ２
３のゲートにより変化させることができる。Transimpedance type feedback circuit 20
Numeral 0 includes a resistor 21 and a field-effect transistor (hereinafter referred to as FET) 23 connected in parallel with the resistor, and a combined resistance of the resistor 21 and the FET 23 constitutes an equivalent feedback resistor. Note that this equivalent feedback resistance is equivalent to FET2
It can be changed by three gates.
【００３０】パワー検出回路４００は、電流／電圧変換
回路１０の出力を受けて、この電圧波形から光入力パワ
ーの平均値を検出し、この平均値に応じた電圧を発生す
る積分回路であり、このため積分の時定数を決める抵抗
とキャパシタンスを内部に有する。ここでは電圧電流／
電圧変換回路の出力電圧波形の時間的な積分値を検出す
るので、入力光に含まれる低パワーノイズはこの平均値
のほとんど寄与しなくなる。The power detection circuit 400 is an integration circuit that receives an output of the current / voltage conversion circuit 10, detects an average value of the optical input power from the voltage waveform, and generates a voltage corresponding to the average value. Therefore, a resistor and a capacitance that determine the time constant of integration are provided inside. Here, voltage / current /
Since the temporal integration value of the output voltage waveform of the voltage conversion circuit is detected, low power noise included in the input light hardly contributes to this average value.
【００３１】帰還制御回路５００は、電流／電圧変換回
路１０の出力およびパワー検出回路４００の出力に応じ
て、帰還用電界効果トランジスタのゲートを制御して、
電流／電圧変換回路１０のトランスインピーダンスを変
化させる。パワー検出回路４００は電流／電圧変換回路
１０の出力が負の方向に大きくなると、その積分値であ
る出力は直流的に低下する。このパワー検出回路４００
の出力が、帰還制御回路５００の接地側にあるＦＥＴ５
１のゲートへ入力される。このＦＥＴ５１は電流源ＦＥ
Ｔとして機能する回路構成となっているため、そのゲー
ト入力が小さくなると流れる電流が小さくなる。このた
め、このＦＥＴ５１のドレイン側に接続されている抵抗
による電圧降下量は減少し、帰還制御回路５００の出力
電位は上昇する。帰還回路２００のＦＥＴ２３のゲート
にはこの帰還制御回路５００の出力が、またＦＥＴ２３
のソースは帰還制御回路５００の入力（電流／電圧変換
回路１０の出力）が接続されているので、電流／電圧変
換回路１０の出力が大きくなって、パワー検出回路４０
０の出力が低下すると、帰還制御回路５００の入出力差
が小さくなる。これはすなわち、帰還用ＦＥＴ２３のゲ
ート・ソース間電位が正の方向に変化することに他なら
ず、帰還用ＦＥＴ２３のドレイン電流を増大させる。す
なわち、トランスインピーダンスを低下させることにな
る。The feedback control circuit 500 controls the gate of the feedback field effect transistor according to the output of the current / voltage conversion circuit 10 and the output of the power detection circuit 400,
The transimpedance of the current / voltage conversion circuit 10 is changed. In the power detection circuit 400, when the output of the current / voltage conversion circuit 10 increases in the negative direction, the output, which is the integrated value, decreases in a DC manner. This power detection circuit 400
Is output from the FET 5 on the ground side of the feedback control circuit 500.
1 is input to the gate. This FET 51 is a current source FE
Since the circuit configuration functions as T, the smaller the gate input is, the smaller the flowing current is. Therefore, the amount of voltage drop due to the resistance connected to the drain side of the FET 51 decreases, and the output potential of the feedback control circuit 500 increases. The output of the feedback control circuit 500 is supplied to the gate of the FET 23 of the feedback circuit 200.
Is connected to the input of the feedback control circuit 500 (the output of the current / voltage conversion circuit 10), the output of the current / voltage conversion circuit 10 increases, and the power detection circuit 40
When the output of “0” decreases, the input / output difference of the feedback control circuit 500 decreases. This means that the potential between the gate and the source of the feedback FET 23 changes in the positive direction, and the drain current of the feedback FET 23 increases. That is, the transimpedance is reduced.
【００３２】以上詳細に説明したように、パワー検出回
路４００を設けると、電流／電圧変換回路の出力の電圧
波形から光入力パワーの平均値、つまり電圧波形の時間
的な積分値を検出するので、入力光に含まれる低パワー
ノイズは平均化されて平均値のほとんど寄与しなくな
る。パワー検出回路４００からは、この平均値に応じた
電圧として本来の信号に応じた電圧が発生される。加え
て、この電圧および電流／電圧変換回路の出力電圧によ
って、帰還制御回路の帰還用電界効果トランジスタのゲ
ートを制御するので、入力光パワーに応じて等価帰還抵
抗値を変更し広いダイナミックレンジを確保できると共
に、入力光に含まれる低パワーノイズの電圧変換は抑え
られる。一方、信号の入力パワーが増加あるいは減少す
ると、光入力パワーの平均値もそれに応じて増加し、あ
るいは減少するので、光入力パワーに応じて等価帰還抵
抗値を変化させることができる。したがって、広ダイナ
ミックレンジを維持しつつ、送出信号と時間的規則性を
持つノイズを除去できる。As described in detail above, when the power detection circuit 400 is provided, the average value of the optical input power, that is, the temporal integrated value of the voltage waveform is detected from the voltage waveform of the output of the current / voltage conversion circuit. In addition, the low power noise included in the input light is averaged and hardly contributes to the average value. From the power detection circuit 400, a voltage corresponding to the original signal is generated as a voltage corresponding to the average value. In addition, since the gate of the feedback field effect transistor of the feedback control circuit is controlled by this voltage and the output voltage of the current / voltage conversion circuit, the equivalent feedback resistance is changed according to the input optical power to secure a wide dynamic range. In addition, the voltage conversion of low power noise included in the input light can be suppressed. On the other hand, when the input power of the signal increases or decreases, the average value of the optical input power increases or decreases accordingly, so that the equivalent feedback resistance value can be changed according to the optical input power. Therefore, while maintaining a wide dynamic range, it is possible to remove noise having a temporal regularity with the transmission signal.
