JPH0993293A - Radio receiver - Google Patents
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- JPH0993293A JPH0993293A JP24775395A JP24775395A JPH0993293A JP H0993293 A JPH0993293 A JP H0993293A JP 24775395 A JP24775395 A JP 24775395A JP 24775395 A JP24775395 A JP 24775395A JP H0993293 A JPH0993293 A JP H0993293A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、イメージ除去ダブ
ルバランスドミキサ回路とダイレクトコンバータ復調回
路を備えた無線受信装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a radio receiver including an image removing double balanced mixer circuit and a direct converter demodulating circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来のＦＳＫディジタル変調波のダイレ
クトコンバージョン受信方式による無線受信装置を図４
に示す。同図において、２０は受信アンテナ、２１は高
周波のバンドパスフィルタ、２２はローノイズアンプ、
２３ａおよび２３ｂはダブルバランスドミキサ、２４は
９０°位相器、２５は局部発振器、２６ａ、２６ｂはロ
ーパスフィルタ、２７ａ、２７ｂはＡ／Ｄ変換器、２８
は比較器である。2. Description of the Related Art A conventional radio receiving apparatus using a direct conversion receiving system for FSK digital modulated waves is shown in FIG.
Shown in In the figure, 20 is a receiving antenna, 21 is a high frequency band pass filter, 22 is a low noise amplifier,
23a and 23b are double balanced mixers, 24 is a 90 ° phase shifter, 25 is a local oscillator, 26a and 26b are low pass filters, 27a and 27b are A / D converters, 28
Is a comparator.
【０００３】このダイレクトコンバージョン受信方式に
よる無線受信装置においては、受信キャリア周波数ｆｃ
と局部発振周波数ｆL を、ｆｃ＝ｆL と等しくすること
により、ダブルバランスドミキサ２３ａ、２３ｂの周波
数差は変調信号を残してゼロとなり、中間周波数もイメ
ージ周波数も存在しないアナログ直交復調を実現するこ
とができる。In the radio receiving apparatus based on this direct conversion receiving system, the reception carrier frequency fc
By making the local oscillation frequency f L equal to fc = f L , the frequency difference between the double balanced mixers 23a and 23b becomes zero with the modulation signal remaining, and analog quadrature demodulation with no intermediate frequency or image frequency is realized. can do.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ダイレクトコンバージョン受信方式による無線受信装置
は、９０°位相器２４が現実に位相誤差を有しており、
特に、高周波で９０°の位相差を正確に作り出すことが
困難であるため、復調誤差を生じていた。However, in the radio receiving apparatus based on the conventional direct conversion receiving system, the 90 ° phaser 24 actually has a phase error,
In particular, it is difficult to accurately create a 90 ° phase difference at a high frequency, so a demodulation error occurs.
【０００５】また、局部発振器２５の局部発振周波数ｆ
L が受信キャリア周波数ｆｃと等しいので、局部発振周
波数ｆL がバンドパスフィルタ２１を通ってアンテナ２
０から放射され、他局に妨害を与えていた。Further, the local oscillation frequency f of the local oscillator 25 is
Since L is equal to the reception carrier frequency fc, the local oscillation frequency f L passes through the bandpass filter 21 and the antenna 2
It was radiated from 0 and interfered with other stations.
【０００６】そこで、本発明は、復調誤差を生じること
なく、局部発振周波数の外部への放射をなくし、また、
選択度の小さい中間波フィルタを使用でき、高周波域で
の集積化にすぐれた無線受信装置を提供することを目的
とする。Therefore, the present invention eliminates the emission of the local oscillation frequency to the outside without causing a demodulation error, and
An object of the present invention is to provide a wireless receiving device which can use an intermediate wave filter having a low selectivity and is excellent in integration in a high frequency range.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、アンテナ（１）と、このアンテナ（１）
に接続された高周波増幅部（ａ）と、この高周波増幅部
（ａ）の次段に接続され、第１、第２の９０゜位相器
（４）、（６）、局部発振器（７）および２個のダブル
バランスドミキサ（５ａ）、（５ｂ）よりなるイメージ
除去機能を有する第１周波数変換部（ｂ）と、この第１
周波数変換部（ｂ）の次段に接続され、第３の９０゜位
相器（９）、局部発振器（１０）および２個のダブルバ
ランスドミキサ（８ａ）、（８ｂ）よりなるダイレクト
コンバータ機能を有する第２周波数変換部（ｃ）と、よ
りなることを特徴とする。In order to achieve the above object, the present invention provides an antenna (1) and an antenna (1).
