JPH098767A - Instrument and method for measuring multipath delay spread - Google Patents
Instrument and method for measuring multipath delay spreadInfo
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- Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、デジタル移動体通信の
サービスエリア設計等に使用されるマルチパスディレイ
スプレッド測定装置及び方法に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a multipath delay spread measuring apparatus and method used for designing a service area of digital mobile communication.
【０００２】[0002]
【従来の技術】携帯電話等の移動体通信は、基地局と端
末間との無線通信が行われることにより実現されてい
る。このような移動体通信を実際に行うにあたって、基
地局各々のサービスエリアを決定する必要がある。2. Description of the Related Art Mobile communication such as mobile phones is realized by wireless communication between a base station and a terminal. To actually perform such mobile communication, it is necessary to determine the service area of each base station.
【０００３】この各条件が個々のサービスエリアで異な
る理由は、送信信号が、ビルや家屋等の遮蔽体・反射体
のために反射され、マルチパスを経由する多重波となっ
て受信側に伝送されるためである。The reason why each of these conditions is different in each service area is that the transmission signal is reflected by a shield / reflector such as a building or a house and is transmitted to the receiving side as a multiple wave passing through a multipath. Because it is done.
【０００４】しかしながら、従来のアナログ方式では、
送信信号が多重波となる場合であっても伝送品質の悪化
があまり問題とならないため、送信信号の電界強度測定
による基地局の有効エリア（サービスエリア）設計は比
較的容易であった。However, in the conventional analog system,
Even if the transmission signal is a multiple wave, deterioration of the transmission quality does not pose a problem so much, so that the effective area (service area) design of the base station by measuring the electric field strength of the transmission signal is relatively easy.
【０００５】ところが、近年、移動体通信は、周波数利
用の効率化、原始データのデジタル化等を背景として、
デジタル方式への移行が急速に進んでいる。このような
デジタル方式を用いた場合、送信側から受信側へ遮蔽体
を介することなく伝送される直接波（基本波）に対す
る、反射体等により直接波から遅延して伝送される遅延
波（反射波）の影響についての許容条件がきびしくなっ
てくる。However, in recent years, in mobile communication, with the background of efficient use of frequency and digitization of original data,
The transition to digital systems is progressing rapidly. When such a digital system is used, a direct wave (fundamental wave) transmitted from the transmitting side to the receiving side without passing through the shield is delayed by a delayed wave (reflected wave) transmitted by a reflector or the like. The permissible conditions for the effects of waves will become severe.
【０００６】デジタル通信においては、いわゆるアイパ
ターンの開口が狭くなると、デジタルデータに復調する
際のビット誤り発生率が高くなり伝送品質が悪化する
が、例えば反射波の遅延が伝送速度の周期に対して３０
％以上となるとビット誤りの発生率が許容値を越えると
いわれてる。また、直接波に対する遅延波の強度比、位
相差によりビット誤りの発生率は変化する。In digital communication, when the so-called eye pattern opening becomes narrow, the bit error occurrence rate at the time of demodulating into digital data increases and the transmission quality deteriorates. For example, the delay of the reflected wave with respect to the cycle of the transmission speed. 30
It is said that the rate of occurrence of bit errors exceeds the allowable value when it exceeds%. Further, the bit error occurrence rate changes depending on the intensity ratio of the delayed wave to the direct wave and the phase difference.
【０００７】したがって、デジタル移動体通信において
は、直接波に対する遅延波の遅延時間、強度比、位相差
等を正確に測定し、これらの結果を利用してサービスエ
リア、伝送速度等を決定することができる。Therefore, in digital mobile communication, it is necessary to accurately measure the delay time, intensity ratio, phase difference, etc. of the delayed wave with respect to the direct wave, and use these results to determine the service area, transmission rate, etc. You can
【０００８】この測定をするにあたって、送信電力の大
きい単一パルスによる変調波を用いることも考えられる
が、実際には、電波法の規制等により実現が困難であ
る。そこで、このようなマルチパス遅延波を測定する装
置においては、送信信号の電波強度を周波数方向に拡散
させることにより、単一周波数成分の強度を小さくでき
るスペクトラム拡散法が用いられている。For this measurement, it is possible to use a modulated wave with a single pulse having a high transmission power, but it is actually difficult to realize due to regulations of the Radio Law. Therefore, in a device for measuring such a multipath delayed wave, a spread spectrum method is used which can reduce the intensity of a single frequency component by spreading the radio field intensity of a transmission signal in the frequency direction.
【０００９】図６は送信信号のスペクトラム拡散と逆拡
散とを説明する図である。まず、スペクトラム拡散信号
を作るには、一定の周波数ｆｒを有し、ある程度の強度
を有するＲＦ信号を、広い周波数帯に渡る信号、具体的
には疑似ランダム符号信号（ＰＮ信号）を用いて拡散さ
せる。FIG. 6 is a diagram for explaining spectrum spreading and despreading of a transmission signal. First, in order to create a spread spectrum signal, an RF signal having a certain frequency fr and having a certain intensity is spread using a signal over a wide frequency band, specifically, a pseudo random code signal (PN signal). Let
【００１０】一方、こうして作られたスペクトラム拡散
信号について、受信側において拡散に用いた同じ符号列
のＰＮ信号で逆拡散させると周波数ｆｒのＲＦ信号が再
生される。On the other hand, when the spread spectrum signal thus created is despread with the PN signal of the same code string used for spreading on the receiving side, the RF signal of frequency fr is reproduced.
【００１１】このスペクトラム拡散信号は、広い周波数
帯域に渡る低強度の信号であるので、これを送信波とし
て用いれば、同一空間内の他の信号に対する障害になり
にくく、また、広い周波数帯域に拡散された信号からＲ
Ｆ信号を再生するので、他の信号や熱雑音による影響も
受けにくい。Since this spread spectrum signal is a low-strength signal over a wide frequency band, if it is used as a transmission wave, it will not easily interfere with other signals in the same space and spread over a wide frequency band. R from the signal
Since the F signal is reproduced, it is unlikely to be affected by other signals or thermal noise.
【００１２】ところで、上記ＰＮ信号は、一定周期で同
じ疑似ランダム符号列が繰り返し出力されているもので
ある。そこで、マルチパス遅延波を測定する装置におい
ては、逆拡散を行う際に、受信側のＰＮ信号の符号速度
を送信側のＰＮ信号の符号速度をわずかに変えることに
より、ＰＮ信号の符号列が一定回数繰り返されるごとに
両ＰＮ信号が同期して、上記ＲＦ信号が両ＰＮ信号の相
関係数として取り出されるようになっている。By the way, the PN signal is one in which the same pseudo-random code sequence is repeatedly output at a constant cycle. Therefore, in a device that measures a multipath delayed wave, when performing despreading, the code rate of the PN signal on the receiving side is slightly changed to change the code rate of the PN signal on the transmitting side. Each time it is repeated a fixed number of times, both PN signals are synchronized and the RF signal is extracted as a correlation coefficient of both PN signals.
【００１３】この場合における疑似ランダム符号列の繰
り返し回数をＫファクタという。また、わずかに符号速
度の異なるＰＮ信号で逆拡散を行い、Ｋファクタ毎に、
ＰＮ信号の相関係数としてＲＦ信号を取り出し可能とす
る方式をスライディング相関方式という。The number of repetitions of the pseudo-random code sequence in this case is called a K factor. Also, despreading is performed with PN signals having slightly different code rates, and for each K factor,
A method that allows the RF signal to be extracted as the correlation coefficient of the PN signal is called a sliding correlation method.
【００１４】図７はスライディング相関についての説明
図である。図７において、送信側ＰＮ信号と、受信側Ｐ
Ｎ信号とはその符号速度がわずかに異なってる。したが
って、送信ＰＮ信号に対して受信ＰＮ信号の符号列は少
しずつずれて（スライディングして）いくことになる。FIG. 7 is an illustration of sliding correlation. In FIG. 7, the transmission side PN signal and the reception side P
The code rate is slightly different from that of the N signal. Therefore, the code string of the received PN signal is slightly shifted (slipped) from the transmitted PN signal.
【００１５】ここで、両ＰＮ信号の相関を考えると、位
相同期の取れていない場合の相関係数は小さい。しか
し、図７に示すように受信側ＰＮ信号のスライディング
によりいずれは疑似ランダム符号列の始りが一致するか
ら、この点において相関係数は最大となり、この点を頂
点とした三角波が相関波形として形成される。Considering the correlation between both PN signals, the correlation coefficient is small when the phases are not synchronized. However, as shown in FIG. 7, since the start of the pseudo-random code sequence eventually coincides with the sliding of the PN signal on the receiving side, the correlation coefficient becomes maximum at this point, and the triangular wave with this point as the apex becomes the correlation waveform. It is formed.
【００１６】例えば送信側のＰＮ信号符号速度を３０．
０１Ｍｂｐｓとし、受信側のＰＮ信号符号速度を３０Ｍ
ｂｐｓとすると、ファクタＫ＝３０／（３０．０１−３
０）＝３０００であり、符号列３０００回毎に上記相関
波形が得られる。For example, if the transmission side PN signal code rate is 30.
01 Mbps, PN signal code rate on the receiving side is 30M
If bps, factor K = 30 / (30.01-3
0) = 3000, and the above correlation waveform is obtained every 3000 times of the code sequence.
【００１７】以上の説明は、スペクトラム拡散信号の伝
搬波ともなっているＲＦ信号が送信部から受信部まで直
接伝送される場合の直接波のみの相関波形である。これ
に対し、遅延波が存在する場合、遅延波は直接波に対し
て時間遅延をもって伝送されるから、ＰＮ信号の符号列
の始りが遅延時間分ほど遅れることになる。The above description is a correlation waveform of only the direct wave when the RF signal, which also serves as the propagation wave of the spread spectrum signal, is directly transmitted from the transmitter to the receiver. On the other hand, when there is a delayed wave, the delayed wave is transmitted with a time delay with respect to the direct wave, so that the start of the code string of the PN signal is delayed by the delay time.