【００３３】なお、本光通信用前置増幅器を構成するも
のではないが、受光素子ＰＤは光入力ＰINを受光し光電
変換により電流に変換するＰＩＮフォトダイオードであ
る。It should be noted, although not constitute the present optical communication preamplifier, the light receiving element PD is a PIN photodiode which converts the current by the photoelectric conversion receives light input P IN.
【００３４】（第２の実施の形態）図２は、本発明の光
通信用前置増幅器の第２の実施の形態の回路図である。
図２において使用されているＦＥＴはデプリーション型
ＦＥＴであり、Ａｘｘ、Ｂｘｘ（ｘｘは２桁の数字）で
示されるＡ、Ｂは異なるしきい値を有することを示して
いる。また、ダイオードはショットキ接合ダイオードで
ある。(Second Embodiment) FIG. 2 is a circuit diagram of a preamplifier for optical communication according to a second embodiment of the present invention.
The FET used in FIG. 2 is a depletion-type FET, and Axx and Bxx (xx is a two-digit number) indicate that A and B have different threshold values. Further, the diode is a Schottky junction diode.
【００３５】光通信用前置増幅器１は、ソース接地型増
幅部１００と、トランスインピーダンス型の帰還回路２
００と、パワー検出回路４００のためのソースフォロア
部３００と、パワー検出回路４００と、帰還制御回路５
００と、出力用のソースフォロア部６００と、バイアス
回路７００とを備える。また、ソース接地型増幅部１０
０と出力用のソースフォロア部６００とは、受光素子の
光電変換により発生される光電電流を受ける入力と、入
力にゲートが接続される駆動用電界効果トランジスタと
を有するソース接地型増幅部１００を有する増幅回路を
構成する。更に、増幅回路１００、３００とトランスイ
ンピーダンス型の帰還回路２００とは、電流／電圧変換
回路を構成して、増幅回路の出力に入力電流に対応する
電圧波形を出力する。The preamplifier 1 for optical communication comprises a source grounded amplifier 100 and a transimpedance feedback circuit 2.
00, the source follower unit 300 for the power detection circuit 400, the power detection circuit 400, and the feedback control circuit 5
00, an output source follower unit 600, and a bias circuit 700. Also, the common-source amplifier 10
0 and an output source follower unit 600 are connected to a common-source amplifier 100 having an input for receiving a photoelectric current generated by photoelectric conversion of a light receiving element and a driving field-effect transistor having a gate connected to the input. Having an amplifier circuit. Furthermore, the amplifier circuits 100 and 300 and the transimpedance type feedback circuit 200 constitute a current / voltage conversion circuit, and output a voltage waveform corresponding to an input current to an output of the amplifier circuit.
【００３６】ソース接地型増幅部１００は、入力に接続
されるゲートを有する駆動用ＦＥＴＱ１０１と、そのソ
ース側にはレベル調整用のダイオードＤ１０１、Ｄ１０
３、Ｄ１０５が順方向に直列して接続される。また、ド
レイン側には高電位側電源ＶDD側から、抵抗Ｒ１０１
と、ゲートがＱ１０１のソースに接続されるゲート接地
の利得調整用ＦＥＴＱ１０３とにより構成される負荷が
接続されると共に、ダイオードＤ１０７とゲートが自身
のソースに接続されたＦＥＴＱ１０５とから構成される
Ｑ１０１のドレインバイアス電流を流す電流源を備え
る。そして、Ｑ１０３のドレイン側から出力が引き出さ
れる。The source-grounded amplifier 100 includes a driving FET Q101 having a gate connected to the input, and level adjusting diodes D101 and D10 on its source side.
3. D105 is connected in series in the forward direction. On the drain side, a resistor R101 is connected from the high potential side power supply VDD side.
And a load composed of a common-gate gain adjustment FET Q103 whose gate is connected to the source of Q101, and a load of Q101 composed of a diode D107 and an FET Q105 whose gate is connected to its own source. A current source for flowing a drain bias current is provided. Then, an output is drawn from the drain side of Q103.
【００３７】出力用のソースフォロア部６００とは、ゲ
ートにフソースフォロア部３００の出力を受けるＦＥＴ
Ｑ６０１のソース側に、ダイオードＤ６０１およびＤ６
０３を介して、電流源となるＱ６０３が接続されてい
る。The output source follower unit 600 is an FET which receives the output of the source follower unit 300 at the gate.
Diodes D601 and D6 are connected to the source side of Q601.
03 is connected to a current source Q603.
【００３８】トランスインピーダンス型の帰還回路２０
０は、抵抗Ｒ２０１とＲ２０１の一端にソース、および
Ｒ２０１の他端にドレインがそれぞれ接続されるＦＥＴ
Ｑ２０１とからなり、これらは並列に接続され、増幅回
路１００、６００の出力から入力に負帰還をかける。Transimpedance type feedback circuit 20
0 is an FET in which the source is connected to one end of the resistors R201 and R201, and the drain is connected to the other end of R201, respectively.
Q201, which are connected in parallel and apply negative feedback from the outputs of the amplifier circuits 100 and 600 to the inputs.
【００３９】ソースフォロア部３００は、ゲートに増幅
部１００の出力を受けるＱ３０１のソース側に、ダイオ
ードＤ３０１およびＤ３０３を介して、電流源となるＦ
ＥＴＱ３０３が接続されている。The source follower unit 300 is connected to the source of Q301 which receives the output of the amplifying unit 100 at the gate, via the diodes D301 and D303, the current source F
The ETQ 303 is connected.
