JPH10233648A - Branching filter - Google Patents
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- JPH10233648A JPH10233648A JP3747397A JP3747397A JPH10233648A JP H10233648 A JPH10233648 A JP H10233648A JP 3747397 A JP3747397 A JP 3747397A JP 3747397 A JP3747397 A JP 3747397A JP H10233648 A JPH10233648 A JP H10233648A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、２個の共振器形Ｓ
ＡＷフィルタにより構成され、各〔インピーダンス整合
用線路と共振器形ＳＡＷフィルタ〕の入力インピーダン
スを規定した分波器に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a two resonator type S
The present invention relates to a duplexer constituted by an AW filter and defining the input impedance of each [impedance matching line and resonator type SAW filter].
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、この種の先行技術としては、以下
に示すようなものがあった。図６は従来の分波器の構成
図である。この図において、１はアンテナ端、２は接地
端、３はＴｘ（送信）端、４は接地端、５はＲｘ（受
信）端、６は接地端、７Ａは送信用整合回路、７は送信
用共振器形ＳＡＷフィルタ、７Ｂは送信用入力整合回
路、８Ａは受信用整合回路、８は受信用共振器形ＳＡＷ
フィルタ、８Ｂは受信用出力整合回路である。2. Description of the Related Art Heretofore, there have been the following prior arts of this kind. FIG. 6 is a configuration diagram of a conventional duplexer. In this figure, 1 is an antenna end, 2 is a ground end, 3 is a Tx (transmission) end, 4 is a ground end, 5 is an Rx (reception) end, 6 is a ground end, 7A is a matching circuit for transmission, and 7 is a transmission matching circuit. Trusted resonator type SAW filter, 7B: input matching circuit for transmission, 8A: matching circuit for reception, 8: resonator type SAW for reception
The filter 8B is a reception output matching circuit.
【０００３】このような従来の実際の分波器において
は、Ｚin1 （Ｒ）が、寄生インピーダンス等の存在によ
り、大きくならない場合が多い。また、Ｚin1 （Ｔ）の
場合も同様のことが言える。この場合は分波器の要求性
能が得られない場合もある。In such a conventional actual duplexer, Z in1 (R) often does not increase due to the existence of parasitic impedance and the like. The same applies to the case of Z in1 (T). In this case, the required performance of the duplexer may not be obtained.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】最近の携帯電話機等の
ＳＡＷフィルタの高性能化〔特に終端短絡の（１／４）
波長誘電体同軸共振器を用いた誘電体フィルタと同特
性〕に伴い、ＳＡＷフィルタの一層の低挿入損失化が要
求されている。このＳＡＷフィルタを用いた分波器の低
挿入損失化の達成のためには、分波器構成時における挿
入損失の増加を可能な限り小さくする必要がある。SUMMARY OF THE INVENTION Recent improvements in the performance of SAW filters for portable telephones and the like [particularly (1/4) of short-circuited terminations]
With the same characteristics as a dielectric filter using a wavelength dielectric coaxial resonator], further reduction in insertion loss of a SAW filter is required. In order to achieve a low insertion loss of the duplexer using the SAW filter, it is necessary to minimize the increase of the insertion loss when the duplexer is configured.
【０００５】すなわち、用いる線路の線路長の短縮化が
可能なＳＡＷフィルタの回路構成にすることである。共
振器形ＳＡＷフィルタの入力端をＴ端構成により用いる
と、減衰域帯域において入力インピーダンスは高くな
る。したがって、この場合は、線路長を短く設定するこ
とができる。さらに、低挿入損失化の条件として〔線路
＋ＳＡＷフィルタ〕の入力インピーダンスの絶対値、位
相角が規定された範囲内にあることにより、低挿入損失
の分波器が実現可能である。That is, a circuit configuration of a SAW filter capable of shortening the line length of a line to be used is provided. When the input end of the resonator type SAW filter is used in a T-end configuration, the input impedance increases in the attenuation band. Therefore, in this case, the line length can be set short. Furthermore, since the absolute value and the phase angle of the input impedance of the [line + SAW filter] are within the specified ranges as conditions for reducing the insertion loss, a duplexer having a low insertion loss can be realized.