【００１８】ここで、送受信側の各ＰＮ信号符号速度の
差が十分に小さければ、つまりＫファクタが十分に大き
ければ、直接波において相関波形が得られた符号列と同
じ反射波の符号列は、遅延時間後における受信側ＰＮの
符号列とその始り位置が一致する。したがって、直接波
から遅延時間分遅れたこの点で遅延波の相関波形が得ら
れることになる。Here, if the difference between the PN signal code rates on the transmitting and receiving sides is sufficiently small, that is, if the K factor is sufficiently large, the code string of the same reflected wave as the code string from which the correlation waveform is obtained in the direct wave is obtained. , And the start position of the PN code string on the receiving side after the delay time matches. Therefore, at this point, which is delayed by the delay time from the direct wave, the correlation waveform of the delayed wave is obtained.
【００１９】また、遅延時間を検出するための時間分解
能は、直接波相関波形の次の符号列で遅延波相関波形が
検出された場合であるから、例えば上記例の場合であれ
ば、遅延分解能＝１／３０Ｍｂｐｓ＝３３ｎｓとなる。
これは、電波の伝搬速度（３００ｍ／μｓ）を用いて距
離に直すと１０ｍとなる。したがって、遅延分解能を上
げたい場合は、ＰＮ信号の符号速度を大きくすればよい
ことになる。しかし、上記したような遅延波の測定方法
におけるＰＮ信号符号速度は、その符号列が変調するＲ
Ｆ又はＩＦ信号の周波数によって制限される。Further, the time resolution for detecting the delay time is when the delayed wave correlation waveform is detected in the next code string of the direct wave correlation waveform. Therefore, for example, in the case of the above example, the delay resolution is = 1/30 Mbps = 33 ns.
This is 10 m when converted into distance using the propagation velocity of radio waves (300 m / μs). Therefore, in order to increase the delay resolution, the code rate of the PN signal should be increased. However, the PN signal code rate in the above-described delayed wave measurement method is R that the code string modulates.
Limited by the frequency of the F or IF signal.
【００２０】その理由は、この場合にＰＮ信号の符号列
により、ＲＦ又はＩＦ信号にＢＰＳＫ変調がかけられる
からである。図８はＢＰＳＫ変調について示す図であ
る。The reason is that in this case, the RF or IF signal is BPSK modulated by the code string of the PN signal. FIG. 8 is a diagram showing the BPSK modulation.
【００２１】図８に示すように、ＲＦ信号に対し、ＰＮ
の符号が“１“，“０“間で変わるときに、ＲＦ信号の
位相が反転し、変調信号となっている。したがって、こ
のような変調信号を作る場合、ＲＦ（ＩＦでもよい）信
号の周波数がＰＮ信号の符号速度に対して３〜５倍大き
くなければならないことがわかる。As shown in FIG. 8, PN is applied to the RF signal.
When the sign of is changed between "1" and "0", the phase of the RF signal is inverted and becomes a modulation signal. Therefore, it is understood that the frequency of the RF (or IF) signal must be 3 to 5 times higher than the code rate of the PN signal when producing such a modulated signal.
【００２２】以上に説明したスペクトラム拡散、スライ
ディング相関、ＢＰＳＫ変調等の技術が用いられて、マ
ルチパス遅延波を測定する装置、すなわちマルチパスデ
ィレイスプレッド測定装置が構成されている 図９は従来のマルチパスディレイスプレッド測定装置の
受信部を示す構成図である。An apparatus for measuring a multipath delay wave, that is, a multipath delay spread measuring apparatus is constructed by using the above-described techniques such as spread spectrum, sliding correlation, BPSK modulation and the like. It is a block diagram which shows the receiving part of a path delay spread measuring device.
【００２３】図９において、ＲＦとは、図６、図８で示
された約２ＧＨｚのＲＦ信号が送信部において、３０．
０１ＭｂｐｓのＰＮ信号によりスペクトラム拡散され、
送信された信号をアンテナにより受信した受信信号ＲＦ
を示している。In FIG. 9, RF means that the RF signal of about 2 GHz shown in FIGS.
Spread spectrum by 01 Mbps PN signal,
Received signal RF that received the transmitted signal by the antenna
Is shown.
【００２４】このマルチパスディレイスプレッド測定装
置の受信部において、スペクトラム拡散されている受信
信号ＲＦと、局部発振信号ＬＯとがミキサ５１に入力さ
れ１４０ＭＨｚの中間周波数信号ＩＦａに変換される。In the receiving section of this multipath delay spread measuring apparatus, the spread spectrum received signal RF and the local oscillation signal LO are input to the mixer 51 and converted into an intermediate frequency signal IFa of 140 MHz.
【００２５】一方、ＰＮ信号発生器から出力された３０
ＭｂｐｓのＰＮ信号と１４０ＭＨｚの中間周波数信号Ｉ
Ｆｂとがミキサ５２においてＢＰＳＫ変調されて中間周
波数信号ＩＦｃとして出力される。On the other hand, 30 output from the PN signal generator
PN signal of Mbps and intermediate frequency signal I of 140 MHz
Fb and Fb are BPSK modulated in the mixer 52 and output as the intermediate frequency signal IFc.
【００２６】中間周波数信号ＩＦｃは、さらに移相器５
３において同相成分と直交成分とに分解され、それぞれ
ミキサ５４とミキサ５５に入力される。一方、受信信号
ＲＦからの中間周波数信号ＩＦａもそれぞれミキサ５４
とミキサ５５に入力されて、各ミキサ５４，５５におい
てスペクトラム逆拡散が行われると同時に、相関波形が
取り出される。The intermediate frequency signal IFc is further fed to the phase shifter 5
In 3, it is decomposed into the in-phase component and the quadrature component, which are input to the mixer 54 and the mixer 55, respectively. On the other hand, the intermediate frequency signal IFa from the received signal RF is also received by the mixer 54.
Is input to the mixer 55, spectrum despreading is performed in each of the mixers 54 and 55, and at the same time, a correlation waveform is extracted.
【００２７】そして、ミキサ５４，５５からローパスフ
ィルタ５６，５７を介した出力がそれぞれ同相成分相関
波形Ｉと直交成分相関波形Ｑであり、これらのＩ，Ｑ相
関波形が演算器５８に入力される。演算器５８におい
て、相関波形の振幅絶対値Ｅ（＝ＳＱＲＴ（Ｉ2 ＋Ｑ
2 ））の対数演算値が算出され、振幅情報ｌｏｇＥとし
て取り出される。The outputs from the mixers 54 and 55 through the low-pass filters 56 and 57 are the in-phase component correlation waveform I and the quadrature component correlation waveform Q, respectively, and these I and Q correlation waveforms are input to the calculator 58. . In the calculator 58, the absolute amplitude value E (= SQRT (I 2 + Q
2 )) The logarithmically calculated value is calculated and taken out as the amplitude information logE.
【００２８】ここで、受信信号ＲＦに、反射波等の遅延
波が含まれているときの各出力は図１０に示す通りとな
る。図１０は従来のマルチパスディレイスプレッド測定
装置から取り出された各相関波形と位相情報算出とにつ
いて示す説明図である。Here, each output when the received signal RF includes a delayed wave such as a reflected wave is as shown in FIG. FIG. 10 is an explanatory diagram showing each correlation waveform and phase information calculation extracted from the conventional multipath delay spread measuring apparatus.
【００２９】図１０（ａ）は、直接波と第１の遅延波と
第２の遅延波が含まれるときの同相成分相関波形Ｉと直
交成分相関波形Ｑと相関波形の振幅絶対値Ｅとを示して
いる。ここで、Ｉ１，Ｑ１，Ｅ１は、直接波の各相関波
形、Ｉ２，Ｑ２，Ｅ２は、第１の遅延波の各相関波形、
Ｉ３，Ｑ３，Ｅ３は、第２の遅延波の各相関波形であ
る。FIG. 10A shows the in-phase component correlation waveform I, the quadrature component correlation waveform Q, and the absolute amplitude value E of the correlation waveform when the direct wave, the first delayed wave, and the second delayed wave are included. Shows. Here, I1, Q1, and E1 are each correlation waveform of the direct wave, I2, Q2, and E2 are each correlation waveform of the first delayed wave,
I3, Q3 and E3 are the respective correlation waveforms of the second delayed wave.
【００３０】また、Ｉ，Ｑ相関波形から各相関波形の位
相情報（位相角度θ）を求めることができる。図１０
（ｂ）は、Ｉ，Ｑ平面における各相関波形の位相角度θ
を示している。すなわち、位相角度θはＩ，Ｑ比のアー
クタンジェントを取ることで算出される。Further, the phase information (phase angle θ) of each correlation waveform can be obtained from the I and Q correlation waveforms. FIG.
(B) is the phase angle θ of each correlation waveform on the I and Q planes.
Is shown. That is, the phase angle θ is calculated by taking the arc tangent of the I / Q ratio.
【００３１】[0031]
【発明が解決しようとする課題】上述したように、ま
ず、Ｉ，Ｑ相関波形を取り出し、それらから振幅絶対値
Ｅを求めているので、上記測定装置においては、相関波
がどのような位相角であっても正しい振幅絶対値Ｅを算
出することができる。As described above, first, the I and Q correlation waveforms are extracted and the absolute amplitude value E is obtained from them, so in the above measuring apparatus, what phase angle the correlation wave is However, the correct absolute amplitude value E can be calculated.
【００３２】ところが、逆拡散に使用する２つのミキサ
５４、５５は、その内部のダイオードの順方向電圧の温
度特性の違いにより出力が温度ドリフトし、温度変化に
よりＩＱ信号のＤＣオフセット電圧が変動する。すなわ
ちＤＣドリフトが発生する。However, the output of the two mixers 54 and 55 used for despreading has a temperature drift due to the difference in temperature characteristics of the forward voltage of the diodes therein, and the DC offset voltage of the IQ signal fluctuates due to the temperature change. . That is, DC drift occurs.
【００３３】図１１はミキサの構成及びＤＣドリフトの
様子を示す図である。図１１（ａ）は、ミキサ５４，５
５の内部構成を示しているが、この中の４つのダイオー
ドＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４がＤＣドリフト発生原因とな
る。一方、図１１（ｂ）は、温度変化に対するミキサの
ＤＣドリフトの様子を示している。FIG. 11 is a diagram showing the structure of the mixer and the state of DC drift. FIG. 11A shows the mixers 54 and 5
Although the internal configuration of No. 5 is shown, the four diodes D1, D2, D3, D4 among them cause DC drift. On the other hand, FIG. 11B shows the DC drift of the mixer with respect to the temperature change.