【００４０】バイアス回路７００は、ソースとゲートが
接続された電流源ＦＥＴＱ７０１のソース側にレベル発
生用のダイオードＤ７０１、Ｄ７０３、Ｄ７０５、Ｄ７
０７およびＤ７０９が直列して順方向に接続され、Ｄ７
０５のアノードに定電圧１およびＤ７０１のアノードに
定電圧２を発生させる。また、Ｄ７０５のアノードと接
地電位の間には抵抗Ｒ７０１とＲ７０３とが直列接続さ
れ、これらの抵抗間に定電圧３を発生させている。定電
圧２をゲートに受けるＦＥＴＱ７０３と定電圧１をゲー
トに受けるＦＥＴＱ７０５とは直列して接続され、更に
Ｑ７０３のソース側に直列して順方向に接続されるレベ
ル設定用のダイオードＤ７１１、Ｄ７１３およびＤ７１
５とから構成され、Ｑ７０１のソース側を出力としてパ
ワー検出回路４００に電流を供給している。このため、
パワー検出回路４００で生ずる電流変化に対しても出力
電圧の変化を小さくできる。なお、この出力電圧（バイ
アス値１という）は、定電圧２の電圧値、Ｑ７０３のし
きい値および電流源Ｑ７０５の電流値によって決定され
る。The bias circuit 700 includes level generating diodes D701, D703, D705, D7 on the source side of a current source FET Q701 whose source and gate are connected.
07 and D709 are connected in series in the forward direction.
A constant voltage 1 is generated at the anode of D05 and a constant voltage 2 is generated at the anode of D701. Further, resistors R701 and R703 are connected in series between the anode of D705 and the ground potential, and a constant voltage 3 is generated between these resistors. The FET Q703 receiving the constant voltage 2 at the gate and the FET Q705 receiving the constant voltage 1 at the gate are connected in series, and further, diodes D711, D713 and D71 for level setting, which are connected in series with the source side of the Q703 in the forward direction.
5, and supplies a current to the power detection circuit 400 using the source side of Q701 as an output. For this reason,
A change in the output voltage can be reduced even with respect to a change in current generated in the power detection circuit 400. This output voltage (referred to as bias value 1) is determined by the voltage value of constant voltage 2, the threshold value of Q703, and the current value of current source Q705.
【００４１】パワー検出回路４００は、バイアス回路７
００の出力を供給電源としている。バイアス値１を抵抗
Ｒ４０１とＲ４０３で抵抗分割してＦＥＴＱ４０１のゲ
ートへ与え、Ｑ４０１のソース側にはＲ４０７が接続さ
れると共に、ドレイン側にはＲ４０５が接続される。Ｑ
４０１のソース側（Ｒ４０７側）にソースフォロア部３
００の出力を接続し、Ｑ４０１のドレイン側（Ｒ４０５
側）には直列接続されたレベル変換用ダイオードＤ４０
１、Ｄ４０３およびＤ４０５を介して抵抗Ｒ４０９の一
端およびキャパシタＣ４０１の一端（以下、時定数ノー
ドという）に接続される。抵抗の他端およびキャパシタ
の他端は、共に接地電位に接続される。帰還制御回路５
００には、時定数ノードから更にダイオードＤ４０７と
Ｒ４１１によりレベルシフトした分レベルを下げて出力
される。なお、ショットキ接合ダイオードＤ４０９、Ｄ
４１１および抵抗Ｒ４１３は静電保護回路である。The power detection circuit 400 includes a bias circuit 7
The output of 00 is a power supply. The bias value 1 is divided by the resistors R401 and R403 and applied to the gate of the FET Q401. The source of Q401 is connected to R407, and the drain is connected to R405. Q
Source follower unit 3 on the source side (R407 side) of 401
00 is connected to the drain side of Q401 (R405
Side), a level conversion diode D40 connected in series
1, and one end of a resistor R409 and one end of a capacitor C401 (hereinafter, referred to as a time constant node) via D403 and D405. The other end of the resistor and the other end of the capacitor are both connected to the ground potential. Feedback control circuit 5
At 00, the level is further lowered from the time constant node by the level shifted by the diodes D407 and R411 and output. Note that Schottky junction diodes D409, D409
411 and the resistor R413 are an electrostatic protection circuit.
【００４２】Ｒ４０９はＦＥＴと同一半導体層上に形成
される。例えば、イオン注入抵抗を使用できるが、これ
に限られない。本実施例ではＣ４０１は外付けとした。
このようにすると、同一半導体基板上に大きなキャパシ
タを形成しなくてよいのでチップ面積を低減できる。ま
た、Ｃ４０１を同一半導体基板上に形成すれば、外付け
部品を低減できる。R409 is formed on the same semiconductor layer as the FET. For example, an ion implantation resistor can be used, but is not limited to this. In this embodiment, C401 is externally attached.
In this case, since a large capacitor does not need to be formed on the same semiconductor substrate, the chip area can be reduced. Further, if C401 is formed on the same semiconductor substrate, external components can be reduced.
【００４３】検出回路４００の動作について説明する。
ソースフォロア部３００の出力に信号電圧が発生する
と、Ｑ４０１、Ｄ４０１、Ｄ４０３およびＤ４０５を介
してＣ４０１が信号電圧に応じた電圧で充電される。こ
の充電が時定数に比べて十分短い時間間隔で行われる
と、時定数ノードはそれに応じた電圧値になる。一方、
信号と時間的規則性を持つ低パワーノイズは、時定数ノ
ードを変化させる程十分なパワーがないので、平均化さ
れて時定数ノードの電圧値に実質的な変化を与えない。The operation of the detection circuit 400 will be described.
When a signal voltage is generated at the output of the source follower unit 300, C401 is charged with a voltage corresponding to the signal voltage via Q401, D401, D403, and D405. When this charging is performed at a time interval sufficiently shorter than the time constant, the time constant node has a voltage value corresponding to the time constant. on the other hand,
Since the low power noise having the signal and the time regularity does not have enough power to change the time constant node, it is averaged and does not substantially change the voltage value of the time constant node.
【００４４】検出回路４００において、平均あるいは積
分の時定数を決定しているのは時定数ノードに接続され
ている抵抗Ｒ４０９とキャパシタＣ４０１である。図２
の例では、抵抗値は１０［ｋΩ］、キャパシタ値は１０
０［ｐＦ］であり、ＳＤＨ規格に好適な値となってい
る。この時定数は１．０×１０ー6［ｓｅｃ］であるの
で、パワー検出回路の出力は数［μｓｅｃ］程度時間で
起こる電圧の変化には追従して変化する。これよりも短
い電圧波形にはパワー検出回路の出力電圧は追従しな
い。したがって、低パワーノイズは平均されて消えてし
まう。なお、ＳＤＨ規格に好ましい時定数の範囲は、
０．５［μｓｅｃ］〜数［ｍｓｅｃ］である。In the detection circuit 400, it is the resistor R409 and the capacitor C401 connected to the time constant node that determine the average or integration time constant. FIG.