Connected to the high frequency amplifier (a) and the next stage of the high frequency amplifier (a), the first and second 90 ° phase shifters (4) and (6), the local oscillator (7) and A first frequency converter (b) having an image removing function, which comprises two double balanced mixers (5a) and (5b);
It is connected to the next stage of the frequency converter (b) and has a direct converter function including a third 90 ° phase shifter (9), a local oscillator (10) and two double balanced mixers (8a) and (8b). It has a 2nd frequency conversion part (c) which it has, It is characterized by the above-mentioned.
【０００８】また、本発明は、請求項１記載の無線受信
装置において、前記第１周波数変換部（ｂ）は、第１の
９０゜位相器（４）と局部発振器（７）に接続された第
２の９０゜位相器（６）とにそれぞれ接続された２個の
ダブルバランスドミキサ（５ａ）、（５ｂ）を備え、前
記第２周波数変換部（ｃ）は、局部発振器（１０）に接
続された第３の９０゜位相器（９）にそれぞれ接続され
た２個の局部発振器（８ａ）、（８ｂ）を備えているい
ることを特徴とする。Further, according to the present invention, in the radio receiving apparatus according to claim 1, the first frequency converter (b) is connected to the first 90 ° phaser (4) and the local oscillator (7). Two double balanced mixers (5a) and (5b) respectively connected to the second 90 ° phase shifter (6) are provided, and the second frequency converter (c) is connected to the local oscillator (10). It is characterized by comprising two local oscillators (8a), (8b) respectively connected to the connected third 90 ° phaser (9).
【０００９】さらに、本発明は、前記第１周波数変換部
（ｂ）と前記第２周波数変換部（ｃ）との間に、中間周
波フィルタが接続されていることを特徴とする。Furthermore, the present invention is characterized in that an intermediate frequency filter is connected between the first frequency converter (b) and the second frequency converter (c).
【００１０】以上のように、本発明は、第１周波数変換
部を２個の９０°位相器、２個のダブルバランスドミキ
サおよび局部発振器により構成して、イメージ周波数除
去機能を実現している。第１周波数変換部にヘテロダイ
ン周波数変換を採用しているので、高周波増幅部の機能
とも相俟って、局部発振周波数の外部への放射がない。As described above, the present invention realizes the image frequency removing function by configuring the first frequency converting section by the two 90 ° phase shifters, the two double balanced mixers and the local oscillator. . Since the heterodyne frequency conversion is adopted for the first frequency conversion unit, the local oscillation frequency is not radiated to the outside in combination with the function of the high frequency amplification unit.
【００１１】また、第２周波数変換部をダイレクトコン
バータにより構成しているので、イメージ周波数除去機
能がさらに増大する。このダイレクトコンバータを中間
周波数段に採用しているので、ダイレクトコンバータの
欠点である局部発振周波数の外部への放射を除去するこ
とができる。Further, since the second frequency converter is composed of the direct converter, the image frequency removing function is further increased. Since this direct converter is used in the intermediate frequency stage, it is possible to eliminate the external radiation of the local oscillation frequency, which is a drawback of the direct converter.