【００３４】さらに、図１２はミキサにＤＣドリフトが
発生したときのＩＱ平面、各波形の様子を示す図であ
る。従来の装置では、このようなＤＣドリフト発生のた
めに、振幅絶対値Ｅつまり振幅情報ｌｏｇＥ及び位相情
報（位相角度θ）が不正確になっている。Further, FIG. 12 is a view showing the IQ plane and the state of each waveform when DC drift occurs in the mixer. In the conventional device, the amplitude absolute value E, that is, the amplitude information logE and the phase information (phase angle θ) are inaccurate because of such DC drift.
【００３５】図１３はＤＣドリフトが生じたときの誤差
発生を説明する図である。図１３に示すように、ＤＣド
リフトが発生し、Ｉ軸，Ｑ軸がそれぞれＩ´軸，Ｑ´軸
の位置に変化すると、振幅絶対値Ｅ１及びＥ２のドリフ
ト前の位相角度θは、それぞれ位相角度θ１，θ２にシ
フトし、位相情報（位相角度θ）に誤差を生じる。FIG. 13 is a diagram for explaining the error occurrence when DC drift occurs. As shown in FIG. 13, when DC drift occurs and the I axis and the Q axis change to the positions of the I ′ axis and the Q ′ axis, respectively, the phase angles θ of the absolute amplitude values E1 and E2 before the drift are the phases, respectively. The angle shifts to θ1 and θ2, causing an error in the phase information (phase angle θ).
【００３６】また、振幅絶対値Ｅの値そのものにも誤差
を生じているが、このＥ，θの誤差は、ＩＱ信号のレベ
ルが小さいときに特に顕著であり、極端な場合、図１３
に示すように、ドリフト前は振幅絶対値Ｅが“０“であ
っても、ＤＣドリフトによって振幅絶対値Ｅとして“Ｏ
Ｏ´“を生じることになる。Further, although the absolute amplitude value E itself has an error, the error of E and θ is particularly remarkable when the level of the IQ signal is small, and in an extreme case, as shown in FIG.
As shown in, even if the absolute amplitude value E is “0” before the drift, the absolute value E of the amplitude is “O” due to the DC drift.
O '"will occur.
【００３７】したがって、図９に示す回路構成の受信部
では、温度変化によるＤＣドリフトにより、位相情報
（位相角度θ）に誤差を生じるという問題点、及び、相
関波形の振幅絶対値Ｅに誤差を生じ、特に、低出力領域
における誤差が大きく、最低受信レベルが悪化するの
で、振幅情報ｌｏｇＥの測定ダイナミックレンジが制限
されるという問題点を有している。Therefore, in the receiver having the circuit configuration shown in FIG. 9, there is a problem that an error occurs in the phase information (phase angle θ) due to the DC drift due to the temperature change, and an error in the absolute amplitude value E of the correlation waveform. In particular, since the error is large in the low output region and the minimum reception level is deteriorated, there is a problem that the measurement dynamic range of the amplitude information logE is limited.
【００３８】また、このような測定装置においては、受
信部を車に搭載して移動しながら長時間に渡って使用す
るため、ＤＣドリフトが生じ易いだけでなく、これが生
じてもそのときに温度校正をするのが困難であった。Further, in such a measuring device, since the receiver is mounted on a vehicle and used for a long time while moving, not only DC drift is likely to occur, but even if this occurs, the temperature drifts at that time. It was difficult to calibrate.
【００３９】さらに、このような装置において、遅延分
解能を高くするためには、ミキサ５２に入力するＰＮ信
号の符号速度を速くする必要があるが、ミキサ５２では
ＢＰＳＫ変調が行われているために、ＰＮ信号の符号速
度は、中間周波数信号ＩＦの周波数１４０ＭＨｚにより
制限される。Further, in such an apparatus, in order to increase the delay resolution, it is necessary to increase the code rate of the PN signal input to the mixer 52, but since the mixer 52 performs BPSK modulation. , The PN signal code rate is limited by the frequency 140 MHz of the intermediate frequency signal IF.
【００４０】この場合に、ＰＮ信号の符号速度を速くす
るには、中間周波数信号ＩＦの周波数を高くする必要が
あり、そのためには測定回路の全面的な変更をしなけれ
ばならない。In this case, in order to increase the code rate of the PN signal, it is necessary to increase the frequency of the intermediate frequency signal IF, and therefore, the measurement circuit must be completely changed.
【００４１】したがって、従来の装置では、ＰＮ信号の
符号速度変更が困難であり、ひいては遅延分解能を向上
させるのが困難であるという問題をも有している。本発
明は、このような実情を考慮してなされたもので、マル
チパスを介してスペクトラム拡散信号が伝搬されると
き、その直接波と遅延波との遅延時間、強度比、位相比
のスライディング相関により取り出される測定出力を高
精度化することを可能とし、また、測定波の遅延分解能
を容易に向上可能としたマルチパスディレイスプレッド
測定装置及び方法を提供することを目的とする。Therefore, the conventional apparatus has a problem that it is difficult to change the code rate of the PN signal, and it is difficult to improve the delay resolution. The present invention has been made in consideration of such a situation, and when a spread spectrum signal is propagated through a multipath, a sliding correlation of a delay time, an intensity ratio, and a phase ratio between a direct wave and a delayed wave thereof. It is an object of the present invention to provide a multipath delay spread measuring apparatus and method capable of improving the accuracy of the measurement output extracted by the method and easily improving the delay resolution of the measurement wave.
【００４２】[0042]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１に対応する発明は、デジタル移動通信にお
ける電波伝搬路のマルチパスによる遅延波の測定装置で
あって、第１のＲＦ信号をＰＮ符号で変調したスペクト
ラム拡散ＲＦ信号を受信する信号受信部と、ＰＮ符号と
同系列の受信側ＰＮ信号を発生するＰＮ信号発生部と、
信号受信部で受信したスペクトラム拡散ＲＦ信号と受信
側ＰＮ信号とを混合し、スライディング相関により逆拡
散する第１の混合器と、該第１の混合器の出力から第２
のＲＦ信号を取り出すバンドパスフィルタと、局部発振
信号を発生する第１の信号発生部と、第２のＲＦ信号と
局部発振信号とを混合し、第１の中間周波数信号を出力
する第２の混合器と、第１の中間周波数信号の直流成分
を除去する直流分除去部と、該直流分除去部の出力から
振幅情報信号とリミッタ信号とを出力する対数増幅器
と、第１の中間周波数信号と同一周波数の第２の中間周
波数信号を発生する第２の信号発生部と、リミッタ信号
と第２の中間周波数信号から第２のＲＦ信号の位相情報
を出力する位相検出器とを備えたマルチパスディレイス
プレッド測定装置である。In order to solve the above-mentioned problems, the invention corresponding to claim 1 is a delay wave measuring apparatus by multipath of a radio wave propagation path in digital mobile communication, which is a first RF. A signal receiving unit for receiving a spread spectrum RF signal obtained by modulating a signal with a PN code, and a PN signal generating unit for generating a receiving side PN signal in the same sequence as the PN code,
A first mixer that mixes the spread spectrum RF signal received by the signal receiving unit and the receiving side PN signal and despreads by sliding correlation, and a second mixer from the output of the first mixer.
Of the RF signal, a first signal generator for generating a local oscillation signal, a second RF signal for mixing the local oscillation signal, and a second intermediate frequency signal for outputting a second intermediate frequency signal. A mixer, a DC component removing unit that removes a DC component of the first intermediate frequency signal, a logarithmic amplifier that outputs an amplitude information signal and a limiter signal from the output of the DC component removing unit, and a first intermediate frequency signal And a phase detector for outputting phase information of the second RF signal from the limiter signal and the second intermediate frequency signal. This is a path delay spread measuring device.
【００４３】また、請求項２に対応する発明は、請求項
１に対応する発明において、位相検出器が、第２の中間
周波数信号を同相成分と直交成分とに分解する移相器
と、リミッタ信号と第２の中間周波数信号の同相成分出
力とを混合し、第２のＲＦ信号の同相位相情報（ｃｏｓ
θ）を出力する第３の混合器と、リミッタ信号と第２の
中間周波数信号の直交成分出力とを混合し、第２のＲＦ
信号の直交位相情報（ｓｉｎθ）を出力する第４の混合
器とを備えたマルチパスディレイスプレッド測定装置で
ある。The invention according to claim 2 is the invention according to claim 1, wherein the phase detector decomposes the second intermediate frequency signal into an in-phase component and a quadrature component, and a limiter. The signal and the in-phase component output of the second intermediate frequency signal are mixed, and the in-phase information (cos) of the second RF signal is mixed.
θ) is output to the third mixer, and the limiter signal and the quadrature component output of the second intermediate frequency signal are mixed to generate a second RF signal.
And a fourth mixer for outputting quadrature phase information (sin θ) of a signal.
【００４４】さらに、請求項３に対応する発明は、デジ
タル通信における電波伝搬路のマルチパスによる遅延波
の測定方法であって、第１のＲＦ信号をＰＮ符号で変調
したスペクトラム拡散ＲＦ信号を受信する段階と、ＰＮ
符号と同系列の受信側ＰＮ信号を発生する段階と、受信
側ＰＮ信号を連続的にスライドし、スペクトラム拡散Ｒ
Ｆ信号と受信側ＰＮ信号とのスライディング相関により
複数の逆拡散信号を検出する段階と、該第１の混合器の
出力から第２のＲＦ信号を取り出す段階と、局部発生信
号を発生する段階と、第２のＲＦ信号と局部発生信号と
を混合し、第１の中間周波数信号を出力する段階と、第
１の中間周波数信号の直流分を除去する段階と、直流分
を除去された第１の中間周波数信号から振幅情報信号と
リミッタ信号とを出力する段階と、第１の中間周波数信
号と同一周波数の第２の中間周波数信号を発生する段階
と、リミッタ信号と第２の中間周波数信号から第２のＲ
Ｆ信号の位相情報を出力する段階とをからなるマルチパ
スディレイスプレッド測定方法である。Further, the invention according to claim 3 is a method for measuring a delayed wave by multipath of a radio wave propagation path in digital communication, which receives a spread spectrum RF signal obtained by modulating a first RF signal with a PN code. And the PN
Spread the spread PN signal by generating the receiving side PN signal of the same sequence as the code and sliding the receiving side PN signal continuously.