In the example, the resistance value is 10 [kΩ] and the capacitor value is 10 [kΩ].
0 [pF], which is a value suitable for the SDH standard. Since this time constant is 1.0 × 10 −6 [sec], the output of the power detection circuit changes following the voltage change occurring in a time of about several [μsec]. The output voltage of the power detection circuit does not follow a shorter voltage waveform. Therefore, the low power noise is averaged out. The range of the preferred time constant for the SDH standard is
It is 0.5 [μsec] to several [msec].
【００４５】帰還制御回路５００は、増幅回路１００の
出力をゲートに受けるＦＥＴＱ５０１と、パワー検出回
路４００の出力をゲートに受け、電流源となるＦＥＴＱ
５０２と、ＦＥＴＱ５０１のソースおよびＦＥＴＱ５０
２のドレイン間に配置される抵抗Ｒ５０１と、ＦＥＴＱ
５０２と接地電位との間に抵抗Ｒ５０２とを備えるソー
スフォロア回路である。抵抗Ｒ５０１とＦＥＴＱ５０２
のドレインとの間から出力を引き出し、出力によりＦＥ
ＴＱ２０１のゲートを制御する。このソースフォロア段
５００のレベルシフトには抵抗を使用しているので、本
回路の出力は検出回路４００の出力が大きくなるほど高
い側へシフトするため等価帰還抵抗値は小さくなり、ま
た検出回路４００の出力が小さくなるほど低い側へシフ
トするため等価帰還抵抗値は大きくなる。The feedback control circuit 500 includes an FET Q501 that receives the output of the amplifier circuit 100 at its gate and an FET Q501 that receives the output of the power detection circuit 400 at the gate and serves as a current source.
502, the source of FET Q501 and FET Q50
And a resistor R501 disposed between the drains of
This is a source follower circuit including a resistor R502 between the reference potential 502 and a ground potential. Resistor R501 and FET Q502
The output is drawn from between the drain of
Controls the gate of TQ201. Since a resistor is used for the level shift of the source follower stage 500, the output of this circuit shifts to the higher side as the output of the detection circuit 400 increases, so that the equivalent feedback resistance value decreases. As the output decreases, the value shifts to the lower side, so that the equivalent feedback resistance value increases.
【００４６】以上詳細に説明したように、パワー検出回
路４００を設けると、電流／電圧変換回路の出力の電圧
波形から光入力パワーの平均値、つまり電圧波形の時間
的な積分値を検出するので、低パワーノイズは平均化さ
れて平均値のほとんど寄与しなくなる。パワー検出回路
４００からは、この平均値に応じた電圧として本来の信
号に応じた電圧が発生される。加えて、この電圧および
電流／電圧変換回路の出力電圧によって、帰還制御回路
の帰還用電界効果トランジスタのゲートを制御するの
で、入力光パワーに応じて等価帰還抵抗値を変更し広い
ダイナミックレンジを確保できる。As described above in detail, when the power detection circuit 400 is provided, the average value of the optical input power, that is, the temporal integral value of the voltage waveform is detected from the voltage waveform of the output of the current / voltage conversion circuit. , The low power noise is averaged and contributes little to the average value. From the power detection circuit 400, a voltage corresponding to the original signal is generated as a voltage corresponding to the average value. In addition, since the gate of the feedback field effect transistor of the feedback control circuit is controlled by this voltage and the output voltage of the current / voltage conversion circuit, the equivalent feedback resistance is changed according to the input optical power to secure a wide dynamic range. it can.
【００４７】（第３の実施の形態）図３（ａ）、（ｂ）
は、本発明の光通信用前置増幅器の第３の実施の形態の
部分回路図である。図３（ａ）、（ｂ）において増幅段
を３個のＦＥＴ（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３）で構成し、ソース
とゲート短絡された負荷Ｑ３をゲート接地のＦＥＴＱ２
のドレインに接続し、このＱ２のソースを入力ＦＥＴＱ
１のドレインに接続する。Ｑ１のゲートには、受光素子
（図示せず）の出力が接続され、ソースはダイオードを
介して接地される。Ｑ３のドレインはＶDDに接続され、
Ｑ３のソースから出力される。図３（ａ）では、Ｑ２の
ゲートは所定の電位に固定されている。図３（ｂ）で
は、Ｑ２のゲートはキャパシタＣｇが接続され、抵抗Ｒ
ｇを介して所定の電位に固定されている。(Third Embodiment) FIGS. 3A and 3B
FIG. 6 is a partial circuit diagram of a third embodiment of the optical communication preamplifier of the present invention. 3 (a) and 3 (b), the amplification stage is composed of three FETs (Q1, Q2, Q3), and the load Q3 whose source and gate are short-circuited is connected to the grounded FET Q2.
And the source of this Q2 is connected to the input FET Q
1 drain. The output of a light receiving element (not shown) is connected to the gate of Q1, and the source is grounded via a diode. The drain of Q3 is connected to V DD ,
Output from the source of Q3. In FIG. 3A, the gate of Q2 is fixed at a predetermined potential. In FIG. 3B, the gate of Q2 is connected to the capacitor Cg, and the resistance R
It is fixed to a predetermined potential via g.