【００１２】[0012]
【発明の実施の形態】以下に、本発明の無線受信装置の
第１実施例回路について、図１を参照して説明する。こ
の第１実施例回路は、機能的ブロック構成として、受信
アンテナ１の次段に接続された高周波増幅部ａ、この高
周波増幅部ａの次段に接続された第一周波数変換部ｂ、
この第一周波数変換部ｂの次段に接続された第２周波数
変換部ｃ、そしてこの第２周波数変換部ｃの次段に接続
された復調部ｄよりなる。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION A first embodiment circuit of a radio receiving apparatus of the present invention will be described below with reference to FIG. The circuit of the first embodiment has, as a functional block configuration, a high frequency amplifier a connected to the next stage of the receiving antenna 1, a first frequency converter b connected to the next stage of the high frequency amplifier a,
The second frequency conversion section c is connected to the next stage of the first frequency conversion section b, and the demodulation section d is connected to the next stage of the second frequency conversion section c.
【００１３】高周波増幅部ａにおいて、２は高周波のバ
ンドパスフィルタで、受信アンテナ１の出力端に接続さ
れ、この高周波のバンドパスフィルタ２の出力端にはロ
ーノイズアンプ３が接続されている。In the high frequency amplifying section a, 2 is a high frequency band pass filter, which is connected to the output end of the receiving antenna 1, and the low noise amplifier 3 is connected to the output end of this high frequency band pass filter 2.
【００１４】第１周波数変換部ｂにおいて、ローノイズ
アンプ３の出力端には第１の９０°位相器４が接続され
ている。この第１の９０°位相器４の二つの出力端に
は、それぞれダブルバランスドミキサ５ａ、５ｂの一方
の入力端が接続されている。また、ダブルバランスドミ
キサ５ａ、５ｂの他方の入力端には、第２の９０°位相
器６の二つの出力端がそれぞれ接続されている。第２の
９０°位相器６の入力端には第一の局部発振器７が接続
されている。In the first frequency converter b, the first 90 ° phase shifter 4 is connected to the output end of the low noise amplifier 3. Two input terminals of the double balanced mixers 5a and 5b are connected to the two output terminals of the first 90 ° phaser 4, respectively. Further, two output ends of the second 90 ° phase shifter 6 are connected to the other input ends of the double balanced mixers 5a and 5b, respectively. The first local oscillator 7 is connected to the input terminal of the second 90 ° phaser 6.
【００１５】第２周波数変換部ｃにおいて、ダブルバラ
ンスドミキサ５ａ、５ｂの共通接続出力端にはダブルバ
ランスドミキサ８ａ、８ｂの一方の共通接続入力端が接
続されている。ダブルバランスドミキサ８ａ、８ｂの他
方の入力端には、第３の９０°位相器９の二つの出力端
がそれぞれ接続されている。第３の９０°位相器９の入
力端には局部発振器１０が接続されている。一方、ダブ
ルバランスドミキサ８ａ、８ｂの出力端には、ローパス
フィルタ１１ａ、１１ｂがそれぞれ接続されている。In the second frequency converter c, one common connection input end of the double balanced mixers 8a and 8b is connected to the common connection output end of the double balanced mixers 5a and 5b. Two output ends of the third 90 ° phase shifter 9 are connected to the other input ends of the double balanced mixers 8a and 8b, respectively. A local oscillator 10 is connected to the input end of the third 90 ° phaser 9. On the other hand, low-pass filters 11a and 11b are connected to the output terminals of the double balanced mixers 8a and 8b, respectively.
【００１６】復調部ｄにおいて、ローパスフィルタ１１
ａ、１１ｂの出力端には、Ａ／Ｄ変換器１２ａ、１２ｂ
がそれぞれ接続されている。また、Ａ／Ｄ変換器１２
ａ、１２ｂの出力端は、比較器１３の二つの入力端にそ
れぞれ接続されている。In the demodulation section d, the low-pass filter 11
A / D converters 12a and 12b are provided at the output terminals of a and 11b.
Are connected respectively. In addition, the A / D converter 12
The output terminals of a and 12b are connected to the two input terminals of the comparator 13, respectively.