Detecting a plurality of despread signals by sliding correlation between the F signal and the receiving side PN signal; extracting a second RF signal from the output of the first mixer; and generating a locally generated signal. , Mixing the second RF signal and the locally generated signal to output the first intermediate frequency signal, removing the DC component of the first intermediate frequency signal, and removing the DC component of the first Output the amplitude information signal and the limiter signal from the intermediate frequency signal, the step of generating the second intermediate frequency signal having the same frequency as the first intermediate frequency signal, and the step of generating the limiter signal and the second intermediate frequency signal. Second R
And a step of outputting the phase information of the F signal.
【００４５】[0045]
【作用】したがって、まず、請求項１又は３に対応する
発明のマルチパスディレイスプレッド測定装置又は方法
においては、信号受信部によって、第１のＲＦ信号をＰ
Ｎ符号で変調したスペクトラム拡散ＲＦ信号が受信され
る。Therefore, first, in the multipath delay spread measuring apparatus or method according to the first or third aspect of the present invention, the signal receiving unit sets the first RF signal to P
A spread spectrum RF signal modulated with an N code is received.
【００４６】次に、ＰＮ信号発生部によって、上記ＰＮ
符号と同系列の受信側ＰＮ信号が発生される。また、第
１の混合器によって、信号受信部で受信されたスペクト
ラム拡散ＲＦ信号と受信側ＰＮ信号とが混合され、スラ
イディング相関により逆拡散される。Next, the PN signal generator causes the PN
A receiving side PN signal of the same sequence as the code is generated. The first mixer mixes the spread spectrum RF signal received by the signal receiving unit with the reception side PN signal, and despreads them by sliding correlation.
【００４７】さらに、バンドパスフィルタ（通過帯域ろ
過器）によって、該第１の混合器の出力から第２のＲＦ
信号が取り出される。一方、第１の信号発生部によっ
て、局部発振信号が発生される。Further, a band pass filter (pass band filter) is used to output a second RF signal from the output of the first mixer.
The signal is extracted. On the other hand, the first signal generator generates a local oscillation signal.
【００４８】そして、第２の混合器によって、第２のＲ
Ｆ信号と局部発振信号とが混合され、第１の中間周波数
信号が出力される。次に、直流分除去部によって、該第
１の中間周波数信号の直流成分が除去される。Then, by the second mixer, the second R
The F signal and the local oscillation signal are mixed, and the first intermediate frequency signal is output. Next, the DC component removing unit removes the DC component of the first intermediate frequency signal.
【００４９】そして、対数増幅器によって、該直流分除
去部の出力から振幅情報信号とリミッタ信号とが出力さ
れる。また、第２の信号発生部によって、第１の中間周
波数信号と同一周波数の第２の中間周波数信号が発生さ
れる。Then, the logarithmic amplifier outputs the amplitude information signal and the limiter signal from the output of the DC component removing section. Further, the second signal generating section generates the second intermediate frequency signal having the same frequency as the first intermediate frequency signal.
【００５０】さらに、位相検出器によって、リミッタ信
号と第２の中間周波数信号から第２のＲＦ信号の位相情
報が出力される。したがって、この位相情報及び上記こ
の振幅情報信号から直接波と遅延波との遅延時間、強度
比、位相差の高精度化な測定が可能となる。Further, the phase detector outputs the phase information of the second RF signal from the limiter signal and the second intermediate frequency signal. Therefore, it is possible to measure the delay time, the intensity ratio, and the phase difference between the direct wave and the delayed wave with high accuracy from the phase information and the amplitude information signal.
【００５１】また、スペクトラム逆拡散が第１の第１の
混合器すなわち最初の混合器で行われる構成なので、回
路構成全体を変更することなく、ＰＮ信号の符号速度を
変更することができ、測定波の遅延分解能を容易に向上
させることが可能となる。Since the spectrum despreading is performed by the first first mixer, that is, the first mixer, the code rate of the PN signal can be changed without changing the entire circuit configuration, and the measurement can be performed. It is possible to easily improve the delay resolution of the wave.
【００５２】また、請求項２に対応する発明のマルチパ
スディレイスプレッド測定装置においては、請求項１に
対応する発明と同様に作用する他、移相器によって、第
２の中間周波数信号が同相成分と直交成分に分解され
る。Further, in the multipath delay spread measuring apparatus of the invention according to claim 2, the same operation as in the invention according to claim 1 is achieved, and the second intermediate frequency signal is in-phase component by the phase shifter. And is decomposed into orthogonal components.
【００５３】次に、第３の混合器によって、リミッタ信
号と第２の中間周波数信号の同相成分出力とが混合され
る。そして、第４の混合器によって、リミッタ信号と第
２の中間周波数信号の直交成分出力とが混合される。し
たがって、位相情報として、第２のＲＦ信号の同相位相
情報（ｃｏｓθ）と直交位相情報（ｓｉｎθ）とを得る
ことができる。Next, the third mixer mixes the limiter signal and the in-phase component output of the second intermediate frequency signal. Then, the fourth mixer mixes the limiter signal and the quadrature component output of the second intermediate frequency signal. Therefore, as the phase information, the in-phase information (cos θ) and the quadrature information (sin θ) of the second RF signal can be obtained.
【００５４】[0054]
【実施例】以下、本発明の実施例について説明する。 （第１の実施例）図１は本発明の第１の実施例に係るマ
ルチパスディレイスプレッド測定装置を示す構成図であ
る。Embodiments of the present invention will be described below. (First Embodiment) FIG. 1 is a block diagram showing a multipath delay spread measuring apparatus according to the first embodiment of the present invention.
【００５５】この実施装置においては、受信部のＰＮ信
号符号速度を（従来装置の３０Ｍｂｐｓから５倍の）１
５０Ｍｂｐｓとし、また、ＲＦ周波数信号を２．２ＧＨ
ｚ、中間周波数信号を１０，７ＭＨｚとした場合を一例
として説明する。In this embodiment, the PN signal code rate of the receiving unit is 1 (5 times from 30 Mbps of the conventional apparatus).
50 Mbps and RF frequency signal at 2.2 GHz
An example will be described where z and the intermediate frequency signal are 10, 7 MHz.
【００５６】このマルチパスディレイスプレッド測定装
置は、送信部１０と受信部２０とからなっている。送信
部１１においては、１０ＭＨｚの基準信号Ｒｅｆがルビ
ジウム原子発振器からなる発振器１２から出力され、こ
の基準信号Ｒｅｆが２．２ＧＨｚの搬送信号ＳＧ１を発
生する信号発生器１３と、信号発生器１４とに入力され
ている。信号発生器１４から出力された１５０．０５Ｍ
Ｈｚの信号ＳＧ２は、ＰＮ信号発生器１５に入力され、
１５０．０５Ｍｂｐｓの符号速度をもつ９段Ｍ系列のＰ
Ｎ信号ＰＮ１として出力される。The multipath delay spread measuring apparatus comprises a transmitting section 10 and a receiving section 20. In the transmitter 11, a reference signal Ref of 10 MHz is output from an oscillator 12 composed of a rubidium atomic oscillator, and the reference signal Ref is supplied to a signal generator 13 for generating a carrier signal SG1 of 2.2 GHz and a signal generator 14. It has been entered. 150.05M output from the signal generator 14
The Hz signal SG2 is input to the PN signal generator 15,
9-stage M-sequence P with a code rate of 150.05 Mbps
It is output as the N signal PN1.
【００５７】そして、この搬送信号ＳＧ１とＰＮ信号Ｐ
Ｎ１とがミキサ１６でスペクトラム拡散され、ＢＰＳＫ
変調された送信信号ＲＦとして送信アンテナ１７から出
力される。Then, the carrier signal SG1 and the PN signal P
N1 and the spectrum is spread by the mixer 16, and BPSK
The modulated transmission signal RF is output from the transmission antenna 17.
【００５８】一方、受信部２０は、受信アンテナ２１
と、発振器２２と、第１の信号発生器２３と、ＰＮ信号
発生器２４と、第１の混合器としての第１のミキサ２５
と、バンドパスフィルタ２６と、第２の信号発生器２７
と、第２の混合器としての第２のミキサ２８と、バンド
パスフィルタ２９と、直流分除去部３０と、対数増幅器
３１と、第３の信号発生器３２と、位相検出器３３とに
よって構成されている。On the other hand, the receiving section 20 includes a receiving antenna 21.
An oscillator 22, a first signal generator 23, a PN signal generator 24, and a first mixer 25 as a first mixer.
, Bandpass filter 26, and second signal generator 27
And a second mixer 28 as a second mixer, a bandpass filter 29, a DC component removing unit 30, a logarithmic amplifier 31, a third signal generator 32, and a phase detector 33. Has been done.
【００５９】また、受信部２０にはオシロスコープ４０
が接続されている。受信アンテナ２１は、途中の遮蔽
体、反射体等により多重化し、マルチパスを介して伝搬
された送信信号を受信信号ＲＦとして受信する。Further, the receiver 20 has an oscilloscope 40.
Is connected. The reception antenna 21 multiplexes with a shield, a reflector, etc. on the way, and receives the transmission signal propagated through the multipath as a reception signal RF.
【００６０】発振器２２は、ルビジウム原子発振器から
なり、１０ＭＨｚの基準信号Ｒｅｆを出力する。第１の
信号発生器２３は、発振器２２から出力された基準信号
Ｒｅｆをもとに、１５０ＭＨｚの信号ＳＧ３を出力す
る。The oscillator 22 is composed of a rubidium atomic oscillator and outputs a reference signal Ref of 10 MHz. The first signal generator 23 outputs a signal SG3 of 150 MHz based on the reference signal Ref output from the oscillator 22.
【００６１】ＰＮ信号発生器２４は、第１の信号発生器
２３から出力された信号ＳＧ３をもとに符号速度１５０
ＭｂｐｓのＰＮ信号ＰＮ２を出力する。ここで、このＰ
Ｎ信号ＰＮ２は、符号速度がわずかに遅いことを除け
ば、送信部１０でスペクトラム拡散用に使用されたＰＮ
信号ＰＮ１と同じであり、同符号列を有するものであ
る。The PN signal generator 24 has a code rate of 150 based on the signal SG3 output from the first signal generator 23.
It outputs a PN signal PN2 of Mbps. Here, this P
The N signal PN2 is the PN used for spread spectrum in the transmission unit 10 except that the code rate is slightly slow.