【００４８】図３（ａ）において、Ｑ２の動作について
みると、ソース電位は光入力に対応してＱ１のＶDSが小
さくなるために低下するが、ゲート電位が固定となって
いるため、ゲートバイアスＶGSは大きくなってゆく。一
方、この回路に流れる電流はゲート−ソース間が短絡さ
れたダイオードＱ３で決定されるため、Ｑ２のゲートバ
イアスの増大を相殺するようにＶDSは光入力に対応して
小さくなってゆく。したがって、Ｑ２の伝達コンダクタ
ンス、ゲートコンダクタンスを変えることができる。つ
まり、Ｑ３のソースとＱ１のドレインの間にゲート接地
で挿入されているＱ２のソースドレイン間の電圧ＶDSが
小光入力時には飽和領域になり、大光入力時の電圧利得
を下げるときには線形領域になるようにゲート電圧を与
えれば、電圧利得をダイナミック変えることが可能であ
る。この構成と並列接続されたＦＥＴと抵抗を有するト
ランスインピーダンス型の帰還回路を使用すれば、回路
全体として電圧利得をダイナミックに変えることができ
る。[0048] In FIG. 3 (a), looking at the operation of Q2, but the source potential is lowered to V DS of in response to an optical input Q1 is reduced, since the gate potential is a fixed gate The bias V GS increases. Meanwhile, the current flowing in this circuit the gate - to be determined by the diode Q3 that between the source are short-circuited, V DS so as to cancel the increase in the gate bias of Q2 is day become smaller in response to an optical input. Therefore, the transmission conductance and the gate conductance of Q2 can be changed. In other words, the voltage V DS between the source and drain of Q 2 inserted between the source of Q 3 and the drain of Q 1 at the gate ground is in the saturation region when the light input is low, and is in the linear region when the voltage gain in the large light input is lowered By applying a gate voltage such that the following equation is obtained, the voltage gain can be dynamically changed. If a transimpedance type feedback circuit having an FET and a resistor connected in parallel with this configuration is used, the voltage gain of the entire circuit can be dynamically changed.
【００４９】図３（ｂ）の構成ではゲートに抵抗が接続
されているので、この抵抗Ｒｇを介してキャパシタＣｇ
を充電する時間だけ遅延が生じる。これは高周波領域に
おいて帯域を抑えるように作用する。In the configuration of FIG. 3B, since a resistor is connected to the gate, the capacitor Cg is connected via the resistor Rg.
There is a delay by the time to charge the battery. This acts to suppress the band in the high frequency range.
【００５０】これを、図４（ａ）、（ｂ）に示す周波数
−利得特性図を用いて説明する。図３（ａ）に対応する
特性である図４（ａ）では、光入力が大きいとき電流／
電圧変換利得は小さくなり帯域は広くなる。一方、図３
（ｂ）に対応する特性である図４（ｂ）では、光入力が
大きく電流／電圧変換利得は小さくなるときでも、ゲー
ト接地ＦＥＴのゲートに抵抗ＲｇとキャパシタＣｇとか
らなるフィルタを設けたので、ゲート電圧の変化に遅延
が生じるため、高周波領域において帯域を抑えるように
作用する。高周波領域において帯域を抑える程度は、抵
抗ＲｇとキャパシタＣｇの積で与えられる時定数により
調整できる。This will be described with reference to the frequency-gain characteristics shown in FIGS. 4 (a) and 4 (b). In FIG. 4A, which is a characteristic corresponding to FIG. 3A, when the light input is large, the current /
The voltage conversion gain becomes smaller and the band becomes wider. On the other hand, FIG.
In FIG. 4B, which is a characteristic corresponding to (b), even when the optical input is large and the current / voltage conversion gain is small, a filter including the resistor Rg and the capacitor Cg is provided at the gate of the common-gate FET. Since the change in the gate voltage is delayed, it acts to suppress the band in the high frequency region. The extent to which the band is suppressed in the high frequency region can be adjusted by a time constant given by the product of the resistor Rg and the capacitor Cg.
【００５１】また、キャパシタＣｇは、ゲート接地の負
荷用電界効果トランジスタＱ２（図３（ｂ））のゲート
キャパシタンスで兼用されるようにしてもよい。このよ
うにすれば、キャパシタを削減できる。抵抗体Ｒｇとし
ては、例えばイオン注入抵抗を使用できるが、これに限
られない。The capacitor Cg may also be used as the gate capacitance of the grounded load field-effect transistor Q2 (FIG. 3B). In this way, the number of capacitors can be reduced. As the resistor Rg, for example, an ion implantation resistor can be used, but is not limited thereto.
【００５２】なお、図５（ａ）〜（ｄ）には、光通信用
前置増幅器の一部の回路図を示した。これらは増幅回路
１５０および帰還回路２００を含む部分を示している。
詳細には説明しないが、このような回路でも使用でき
る。これらの例では、ゲート入力キャパシタンスでキャ
パシタを兼用している。なお、増幅回路１５０の入力に
受光素子が接続されている。FIGS. 5A to 5D are partial circuit diagrams of the preamplifier for optical communication. These show portions including the amplifier circuit 150 and the feedback circuit 200.
Although not described in detail, such a circuit can also be used. In these examples, the capacitor is also used as the gate input capacitance. Note that a light receiving element is connected to the input of the amplifier circuit 150.
【００５３】以上詳細に説明したように、増幅回路にお
いて、駆動用電界効果トランジスタの負荷との間に直列
して結合される負荷用電界効果トランジスタを設けて、
この電界効果トランジスタのゲートとバイアス源との間
に抵抗体を接続すると共に、このゲート側にキャパシタ
ンスがあるようにした。このため、光入力が大きくなり
トランスインピーダンス回路の等価帰還抵抗が小さくな
ること等により変換利得が小さくなっても、抵抗体とキ
ャパシタンスにより規定される時定数に応じて電流／電
圧変換回路の帯域が抑えられるので、従来に比べて高周
波側で帯域が抑えられる。したがって、広ダイナミック
レンジを維持しつつ、回路がより安定に動作する。As described in detail above, in the amplifier circuit, the load field-effect transistor is provided in series with the load of the driving field-effect transistor.
A resistor was connected between the gate of the field effect transistor and the bias source, and the gate had a capacitance. Therefore, even if the conversion gain is reduced due to the increase of the optical input and the reduction of the equivalent feedback resistance of the transimpedance circuit, the bandwidth of the current / voltage conversion circuit is determined according to the time constant defined by the resistor and the capacitance. As a result, the band can be suppressed on the high frequency side as compared with the related art. Therefore, the circuit operates more stably while maintaining a wide dynamic range.
【００５４】（第４の実施の形態）図６は、本発明の光
通信用前置増幅器の回路図である。図６は、図２のソー
ス接地型増幅部１００が、ソース接地型増幅部１５０に
変更される点を除いて図２と同じである。(Fourth Embodiment) FIG. 6 is a circuit diagram of a preamplifier for optical communication according to the present invention. FIG. 6 is the same as FIG. 2 except that the common-source amplifier 100 of FIG. 2 is replaced with a common-source amplifier 150.
