JPH0951547A - Video signal reception device - Google Patents
Video signal reception deviceInfo
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- JPH0951547A JPH0951547A JP21109995A JP21109995A JPH0951547A JP H0951547 A JPH0951547 A JP H0951547A JP 21109995 A JP21109995 A JP 21109995A JP 21109995 A JP21109995 A JP 21109995A JP H0951547 A JPH0951547 A JP H0951547A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は衛星放送チューナ等
の映像信号受信装置に係り、特にトラッキングフィルタ
方式をとる映像信号受信装置の改良に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a video signal receiving device such as a satellite broadcast tuner, and more particularly to improvement of a video signal receiving device using a tracking filter system.
【0002】[0002]
【従来の技術】図3は、一般的な衛星放送チューナの回
路構成例を示したものである。同図において、1は中間
周波数信号、2は前置増幅器、3は第1バンドパスフィ
ルタ(BPF)、4は周波数変換回路、5は第2中間周
波数信号、6は第2中間周波増幅回路、7は第2バンド
パスフィルタ(BPF)、8は振幅制限回路、9はFM
復調回路、10はFM復調信号、11は選局電圧、12
は可変局部発振回路、13は局部発振信号である。2. Description of the Related Art FIG. 3 shows a circuit configuration example of a general satellite broadcast tuner. In the figure, 1 is an intermediate frequency signal, 2 is a preamplifier, 3 is a first band pass filter (BPF), 4 is a frequency conversion circuit, 5 is a second intermediate frequency signal, 6 is a second intermediate frequency amplification circuit, 7 is a second band pass filter (BPF), 8 is an amplitude limiting circuit, 9 is FM
Demodulation circuit, 10 is an FM demodulation signal, 11 is a tuning voltage, 12
Is a variable local oscillation circuit, and 13 is a local oscillation signal.
【0003】衛星放送アンテナで受信した12GHz帯
の衛星放送信号は、図示していないBSコンバータによ
り第1中間周波数信号1に周波数変換され、図3の衛星
放送チューナに入力される。第1中間周波数信号1は、
前置増幅器2においてその信号レベルが一定になるよう
に利得制御され、第1BPF3によりイメージ周波数の
妨害信号成分を除去したのち、次段の周波数変換回路4
へ出力される。周波数変換回路4では、希望のチャンネ
ルを選択するために可変局部発振回路12において選局
電圧11により発振周波数が制御された局部発振信号1
3と第1BPF3の出力信号とを混合し、ヘテロダイン
検波することで、第2中間周波数信号5に周波数変換を
行なう。第2中間周波増幅回路6では、第2中間周波数
信号5を一定の信号レベルになるように利得制御を行な
い、次段の第2BPF7へ出力する。第2BPF7は、
第2中間周波数信号5の中心周波数(約403MHz)
を中心とし、衛星放送のチャンネル帯域幅(≒カーソン
則帯域幅)である27MHzの帯域幅を持ったBPF
(バンドパスフィルタ)である。この第2BPF7で帯
域外の信号を除去したのち、振幅制限回路8によりFM
信号内の不要なAM成分を抑圧し、FM復調回路9に出
力される。FM復調回路9では、FM復調信号10を得
るためにFM検波を行なうのであるが、そのFM検波方
式が複同調形検波方式である場合には前段の振幅制限回
路8が必要となり、またPLL(PhaseLocked Loop)形
検波方式を用いる場合には不要となる。A 12 GHz band satellite broadcast signal received by the satellite broadcast antenna is frequency-converted into a first intermediate frequency signal 1 by a BS converter (not shown) and input to the satellite broadcast tuner of FIG. The first intermediate frequency signal 1 is
The gain is controlled in the preamplifier 2 so that the signal level thereof becomes constant, the interfering signal component of the image frequency is removed by the first BPF 3, and then the frequency conversion circuit 4 in the next stage.
Output to In the frequency conversion circuit 4, the local oscillation signal 1 whose oscillation frequency is controlled by the tuning voltage 11 in the variable local oscillation circuit 12 in order to select a desired channel.
3 and the output signal of the first BPF 3 are mixed and subjected to heterodyne detection to perform frequency conversion into the second intermediate frequency signal 5. The second intermediate frequency amplifier circuit 6 controls the gain of the second intermediate frequency signal 5 so as to have a constant signal level, and outputs it to the second BPF 7 in the next stage. The second BPF7 is
Center frequency of the second intermediate frequency signal 5 (about 403 MHz)
With a bandwidth of 27 MHz, which is the satellite broadcast channel bandwidth (≈ Carson's law bandwidth)
(Band pass filter). After the out-of-band signal is removed by the second BPF 7, the FM is controlled by the amplitude limiting circuit 8.
Unwanted AM components in the signal are suppressed and output to the FM demodulation circuit 9. The FM demodulation circuit 9 performs FM detection in order to obtain the FM demodulation signal 10. However, when the FM detection system is the double tuning type detection system, the amplitude limiting circuit 8 in the preceding stage is required, and the PLL ( It is not necessary when using the PhaseLocked Loop) type detection method.
【0004】FM検波方式では、受信信号のCN比があ
る一定の値を割るとFM復調後の信号のSN比が急激に
悪化するスレッショルド現象と呼ばれる現象がある。こ
のスレッショルド現象を改善する方式の1つにトラッキ
ングフィルタ方式(追跡フィルタ方式)がある。In the FM detection method, there is a phenomenon called a threshold phenomenon in which the SN ratio of the signal after FM demodulation sharply deteriorates when the CN ratio of the received signal is divided by a certain value. There is a tracking filter system (tracking filter system) as one of the systems for improving the threshold phenomenon.