【０００６】本発明は、分波器を構成する〔線路＋ＳＡ
Ｗフィルタ〕の入力インピーダンスの絶対値、位相角を
所定の範囲内に設定することにより、共振器形ＳＡＷフ
ィルタの分波器構成時における挿入損失の増加を可能な
限り小さくし、分波器の低挿入損失化及び高性能化の実
現を目的とする。According to the present invention, a duplexer is configured [line + SA].
By setting the absolute value and the phase angle of the input impedance of the W filter within a predetermined range, the increase in insertion loss in the configuration of the duplexer of the resonator type SAW filter is reduced as much as possible. The objective is to achieve low insertion loss and high performance.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、 〔１〕整合線路と共振器形ＳＡＷフィルタにより構成さ
れる分波器において、整合線路と共振器形ＳＡＷフィル
タの総合入力インピーダンスを反射損が利得になるよう
に設定するようにしたものである。According to the present invention, there is provided a duplexer comprising a matching line and a resonator type SAW filter. The total input impedance is set so that the reflection loss becomes a gain.
【０００８】〔２〕上記〔１〕記載の分波器において、
低挿入損失を得るために、送信用整合線路を用いず、受
信用整合線路のみで構成するようにしたものである。 〔３〕上記〔１〕又は〔２〕記載の分波器において、前
記共振器形ＳＡＷフィルタの内、送信用共振器形ＳＡＷ
フィルタは４段構成、受信用共振器形ＳＡＷフィルタは
６段構成とするようにしたものである。[2] In the duplexer according to the above [1],
In order to obtain a low insertion loss, the transmission matching line is not used, and only the reception matching line is used. [3] In the duplexer according to the above [1] or [2], among the resonator type SAW filters, a transmission resonator type SAW is included.
The filter has a four-stage configuration, and the receiving resonator type SAW filter has a six-stage configuration.
【０００９】〔４〕上記〔１〕、〔２〕又は〔３〕記載
の分波器において、前記総合入力インピーダンスを実数
部が１０〜６０Ω、虚数部が−８０〜＋２０Ωになる範
囲に設定するようにしたものである。通常、分波器を構
成する場合には、 〔Ａ〕各〔線路＋ＳＡＷフィルタ〕の入力インピーダン
ス〔Ｚin1 （Ｔ）〕の減衰域帯域での高入力インピーダ
ンス化を図ることにより、少なくとも通過帯域は〔線路
＋ＳＡＷフィルタ〕特性の単体特性が分波器の特性にな
る。[4] In the duplexer according to the above [1], [2] or [3], the total input impedance is set to a range where the real part is 10 to 60Ω and the imaginary part is −80 to + 20Ω. It is like that. Normally, when a duplexer is configured, [A] the input impedance [Z in1 (T)] of each [line + SAW filter] is increased in the attenuation band, so that at least the pass band is increased. [Line + SAW filter] The single characteristic becomes the characteristic of the duplexer.
【００１０】〔Ｂ〕各〔線路＋ＳＡＷフィルタ〕の入力
インピーダンス〔Ｚin1 （Ｒ）〕の減衰域帯域で高入力
インピーダンス化せず、各〔線路＋ＳＡＷフィルタ〕の
入力インピーダンスを並列接続のインピーダンスを規定
の値にして、二つの〔線路＋ＳＡＷフィルタ〕の合成イ
ンピーダンスを所定の値にする。[B] The input impedance of each [line + SAW filter] is determined in parallel with the input impedance of each [line + SAW filter] without increasing the input impedance in the attenuation band of [Z in1 (R)]. And the combined impedance of the two [line + SAW filters] is set to a predetermined value.