It is the same as the signal PN1 and has the same code string.
【００６２】第１のミキサ２５は、アンテナ２１で受信
された受信信号ＲＦとＰＮ信号発生器２４から出力され
たＰＮ信号ＰＮ２とを混合し、スライディング相関によ
りスペクトラム逆拡散し、バンドパスフィルタ２６を介
して、相関波形ＲＦ１を出力する。このとき、Ｋファク
タは、Ｋ＝１５０／（１５０．０５−１５０）＝３００
０である。The first mixer 25 mixes the received signal RF received by the antenna 21 with the PN signal PN2 output from the PN signal generator 24, despreads the spectrum by sliding correlation, and uses the bandpass filter 26. A correlation waveform RF1 is output via the. At this time, the K factor is K = 150 / (150.05−150) = 300.
0.
【００６３】第２の信号発生器２７は、発振器２２から
出力された基準信号Ｒｅｆをもとに、例えば２１８９．
３ＭＨｚの局部発振信号ＬＯを出力する。第２のミキサ
２８は、第１のミキサ２５から出力され、バンドパスフ
ィルタ２６を通過した相関波形ＲＦ１と、第２の信号発
生器２７から出力された局部発振信号ＬＯとを混合し、
例えば１０．７ＭＨｚの第１の中間周波数信号ＩＦ１を
出力する。これにより、対数増幅器等での取扱いが可能
となる。The second signal generator 27 uses, for example, 2189.
It outputs a local oscillation signal LO of 3 MHz. The second mixer 28 mixes the correlation waveform RF1 output from the first mixer 25 and passed through the bandpass filter 26 with the local oscillation signal LO output from the second signal generator 27,
For example, the first intermediate frequency signal IF1 of 10.7 MHz is output. This enables handling with a logarithmic amplifier or the like.
【００６４】バンドパスフィルタ２９は、第２のミキサ
２８の出力値を帯域制限し、１０．７ＭＨｚの第１の中
間周波数信号ＩＦ１として出力する。直流分除去部３０
は、コンデンサ３０ａから構成されており、第１の中間
周波数信号ＩＦ１の直流成分を除去し、出力する。した
がって、ここまでにＤＣドリフトが発生することがあっ
ても直流分除去部３０の出力値からはＤＣ成分が除去さ
れる。The bandpass filter 29 band-limits the output value of the second mixer 28 and outputs it as the first intermediate frequency signal IF1 of 10.7 MHz. DC component removal unit 30
Is composed of a capacitor 30a, removes the DC component of the first intermediate frequency signal IF1 and outputs it. Therefore, even if a DC drift may occur up to this point, the DC component is removed from the output value of the DC component removing unit 30.
【００６５】対数増幅器３１は、直流分除去部３０から
出力された第１の中間周波数信号ＩＦ１をエンベロープ
検波し、検波された相関波形を対数変換して、振幅情報
ｌｏｇＥとして出力する。The logarithmic amplifier 31 envelope-detects the first intermediate frequency signal IF1 output from the DC component removing unit 30, logarithmically converts the detected correlation waveform, and outputs it as amplitude information logE.
【００６６】また、対数増幅器３１には、リミッタ出力
部３１ａが設けられている。リミッタ出力部３１ａは、
入力された第１の中間周波数信号ＩＦ１を一定の振幅を
もつリミッタ出力信号ｌｉｍとして出力する。このリミ
ッタ出力信号ｌｉｍは、相関波形が検出された部分で
は、そのエンベロープの形にかかわらず、相関検出範囲
で一定振幅の波に変換され、相関波形が検出されない部
分では、一定振幅のノイズとなる。Further, the logarithmic amplifier 31 is provided with a limiter output section 31a. The limiter output unit 31a
The input first intermediate frequency signal IF1 is output as a limiter output signal lim having a constant amplitude. The limiter output signal lim is converted into a wave having a constant amplitude in the correlation detection range in a portion in which the correlation waveform is detected, regardless of the envelope shape, and becomes a noise in a constant amplitude in the portion in which the correlation waveform is not detected. .
【００６７】第３の信号発生器３２は、発振器２２から
出力された基準信号Ｒｅｆをもとに、１０．７ＭＨｚの
第２の中間周波数信号ＩＦ２を出力する。位相検出器３
３は、９０°移相器３４と、同位相用ミキサ３５と、直
交位相用ミキサ３６と演算器３７とによって構成されて
いる。The third signal generator 32 outputs a second intermediate frequency signal IF2 of 10.7 MHz based on the reference signal Ref output from the oscillator 22. Phase detector 3
3 includes a 90 ° phase shifter 34, an in-phase mixer 35, a quadrature-phase mixer 36, and a calculator 37.
【００６８】９０°移相器３４は、第３の信号発生器３
２から出力された第２の中間周波数信号ＩＦ２を同相成
分と直交成分に分解し、それぞれ同相中間周波数信号Ｉ
Ｆ０°と直交中間周波数信号ＩＦ９０°とを出力する。The 90 ° phase shifter 34 includes the third signal generator 3
The second intermediate frequency signal IF2 output from 2 is decomposed into the in-phase component and the quadrature component, and the in-phase intermediate frequency signal I
It outputs F0 ° and the quadrature intermediate frequency signal IF90 °.
【００６９】同位相用ミキサ３５は、その後ろに設けら
れたローパスフィルタ（図示せず）と協働し、リミッタ
出力部３１ａから出力されたリミッタ出力信号ｌｉｍと
９０°移相器３４から出力された同相中間周波数信号Ｉ
Ｆ０°との積の平均値演算を行って、相関波形について
の同相位相情報ｃｏｓθを出力する。The in-phase mixer 35 cooperates with a low-pass filter (not shown) provided behind it, and outputs the limiter output signal lim output from the limiter output section 31a and the 90 ° phase shifter 34. In-phase intermediate frequency signal I
The average value of the product with F0 ° is calculated, and the in-phase information cos θ regarding the correlation waveform is output.
【００７０】直交位相用ミキサ３６は、その後ろに設け
られたローパスフィルタ（図示せず）と協働し、リミッ
タ出力部３１ａから出力されたリミッタ出力信号ｌｉｍ
と９０°移相器３４から出力された直交中間周波数信号
ＩＦ９０°との積の平均値演算を行って、相関波形につ
いての直交位相情報ｓｉｎθを出力する。The quadrature-phase mixer 36 cooperates with a low-pass filter (not shown) provided behind it, and the limiter output signal lim output from the limiter output section 31a.
And the quadrature intermediate frequency signal IF 90 ° output from the 90 ° phase shifter 34 are averaged to output quadrature phase information sin θ regarding the correlation waveform.
【００７１】演算器３７は、同位相用ミキサ３５から出
力された同相位相情報ｃｏｓθと、直交位相用ミキサ３
６から出力された直交位相情報ｓｉｎθとの比のアーク
タンジェントから位相情報θを算出し、出力する。この
出力値は、受信部２０に接続された図示しない表示装置
上に表示される。The calculator 37 outputs the in-phase information cos θ output from the in-phase mixer 35 and the quadrature-phase mixer 3.
The phase information θ is calculated from the arc tangent of the ratio with the quadrature phase information sin θ output from 6 and output. This output value is displayed on a display device (not shown) connected to the receiving unit 20.
【００７２】オシロスコープ４０は、対数増幅器３１か
らの振幅情報ｌｏｇＥが入力され、これをモニタ上に表
示する。なお、請求項１に係る第１の信号発生部は、例
えば第２の信号発生器２７によって構成されており、ま
た、第２の信号発生部は、例えば第３の信号発生器３２
によって構成されている。さらに、請求項２に係る第３
の混合器は、例えば同相用ミキサ３５によって構成され
ており、第４の混合器は、例えば直交位相用ミキサ３６
によって構成されている。The amplitude information logE from the logarithmic amplifier 31 is input to the oscilloscope 40, which is displayed on the monitor. The first signal generator according to claim 1 is constituted by, for example, the second signal generator 27, and the second signal generator is, for example, the third signal generator 32.
It is constituted by. Further, the third aspect according to claim 2
Is composed of, for example, the in-phase mixer 35, and the fourth mixer is, for example, the quadrature-phase mixer 36.
It is constituted by.
【００７３】次に、以上のように構成された本実施例の
マルチパスディレイスプレッド測定装置の動作について
説明する。まず、送信部１０において、この搬送信号Ｓ
Ｇ１とＰＮ信号ＰＮ１とがＢＰＳＫ変調された例えば中
心周波数２２００ＭＨｚのスペクトラム拡散信号とな
り、送信信号ＲＦとして出力される。Next, the operation of the multipath delay spread measuring apparatus of the present embodiment constructed as described above will be explained. First, in the transmitter 10, the carrier signal S
G1 and PN signal PN1 are BPSK-modulated spread spectrum signals having a center frequency of 2200 MHz, for example, and are output as transmission signals RF.
【００７４】次に、この送信信号ＲＦは、信号伝搬途中
で、反射等により多重化され、マルチパスを介する形
で、受信部２０において受信信号ＲＦとして受信され
る。したがって、受信信号ＲＦには、送信部１０出力が
直接受信される直接波と、途中で反射され、直接波から
遅延して受信される反射波等の遅延波とが含まれてい
る。Next, this transmission signal RF is multiplexed as a result of reflection or the like during signal propagation, and is received by the receiving section 20 as a reception signal RF through a multipath. Therefore, the reception signal RF includes a direct wave in which the output of the transmission unit 10 is directly received, and a delayed wave such as a reflected wave which is reflected on the way and is received with a delay from the direct wave.
【００７５】この受信信号ＲＦ（ＲＦ入力信号）が振幅
情報であるｌｏｇＥ波形として出力される動作を図２
（ａ），（ｂ）を用いて説明する。図２（ａ）は受信信
号ＲＦが第１の中間周波数ＩＦ１に変換されるまでを示
す説明図である。The operation of outputting the received signal RF (RF input signal) as a logE waveform which is amplitude information is shown in FIG.
A description will be given using (a) and (b). FIG. 2A is an explanatory diagram showing the process until the received signal RF is converted into the first intermediate frequency IF1.