【0005】FM波をBPFに対しひずみなく通すに
は、カーソン則帯域幅が必要である。しかし、FM波を
ごく短時間でみてみると、FM波のエネルギーの大部分
は瞬時周波数の廻りの狭い帯域に集中していることがわ
かる。そこで、通過域の中心周波数が可変の狭帯域BP
Fを用い、その中心周波数がFM波の瞬時周波数に一致
するように制御すれば、この狭帯域BPFを通ってくる
雑音の電力は帯域を狭めた分だけ減少し、そのためにF
M波のCN比が向上することでFM復調のスレッショル
ドレベルを伸長することになる。このようなスレッショ
ルド伸長手法をトラッキングフィルタ方式と呼ぶ。図4
は、図3のチューナにおいて普通のカーソン則帯域幅の
BPFを用いた場合と狭帯域のトラッキングフィルタを
用いた場合のFM波の瞬時周波数とフィルタの通過帯域
を示したものである。A Carson's law bandwidth is required to pass FM waves through the BPF without distortion. However, looking at the FM wave in a very short time, it can be seen that most of the energy of the FM wave is concentrated in a narrow band around the instantaneous frequency. Therefore, the narrow band BP whose center frequency in the pass band is variable
If F is used and its center frequency is controlled so as to match the instantaneous frequency of the FM wave, the power of noise that passes through this narrow band BPF will be reduced by the amount by which the band is narrowed.
The improvement in the CN ratio of the M wave extends the FM demodulation threshold level. Such a threshold expansion method is called a tracking filter method. FIG.
3 shows the instantaneous frequency of the FM wave and the pass band of the filter when the BPF having the ordinary Carson law bandwidth is used in the tuner of FIG. 3 and when the narrow band tracking filter is used.
【0006】図4は、衛星放送チューナにトラッキング
フィルタ方式を適用する場合の回路構成の一例を示した
ものである。同図で第2中間周波数信号5に周波数変換
されるまでの回路構成は、図3に示した一般的な衛星放
送チューナの回路構成と同様なので、ここでは第2中間
周波数信号5が入力される以降の説明を行なう。図5に
おいて、21はトラッキングフィルタ、22は増幅回
路、23はトラッキング信号、24は帰還ループであ
る。トラッキングフィルタ21は、図3の第2BPF7
に比べて信号の通過帯域幅が狭く、かつトラッキング信
号23により信号通過域の中心周波数が制御されるもの
である。トラッキング信号23にはFM復調信号10を
増幅回路22により利得制御した信号を用いることで、
トラッキングフィルタ21に対しその中心周波数がFM
波の瞬時周波数を追い掛けるように帰還をかける。増幅
回路22は、帰還に適切な利得を与えることと帰還ルー
プ24内の不必要な高周波ノイズの除去を行なう。FIG. 4 shows an example of a circuit configuration when the tracking filter system is applied to a satellite broadcast tuner. Since the circuit configuration until the frequency is converted to the second intermediate frequency signal 5 in the figure is the same as the circuit configuration of the general satellite broadcast tuner shown in FIG. 3, the second intermediate frequency signal 5 is input here. The following description will be given. In FIG. 5, 21 is a tracking filter, 22 is an amplifier circuit, 23 is a tracking signal, and 24 is a feedback loop. The tracking filter 21 is the second BPF 7 of FIG.
The signal pass band width is narrower than that of, and the center frequency of the signal pass band is controlled by the tracking signal 23. By using a signal obtained by gain-controlling the FM demodulated signal 10 by the amplifier circuit 22 as the tracking signal 23,
The center frequency of the tracking filter 21 is FM
Feedback is applied so as to follow the instantaneous frequency of the wave. The amplifier circuit 22 provides an appropriate gain for feedback and removes unnecessary high frequency noise in the feedback loop 24.
【0007】[0007]
【発明が解決しようとする課題】図4に示すような回路
構成のトラッキングフィルタ方式において問題となるの
は、帰還ループ24で遅延を生じることである。変調信
号の周波数の90°に相当する時間に対して帰還ループ
の遅延量が充分小さい時には、トラッキングフィルタ2
1の中心周波数はFM波の瞬時周波数を追跡していると
考えられるが、ループ遅延量が90°に相当する時間よ
り大きくなると、トラッキングフィルタ21の中心周波
数はFM波の瞬時周波数とはむしろ離れる方向に制御さ
れてしまい、FM信号のCN比は逆に悪化してしまうこ
とになる。A problem with the tracking filter system having the circuit configuration shown in FIG. 4 is that a delay occurs in the feedback loop 24. When the delay amount of the feedback loop is sufficiently small with respect to the time corresponding to 90 ° of the frequency of the modulation signal, the tracking filter 2
It is considered that the center frequency of 1 tracks the instantaneous frequency of the FM wave, but when the loop delay amount becomes larger than the time corresponding to 90 °, the center frequency of the tracking filter 21 deviates from the instantaneous frequency of the FM wave rather. However, the C / N ratio of the FM signal is deteriorated.
【0008】衛星放送における変調信号は映像信号であ
り、映像信号の最高周波数である4.5MHzの90°
に相当する時間は約55.6nsecである。また、NTS
C方式では、映像信号に約3.58MHzの周波数を有
した色副搬送波信号を重畳しており、この色副搬送波信
号の90°に相当する時間は約69.8nsecになる。更
に、衛星放送ではFM検波方式に特有の三角ノイズに起
因する復調信号の高周波成分におけるSN比の悪化を改
善するために、複合映像信号に対して図6に示す特性を
持った回路によりエンファシスをかけた信号を変調信号
としているために、この変調信号においては図7に示す
ように複合映像信号の高周波成分が強調されていること
になる。図7において上から順に、aはカラーバー信
号、bはカラーバー信号にエンファシスをかけた信号、
cはカラーバー信号にエンファシスをかけた信号の輝度
信号成分を夫々示したものである。複合映像信号におけ
る輝度信号成分は統計的に低い周波数にエネルギーが集
中しているといわれているが、衛星放送ではNTSC方
式の複合映像信号にエンファシスをかけていることか
ら、図7(b)からもわかるように、変調信号において
は色副搬送波信号成分が非常に大きなエネルギーを持っ
ていることになる。このことから、トラッキングフィル
タ方式によりスレッショルド伸長をはかる場合には帰還
ループ24の遅延量を色副搬送波の90°に相当する時
間69.8nsecに比べて充分小さな値に設定する必要が
あることになる。しかし、実際の回路において帰還ルー
プ遅延量を実用的な時間にまで小さくすることは非常に
難しく、彩度が比較的に高い画像では、トラッキングフ
ィルタ方式にすることによりむしろCN比を悪化させて
しまう問題が生じる。The modulation signal in satellite broadcasting is a video signal, and the highest frequency of the video signal is 4.5 MHz, 90 °.