【００１７】つぎに、本実施例回路の動作について説明
する。受信アンテナ１に受信された、例えば、周波数シ
フトキーイング（ＦＳＫ）などで変調された受信キャリ
ア周波数ｆｃは、バンドパスフィルタ２を通過してロー
ノイズアンプ３により増幅された後、第１の９０°位相
器４に入力され、例えば、ダブルバランスドミキサ５ａ
の入力は０°と１８０°となり、ダブルバランスドミキ
サ５ｂの入力は９０°と２７０°となる。それから、第
１の局部発振器７の発振出力の０°と９０°が第２の９
０°位相器６を介してダブルバランスドミキサ５ａ、５
ｂにそれぞれ印加される。そして、受信アンテナ１の受
信周波数をｆｃとし、第１の局部発振器７の局部発振周
波数をｆL1とした場合、ダブルバランスドミキサ５ａ、
５ｂの共通接続出力端には、イメージ周波数の除去され
たの中間周波数（ｆｃ−ｆL1）が現れることになる。Next, the operation of the circuit of this embodiment will be described. The reception carrier frequency fc received by the reception antenna 1 and modulated by, for example, frequency shift keying (FSK), passes through the bandpass filter 2, is amplified by the low noise amplifier 3, and then the first 90 ° phase. Input to the device 4, for example, the double balanced mixer 5a
Input becomes 0 ° and 180 °, and the input of the double balanced mixer 5b becomes 90 ° and 270 °. Then, 0 ° and 90 ° of the oscillation output of the first local oscillator 7 are set to the second 9 °
Double-balanced mixers 5a, 5 via the 0 ° phase shifter 6
applied to b respectively. When the reception frequency of the reception antenna 1 is fc and the local oscillation frequency of the first local oscillator 7 is f L1 , the double balanced mixer 5a,
At the common connection output terminal of 5b, the intermediate frequency (fc-f L1 ) with the image frequency removed appears.
【００１８】つぎに、この中間周波数（ｆｃ−ｆL1）出
力を、次段のダブルバランスドミキサ８ａ、８ｂの一方
の入力端にそれぞれ印加する。他方、第二の局部発振器
１０の局部発振周波数ｆL2を前記中間周波数（ｆｃ−ｆ
L1）と等しくして、その局部発振周波数ｆL2の０°と９
０°を第３の９０°位相器を介してダブルバランスドミ
キサ８ａ、８ｂの他方の入力端にそれぞれ印加する。す
ると、中間周波数（ｆｃ−ｆL1）はコンバートされて、
ダブルバランスドミキサ８ａ、８ｂの出力には、９０°
位相の異なるベースバンドのＩ信号とＱ信号が現れるこ
とになる。これらのＩ信号とＱ信号をローパスフィルタ
１１ａ、１１ｂをそれぞれ通過させた後、Ａ／Ｄ変換器
１２ａ、１２ｂをそれぞれ通過させてパラレルのディジ
タル信号となし、比較器１３を通すことによりシリアル
のディジタル信号を復調することができる。Next, the output of the intermediate frequency (fc-f L1 ) is applied to one of the input ends of the double balanced mixers 8a and 8b in the next stage. On the other hand, the local oscillation frequency f L2 of the second local oscillator 10 is set to the intermediate frequency (fc-f).
L1 ) and the local oscillation frequency f L2 of 0 ° and 9
0 ° is applied to the other input ends of the double balanced mixers 8a and 8b via the third 90 ° phase shifter. Then, the intermediate frequency (fc-f L1 ) is converted,
The output of the double balanced mixers 8a and 8b is 90 °
Baseband I and Q signals having different phases will appear. These I signal and Q signal are passed through the low-pass filters 11a and 11b, respectively, and then passed through the A / D converters 12a and 12b, respectively, to form parallel digital signals. The signal can be demodulated.
【００１９】上記実施例においては、中間周波数（ｆｃ
−ｆL1）＝局部発振周波数ｆL2としたが、（ｆL1−ｆ
ｃ）＝ｆL2としてもよい。すなわち、｜ｆｃ−ｆL1｜＝
ｆL2ということになる。In the above embodiment, the intermediate frequency (fc
-F L1 ) = local oscillation frequency f L2 , but (f L1 -f
c) = f L2 may be set. That is, | fc-f L1 | =
It means f L2 .