【００１１】[0011]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明が適用
される分波器の構成図、図２はその送信用フィルタ回路
と受信用フィルタ回路の並列接続回路を示す図である。
これらの図において、１はアンテナ端、２は接地端、３
はＴｘ（送信）端、４は接地端、５はＲｘ（受信）端、
６は接地端、７〜２４は接続点、１００は送信用共振器
形ＳＡＷフィルタＦT 、１０１は受信用共振器形ＳＡＷ
フィルタＦR 、１１０は送信用整合回路、１１１は送信
入力整合回路、１２０は受信用整合回路、１２１は受信
出力整合回路、１３０は送信用フィルタ回路と受信用フ
ィルタ回路の並列接続回路である。Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a configuration diagram of a duplexer to which the present invention is applied, and FIG. 2 is a diagram showing a parallel connection circuit of a transmission filter circuit and a reception filter circuit.
In these figures, 1 is an antenna end, 2 is a ground end, 3
Is the Tx (transmission) end, 4 is the ground end, 5 is the Rx (reception) end,
6 is a ground end, 7 to 24 are connection points, 100 is a transmitting resonator type SAW filter F T , 101 is a receiving resonator type SAW filter.
The filters F R and 110 are a transmission matching circuit, 111 is a transmission input matching circuit, 120 is a reception matching circuit, 121 is a reception output matching circuit, and 130 is a parallel connection circuit of a transmission filter circuit and a reception filter circuit.
【００１２】このように、本発明の分波器は、送信用共
振器形ＳＡＷフィルタ１００および受信用共振器形ＳＡ
Ｗフィルタ１０１と、これらの前後に設けられるそれぞ
れのインピーダンス整合回路から構成されている。そし
て、この分波器では、送信用共振器形ＳＡＷフィルタ１
００の通過帯域において、〔受信用整合回路１２０＋受
信用共振器形ＳＡＷフィルタ１０１〕の入力インピーダ
ンス〔Ｚin1 （Ｒ）〕が十分大きくなるように線路の線
路長を設定し、また、受信用共振器形ＳＡＷフィルタ１
０１の通過帯域において、送信用共振器形ＳＡＷフィル
タ１００の入力インピーダンス〔Ｚin1 （Ｔ）〕が十分
大きくなるように送信用共振器形ＳＡＷフィルタ１００
の回路構成をＴ端構成にして、線路を用いないで送信用
共振器形ＳＡＷフィルタ１００のみで、入力インピーダ
ンス〔Ｚin1 （Ｔ）〕が十分大きくなるように構成され
ている。As described above, the duplexer of the present invention comprises a transmitting resonator type SAW filter 100 and a receiving resonator type SAW filter.
It comprises a W filter 101 and respective impedance matching circuits provided before and after these filters. In this duplexer, the transmitting resonator type SAW filter 1
In the pass band of 00, the line length of the line is set so that the input impedance [Z in1 (R)] of [the matching circuit for reception 120 + the resonator for reception type SAW filter 101] is sufficiently large. Container type SAW filter 1
01, so that the input impedance [Z in1 (T)] of the transmission resonator type SAW filter 100 becomes sufficiently large.
Is configured to have a T-end configuration, and the input impedance [Z in1 (T)] is sufficiently increased only by the transmission resonator type SAW filter 100 without using a line.
【００１３】本発明は、上記した分波器の構成手段
〔Ｂ〕、つまり、各〔線路＋ＳＡＷフィルタ〕の入力イ
ンピーダンス〔Ｚin1 （Ｒ）〕の減衰域帯域で高入力イ
ンピーダンス化せず、各〔線路＋ＳＡＷフィルタ〕の入
力インピーダンスにおいて、並列接続のインピーダンス
を規定の値にして、二つの〔線路＋ＳＡＷフィルタ〕の
合成インピーダンスを所定の値にするものである。According to the present invention, there is provided a demultiplexer comprising the above means [B], that is, without increasing the input impedance in the attenuation band of the input impedance [Z in1 (R)] of each [line + SAW filter]. In the input impedance of the [line + SAW filter], the impedance of the parallel connection is set to a specified value, and the combined impedance of the two [line + SAW filters] is set to a predetermined value.