【００７６】まず、受信信号ＲＦ（ＲＦ入力信号）は、
中心周波数２２００ＭＨｚのスペクトラム拡散信号であ
るが、これに対し、ＰＮ信号ＰＮ２を第１のミキサ２５
で混合することで、逆拡散し、相関波形ＲＦ１を取り出
す。通常の逆拡散では、すなわちＰＮ信号ＰＮ１とＰＮ
２が同じものであれば、全時間域に渡って信号が復調さ
れるが、本実施例の場合は、両ＰＮ信号の符合速度をわ
ずかに変えたスライディング相関を用いるので、取り出
される波形は、両符号列についての相関値からなってい
る。First, the received signal RF (RF input signal) is
Although the spread spectrum signal has a center frequency of 2200 MHz, the PN signal PN2 is supplied to the first mixer 25.
Inverse spreading is performed by mixing with, and the correlation waveform RF1 is extracted. In normal despreading, that is, PN signals PN1 and PN
If 2 is the same, the signal is demodulated over the entire time domain, but in the case of the present embodiment, the sliding correlation in which the code rates of both PN signals are slightly changed is used, so the extracted waveform is It consists of correlation values for both code strings.
【００７７】このとき取り出された相関波形ＲＦ１が図
２（ｂ）に示されている。この例示においては直接波Ｄ
Ｗと、これに遅延する遅延波ＲＷとが示されている。次
に、図２（ａ）において、バンドパスフィルタ２６を通
過した相関波形ＲＦ１は、２２００ＭＨｚの信号であ
り、そのままでは対数増幅器３１で取り扱うことができ
ないので、第２の信号発生器２７から出力される局部発
振信号ＬＯによってダウンコンバートされる。その結
果、相関波形は、周波数１０．７ＭＨｚの第１の中間周
波数信号ＩＦ１となる。The correlation waveform RF1 extracted at this time is shown in FIG. 2 (b). In this example, the direct wave D
W and a delayed wave RW delayed therefrom are shown. Next, in FIG. 2A, the correlation waveform RF1 that has passed through the bandpass filter 26 is a signal of 2200 MHz, which cannot be handled as it is by the logarithmic amplifier 31, and therefore is output from the second signal generator 27. Is down-converted by the local oscillation signal LO. As a result, the correlation waveform becomes the first intermediate frequency signal IF1 having a frequency of 10.7 MHz.
【００７８】図２（ｂ）において、このときの第１の中
間周波数信号ＩＦ１が示されている。そして、第１の中
間周波数信号ＩＦ１は、直流成分が直流分除去部３０の
コンデンサ３０ａで除去され、対数増幅器３１によっ
て、図２（ｂ）に示すような振幅情報であるｌｏｇＥ波
形として出力される。In FIG. 2B, the first intermediate frequency signal IF1 at this time is shown. The DC component of the first intermediate frequency signal IF1 is removed by the capacitor 30a of the DC component removing unit 30, and the logarithmic amplifier 31 outputs the logE waveform as amplitude information as shown in FIG. 2B. .
【００７９】この振幅情報ｌｏｇＥは、受信部２０に接
続されたオシロスコープ４０によって表示され、その値
が読み取られる。一方で、第１の中間周波数信号ＩＦ１
は、対数増幅器３１内のリミッタ出力部３１ａにより、
リミッタ出力ｌｉｍに変換されて位相検出器３３に入力
される。The amplitude information logE is displayed by the oscilloscope 40 connected to the receiver 20 and the value is read. On the other hand, the first intermediate frequency signal IF1
Is a limiter output unit 31a in the logarithmic amplifier 31,
It is converted into a limiter output lim and input to the phase detector 33.
【００８０】図３は、本実施例のマルチパスディレイス
プレッド測定装置における位相検出器の動作を示す説明
図である。ここで、図３（ａ）は、第１の中間周波数信
号ＩＦ１が同相成分のみであった場合を例示し、図３
（ｂ）は、第１の中間周波数信号ＩＦ１が直交成分のみ
であった場合を例示している。FIG. 3 is an explanatory diagram showing the operation of the phase detector in the multipath delay spread measuring apparatus of this embodiment. Here, FIG. 3A illustrates a case where the first intermediate frequency signal IF1 includes only the in-phase component, and FIG.
(B) has illustrated the case where the 1st intermediate frequency signal IF1 was only an orthogonal component.
【００８１】まず、図３（ａ），（ｂ）における上段の
波形は、リミッタ出力部３１ａにより変換されたリミッ
タ出力ｌｉｍを示している。一方、第３の信号発生器か
ら出力された第２の中間周波数信号ＩＦ２は、９０°移
相器３４により、図３（ａ），（ｂ）中段、下段にそれ
ぞれ示す同相中間周波数信号ＩＦ０°と直交中間周波数
信号ＩＦ９０°とに分解される。First, the upper waveforms in FIGS. 3A and 3B show the limiter output lim converted by the limiter output section 31a. On the other hand, the second intermediate frequency signal IF2 output from the third signal generator is output by the 90 ° phase shifter 34 to the in-phase intermediate frequency signal IF0 ° shown in the middle and lower stages of FIGS. 3A and 3B, respectively. And the quadrature intermediate frequency signal IF 90 °.
【００８２】そして、同相用ミキサ３５と直交位相用ミ
キサ３６とにおいて、リミッタ出力ｌｉｍと同相中間周
波数信号ＩＦ０°、リミッタ出力ｌｉｍと直交中間周波
数信号ＩＦ９０°それぞれの積の平均値演算が行われ、
同相位相情報ｃｏｓθと直交位相情報ｓｉｎθとが同相
用ミキサ３５，直交位相用ミキサ３６それぞれから出力
される。In the in-phase mixer 35 and the quadrature-phase mixer 36, the average value of the products of the limiter output lim and the in-phase intermediate frequency signal IF0 °, the limiter output lim and the quadrature intermediate frequency signal IF90 °, is calculated.
In-phase phase information cos θ and quadrature phase information sin θ are output from the in-phase mixer 35 and the quadrature-phase mixer 36, respectively.
【００８３】なお、図３（ａ），（ｂ）においては、そ
れぞれ同相位相情報ｃｏｓθ，直交位相情報ｓｉｎθの
みしか出力していないが、これは、各位相情報演算につ
いての説明のための例示であり、実際には、同相，直交
位相両成分について出力されることが多い。In FIGS. 3A and 3B, only in-phase phase information cos θ and quadrature phase information sin θ are output, but this is an example for explaining each phase information calculation. Yes, in reality, both in-phase and quadrature-phase components are often output.
【００８４】次に、対数増幅器３１から得られた振幅情
報ｌｏｇＥと同相位相情報ｃｏｓθ，直交位相情報ｓｉ
ｎθとから直接波ＤＷと遅延波ＲＷとの遅延時間、強度
比、位相差を算出について図４を参照して説明する。Next, the amplitude information logE obtained from the logarithmic amplifier 31, the in-phase information cos θ, and the quadrature information si
Calculation of the delay time, intensity ratio, and phase difference between the direct wave DW and the delayed wave RW from nθ will be described with reference to FIG.
【００８５】図４は相関波形Ｅと同相位相情報ｃｏｓ
θ，直交位相情報ｓｉｎθを例示し、また、位相差算出
について示す図である。図４（ａ）においては、時間ｔ
１に直接波ＤＷが検出され、続いて時間ｔ２に遅延波Ｒ
Ｗ１、時間ｔ３に遅延波ＲＷ２が検出されている。FIG. 4 shows the correlation waveform E and the in-phase information cos.
It is a figure which illustrates (theta) and quadrature phase information sin (theta), and is shown about phase difference calculation. In FIG. 4A, time t
1, the direct wave DW is detected, and then the delayed wave R is detected at time t2.
The delayed wave RW2 is detected at W1 and time t3.
【００８６】ここで、遅延波ＲＷ１の直接波ＤＷに対す
る遅延時間は、ｔ２−ｔ１で算出される。一方、遅延波
ＲＷ２の直接波ＤＷに対する遅延時間は、ｔ３−ｔ１で
算出される。Here, the delay time of the delayed wave RW1 with respect to the direct wave DW is calculated by t2-t1. On the other hand, the delay time of the delayed wave RW2 with respect to the direct wave DW is calculated by t3-t1.
【００８７】また、直接波ＤＷと遅延波ＲＷ１との強度
比は、Ｅ２／Ｅ１で算出される。一方、直接波ＤＷと遅
延波ＲＷ２との強度比は、Ｅ３／Ｅ１で算出される。さ
らに、直接波ＤＷと遅延波ＲＷ１と遅延波ＲＷ２とにつ
いてそれぞれ位相角度θ１，θ２，θ３が演算器３７に
おいて算出される。The intensity ratio between the direct wave DW and the delayed wave RW1 is calculated by E2 / E1. On the other hand, the intensity ratio between the direct wave DW and the delayed wave RW2 is calculated by E3 / E1. Further, the phase angles θ1, θ2, and θ3 of the direct wave DW, the delayed wave RW1, and the delayed wave RW2 are calculated by the calculator 37, respectively.
【００８８】図４（ｂ）に示すように、これらは、それ
ぞれ同相位相情報ｃｏｓθ，直交位相情報ｓｉｎθの合
成から算出される。すなわち、θ＝ｔａｎ-1（ｓｉｎθ
／ｃｏｓθ）である。また、同相位相波形出力Ｉは、Ｉ
＝Ｅｃｏｓθにより算出可能であり、直交位相波形出力
Ｑは、Ｑ＝Ｅｃｏｓθにより算出可能である。As shown in FIG. 4B, these are calculated from the combination of the in-phase information cos θ and the quadrature information sin θ, respectively. That is, θ = tan −1 (sin θ
/ Cos θ). The in-phase waveform output I is I
= Ecos θ, and the quadrature phase waveform output Q can be calculated by Q = Ecos θ.
【００８９】上記各位相角度θ１，θ２，θ３より、直
接波ＤＷと遅延波ＲＷ１との位相差は、θ２−θ１と算
出され、直接波ＤＷと遅延波ＲＷ２との位相差は、θ３
−θ１と算出される。From the above phase angles θ1, θ2, θ3, the phase difference between the direct wave DW and the delayed wave RW1 is calculated as θ2-θ1 and the phase difference between the direct wave DW and the delayed wave RW2 is θ3.
Calculated as −θ1.