Is approximately 55.6 nsec. Also, NTS
In the C method, the color subcarrier signal having a frequency of about 3.58 MHz is superimposed on the video signal, and the time corresponding to 90 ° of this color subcarrier signal is about 69.8 nsec. Further, in satellite broadcasting, in order to improve the deterioration of the SN ratio in the high frequency component of the demodulation signal due to the triangular noise peculiar to the FM detection method, emphasis is applied to the composite video signal by a circuit having the characteristics shown in FIG. Since the multiplied signal is used as the modulation signal, the high frequency component of the composite video signal is emphasized in this modulation signal as shown in FIG. In FIG. 7, in order from the top, a is a color bar signal, b is a signal obtained by applying emphasis to the color bar signal,
Reference characters c respectively indicate the luminance signal components of the signal obtained by applying emphasis to the color bar signal. It is said that the luminance signal component in the composite video signal has energy concentrated at a statistically low frequency. However, in satellite broadcasting, emphasis is applied to the NTSC composite video signal. As can be seen from the above, the color subcarrier signal component has a very large energy in the modulated signal. From this, when the threshold expansion is performed by the tracking filter method, it is necessary to set the delay amount of the feedback loop 24 to a value sufficiently smaller than the time 69.8 nsec corresponding to 90 ° of the color subcarrier. . However, it is very difficult to reduce the delay amount of the feedback loop to a practical time in an actual circuit, and in the case of an image having a relatively high saturation, the tracking filter method rather deteriorates the CN ratio. The problem arises.
【0009】また輝度信号の高周波領域でのCN比の低
下については、映像信号が統計的に低周波にエネルギー
が集中している性質を有することから解決の対象となっ
てはいなかった。しかし総合的な画質の改善を図るため
にはこの点も解決すべきである。高周波の輝度信号を有
する映像の端的な例としては水平エッジがある。図12
(a)は水平エッジを有する映像の表示例であるが、こ
のような水平エッジは文字テロップなどに多く見られ
る。衛星放送のように、FMで映像信号を伝送するシス
テムにおいて、水平エッジ部の信号にCN比の低下があ
ると、一般にトランケーションノイズと呼ばれるノイズ
が復調信号に発生し、表示画像の質を損なうことにな
る。Further, the reduction of the CN ratio in the high frequency region of the luminance signal has not been a solution because the video signal has a property that energy is statistically concentrated in the low frequency. However, this point should be resolved in order to improve the overall image quality. A horizontal edge is an example of an image having a high-frequency luminance signal. FIG.
Although (a) is a display example of an image having a horizontal edge, such a horizontal edge is often found in a character telop or the like. In a system for transmitting a video signal by FM, such as satellite broadcasting, if the CN ratio of the signal at the horizontal edge part is reduced, noise generally called truncation noise is generated in the demodulated signal, which impairs the quality of the displayed image. become.
【0010】本発明の目的は、トラッキングフィルタ方
式をとる映像信号受信装置において、帰還ループ遅延の
ためにスレッショルド伸長効果が望めなかった高彩度信
号においてもスレッショルドを伸長させると共に、該帰
還ループ遅延に起因して発生する高周波輝度信号成分の
FM信号におけるCN比の低下を防止することにある。An object of the present invention is to extend a threshold even in a high saturation signal where a threshold extension effect cannot be expected due to a feedback loop delay in a video signal receiving apparatus employing a tracking filter system, and to cause the feedback loop delay. This is to prevent a decrease in the CN ratio in the FM signal of the high-frequency luminance signal component generated as a result.
【0011】[0011]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項1の発明は、中間周波数成分に変換された受
信信号が入力されるトラッキングフィルタと、上記受信
信号のFM復調信号に応じたトラッキング信号を上記ト
ラッキングフィルタに帰還するループと、を備え、該ト
ラッキングフィルタの信号通過帯域における中心周波数
を上記トラッキング信号により制御する映像信号受信装
置において、上記帰還ループ中に、上記FM復調信号中
の色副搬送波成分の位相を調整する位相調整手段を設け
たことを要旨とする。In order to achieve the above object, the invention of claim 1 is based on a tracking filter to which a received signal converted into an intermediate frequency component is input, and an FM demodulated signal of the received signal. A loop for returning a tracking signal to the tracking filter, and a video signal receiving apparatus for controlling a center frequency in a signal pass band of the tracking filter by the tracking signal, in the feedback loop, The gist is that a phase adjusting means for adjusting the phase of the color subcarrier component is provided.
【0012】請求項2の発明は、請求項1の装置におい
て、前記位相調整手段は、前記FM復調信号が印加され
る色信号トラップフィルタ及び色信号バンドパスフィル
タ、該色信号バンドパスフィルタからの色副搬送波信号
の位相を調整する移相回路、並びに上記色信号トラップ
フィルタからの輝度信号と、移相回路からの位相調整さ
れた色副搬送波信号を加算する加算回路を含むように構
成している。According to a second aspect of the present invention, in the apparatus of the first aspect, the phase adjusting means includes a color signal trap filter and a color signal bandpass filter to which the FM demodulated signal is applied, and a color signal bandpass filter. A phase shift circuit for adjusting the phase of the color subcarrier signal, and an addition circuit for adding the luminance signal from the color signal trap filter and the phase adjusted color subcarrier signal from the phase shift circuit are configured. There is.