【００１４】これにより、各〔線路＋ＳＡＷフィルタ〕
の入力インピーダンスの位相角を所定の範囲に規定し、
低挿入損失で高性能な分波器を実現することができる。
次に、本発明の原理について説明する。本発明において
は、挿入損失特性αT （ω）を構成素子のＱ等の損失に
起因する項αL （ω）と入力端及び出力端における反射
に起因する項αR （ω）に分けて考察する。Thus, each [line + SAW filter]
Define the phase angle of the input impedance of the specified range,
A high-performance duplexer with low insertion loss can be realized.
Next, the principle of the present invention will be described. In the present invention, the insertion loss characteristic α T (ω) is divided into a term α L (ω) caused by a loss such as Q of a component element and a term α R (ω) caused by reflection at an input end and an output end. Consider.
【００１５】図２の回路において、全体の挿入損失特性
αT （ω）は次の式（１）で与えられる。 αT （ω）＝αL （ω）＋αR （ω） ＝Ｒｅ｛（Θ1 ＋〔（ｒ0 2 ＋ｒ1 2 ）／２〕＋ｌｏｇ（１＋ｒ0 Ｋ）｝ …（１） ここで、Ｒｅ（ ）：（ ）の実数部 ΘT ：図２の全体の特性〔入力端（５０−Ｅ），出力端
（５２−Ｅ）（ΘT ＝αT ＋ｊβT ）〕 ΘL ：図２の反射を除いた特性（ΘL ＝αL ＋ｊβL ） 端子（５１−Ｅ）における反射係数をｒ0 とすると、ｒ
0 は次の式（２）で与えられる。In the circuit of FIG. 2, the total insertion loss characteristic α T (ω) is given by the following equation (1). α T (ω) = α L (ω) + α R (ω) = Re {(Θ 1 + [(r 0 2 + r 1 2 ) / 2 ] + log (1 + r 0 K )} ... (1) Here, Re (): Real part of () Θ T : Overall characteristics of FIG. 2 [input end (50-E), output end (52-E) (Θ T = α T + jβ T )] Θ L : Reflection of FIG. (Θ L = α L + jβ L ) Assuming that the reflection coefficient at the terminal (51-E) is r 0 , r
0 is given by the following equation (2).
【００１６】 ｒ0 ＝（Ｚin−Ｚ0 ）／（Ｚin＋Ｚ0 ）＝〔（Ｒin 2 ＋Ｘin 2 −Ｚ0 2 ）／ Ｋ0 〕＋ｊ（２．０×Ｚ0 ×Ｘin）／Ｋ0 …（２） ここで、Ｋ0 ＝（Ｒin＋Ｚ0 ）2 ＋Ｘin 2 同様に、端子（５２−Ｅ）における反射係数をｒ1 とす
ると、ｒ1 は、次の式（３）で与えられる。 ｒ1 ＝（Ｚ0 −Ｚout ）／（Ｚ0 ＋Ｚout ） ＝〔Ｚ0 2 −Ｒout 2 −Ｘout 2 ）／Ｋ1 〕−ｊ（２．０×Ｚ0 ×Ｘout ） ／Ｋ1 …（３） ここで、Ｋ1 ＝（Ｒout ＋Ｚ0 ）2 ＋Ｘout 2 図１の分波器において、この分波器の特性改善の手段と
して端子（５１−Ｅ）における反射係数ｒ0 に注目す
る。図２に示すＺin（総合入力インピーダンス）は、図
１に示すＺin1 （Ｔ）とＺin1 （Ｒ）の並列接続で与え
られる。この端子（５１−Ｅ）における反射係数に起因
する損失特性αR0（ω）は次の式（４）で与えられる。R 0 = (Z in −Z 0 ) / (Z in + Z 0 ) = [(R in 2 + X in 2 −Z 0 2 ) / K 0 ] + j (2.0 × Z 0 × X in ) / K 0 ... (2) where, K 0 = (R in + Z 0) 2 + X in 2 Similarly, when the reflection coefficient at the terminal (52-E) and r 1, r 1, the following equation (3 ). r 1 = (Z 0 -Z out ) / (Z 0 + Z out) = [Z 0 2 -R out 2 -X out 2) / K 1 ] -j (2.0 × Z 0 × X out) / K 1 (3) Here, K 1 = (R out + Z 0 ) 2 + X out 2 In the duplexer of FIG. 1, as a means for improving the characteristics of the duplexer, the reflection coefficient r 0 at the terminal (51-E) is used. Pay attention to. Z in (total input impedance) shown in FIG. 2 is given by parallel connection of Z in1 (T) and Z in1 (R) shown in FIG. The loss characteristic α R0 (ω) due to the reflection coefficient at the terminal (51-E) is given by the following equation (4).