【００２０】本実施例は、第１周波数変換部ｂが、イメ
ージ周波数を除去するダブルバランスドミキサ回路構成
となっているので、スーパーヘテロダイン受信機のよう
に、イメージ除去のための高選択度の高周波フィルタを
必要としない。また、受信キャリア周波数ｆｃに対し
て、第１周波数変換部ｂの第１局部発振周波数ｆL1およ
び第２周波数変換部ｃの第２局部発振周波数ｆL2を、中
間周波数｜ｆｃ−ｆL1｜＝ｆL2に選んで、ダイレクトコ
ンバータ回路を構成しているので、イメージ周波数の除
去機能がさらに増大する。In this embodiment, the first frequency converter b has a double-balanced mixer circuit configuration for removing the image frequency. Therefore, like the super-heterodyne receiver, it has a high selectivity for image removal. Does not require high frequency filters. Further, with respect to the received carrier frequency fc, the first local oscillation frequency f L1 of the first frequency conversion unit b and the second local oscillation frequency f L2 of the second frequency conversion unit c are set to the intermediate frequency | fc−f L1 | = Since the direct converter circuit is configured by selecting f L2 , the image frequency removing function is further increased.
【００２１】つぎに、本発明の第２実施例について、図
２を参照して説明する。この第２実施例は第１実施例に
対して第１の９０°位相器４の位置を回路上入れ替えた
ものである。すなわち、ローノイズアンプ３の出力端を
ダブルバランスドミキサ５ａ、５ｂの一方の入力端にそ
れぞれ接続し、ダブルバランスドミキサ５ａ、５ｂの出
力端を第１の９０°位相器４ａの二つの入力端にそれぞ
れ接続し、第１の９０°位相器４ａの出力端をダブルバ
ランスドミキサ８ａ、８ｂの入力端にそれぞれ接続した
ものである。その他の回路ブロックおよびそれらの接続
の態様並びに作用および機能は第１実施例と同様なの
で、同一番号を付しその説明を省略する。つぎに、本発
明の第３実施例について、図３を参照して説明する。こ
の第３実施例は第１実施例において、第１周波数変換部
ｂと第２周波数変換部ｃとの間に、中間周波数（ｆL1−
ｆｃ）を通過させる中間周波フィルタ１４を接続したも
のである。その他の回路ブロックおよびそれらの接続の
態様は第１実施例と同様なので、同一番号を付す。本実
施例において、中間周波フィルタ１４は、前段の第１周
波数変換部ｂのダブルバランスドミキサ５ａ、５ｂより
発生する不要波を除去するためのものである。また、後
段の第１周波数変換部ｃはダイレクトコンバータ復調回
路となっているので、この中間周波フィルタ１４につい
てイメージ周波数除去機能は要求されない。したがっ
て、この中間周波フィルタ１４は、従来のスーパーヘテ
ロダイン受信機のように、高選択度特性は要求されな
い。Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the second embodiment, the position of the first 90 ° phase shifter 4 is replaced in the circuit with respect to the first embodiment. That is, the output terminals of the low noise amplifier 3 are connected to one input terminals of the double balanced mixers 5a and 5b, respectively, and the output terminals of the double balanced mixers 5a and 5b are connected to the two input terminals of the first 90 ° phaser 4a. And the output ends of the first 90 ° phase shifter 4a are connected to the input ends of the double balanced mixers 8a and 8b, respectively. The other circuit blocks and their connection modes, functions and functions are the same as those in the first embodiment, and therefore, the same reference numerals are given and their description is omitted. Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The third embodiment is the same as the first embodiment except that an intermediate frequency (f L1 − is provided between the first frequency converter b and the second frequency converter c).