【0013】請求項3の発明の映像信号受信装置は、中
間周波数成分に変換された受信信号が入力される中心周
波数及び通過帯域幅が可変の帯域通過フィルタ手段と、
上記受信信号のFM復調信号に応じた通過帯域幅制御信
号を上記帯域通過フィルタ手段に帰還するループと、を
備え、該帰還ループ中に、FM復調信号から水平エッジ
を検出するエッジ検出手段と、該手段からの水平エッジ
検出信号に基づいて上記通過帯域幅制御信号を出力して
前記帯域通過フィルタ手段の通過帯域幅を広げるように
制御する制御手段と、を設けたことを要旨とする。According to a third aspect of the present invention, there is provided a video signal receiving device, which comprises band pass filter means having a variable center frequency and a pass band width to which a received signal converted into an intermediate frequency component is inputted.
A loop for returning a pass band width control signal corresponding to the FM demodulated signal of the received signal to the band pass filter means, and edge detecting means for detecting a horizontal edge from the FM demodulated signal in the feedback loop; A control means for outputting the passband width control signal based on the horizontal edge detection signal from the means to control so as to widen the passband width of the bandpass filter means.
【0014】請求項4の発明は、請求項3の装置におい
て、前記水平エッジ検出手段は、FM復調信号が入力さ
れる輝度信号通過フィルタと、該フィルタからの輝度信
号が入力される正エッジ検出回路及び負エッジ検出回路
とを有し、前記制御手段は、上記正及び負エッジ検出回
路からの正及び負エッジパルス信号と加算してエッジパ
ルス信号を得る回路と、該エッジパルス信号より1H遅
延エッジパルス信号を出力する遅延回路と、を設けてい
る。According to a fourth aspect of the present invention, in the apparatus of the third aspect, the horizontal edge detecting means detects a luminance signal passing filter to which an FM demodulated signal is input, and a positive edge detection to which a luminance signal from the filter is input. A circuit for obtaining an edge pulse signal by adding the positive and negative edge pulse signals from the positive and negative edge detection circuits, and a 1H delay from the edge pulse signal. And a delay circuit that outputs an edge pulse signal.
【0015】請求項5の発明の映像信号受信装置は、中
間周波数成分に変換された受信信号が中心周波数及び通
過帯域幅が可変の帯域通過フィルタ手段と、上記受信信
号のFM復調信号に応じたトラッキング信号及び通過帯
域幅制御信号を上記帯域通過フィルタ手段に帰還する第
1及び第2のループと、を備え、上記第1の帰還ループ
中に、FM復調信号中の色副搬送波成分の位相を調整す
る位相調整手段と、該手段の出力から上記トラッキング
信号を出力し、該トラッキング信号により上記帯域通過
フィルタ手段の信号通過帯域における中心周波数を制御
する第1の制御手段とを設け、第2の帰還ループ中にF
M復調信号から水平エッジを検出するエッジ検出手段
と、該手段からの水平エッジ検出信号に基づいて上記通
過帯域制御信号を出力して前記帯域通過フィルタ手段の
通過帯域幅を広げるように制御する第2の制御手段と、
を有することを要旨とする。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a video signal receiving apparatus which is responsive to band-pass filter means for varying the center frequency and pass band width of the received signal converted into the intermediate frequency component and the FM demodulated signal of the received signal. A first loop and a second loop for returning the tracking signal and the pass band width control signal to the band pass filter means, and the phase of the color subcarrier component in the FM demodulated signal is provided in the first feedback loop. A phase adjusting means for adjusting and a first control means for outputting the tracking signal from the output of the means and controlling the center frequency in the signal pass band of the band pass filter means by the tracking signal are provided. F in the feedback loop
Edge detecting means for detecting a horizontal edge from the M demodulated signal; and a control for expanding the pass band width of the band pass filter means by outputting the pass band control signal based on the horizontal edge detecting signal from the means. 2 control means,
It is a gist to have.
【0016】請求項6の発明は、請求項5の装置におい
て、前記帯域通過フィルタはトラッキングローパスフィ
ルタ及びトラッキングハイパスフィルタから成り、前記
通過帯域幅制御信号及び位相調整手段からのトラッキン
グ信号に基づいて上記夫々のフィルタの通過帯域を制御
するように構成してある。According to a sixth aspect of the present invention, in the apparatus according to the fifth aspect, the band pass filter comprises a tracking low pass filter and a tracking high pass filter, and the band pass control signal and the tracking signal from the phase adjusting means are used to set the band pass filter. It is configured to control the pass band of each filter.
【0017】本発明の装置において、FM復調信号の色
副搬送波成分の位相が調整されるので、位相調整された
トラッキング信号によりトラッキングフィルタの中心周
波数が制御される。従ってFM復調信号、特に比較的彩
度の高い画像信号のFM信号においてもCN比が向上
し、スレッショルド伸長効果を得ることができる。また
FM復調信号から水平エッジを検出し、その水平エッジ
検出信号に基づいて帯域通過フィルタ手段の通過帯域幅
を制御する。これによれば、映像の垂直相関性を利用し
て水平エッジ位置を予測し、その予測位置では上記フィ
ルタ手段の帯域幅を通常のカーソン則帯域幅に戻すこと
により、高周波輝度信号でのCN比の低下を防止でき
る。In the apparatus of the present invention, since the phase of the color subcarrier component of the FM demodulated signal is adjusted, the center frequency of the tracking filter is controlled by the phase adjusted tracking signal. Therefore, even in the FM demodulated signal, particularly in the FM signal of the image signal having a relatively high saturation, the CN ratio is improved and the threshold extension effect can be obtained. Further, the horizontal edge is detected from the FM demodulated signal, and the pass band width of the band pass filter means is controlled based on the horizontal edge detection signal. According to this, the horizontal edge position is predicted by utilizing the vertical correlation of the image, and at the predicted position, the bandwidth of the filter means is returned to the normal Carson rule bandwidth, whereby the CN ratio in the high frequency luminance signal is increased. Can be prevented.