【００１７】 αR0（ω）＝Ｒｅ（ｒ0 2 ／２） …（４） 本発明は、このαR0（ω）を基準特性に対して負になる
ように、Ｚin1 （Ｔ）とＺin1 （Ｒ）を設定し、分波器
の特性を改善するものである。ここで、図３の送信用共
振器形ＳＡＷフィルタ及び図４の受信用共振器形ＳＡＷ
フィルタで構成されるＡＭＰＳ方式用分波器の特性改善
について説明する。The α R0 (ω) = Re ( r 0 2/2) ... (4) The present invention, the alpha R0 (omega) to be negative with respect to the reference characteristic, Z in1 and (T) Z in1 (R) is set to improve the characteristics of the duplexer. Here, the transmission resonator type SAW filter of FIG. 3 and the reception resonator type SAW of FIG.
The improvement of the characteristics of the AMPS duplexer composed of filters will be described.
【００１８】この方式の携帯電話機における送信帯域は
（８２４−８４９）ＭＨｚ、受信帯域は（８６９−８４
９）ＭＨｚである。上記のように、Ｚin1 （Ｔｘ）及び
Ｚin1 （Ｒｘ）を設定することにより、反射損が負にな
り、損失特性は低減される。 〔具体例〕本発明の実施例のＡＭＰＳ方式用携帯電話機
の分波器について説明する。この分波器は高性能化及び
小型化の観点から、図５に示すように、図１の構成にお
ける送信用整合線路は用いず、受信用整合線路のみで構
成される。その線路長は、１０．０（ｃｍ）である。送
信用共振器形ＳＡＷフィルタ２００は、図３の４段構成
であり、受信用共振器形ＳＡＷフィルタ２０１は図４の
６段構成である。なお、２２０は受信用整合回路、２２
１は受信用出力整合回路である。In this type of portable telephone, the transmission band is (824-849) MHz and the reception band is (869-84).
9) MHz. As described above, by setting Z in1 (Tx) and Z in1 (Rx), the reflection loss becomes negative and the loss characteristics are reduced. [Specific Example] A duplexer of an AMPS mobile phone according to an embodiment of the present invention will be described. As shown in FIG. 5, this duplexer is composed of only the reception matching line without using the transmission matching line in the configuration of FIG. 1, as shown in FIG. The line length is 10.0 (cm). The transmission resonator type SAW filter 200 has a four-stage configuration shown in FIG. 3, and the reception resonator type SAW filter 201 has a six-stage configuration shown in FIG. 220 is a matching circuit for reception, 22
Reference numeral 1 denotes a reception output matching circuit.
【００１９】このＡＭＰＳ方式用分波器の設計例を表１
に示す。Table 1 shows a design example of the AMPS duplexer.