The intermediate frequency filter 14 that passes fc) is connected. The other circuit blocks and their connection modes are the same as those in the first embodiment, and therefore the same reference numerals are given. In the present embodiment, the intermediate frequency filter 14 is for removing unnecessary waves generated from the double balanced mixers 5a and 5b of the first frequency converter b in the preceding stage. Further, since the first frequency conversion unit c in the subsequent stage is a direct converter demodulation circuit, the intermediate frequency filter 14 is not required to have the image frequency removing function. Therefore, the intermediate frequency filter 14 is not required to have high selectivity characteristics as in the conventional super-heterodyne receiver.
【００２２】[0022]
【発明の効果】本発明は、第１周波数変換部を第１、第
２の９０°位相器、２個のダブルバランスドミキサおよ
び局部発振器により構成して、イメージ周波数除去機能
を実現しているので、スーパーヘテロダイン受信機で要
求される高選択度特性のバンドパスフィルタを必要とせ
ず、選択度の小さいバンドパスフィルタで十分な感度が
得られる。また、第１周波数変換部にヘテロダイン周波
数変換を採用しているので、高周波増幅部の機能とも相
俟って、局部発振周波数の外部への放射がない。According to the present invention, the first frequency converter is composed of first and second 90 ° phase shifters, two double balanced mixers and a local oscillator to realize the image frequency removing function. Therefore, a bandpass filter having a high selectivity characteristic required in a superheterodyne receiver is not required, and a bandpass filter having a low selectivity can provide sufficient sensitivity. Further, since the heterodyne frequency conversion is adopted for the first frequency conversion unit, the local oscillation frequency is not emitted to the outside in combination with the function of the high frequency amplification unit.
【００２３】また、第２周波数変換部をダイレクトコン
バータにより構成しているので、イメージ周波数除去機
能がさらに増大する。さらに、このダイレクトコンバー
タを中間周波数段に採用しているので、ダイレクトコン
バータの欠点である局部発振周波数の外部への放射を防
止することができる。Further, since the second frequency converter is constructed by the direct converter, the image frequency removing function is further enhanced. Further, since this direct converter is adopted in the intermediate frequency stage, it is possible to prevent the local oscillation frequency, which is a drawback of the direct converter, from being emitted to the outside.
【００２４】また、第２周波数変換部におけるダイレク
トコンバートは、中間周波数の低い周波数で行われるの
で、９０゜位相器の位相誤差も少なく、復調誤差も僅少
となり、集積化に適合する。このように、一度低い周波
数に変換後、ダイレクトコンバートするので、キャリア
周波数は、１ＧＨｚなどの高い周波数の受信システムに
採用できる。Further, since the direct conversion in the second frequency converter is performed at a low intermediate frequency, the 90 ° phaser has a small phase error and a small demodulation error, which is suitable for integration. In this way, since the frequency is once converted into the low frequency and then the direct conversion is performed, the carrier frequency can be adopted in a receiving system having a high frequency such as 1 GHz.
【図１】 本発明の無線受信装置の第１実施例回路図FIG. 1 is a circuit diagram of a wireless receiver according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 本発明の無線受信装置の第２実施例回路図FIG. 2 is a circuit diagram of a second embodiment of the wireless reception device of the present invention.
【図３】 本発明の無線受信装置の第３実施例回路図FIG. 3 is a circuit diagram of a wireless receiver according to a third embodiment of the present invention.
【図４】 従来の無線受信装置の回路図FIG. 4 is a circuit diagram of a conventional wireless receiver.