【0018】[0018]
【発明の実施の形態】請求項1の発明の実施の形態は、
図1に示すように、第2中間周波増幅回路6を介して第
2中間周波数信号5が入力されるトラッキングフィルタ
21と、FM復調回路9による該信号5のFM復調信号
10に応じたトラッキング信号41をトラッキングフィ
ルタ21に帰還するループ24と、を備えた映像信号受
信装置において、帰還ループ24中に、FM復調信号1
0の色副搬送波成分の位相を調整する位相調整手段28
を設けて成る。これによりトラッキング信号41の位相
調整がなされ、この信号41で、トラッキングフィルタ
21の信号通過帯域における中心周波数が制御され、帰
還ループ24の遅延のためにスレッショルド伸長効果の
望めなかった高彩度信号のFM信号でもCN比が向上
し、スレッショルド伸長効果を高めることができる。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
As shown in FIG. 1, a tracking filter 21 to which the second intermediate frequency signal 5 is input via the second intermediate frequency amplifier circuit 6, and a tracking signal corresponding to the FM demodulated signal 10 of the signal 5 by the FM demodulator circuit 9. In a video signal receiving device including a loop 24 that returns 41 to the tracking filter 21, the FM demodulated signal 1
Phase adjusting means 28 for adjusting the phase of the color subcarrier component of 0
Is provided. As a result, the phase of the tracking signal 41 is adjusted, the center frequency in the signal pass band of the tracking filter 21 is controlled by this signal 41, and the FM signal of the high saturation signal which is not expected to have the threshold expansion effect due to the delay of the feedback loop 24. However, the CN ratio is improved, and the threshold extension effect can be enhanced.
【0019】請求項2の発明の実施の形態としては、上
記位相調整手段28が、図1に示すように、色信号トラ
ップフィルタ31、色信号バンドパスフィルタ35、移
相回路37及び加算回路40から成る。As an embodiment of the invention of claim 2, as shown in FIG. 1, the phase adjusting means 28 includes a color signal trap filter 31, a color signal bandpass filter 35, a phase shift circuit 37 and an adder circuit 40. Consists of.
【0020】請求項3の発明の実施の形態は、図8に示
すように、第2中間周波増幅回路6を介して第2中間周
波数信号5が入力される中心周波数及び通過帯域幅が可
変の帯域通過フィルタ手段50と、FM復調回路10に
よる上記信号5のFM復調信号10に応じた通過帯域制
御信号を上記手段50に帰還するループ24’と、を備
えていて、該帰還ループ中にFM復調信号10から水平
エッジを検出するエッジ検出手段と、該エッジ検出手段
からの水平エッジ検出信号に基づいて前記通過帯域制御
信号を上記フィルタ手段50に出力して制御手段27と
を有する映像信号受信装置である。According to the third embodiment of the invention, as shown in FIG. 8, the center frequency and the pass band width to which the second intermediate frequency signal 5 is input via the second intermediate frequency amplifier circuit 6 are variable. A band pass filter means 50 and a loop 24 'for returning a pass band control signal corresponding to the FM demodulation signal 10 of the signal 5 by the FM demodulation circuit 10 to the means 50 are provided, and an FM is provided in the feedback loop. Video signal reception having edge detection means for detecting horizontal edges from the demodulated signal 10 and control means 27 for outputting the pass band control signal to the filter means 50 based on the horizontal edge detection signal from the edge detection means. It is a device.
【0021】請求項4の発明の実施の形態としては、前
記エッジ検出手段26は、図8に示すように、輝度信号
通過フィルタ53、正エッジ検出回路55及び負エッジ
検出回路56から成り、また前記制御手段27はOR回
路66、1H遅延回路60から成る。このような構成と
することにより帰還ループ遅延に起因する高周波輝度信
号のFM信号におけるCN比の低下を防止できる。As an embodiment of the invention of claim 4, the edge detecting means 26 comprises a luminance signal passing filter 53, a positive edge detecting circuit 55 and a negative edge detecting circuit 56, as shown in FIG. The control means 27 comprises an OR circuit 66 and a 1H delay circuit 60. With such a configuration, it is possible to prevent a decrease in the CN ratio in the FM signal of the high frequency luminance signal due to the feedback loop delay.
【0022】請求項5の発明の実施の形態は、図8に示
すように、第2中間周波増幅回路6を介して第2中間周
波数信号5が入力される中心周波数及び通過帯域幅が可
変の帯域通過フィルタ手段50と、上記信号5のFM復
調信号10に応じたトラッキング信号41及び通過帯域
制御信号61を上記フィルタ手段50に帰還するループ
24,24’を備えた映像信号受信装置である。そして
帰還ループ24中には、FM復調信号中の色副搬送波成
分の位相を調整する位相調整手段28及び該手段28の
出力から前記トラッキング信号を出力し、該トラッキン
グ信号によりフィルタ手段50の信号通過帯域における
中心周波数を制御する第1の制御手段25を設ける。ま
た帰還ループ24’中には、FM復調信号10から水平
エッジを検出するエッジ検出手段26及び該手段26か
らの水平エッジ検出信号に基づいて上記通過帯域制御信
号を出力して前記フィルタ手段50の通過帯域幅を広げ
るように制御する第2の制御手段27と、を設ける。こ
のような構成とすることにより帰還ループ遅延のために
スレッショルド伸長効果の望めなかった高彩度信号のF
M信号でもCN比が向上し、スレッショルド伸長効果を
高めると共に、該帰還ループ遅延に起因する高周波輝度
信号成分のFM信号におけるCN比の低下をも防止でき
る。に起因するFM復調信号及び高周波輝度信号のCN
比低下を防止できる。In the fifth embodiment of the invention, as shown in FIG. 8, the center frequency and the pass band width to which the second intermediate frequency signal 5 is inputted via the second intermediate frequency amplifier circuit 6 are variable. The video signal receiving device is provided with a bandpass filter means 50 and loops 24 and 24 'for returning a tracking signal 41 and a passband control signal 61 corresponding to the FM demodulated signal 10 of the signal 5 to the filter means 50. In the feedback loop 24, the tracking signal is output from the phase adjusting means 28 for adjusting the phase of the color subcarrier component in the FM demodulated signal and the output of the means 28, and the signal of the filter means 50 is passed by the tracking signal. First control means 25 for controlling the center frequency in the band is provided. Further, in the feedback loop 24 ', an edge detecting means 26 for detecting a horizontal edge from the FM demodulated signal 10 and the pass band control signal based on the horizontal edge detecting signal from the means 26 are outputted to output the pass band control signal. Second control means 27 for controlling so as to widen the pass band width. With such a configuration, the F of a high saturation signal for which the threshold expansion effect cannot be expected due to the feedback loop delay is used.