Shown in
【００２０】[0020]
【表１】 [Table 1]
【００２１】最も注目される送信帯域について説明す
る。ｆ＝８２３ＭＨｚにおいて、送信側の分波器の挿入
損失は表１から、１．３５ｄＢであり、この場合の反射
損は０．００８４７ｄＢである。また、ｆ＝８４９ＭＨ
ｚにおいて、送信側の分波器の挿入損失は表１から、
１．４２ｄＢであり、この場合の反射損は０．００７８
２ｄＢである。The most noticeable transmission band will be described. At f = 823 MHz, the insertion loss of the duplexer on the transmission side is 1.35 dB from Table 1, and the reflection loss in this case is 0.00847 dB. Also, f = 849MH
At z, the insertion loss of the duplexer on the transmitting side is shown in Table 1 as
1.442 dB, and the reflection loss in this case is 0.0078.
2 dB.
【００２２】表２にＡＭＰＳ方式用送信フィルタの反射
損失特性を示す。Table 2 shows the return loss characteristics of the AMPS transmission filter.
【００２３】[0023]
【表２】 [Table 2]
【００２４】このインピーダンスを選定すると、表２か
ら、ｆ＝８２３ＭＨｚにおいては、−０．１６４５ｄＢ
の反射損になり、分波器特性の挿入損失が小さくなる。
また、ｆ＝８４９ＭＨｚにおいては、−０．００１７ｄ
Ｂの反射損になり、分波器特性の挿入損失が小さくな
る。このように、〔線路＋ＳＡＷフィルタ〕の入力イン
ピーダンスを設定することにより、分波器の一層の低挿
入損失化、かつ高性能化が可能となる。When this impedance is selected, from Table 2, at f = 823 MHz, -0.1645 dB is obtained.
And the insertion loss of the duplexer characteristics is reduced.
At f = 849 MHz, -0.0017d
B causes a reflection loss, and the insertion loss of the duplexer characteristics is reduced. Thus, by setting the input impedance of [line + SAW filter], it is possible to further reduce the insertion loss and improve the performance of the duplexer.
【００２５】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、本発明の趣旨に基づいて種々の変形が可能
であり、これらを本発明の範囲から排除するものではな
い。It should be noted that the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications are possible based on the spirit of the present invention, and these are not excluded from the scope of the present invention.
【００２６】[0026]
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明に
よれば、分波器を構成する〔線路＋ＳＡＷフィルタ〕の
入力インピーダンスの絶対値、位相角を規定の範囲内に
設定することにより、共振器形ＳＡＷフィルタの分波器
の構成時における挿入損失の増加を可能な限り小さく
し、分波器の低挿入損失化及び高性能化を図ることがで
きる。As described above in detail, according to the present invention, the absolute value and the phase angle of the input impedance of the [line + SAW filter] constituting the duplexer are set within the prescribed ranges. In addition, it is possible to minimize the increase in insertion loss when configuring the duplexer of the resonator type SAW filter, and to reduce the insertion loss and improve the performance of the duplexer.
【図１】本発明が適用される分波器の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of a duplexer to which the present invention is applied.
【図２】本発明を説明するための基本回路図である。FIG. 2 is a basic circuit diagram for explaining the present invention.
【図３】ＡＭＰＳ方式送信用共振器形ＳＡＷフィルタの
構成図である。FIG. 3 is a configuration diagram of an AMPS transmission SAW filter for transmission.
【図４】ＡＭＰＳ方式受信用共振器形ＳＡＷフィルタの
構成図である。FIG. 4 is a configuration diagram of a reception type SAW filter for AMPS reception.
【図５】本発明の具体例を示す分波器の構成図である。FIG. 5 is a configuration diagram of a duplexer showing a specific example of the present invention.
【図６】従来の分波器の構成図である。FIG. 6 is a configuration diagram of a conventional duplexer.