【００５５】ソース接地型増幅部１５０は、入力に接続
されるゲートを有する駆動用ＦＥＴＱ１５１と、そのソ
ース側にはレベル調整用のダイオードＤ１５１、Ｄ１５
３、Ｄ１５５が直列に接続される。またドレイン側には
高電位側電源ＶDD側から、抵抗Ｒ１５１とゲートがＱ１
５１のソースに接続されるゲート接地の利得調整用ＦＥ
ＴＱ１５３とにより構成される負荷が接続されると共
に、ダイオードＤ１５７とゲートが自身のソースに接続
されたＦＥＴＱ１５５とから構成されるＱ１５１のドレ
インバイアス電流を流す電流源を備える。そして、Ｑ１
５３のドレイン側から出力が引き出される。更に、ゲー
ト接地されるＱ１５３のゲートにはＲ１５３がＱ１５１
のソース間に挿入されている。キャパシタＣ１５１は電
圧安定用のキャパシタである。なお、図６においては、
Ｒ１５３は１０［ｋΩ］であり、ゲートの入力キャパシ
タンスは０．１［ｐＦ］程度である。The source-grounded amplifier 150 includes a driving FET Q151 having a gate connected to the input, and diodes D151 and D15 for level adjustment on the source side.
3, D155 is connected in series. On the drain side, the resistor R151 and the gate are connected to Q1 from the high potential side power supply VDD side.
FE for grounded gain adjustment FE connected to the source 51
A load constituted by TQ153 is connected, and a current source for flowing a drain bias current of Q151 constituted by diode D157 and FET Q155 having a gate connected to its own source is provided. And Q1
An output is drawn from the drain side of 53. Furthermore, R153 is connected to the gate of Q153, which is grounded, by Q151.
Have been inserted between the sources. The capacitor C151 is a capacitor for stabilizing a voltage. In FIG. 6,
R153 is 10 [kΩ], and the input capacitance of the gate is about 0.1 [pF].
【００５６】他の構成および動作の説明は、他の実施の
形態と重複するので省略する。Description of other configurations and operations is omitted because it is the same as in the other embodiments.
【００５７】このようにパワー検出回路４００を設ける
と、電流／電圧変換回路の出力の電圧波形から光入力パ
ワーの平均値、つまり電圧波形の時間的な積分値を検出
するので、低パワーノイズは平均化されて平均値のほと
んど寄与しなくなり、パワー検出回路４００からはこの
平均値に応じた電圧として本来の信号に応じた電圧が発
生される。加えて、この電圧および電流／電圧変換回路
の出力電圧によって、帰還制御回路の帰還用電界効果ト
ランジスタのゲートを制御するので、入力光パワーに応
じて等価帰還抵抗値を変更し広いダイナミックレンジを
確保できると共に、本来の信号と時間的規則性をもって
入力光に含まれる低パワーノイズの電圧変換は抑えられ
る。一方、信号の入力パワーが増加あるいは減少する
と、光入力パワーの平均値もそれに応じて増加し、ある
いは減少するので、光入力パワーに応じて等価帰還抵抗
値を変化させることができる。したがって、広ダイナミ
ックレンジを確保しつつ、送出信号と時間的規則性を持
つノイズを除去できる。When the power detection circuit 400 is provided in this manner, the average value of the optical input power, that is, the temporal integration value of the voltage waveform is detected from the voltage waveform of the output of the current / voltage conversion circuit. The voltage is averaged so that it hardly contributes to the average value, and the power detection circuit 400 generates a voltage corresponding to the original signal as a voltage corresponding to the average value. In addition, since the gate of the feedback field effect transistor of the feedback control circuit is controlled by this voltage and the output voltage of the current / voltage conversion circuit, the equivalent feedback resistance is changed according to the input optical power to secure a wide dynamic range. In addition, the conversion of the voltage of low power noise included in the input light can be suppressed with the regularity of the original signal and the temporal regularity. On the other hand, when the input power of the signal increases or decreases, the average value of the optical input power increases or decreases accordingly, so that the equivalent feedback resistance value can be changed according to the optical input power. Therefore, while maintaining a wide dynamic range, it is possible to remove noise having a temporal regularity with the transmission signal.
【００５８】加えて、増幅回路において、駆動用電界効
果トランジスタの負荷との間に直列して結合される負荷
用電界効果トランジスタを設けて、この電界効果トラン
ジスタのゲートとバイアス源との間に抵抗体を接続する
と共に、このゲート側にキャパシタンスがあるようにし
た。このため、光入力が大きくなりトランスインピーダ
ンス回路の等価帰還抵抗が小さくなること等により変換
利得が小さくなっても、抵抗体とキャパシタンスにより
規定される時定数に応じて電流／電圧変換回路の帯域が
抑えられるので、従来に比べて高周波側で帯域が抑えら
れる。したがって、広ダイナミックレンジを維持しつ
つ、回路の動作がより安定になる。In addition, in the amplifier circuit, a load field effect transistor is provided in series with the load of the driving field effect transistor, and a resistor is provided between the gate of the field effect transistor and the bias source. The body was connected and there was capacitance on the gate side. Therefore, even if the conversion gain is reduced due to the increase of the optical input and the reduction of the equivalent feedback resistance of the transimpedance circuit, the bandwidth of the current / voltage conversion circuit is determined according to the time constant defined by the resistor and the capacitance. As a result, the band can be suppressed on the high frequency side as compared with the related art. Therefore, the operation of the circuit becomes more stable while maintaining a wide dynamic range.
【００５９】以上、第１の実施の形態から第４の実施の
形態において説明した特性の光通信用前置増幅器は、高
ビットレート、低雑音でかつ広ダイナミックレンジであ
ることが求められるＳＤＨ規格に好適な構成である。As described above, the optical communication preamplifier having the characteristics described in the first to fourth embodiments is required to have a high bit rate, low noise, and a wide dynamic range. This is a preferred configuration.