The CN ratio can be improved even in the M signal, the threshold extension effect can be enhanced, and the CN ratio in the FM signal of the high frequency luminance signal component due to the feedback loop delay can be prevented from lowering. CN of FM demodulated signal and high frequency luminance signal due to
It is possible to prevent the ratio from decreasing.
【0023】請求項6の発明の実施の形態としては、前
記フィルタ手段50がトラッキングローパスフィルタ5
1及びトラッキングハイパスフィルタ52から成ってお
り、前記通過帯域幅制御信号61(1H遅延エッジパル
ス信号)及びトラッキング信号41を正及び負パルス加
算回路62,63に与え、正及び負パルスが付加された
トラッキング信号64,65を得て、これにより夫々の
フィルタ51,52の通過帯域を制御している。According to an embodiment of the invention of claim 6, the filter means 50 is a tracking low-pass filter 5.
1 and a tracking high-pass filter 52, the pass band width control signal 61 (1H delay edge pulse signal) and the tracking signal 41 are given to positive and negative pulse adding circuits 62 and 63, and positive and negative pulses are added. The tracking signals 64 and 65 are obtained, and the pass bands of the filters 51 and 52 are controlled thereby.
【0024】[0024]
【実施例】以下図面に示す本発明の実施例を説明する。
図1は本発明による映像信号受信装置、例えば、衛星放
送チューナの一実施例で、図3,図4と同一符号は同一
又は類似の回路をあらわし、特に本実施例では帰還ルー
プ24中に、色信号トラップフィルタ31、色信号バン
ドパスフィルタ(BPF)35、移相回路37及び加算
回路40から成る位相調整手段が設けられ、該手段によ
りFM復調信号10の色副搬送波成分の位相を調整する
ようにしている。なお、32は輝度信号、36は色副搬
送波信号、38は位相調整された色副搬送波信号、41
は位相調整されたトラッキング信号である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention shown in the drawings will be described below.
FIG. 1 shows an embodiment of a video signal receiving apparatus according to the present invention, for example, a satellite broadcast tuner. The same reference numerals as those in FIGS. 3 and 4 represent the same or similar circuits, and particularly, in the present embodiment, in a feedback loop 24, A phase adjusting means including a color signal trap filter 31, a color signal bandpass filter (BPF) 35, a phase shift circuit 37, and an adding circuit 40 is provided, and the phase adjusting means adjusts the phase of the color subcarrier component of the FM demodulated signal 10. I am trying. 32 is a luminance signal, 36 is a color subcarrier signal, 38 is a phase-adjusted color subcarrier signal, 41
Is a tracking signal whose phase is adjusted.
【0025】図2は、本発明の動作を説明するために、
信号の波形例を示したものである。ここでは説明を簡単
にするため、増幅回路22での必要利得が0dBである
と仮定する。図2(a)は、ある時間におけるトラッキ
ング信号の理想的な波形を仮定したものである。別の表
現を用いれば、図2(a)は帰還ループ24内に遅延が
全くないと仮定した場合のFM復調信号10の波形例と
いうこともできる。しかし、実際のFM復調信号10は
図2(b)に示すように、理想的なトラッキング信号に
対して一定の遅延量Tを持って出力される。この遅延量
Tが変調信号の周波数の90°に相当する時間に比べて
充分小さくできない場合に、これをトラッキング信号と
して用いると、むしろCN比を低下させてしまうことは
既に述べた。また、衛星放送の変調信号では色副搬送波
成分が大きなエネルギーを持っており、この色副搬送波
の90°に相当する時間(69.8nsec)に比べて帰還
ループ遅延量を充分小さくすることが非常に難しいこと
も前述した通りである。そこで本発明では、前記位相調
整手段を、帰還ループ24中に設けている。FM復調信
号10は、色信号トラップフィルタ31および色信号B
PF35の夫々に入力される。色信号トラップフィルタ
31により色副搬送波信号成分が除去された輝度信号3
2の波形例を図2(c)に示す。FIG. 2 illustrates the operation of the present invention.
It shows an example of the waveform of the signal. Here, for simplicity of explanation, it is assumed that the required gain in the amplifier circuit 22 is 0 dB. FIG. 2A assumes an ideal waveform of the tracking signal at a certain time. In other words, FIG. 2A can also be regarded as an example of the waveform of the FM demodulated signal 10 when it is assumed that there is no delay in the feedback loop 24. However, the actual FM demodulated signal 10 is output with a constant delay amount T with respect to the ideal tracking signal, as shown in FIG. It has already been described that when the delay amount T cannot be made sufficiently small compared to the time corresponding to 90 ° of the frequency of the modulation signal, if this is used as the tracking signal, the CN ratio is rather lowered. In addition, since the color subcarrier component has a large energy in the modulation signal of satellite broadcasting, it is extremely difficult to make the feedback loop delay amount sufficiently smaller than the time (69.8 nsec) corresponding to 90 ° of this color subcarrier. The difficult things are as described above. Therefore, in the present invention, the phase adjusting means is provided in the feedback loop 24. The FM demodulated signal 10 includes a color signal trap filter 31 and a color signal B.
It is input to each of the PFs 35. Luminance signal 3 from which the color subcarrier signal component has been removed by the color signal trap filter 31
An example of waveform No. 2 is shown in FIG.