【００９０】なお、図４（ａ）においては、各対応関係
をわかりやすくするために相関波形Ｅを用いて説明した
が、実際には、強度比は振幅情報ｌｏｇＥを用いて算出
される。このｌｏｇＥ出力は、同相位相情報ｃｏｓθ，
直交位相情報ｓｉｎθと無関係に算出され、すなわち、
同相位相用ミキサ３５，直交位相用ミキサ３６の影響を
受けず、対数増幅器３１に至るまでにＤＣドリフトが生
じている場合でも、直流分除去部３０でこれが除去され
ている。In FIG. 4A, the correlation waveform E is used for the sake of easy understanding of each correspondence, but in reality, the intensity ratio is calculated using the amplitude information logE. This log E output is the in-phase information cos θ,
It is calculated independently of the quadrature information sin θ, that is,
Even if the DC drift occurs before reaching the logarithmic amplifier 31 without being affected by the in-phase phase mixer 35 and the quadrature-phase mixer 36, the DC component removing section 30 removes the DC drift.
【００９１】上述したように、本実施例によるマルチパ
スディレイスプレッド測定装置は、第１のミキサ２５に
より逆拡散をし、その相関波形出力を同相位相成分にわ
けることなく、かつ、直流分除去部３０によって第１，
第２のミキサ２５，２８による温度変化によるＤＣドリ
フトの影響を除去してから、対数増幅器３１で振幅情報
ｌｏｇＥを出力するようにしたので、振幅情報ｌｏｇＥ
出力は温度変化の影響を受けることがなく、直接波ＤＷ
と遅延波ＲＷと強度比を高精度に算出することができ
る。As described above, the multipath delay spread measuring apparatus according to the present embodiment despreads by the first mixer 25, does not divide the correlation waveform output into the in-phase component, and the DC component removing unit. 1st by 30
Since the logarithmic amplifier 31 outputs the amplitude information logE after the influence of the DC drift due to the temperature change by the second mixers 25 and 28 is removed, the amplitude information logE is output.
Output is not affected by temperature changes, and direct wave DW
The delayed wave RW and the intensity ratio can be calculated with high accuracy.
【００９２】したがって、従来装置のように、最低受信
レベルが悪化することもないので、測定ダイナミックレ
ンジを大きくすることができる。また、上述したよう
に、本実施例によるマルチパスディレイスプレッド測定
装置は、リミッタ出力部３１ａから一定の振幅でもって
相関波形をリミッタ出力ｌｉｍし、この位相情報のみが
含まれるリミッタ出力ｌｉｍを第２の中間周波数信号Ｉ
Ｆ２と混合して位相角度θを算出するようにしたので、
たとえ受信信号ＲＦレベルが変動してもリミッタ出力ｌ
ｉｍに影響がなく、正確な位相角度θを算出することが
できる。Therefore, unlike the conventional apparatus, the minimum reception level does not deteriorate, so that the measurement dynamic range can be increased. In addition, as described above, the multipath delay spread measuring apparatus according to the present embodiment limits the correlation waveform with a constant amplitude from the limiter output unit 31a and limits the correlation waveform to the second limiter output lim including only the phase information. Intermediate frequency signal I
Since the phase angle θ is calculated by mixing with F2,
Limiter output l even if the received signal RF level fluctuates
An accurate phase angle θ can be calculated without affecting im.
【００９３】したがって、直接波ＤＷと遅延波ＲＷとの
位相差についても従来方式に比較して、精度向上を図る
ことができる。さらに、上述したように、本実施例によ
るマルチパスディレイスプレッド測定装置は、最初のミ
キサすなわち第１のミキサ２５においてＰＮ信号ＰＮ２
を混合し、ＢＰＳＫ変調された受信信号ＲＦから相関波
形を取り出すように構成したので、遅延分解能を変更す
る場合に、受信部２０の回路全体を設計変更する必要が
なく、第１の信号発生器２３を変更し、ＰＮ信号発生器
２４からのＰＮ信号ＰＮ２の符号速度を上げるだけで、
容易に遅延分解能を高くすることができる。Therefore, the phase difference between the direct wave DW and the delayed wave RW can be improved in accuracy as compared with the conventional method. Further, as described above, in the multipath delay spread measuring apparatus according to the present embodiment, the PN signal PN2 in the first mixer 25, that is, the first mixer 25 is used.
Since the correlation waveforms are mixed and the correlation waveform is extracted from the BPSK-modulated reception signal RF, it is not necessary to change the design of the entire circuit of the reception unit 20 when changing the delay resolution, and the first signal generator 23, by increasing the code rate of the PN signal PN2 from the PN signal generator 24,
The delay resolution can be easily increased.
【００９４】なお、本実施例においては、使用用途とし
て移動体通信のサービスエリア設計に利用することを念
頭において説明したが、本発明の用途はこれに限られる
ものでなく、例えば移動体通信のサービスエリア設計の
ためのシミュレーションモデルの開発に用いることもで
きる。また、本発明によれば、遅延分解能が高く、高精
度な強度比を算出可能な測定装置を提供できるので、ビ
ルの内部や地下街などにおける屋内無線ＬＡＮシステム
の伝搬遅延特性の把握測定等にも使用することができ
る。In the present embodiment, the use of the mobile communication service area design is explained in mind, but the use of the present invention is not limited to this. It can also be used to develop a simulation model for service area design. Further, according to the present invention, since it is possible to provide a measuring device having a high delay resolution and capable of calculating a highly accurate intensity ratio, it is possible to grasp the propagation delay characteristic of an indoor wireless LAN system in a building, an underground mall, etc. Can be used.
【００９５】また、本実施例においては、リミッタ出力
部３１ａを対数増幅器３１（ログアンプ）の機能の一部
としたが、本発明の構成はこれに限られるものでなく、
リミッタ出力部３１ａを対数増幅器３１とは別途に、例
えばディスクリートで構成するようにしてもよい。 （第２の実施例）図５は本発明の第２の実施例に係るマ
ルチパスディレイスプレッド測定装置を示す構成図であ
り、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省
略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。Although the limiter output section 31a is part of the function of the logarithmic amplifier 31 (log amplifier) in the present embodiment, the configuration of the present invention is not limited to this.
The limiter output section 31a may be configured separately from the logarithmic amplifier 31, for example, as a discrete one. (Second Embodiment) FIG. 5 is a block diagram showing a multipath delay spread measuring apparatus according to a second embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. However, only different parts will be described here.
【００９６】このマルチパスディレイスプレッド測定装
置は、直接波ＤＷと遅延波ＲＷとの遅延時間、強度比、
位相差の算出手段を除き、第１の実施例と同様に構成さ
れている。This multi-path delay spread measuring apparatus uses the delay time of the direct wave DW and the delayed wave RW, the intensity ratio,
The configuration is the same as that of the first embodiment except the phase difference calculating means.
【００９７】図５において、対数増幅器３１からの振幅
情報ｌｏｇＥと、同相用ミキサ３５からの同相位相情報
ｃｏｓθと、直交位相用ミキサ３６からの直交位相情報
ｓｉｎθとは、演算処理部３８に入力されている。In FIG. 5, the amplitude information logE from the logarithmic amplifier 31, the in-phase information cos θ from the in-phase mixer 35, and the quadrature-phase information sin θ from the quadrature-phase mixer 36 are input to the arithmetic processing unit 38. ing.
【００９８】演算処理部３８内では、第１の実施例で説
明した方法で、直接波ＤＷと遅延波ＲＷとの遅延時間、
強度比、位相差の算出が行われ、その結果をデータ表示
部３９に表示する。In the arithmetic processing section 38, the delay time between the direct wave DW and the delayed wave RW is calculated by the method described in the first embodiment.
The intensity ratio and the phase difference are calculated, and the results are displayed on the data display unit 39.
【００９９】また、演算処理部３８は、外部からの表示
指示入力が受付け可能に構成されており、例えば操作者
がデータ表示部３９に表示されている特定の遅延波ＲＷ
２を指示すると、その遅延波ＲＷ２と直接波ＤＷとの遅
延時間、強度比、位相差を算出してデータ表示部３９に
表示する。Further, the arithmetic processing section 38 is constructed so as to be able to receive a display instruction input from the outside, and for example, the operator can display a specific delayed wave RW displayed on the data display section 39.
When 2 is specified, the delay time, intensity ratio, and phase difference between the delayed wave RW2 and the direct wave DW are calculated and displayed on the data display unit 39.
【０１００】さらに、演算処理部３８に対して予め演算
表示条件を設定入力しておくことも可能で、設定された
強度比条件，遅延時間条件を越える遅延波に対する各情
報を自動的に表示させることもできる。Further, it is possible to set and input the calculation display condition in advance to the calculation processing unit 38, and automatically display each information for the delayed wave exceeding the set intensity ratio condition and delay time condition. You can also
【０１０１】上述したように、本実施例によるマルチパ
スディレイスプレッド測定装置は、第１の実施例の構成
に加え、演算表示部３８とデータ表示部３９とを設け、
遅延時間、強度比、位相差を算出し、表示するようにし
たので、上記第１の実施例と同様の効果が得られる他、
使い勝手がよく、操作者の労力を低減させることができ
る。なお、本発明は、上記各実施例に限定されるもので
なく、その要旨を逸脱しない範囲で種々に変形すること
が可能である。As described above, the multipath delay spread measuring apparatus according to this embodiment is provided with the operation display section 38 and the data display section 39 in addition to the configuration of the first embodiment.
Since the delay time, the intensity ratio, and the phase difference are calculated and displayed, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
It is easy to use and the labor of the operator can be reduced. It should be noted that the present invention is not limited to the above-described embodiments, but can be variously modified without departing from the scope of the invention.
【０１０２】[0102]
【発明の効果】以上詳記したように本発明によれば、最
初のミキサでスペクトラム逆変換をするようにしたの
で、マルチパスを介してスペクトラム拡散信号が伝搬さ
れるとき、その直接波と遅延波との遅延時間、強度比、
位相比のスライディング相関により取り出される測定出
力を高精度化することを可能とし、また、測定波の遅延
分解能を容易に向上可能としたマルチパスディレイスプ
レッド測定装置及び方法を提供することができる。As described above in detail, according to the present invention, the first mixer performs the inverse spectrum conversion. Therefore, when the spread spectrum signal is propagated through the multipath, its direct wave and delay are delayed. Delay time with wave, intensity ratio,
It is possible to provide a multipath delay spread measuring apparatus and method that can improve the accuracy of the measurement output extracted by the sliding correlation of the phase ratio and that can easily improve the delay resolution of the measurement wave.