１ アンテナ端 ２，４，６ 接地端 ３ Ｔｘ（送信）端 ５ Ｒｘ（受信）端 ７〜２４ 接続点 １００，２００ 送信用共振器形ＳＡＷフィルタＦT １０１，２０１ 受信用共振器形ＳＡＷフィルタＦR １１０ 送信用整合回路 １１１ 送信入力整合回路 １２０，２２０ 受信用整合回路 １２１，２２１ 受信出力整合回路 １３０ 送信用フィルタ回路と受信用フィルタ回路の
並列接続回路DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Antenna end 2, 4, 6 Grounding end 3 Tx (transmission) end 5 Rx (reception) end 7-24 Connection point 100, 200 Resonator-type SAW filter for transmission F T 101, 201 Resonator-type SAW filter F for reception R 110 Transmission matching circuit 111 Transmission input matching circuit 120, 220 Reception matching circuit 121, 221 Reception output matching circuit 130 Parallel connection circuit of transmission filter circuit and reception filter circuit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 駒崎 友和 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電気 工業株式会社内 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continued from the front page (72) Inventor Tomokazu Komazaki 1-7-12 Toranomon, Minato-ku, Tokyo Oki Electric Industry Co., Ltd.
Claims (4)
り構成される分波器において、整合線路と共振器形ＳＡ
Ｗフィルタの総合入力インピーダンスを反射損が利得に
なるように設定したことを特徴とする分波器。1. A duplexer comprising a matching line and a resonator type SAW filter, wherein the matching line and the resonator type SAW filter are provided.
A duplexer wherein the total input impedance of a W filter is set so that a reflection loss becomes a gain.
損失を得るために、送信用整合線路を用いず、受信用整
合線路のみで構成することを特徴とする分波器。2. The duplexer according to claim 1, wherein in order to obtain a low insertion loss, the duplexer is configured with only a reception matching line without using a transmission matching line.
前記共振器形ＳＡＷフィルタの内、送信用共振器形ＳＡ
Ｗフィルタは４段構成、受信用共振器形ＳＡＷフィルタ
は６段構成であることを特徴とする分波器。3. The duplexer according to claim 1, wherein
Transmitting resonator type SA among the resonator type SAW filters
A duplexer characterized in that the W filter has a four-stage configuration and the receiving resonator type SAW filter has a six-stage configuration.
て、前記総合入力インピーダンスを実数部が１０〜６０
Ω、虚数部が−８０〜＋２０Ωになる範囲に設定するよ
うにしたことを特徴とする分波器。4. The duplexer according to claim 1, wherein a real part of the total input impedance is 10 to 60.
A duplexer characterized in that Ω and an imaginary part are set in a range of −80 to +20 Ω.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3747397A JPH10233648A (en) | 1997-02-21 | 1997-02-21 | Branching filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3747397A JPH10233648A (en) | 1997-02-21 | 1997-02-21 | Branching filter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10233648A true JPH10233648A (en) | 1998-09-02 |
Family
ID=12498504
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3747397A Pending JPH10233648A (en) | 1997-02-21 | 1997-02-21 | Branching filter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10233648A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6861925B2 (en) * | 2001-10-26 | 2005-03-01 | Oki Electric Industry Co., Ltd. | Surface acoustic wave filter |
| KR100660965B1 (en) * | 2001-01-04 | 2006-12-26 | 엘지이노텍 주식회사 | A Dual Band SAW Filter |
| KR100746065B1 (en) | 1999-05-28 | 2007-08-03 | 오끼 덴끼 고오교 가부시끼가이샤 | Branching filter package |
-
1997
- 1997-02-21 JP JP3747397A patent/JPH10233648A/en active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100746065B1 (en) | 1999-05-28 | 2007-08-03 | 오끼 덴끼 고오교 가부시끼가이샤 | Branching filter package |
| KR100759737B1 (en) * | 1999-05-28 | 2007-09-20 | 오끼 덴끼 고오교 가부시끼가이샤 | Branching filter package |
| KR100660965B1 (en) * | 2001-01-04 | 2006-12-26 | 엘지이노텍 주식회사 | A Dual Band SAW Filter |
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