【0026】一方、色信号BPF35により色副搬送波
信号成分のみが抽出された色副搬送波信号36は次段の
移相回路37へ出力される。移相回路37では、後述の
位相調整されたトラッキング信号41の色副搬送波信号
成分と理想的なトラッキング信号の色副搬送波信号成分
の位相が一致するように色副搬送波信号36の位相を調
整し、位相調整された色副搬送波信号38として出力す
る。On the other hand, the color subcarrier signal 36 in which only the color subcarrier signal component is extracted by the color signal BPF 35 is output to the phase shift circuit 37 of the next stage. The phase shift circuit 37 adjusts the phase of the color subcarrier signal 36 so that the color subcarrier signal component of the tracking signal 41 whose phase is adjusted as described later and the phase of the ideal color subcarrier signal component of the tracking signal match. , Phase-adjusted color subcarrier signal 38 is output.
【0027】位相調整された色副搬送波信号38の波形
例を図2(d)に示す。ここで、帰還ループ24で生じ
る遅延量は一定の値であることから、移相回路37に要
求される移相量は固定であり、従って移相回路37は固
定遅延線もしくは位相反転回路+固定遅延線で実現でき
る。輝度信号32と位相調整された色副搬送波信号38
を加算回路40で信号加算し、増幅回路22を介して位
相調整されたトラッキング信号41をトラッキングフィ
ルタ21に与えてその中心周波数を制御する。図2
(e)は位相調整されたトラッキング信号41の波形例
を示したものであるが、該信号41は図2(a)の理想
的なトラッキング信号の波形と非常に相関が高いことが
わかる。An example of the waveform of the phase-adjusted color subcarrier signal 38 is shown in FIG. 2 (d). Here, since the delay amount generated in the feedback loop 24 is a constant value, the phase shift amount required for the phase shift circuit 37 is fixed, and therefore the phase shift circuit 37 is a fixed delay line or a phase inversion circuit + fixed. It can be realized with a delay line. Luminance signal 32 and phase-adjusted color subcarrier signal 38
Is added by the adder circuit 40, and the tracking signal 41 whose phase is adjusted is given to the tracking filter 21 via the amplifier circuit 22 to control the center frequency thereof. FIG.
(E) shows an example of the waveform of the tracking signal 41 whose phase has been adjusted. It can be seen that the signal 41 has a very high correlation with the waveform of the ideal tracking signal of FIG. 2 (a).
【0028】このように、本発明における位相調整され
たトラッキング信号41は、色副搬送波信号の成分に関
して理想に近い位相の信号となっているため、FM復調
信号として、例えば、比較的に彩度の高い画像信号にお
いてもトラッキングフィルタ方式によるスレッショルド
伸長効果が得られる。この場合、輝度信号成分に関して
は、高周波領域において帰還ループ遅延によるトラッキ
ング信号の位相ずれの影響がそのまま残ることになる
が、既に説明したように、輝度信号成分は統計的に低周
波にエネルギーが集中していることから前述の影響は比
較的少なく、総合的にはトラッキングフィルタ方式によ
るスレッショルド伸長効果の方が大きく望めることにな
る。As described above, since the phase-adjusted tracking signal 41 in the present invention is a signal having a phase close to an ideal phase with respect to the component of the color subcarrier signal, it is relatively saturated as an FM demodulation signal. Even in the case of a high image signal, the threshold expansion effect by the tracking filter method can be obtained. In this case, regarding the luminance signal component, the influence of the phase shift of the tracking signal due to the feedback loop delay remains as it is in the high frequency region, but as already explained, the luminance signal component statistically concentrates energy in the low frequency. Therefore, the above-mentioned influence is relatively small, and the threshold extension effect by the tracking filter method can be expected more comprehensively.
【0029】次に図8は本発明の他の実施例として、上
述した高彩度信号におけるスレッショルド伸長効果の向
上ばかりでなく、高周波輝度信号成分のFM信号におけ
るCN比の低下をも防止できる映像信号受信装置の構成
例を示す。同図において、図1と同一符号は同一又は類
似の回路を表わし、50は前記トラッキングフィルタ2
1に代えて用いられる中心周波数及び通過帯域幅が可変
の帯域通過フィルタ手段で、例えば、トラッキングロー
パスフィルタ(LPF)及びハイパスフィルタ(HP
F)52から成り、夫々のフィルタは制御電圧によって
そのカットオフ周波数を変化させることができる。Next, FIG. 8 shows, as another embodiment of the present invention, not only the improvement of the threshold expansion effect in the high chroma signal described above but also the prevention of the decrease of the CN ratio in the FM signal of the high frequency luminance signal component. The structural example of an apparatus is shown. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 1 represent the same or similar circuits, and 50 is the tracking filter 2
1 is band-pass filter means having a variable center frequency and pass-band width, such as a tracking low-pass filter (LPF) and a high-pass filter (HP).
F) 52, and each filter can change its cutoff frequency by a control voltage.
【0030】両フィルタの制御電圧が等しい時、両フィ
ルタを合わせた周波数特性は前記トラッキングフィルタ
21の特性と等しくなるように設計してある。つまり、
図8において、トラッキングLPF51、トラッキング
HPF52を制御する信号は後述するように正パルスが
加算されたトラッキング信号64と負パルスが加算され
たトラッキング信号65に相当するが、これらの制御信
号が両方共に前記位相調整されたトラッキング信号41
と等しい時、図8の実施例は図1の実施例と全く等しい
動作をすることになる。When the control voltages of both filters are the same, the frequency characteristics of both filters are designed to be equal to the characteristics of the tracking filter 21. That is,
In FIG. 8, the signals for controlling the tracking LPF 51 and the tracking HPF 52 correspond to a tracking signal 64 to which a positive pulse is added and a tracking signal 65 to which a negative pulse is added, as will be described later. Phase-adjusted tracking signal 41
8 will operate exactly the same as the embodiment of FIG.