【図１】本発明の第１の実施例に係るマルチパスディレ
イスプレッド測定装置を示す構成図。FIG. 1 is a configuration diagram showing a multipath delay spread measuring apparatus according to a first embodiment of the present invention.
【図２】同実施例のマルチパスディレイスプレッド測定
装置において、受信信号が振幅情報が抽出されるまでを
示す説明図。FIG. 2 is an explanatory view showing a process of extracting amplitude information of a received signal in the multipath delay spread measuring apparatus of the embodiment.
【図３】同本実施例のマルチパスディレイスプレッド測
定装置における位相検出器の動作を示す説明図。FIG. 3 is an explanatory diagram showing an operation of a phase detector in the multipath delay spread measuring apparatus of the embodiment.
【図４】同実施例のマルチパスディレイスプレッド測定
装置において、相関波形，同相位相情報，直交位相情報
を例示し、また、位相差算出について示す図。FIG. 4 is a diagram showing an example of correlation waveform, in-phase information, and quadrature information in the multi-path delay spread measuring apparatus according to the embodiment, and also showing phase difference calculation.
【図５】本発明の第２の実施例に係るマルチパスディレ
イスプレッド測定装置を示す構成図。FIG. 5 is a configuration diagram showing a multipath delay spread measuring apparatus according to a second embodiment of the present invention.
【図６】送信信号のスペクトラム拡散及び逆拡散の説明
図。FIG. 6 is an explanatory diagram of spread spectrum and despread of a transmission signal.
【図７】スライディング相関についての説明図。FIG. 7 is an explanatory diagram of sliding correlation.
【図８】ＢＰＳＫ変調の説明図。FIG. 8 is an explanatory diagram of BPSK modulation.
【図９】従来のマルチパスディレイスプレッド測定装置
の受信部を示す構成図。FIG. 9 is a configuration diagram showing a receiver of a conventional multipath delay spread measuring apparatus.
【図１０】従来のマルチパスディレイスプレッド測定装
置から取り出された各相関波形と位相情報算出とについ
て示す説明図。FIG. 10 is an explanatory diagram showing each correlation waveform and phase information calculation extracted from a conventional multipath delay spread measuring apparatus.
【図１１】ミキサの構成及びＤＣドリフトの様子を示す
図。FIG. 11 is a diagram showing a configuration of a mixer and a state of DC drift.
【図１２】ミキサにＤＣドリフトが発生したときのＩＱ
平面、各波形の様子を示す図。FIG. 12 is an IQ when DC drift occurs in the mixer.
The figure which shows the mode of each plane and each waveform.
【図１３】ＤＣドリフトが生じたときの誤差発生の説明
図FIG. 13 is an explanatory diagram of error generation when DC drift occurs.
１０…送信部、２０…受信部、２１…受信アンテナ、２
２…発振器、２３…第１の信号発生器、２４…ＰＮ信号
発生器、２５…第１のミキサ、２６…バンドパスフィル
タ、２７…第２の信号発生器、２８…第２のミキサ、２
９…バンドパスフィルタ、３０…直流分除去部、３１…
対数増幅器、３２…第３の信号発生器、３３…位相検出
器、３４…９０°移相器、３５…同位相用ミキサ、３６
…直交位相用ミキサ。10 ... Transmission unit, 20 ... Reception unit, 21 ... Reception antenna, 2
2 ... Oscillator, 23 ... 1st signal generator, 24 ... PN signal generator, 25 ... 1st mixer, 26 ... Band pass filter, 27 ... 2nd signal generator, 28 ... 2nd mixer, 2
9 ... Band pass filter, 30 ... DC component removing unit, 31 ...
Logarithmic amplifier, 32 ... Third signal generator, 33 ... Phase detector, 34 ... 90 ° phase shifter, 35 ... In-phase mixer, 36
... Quadrature mixer.
Claims (3)
マルチパスによる遅延波の測定装置であって、 第１のＲＦ信号をＰＮ符号で変調したスペクトラム拡散
ＲＦ信号を受信する信号受信部（２１）と、 前記ＰＮ符号と同系列の受信側ＰＮ信号を発生するＰＮ
信号発生部（２４）と、 前記信号受信部で受信したスペクトラム拡散ＲＦ信号と
前記受信側ＰＮ信号とを混合し、スライディング相関に
より逆拡散する第１の混合器（２５）と、 該第１の混合器の出力から第２のＲＦ信号を取り出すバ
ンドパスフィルタ（２６）と、 局部発振信号を発生する第１の信号発生部（２７）と、 前記第２のＲＦ信号と前記局部発振信号とを混合し、第
１の中間周波数信号を出力する第２の混合器（２８）
と、 前記第１の中間周波数信号の直流成分を除去する直流分
除去部（３０）と、 該直流分除去部の出力から振幅情報信号とリミッタ信号
とを出力する対数増幅器（３１）と、 前記第１の中間周波数信号と同一周波数の第２の中間周
波数信号を発生する第２の信号発生部（３２）と、 前記リミッタ信号と前記第２の中間周波数信号から前記
第２のＲＦ信号の位相情報を出力する位相検出器（３
３）とを備えたことを特徴とするマルチパスディレイス
プレッド測定装置。1. A device for measuring a delayed wave by multipath of a radio wave propagation path in digital mobile communication, comprising a signal receiving section (21) for receiving a spread spectrum RF signal obtained by modulating a first RF signal with a PN code. , PN for generating a receiving side PN signal of the same sequence as the PN code
A signal generation section (24), a first mixer (25) for mixing the spread spectrum RF signal received by the signal reception section and the reception side PN signal, and despreading by the sliding correlation; A bandpass filter (26) for extracting a second RF signal from the output of the mixer, a first signal generator (27) for generating a local oscillation signal, and a second RF signal and the local oscillation signal. A second mixer (28) for mixing and outputting a first intermediate frequency signal
A DC component removing unit (30) for removing a DC component of the first intermediate frequency signal; a logarithmic amplifier (31) for outputting an amplitude information signal and a limiter signal from the output of the DC component removing unit; A second signal generator (32) for generating a second intermediate frequency signal having the same frequency as the first intermediate frequency signal; and a phase of the second RF signal from the limiter signal and the second intermediate frequency signal. Phase detector that outputs information (3
3) A multipath delay spread measuring device comprising:
数信号を同相成分と直交成分とに分解する移相器（３
４）と、 前記リミッタ信号と前記第２の中間周波数信号の同相成
分出力とを混合し、前記第２のＲＦ信号の同相位相情報
（ｃｏｓθ）を出力する第３の混合器（３５）と、 前記リミッタ信号と前記第２の中間周波数信号の直交成
分出力とを混合し、前記第２のＲＦ信号の直交位相情報
（ｓｉｎθ）を出力する第４の混合器（３６）とを備え
たことを特徴とするマルチパスディレイスプレッド測定
装置。2. A phase shifter (3), wherein the phase detector decomposes the second intermediate frequency signal into an in-phase component and a quadrature component.
4), and a third mixer (35) that mixes the limiter signal and the in-phase component output of the second intermediate frequency signal and outputs in-phase information (cos θ) of the second RF signal, A fourth mixer (36) for mixing the limiter signal and the quadrature component output of the second intermediate frequency signal and outputting quadrature phase information (sin θ) of the second RF signal. Characteristic multi-path delay spread measuring device.
チパスによる遅延波の測定方法であって、 第１のＲＦ信号をＰＮ符号で変調したスペクトラム拡散
ＲＦ信号を受信する段階と、 前記ＰＮ符号と同系列の受信側ＰＮ信号を発生する段階
と、 前記受信側ＰＮ信号を連続的にスライドし、前記スペク
トラム拡散ＲＦ信号と前記受信側ＰＮ信号とのスライデ
ィング相関により複数の逆拡散信号を検出する段階と、 該第１の混合器の出力から第２のＲＦ信号を取り出す段
階と、 局部発生信号を発生する段階と、 前記第２のＲＦ信号と前記局部発生信号とを混合し、第
１の中間周波数信号を出力する段階と、 前記第１の中間周波数信号の直流分を除去する段階と、 直流分を除去された前記第１の中間周波数信号から振幅
情報信号とリミッタ信号とを出力する段階と、 前記第１の中間周波数信号と同一周波数の第２の中間周
波数信号を発生する段階と、 前記リミッタ信号と前記第２の中間周波数信号から前記
第２のＲＦ信号の位相情報を出力する段階とをからなる
ことを特徴とするマルチパスディレイスプレッド測定方
法。3. A method of measuring a delayed wave by multipath of a radio wave propagation path in digital communication, comprising: receiving a spread spectrum RF signal obtained by modulating a first RF signal with a PN code; Generating a series of receiving side PN signals, continuously sliding the receiving side PN signals, and detecting a plurality of despread signals by sliding correlation between the spread spectrum RF signal and the receiving side PN signals. A step of extracting a second RF signal from the output of the first mixer, a step of generating a locally generated signal, a step of mixing the second RF signal and the locally generated signal, and a first intermediate frequency Outputting a signal, removing a DC component of the first intermediate frequency signal, and an amplitude information signal and a limiter signal from the first intermediate frequency signal from which the DC component is removed. Is output, a step of generating a second intermediate frequency signal having the same frequency as the first intermediate frequency signal, and phase information of the second RF signal from the limiter signal and the second intermediate frequency signal A multipath delay spread measurement method comprising:
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| JP15482295A JP2892971B2 (en) | 1995-06-21 | 1995-06-21 | Multipath delay spread measuring apparatus and method |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4962744A (en) * | 1988-08-29 | 1990-10-16 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Device for detecting malfunction of fuel evaporative purge system |
| SG106601A1 (en) * | 2000-02-15 | 2004-10-29 | Ntt Docomo Inc | Leading wave position detecting unit, receiver, leading position detecting unit, leading wave position detecting method and leading position detecting method |
| JP2009159261A (en) * | 2007-12-26 | 2009-07-16 | Seiko Epson Corp | Multipath signal determining method, program, and multipath signal determining apparatus |
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-
1995
- 1995-06-21 JP JP15482295A patent/JP2892971B2/en not_active Expired - Fee Related
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| US4962744A (en) * | 1988-08-29 | 1990-10-16 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Device for detecting malfunction of fuel evaporative purge system |
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