１ 受信アンテナ ２ バンドパスフィルタ ３ ローノイズアンプ ４ 第１の９０゜位相器 ５ａ、５ｂ ダブルバランスドミキサ ６ 第２の９０゜位相器 ７ 第１の局部発振器 ８ａ、８ｂ ダブルバランスドミキサ ９ 第３の９０゜位相器 １０ 第２の局部発振器 １１ａ、１１ｂ ローパスフィルタ １２ａ、１２ｂ Ａ／Ｄ変換器 １３ 比較器 １４ バンドパスフィルタ ａ 高周波増幅部 ｂ 第１周波数変換部 ｃ 第２周波数変換部 ｄ 復調部 1 Reception Antenna 2 Band Pass Filter 3 Low Noise Amplifier 4 First 90 ° Phaser 5a, 5b Double Balanced Mixer 6 Second 90 ° Phaser 7 First Local Oscillator 8a, 8b Double Balanced Mixer 9 Third 90 ° phaser 10 Second local oscillator 11a, 11b Low-pass filter 12a, 12b A / D converter 13 Comparator 14 Band-pass filter a High-frequency amplifier b First frequency converter c Second frequency converter d Demodulator
Claims (3)
に接続された高周波増幅部（ａ）と、この高周波増幅部
（ａ）の次段に接続され、第１、第２の９０゜位相器
（４）、（６）、局部発振器（７）および２個のダブル
バランスドミキサ（５ａ）、（５ｂ）よりなるイメージ
除去機能を有する第１周波数変換部（ｂ）と、この第１
周波数変換部（ｂ）の次段に接続され、第３の９０゜位
相器（９）、局部発振器（１０）および２個のダブルバ
ランスドミキサ（８ａ）、（８ｂ）よりなるダイレクト
コンバータ機能を有する第２周波数変換部（ｃ）と、よ
りなる無線受信装置。1. An antenna (1) and this antenna (1)
Connected to the high frequency amplifier (a) and the next stage of the high frequency amplifier (a), the first and second 90 ° phase shifters (4) and (6), the local oscillator (7) and A first frequency converter (b) having an image removing function, which comprises two double balanced mixers (5a) and (5b);
It is connected to the next stage of the frequency converter (b) and has a direct converter function including a third 90 ° phase shifter (9), a local oscillator (10) and two double balanced mixers (8a) and (8b). A wireless reception device including the second frequency conversion unit (c).
前記第１周波数変換部（ｂ）は、第１の９０゜位相器
（４）と局部発振器（７）に接続された第２の９０゜位
相器（６）とにそれぞれ接続された２個のダブルバラン
スドミキサ（５ａ）、（５ｂ）を備え、前記第２周波数
変換部（ｃ）は、局部発振器（１０）に接続された第３
の９０゜位相器（９）にそれぞれ接続された２個の局部
発振器（８ａ）、（８ｂ）を備えている無線受信装置。2. The wireless receiver according to claim 1, wherein
The first frequency converter (b) includes two first 90 ° phase shifters (4) and two second 90 ° phase shifters (6) connected to the local oscillator (7). A double balanced mixer (5a), (5b), wherein the second frequency converter (c) is a third oscillator connected to the local oscillator (10).
Radio receiver comprising two local oscillators (8a), (8b) respectively connected to the 90 ° phase shifter (9).
装置において、第１周波数変換部（ｂ）と第２周波数変
換部（ｃ）との間に、中間周波フィルタ（１４）が接続
されていることを特徴とする無線受信装置。3. The radio receiver according to claim 1, wherein an intermediate frequency filter (14) is connected between the first frequency converter (b) and the second frequency converter (c). A wireless receiving device characterized in that.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24775395A JPH0993293A (en) | 1995-09-26 | 1995-09-26 | Radio receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24775395A JPH0993293A (en) | 1995-09-26 | 1995-09-26 | Radio receiver |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0993293A true JPH0993293A (en) | 1997-04-04 |
Family
ID=17168159
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24775395A Pending JPH0993293A (en) | 1995-09-26 | 1995-09-26 | Radio receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0993293A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2017094817A1 (en) * | 2015-12-04 | 2017-06-08 | Ｎｅｃスペーステクノロジー株式会社 | Frequency mixer and method for generating intermediate frequency signal |
-
1995
- 1995-09-26 JP JP24775395A patent/JPH0993293A/en active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2017094817A1 (en) * | 2015-12-04 | 2017-06-08 | Ｎｅｃスペーステクノロジー株式会社 | Frequency mixer and method for generating intermediate frequency signal |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040127 |