【００６０】[0060]
【発明の効果】以上説明したように、本発明ではパワー
検出回路を設けて電流／電圧変換回路の出力の電圧波形
から光入力パワーの平均値、積分値を検出するので、入
力光に含まれる低パワーノイズは平均化されて平均値の
ほとんど寄与しなくなり、パワー検出回路からはこの平
均値に応じた電圧として本来の信号に応じた電圧が発生
される。加えて、この電圧および電流／電圧変換回路の
出力電圧によって、帰還制御回路の帰還用電界効果トラ
ンジスタのゲートを制御するので、入力光パワーに応じ
て等価帰還抵抗値を変更し広いダイナミックレンジを確
保できると共に、入力光に含まれる低パワーノイズの電
圧変換は抑えられる。加えて、信号の入力パワーが増加
あるいは減少すると、光入力パワーの平均値もそれに応
じて増加し、あるいは減少するので、光入力パワーに応
じて等価帰還抵抗値を変化させることができる。これに
よって、広ダイナミックレンジを維持しつつ、送出信号
と時間的規則性を持つノイズを除去できる。As described above, according to the present invention, the power detection circuit is provided to detect the average value and the integrated value of the optical input power from the voltage waveform of the output of the current / voltage conversion circuit. The low power noise is averaged and hardly contributes to the average value, and the power detection circuit generates a voltage corresponding to the original signal as a voltage corresponding to the average value. In addition, since the gate of the feedback field effect transistor of the feedback control circuit is controlled by this voltage and the output voltage of the current / voltage conversion circuit, the equivalent feedback resistance is changed according to the input optical power to secure a wide dynamic range. In addition, the voltage conversion of low power noise included in the input light can be suppressed. In addition, when the input power of the signal increases or decreases, the average value of the optical input power increases or decreases accordingly, so that the equivalent feedback resistance value can be changed according to the optical input power. As a result, it is possible to remove a noise having a regularity with a transmission signal while maintaining a wide dynamic range.
【００６１】また、電流／電圧変換回路の増幅回路にお
いて駆動用電界効果トランジスタの負荷との間に直列し
て結合されるゲート接地の電界効果トランジスタを設け
て、この電界効果トランジスタのゲートとバイアス源と
の間に抵抗体を接続し、且つこのゲートにキャパシタが
あるようにした。このため、光入力が大きくなり電流／
電変換回路の変換利得が小さくなっても、抵抗体とキャ
パシタにより規定される時定数に応じて電流／電圧変換
回路の帯域が抑えられるので、従来に比べて高周波側で
帯域が抑えられる。したがって、広ダイナミックレンジ
を維持しつつ、本発明の回路の動作がより安定になる。Further, a grounded field-effect transistor coupled in series with a load of a driving field-effect transistor in an amplifier circuit of a current / voltage conversion circuit is provided, and a gate of the field-effect transistor and a bias source are provided. , And a resistor was connected to the gate. As a result, the light input increases and the current /
Even if the conversion gain of the power conversion circuit is small, the band of the current / voltage conversion circuit can be suppressed according to the time constant defined by the resistor and the capacitor, so that the band can be suppressed on the high frequency side as compared with the related art. Therefore, the operation of the circuit of the present invention becomes more stable while maintaining a wide dynamic range.
【図１】図１は、本発明の光通信用前置増幅器の第１の
実施の形態の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of a first embodiment of a preamplifier for optical communication according to the present invention.
【図２】図２は、本発明の光通信用前置増幅器の第２の
実施の形態の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of a second embodiment of a preamplifier for optical communication according to the present invention.
【図３】図３（ａ）、（ｂ）は、本発明の光通信用前置
増幅器の第３の実施の形態の部分回路図である。FIGS. 3A and 3B are partial circuit diagrams of a third embodiment of the optical communication preamplifier according to the present invention.
【図４】図４（ａ）、（ｂ）は、本発明の光通信用前置
増幅器の第３の実施の形態の周波数−利得特性図であ
る。FIGS. 4A and 4B are frequency-gain characteristic diagrams of a third embodiment of the preamplifier for optical communication according to the present invention.
【図５】図５（ａ）〜（ｄ）は、本発明の光通信用前置
増幅器の他の実施の形態の部分回路図である。5 (a) to 5 (d) are partial circuit diagrams of another embodiment of the optical communication preamplifier according to the present invention.
【図６】図６は、本発明の光通信用前置増幅器の回路図
である。FIG. 6 is a circuit diagram of a preamplifier for optical communication according to the present invention.
【図７】図７は、従来の光通信用前置増幅器の概略回路
図である。FIG. 7 is a schematic circuit diagram of a conventional optical communication preamplifier.
１…光通信用前置増幅器、１０…電流／電圧変換回路、
１００、１５０…ソース接地型増幅部、２００…トラン
スインピーダンス型の帰還回路、３００…パワー検出回
路のためのソースフォロア部、４００…パワー検出回
路、５００…帰還制御回路、６００…出力用のソースフ
ォロア部、７００…バイアス回路、DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Pre-amplifier for optical communication, 10 ... Current / voltage conversion circuit,
100, 150: Common source type amplifier, 200: Transimpedance type feedback circuit, 300: Source follower for power detection circuit, 400: Power detection circuit, 500: Feedback control circuit, 600: Source follower for output Part, 700 ... bias circuit,
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/06 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on front page (51) Int.Cl. 6 Identification code FI H04B 10/06
Claims (7)
変換により発生される光電電流を受ける入力と、前記入
力にゲートが接続される駆動用電界効果トランジスタを
含むソース接地型増幅部とを有する増幅回路、 帰還抵抗と、前記帰還抵抗の一端にドレインが結合さ
れ、且つ他端にソースが結合される帰還用電界効果トラ
ンジスタとを有し、前記増幅回路の出力から入力に負帰
還をかけるトランスインピーダンス型の帰還回路、 を有し、前記増幅回路の出力に前記光電電流に対応する
電圧波形を出力する電流／電圧変換回路と、 前記電流／電圧変換回路の出力の電圧波形から光入力パ
ワーの平均値を検出し、この平均値に応じた電圧を発生
するパワー検出回路と、 前記電流／電圧変換回路の出力および前記パワー検出回
路の出力に応じて、前記帰還用電界効果トランジスタの
ゲートを制御して、前記増幅回路の利得を変化させる帰
還制御回路と、を備えることを特徴とする光通信用前置
増幅器。An output, an input for receiving a photoelectric current generated by photoelectric conversion of a light receiving element having received an optical input, and a common-source amplifier including a driving field-effect transistor having a gate connected to the input. An amplifier circuit having a feedback resistor, and a feedback field-effect transistor having a drain coupled to one end of the feedback resistor and a source coupled to the other end, and providing a negative feedback from an output of the amplifier circuit to an input. A current / voltage conversion circuit that outputs a voltage waveform corresponding to the photoelectric current to the output of the amplification circuit; and a light input from the voltage waveform of the output of the current / voltage conversion circuit. A power detection circuit that detects an average value of the power and generates a voltage corresponding to the average value; and a power detection circuit that detects an output of the current / voltage conversion circuit and an output of the power detection circuit. Wherein by controlling a gate of the feedback field effect transistor, wherein a feedback control circuit for changing the gain of the amplifier circuit, an optical communication preamplifier, characterized in that it comprises a.
の後段に配置されるソースフォロア部を更に有すること
を特徴とする請求項１に記載の光通信用前置増幅器。2. The preamplifier for optical communication according to claim 1, wherein said amplifier circuit further includes a source follower unit disposed after said common source amplifier unit.
力をゲートに受ける第１の電界効果トランジスタと、前
記パワー検出回路の出力をゲートに受ける第２の電界効
果トランジスタと、前記第１の電界効果トランジスタの
ソースおよび前記第２の電界効果トランジスタのドレイ
ン間に配置される抵抗と、を備えるソースフォロア回路
であって、この抵抗と前記第２の電界効果トランジスタ
のドレインとの間から出力を引き出し、前記出力により
前記帰還用電界効果トランジスタのゲートを制御するこ
とを特徴とする請求項１または請求項２に記載の光通信
用前置増幅器。3. A feedback control circuit comprising: a first field effect transistor receiving an output of the amplifier circuit at a gate; a second field effect transistor receiving an output of the power detection circuit at a gate; A source follower circuit including a resistor disposed between a source of the field-effect transistor and a drain of the second field-effect transistor, wherein an output is provided between the resistor and the drain of the second field-effect transistor. 3. The preamplifier for optical communication according to claim 1, wherein the gate of the feedback field effect transistor is controlled by the output and the output.
変換により発生される光電電流を受ける入力と、前記入
力にゲートが接続される駆動用電界効果トランジスタを
含むソース接地型増幅部とを有する増幅回路、 帰還抵抗と、前記帰還抵抗の一端にドレインが結合さ
れ、且つ他端にソースが結合される帰還用電界効果トラ
ンジスタとを有し、前記増幅回路の出力から入力に負帰
還をかけるトランスインピーダンス型の帰還回路、 を有し、前記増幅回路の出力に前記光電電流に対応する
電圧波形を出力する電流／電圧変換回路と、 前記電流／電圧変換回路の出力に応じて前記帰還用電界
効果トランジスタのゲートを制御し、前記電流／電圧変
換回路の利得を変化させる帰還制御回路と、を備える光
通信用前置増幅器であって、 前記増幅回路は、前記駆動用電界効果トランジスタと負
荷との間に直列して結合されるゲート接地された負荷用
電界効果トランジスタと、この負荷用電界効果トランジ
スタのゲートに接続される抵抗体と、前記抵抗体の前記
負荷用電界効果トランジスタのゲート側にあるキャパシ
タと、を有することを特徴とする光通信用前置増幅器。4. An output, an input for receiving a photoelectric current generated by photoelectric conversion of a light receiving element having received an optical input, and a common-source amplifier including a driving field-effect transistor having a gate connected to the input. An amplifier circuit having a feedback resistor, and a feedback field-effect transistor having a drain coupled to one end of the feedback resistor and a source coupled to the other end, and providing a negative feedback from an output of the amplifier circuit to an input. A current-to-voltage conversion circuit that outputs a voltage waveform corresponding to the photoelectric current to the output of the amplification circuit; and the feedback circuit according to the output of the current-to-voltage conversion circuit. A feedback control circuit that controls a gate of a field-effect transistor and changes a gain of the current / voltage conversion circuit, wherein the amplifier circuit includes: A grounded load field effect transistor coupled in series between the driving field effect transistor and the load, a resistor connected to the gate of the load field effect transistor, A capacitor on the gate side of the load field effect transistor.
トランジスタのゲート入力キャパシタンスで兼用される
ことを特徴とする請求項４に記載の光通信用前置増幅
器。5. The preamplifier for optical communication according to claim 4, wherein said capacitor is also used as a gate input capacitance of said load field effect transistor.
ランジスタと負荷との間に直列して結合されるゲート接
地された負荷用電界効果トランジスタと、この負荷用電
界効果トランジスタのゲートに接続される抵抗体と、前
記負荷用電界効果トランジスタのゲート側にあるキャパ
シタと、を有することを特徴とする請求項１または請求
項２に記載の光通信用前置増幅器。6. The amplifying circuit is connected to a gate-grounded load field-effect transistor coupled in series between the driving field-effect transistor and a load, and connected to a gate of the load field-effect transistor. 3. The preamplifier for optical communication according to claim 1, further comprising a resistor provided on the gate side of the load field effect transistor and a capacitor on the gate side of the load field effect transistor. 4.
トランジスタのゲート入力キャパシタンスで兼用される
ことを特徴とする請求項６に記載の光通信用前置増幅
器。7. The preamplifier for optical communication according to claim 6, wherein said capacitor is also used as a gate input capacitance of said load field effect transistor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08692397A JP3405388B2 (en) | 1997-04-04 | 1997-04-04 | Preamplifier for optical communication |
Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| JP08692397A JP3405388B2 (en) | 1997-04-04 | 1997-04-04 | Preamplifier for optical communication |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10284955A true JPH10284955A (en) | 1998-10-23 |
| JP3405388B2 JP3405388B2 (en) | 2003-05-12 |
Family
ID=13900390
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08692397A Expired - Lifetime JP3405388B2 (en) | 1997-04-04 | 1997-04-04 | Preamplifier for optical communication |
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