【0031】これに対しトラッキングLPF51とトラ
ッキングHPF52は前述した如く図10に示すような
周波数特性を有しており、トラッキングフィルタ21は
図9に示すように中心周波数がf1→f2→f3と変化す
る中心周波数可変の動作特性を備え、また図11に示す
ように通常の帯域幅は同図(a)のようであるが、後述
する水平エッジ検出時の帯域幅は同図(b)のようにな
って、結局LPF51,HPF52から成るフィルタ手
段50は中心周波数及び帯域幅が可変の特性を有する。
また帰還ループ24中には前述のように位相調整手段2
8及び第1の制御手段25が設けられると共に帰還ルー
プ24’にはエッジ検出手段26及び第2の制御手段2
7が設けられる。エッジ検出手段26は、輝度信号通過
フィルタ53、正エッジ検出回路55、負エッジ検出回
路56から成り、第2の制御手段27はOR回路66、
1H遅延回路60から成る。On the other hand, the tracking LPF 51 and the tracking HPF 52 have frequency characteristics as shown in FIG. 10 as described above, and the tracking filter 21 has a center frequency of f 1 → f 2 → f 3 as shown in FIG. It has a variable center frequency operation characteristic, and as shown in FIG. 11, the normal bandwidth is as shown in FIG. 11A, but the bandwidth at the time of horizontal edge detection described later is shown in FIG. As a result, the filter means 50 consisting of the LPF 51 and the HPF 52 has the characteristic that the center frequency and the bandwidth are variable.
Further, in the feedback loop 24, as described above, the phase adjusting means 2
8 and the first control means 25 are provided, and the feedback loop 24 'has an edge detection means 26 and a second control means 2
7 is provided. The edge detecting means 26 comprises a luminance signal passing filter 53, a positive edge detecting circuit 55, and a negative edge detecting circuit 56, and the second control means 27 has an OR circuit 66.
It comprises a 1H delay circuit 60.
【0032】図8の実施例の動作を図12を用いて説明
する。図12(a)は水平方向に“黒→白→黒”と輝度
が急峻に変化する画像の表示例である。この輝度が急峻
に変化する部分を水平エッジ部と呼ぶ。図12(b)は
図12(a)のN本目のラインとその前後のライン(N
−1ライン、N+1ライン)の映像信号を示したもので
ある。水平エッジ部は図中でt0とt1で発生している。
衛星放送では、映像信号をエンファシスしたものを変調
信号として伝送するため、図12(b)の水平エッジ部
の変調信号(復調信号も同)は、図12(c)のように
高周波域が強調された波形となる。図12(c)の信号
をトラッキングフィルタの制御に用いると理想的に動作
するとした時、FM復調信号10を帰還してトラッキン
グフィルタの制御を行う場合に、帰還ループ遅延に伴い
図12(d)のように図12(c)に対してTの遅延を
生じることになり、水平エッジ部のように高周波のエネ
ルギーが高い部分ではCN比の低下が発生してしまう。
そこで、図8の実施例では、水平エッジが存在すると予
測される位置では、トラッキングLPF51のカットオ
フ周波数を上げ、且つトラッキングHPF52のカット
オフ周波数を下げることにより、総合的にはカーソン則
帯域幅になるように前記通過帯域制御信号としての正パ
ルスが付加されたトラッキング信号64と負パルスが付
加されたトラッキング信号65には夫々図12(i)、
図12(j)に示すようにパルスが付加されている。つ
まり、正パルスが付加されたトラッキング信号64の電
圧がパルスによりV1になり、負パルスが付加されたト
ラッキング信号65がパルスによりV0になった時、ト
ラッキングLPF51とトラッキングHPF52の総合
の周波数特性は、第2中間周波数を中心周波数としたカ
ーソン則帯域幅を持つ特性となり、CN比の低下はなく
なる。The operation of the embodiment shown in FIG. 8 will be described with reference to FIG. FIG. 12A is a display example of an image in which the brightness changes sharply in the horizontal direction, such as “black → white → black”. The portion where the brightness changes sharply is called the horizontal edge portion. FIG. 12B shows the N-th line of FIG. 12A and the lines before and after it (N
−1 line, N + 1 line). Horizontal edge portions occur at t 0 and t 1 in the figure.
In satellite broadcasting, a signal obtained by emphasizing a video signal is transmitted as a modulation signal. Therefore, the modulation signal (also the demodulation signal) at the horizontal edge portion of FIG. 12B is emphasized in a high frequency range as shown in FIG. 12C. The waveform will be When it is assumed that the signal of FIG. 12C is ideally used for controlling the tracking filter, the feedback loop delay occurs when the FM demodulated signal 10 is fed back to control the tracking filter. As shown in FIG. 12C, a delay of T is generated, and the CN ratio is lowered in a portion where high frequency energy is high such as a horizontal edge portion.
Therefore, in the embodiment of FIG. 8, at a position where a horizontal edge is predicted to exist, the cutoff frequency of the tracking LPF 51 is increased and the cutoff frequency of the tracking HPF 52 is decreased, so that the Carson law bandwidth is comprehensively obtained. As shown in FIG. 12 (i), the tracking signal 64 to which the positive pulse is added as the passband control signal and the tracking signal 65 to which the negative pulse is added are
Pulses are added as shown in FIG. That is, when the voltage of the tracking signal 64 to which the positive pulse is added becomes V 1 due to the pulse, and the tracking signal 65 to which the negative pulse is added becomes V 0 due to the pulse, the total frequency characteristics of the tracking LPF 51 and the tracking HPF 52. Has a Carson's law bandwidth centered on the second intermediate frequency, and the CN ratio does not decrease.
【0033】水平エッジの予測信号である1H遅延エッ
ジパルス信号61は、映像信号の垂直相関性を利用して
得られる。即ち、輝度信号の通過フィルタ53によりF
M復調信号10中の輝度信号54のみを抽出し、その輝
度信号54から正エッジ検出回路55と負エッジ検出回
路56により検出し、適切なパルス幅に整形された正エ
ッジパルス信号57と負エッジパルス信号58をOR回
路66に与えて夫々の加算信号であるエッジパルス信号
59を得て、これを遅延回路60により1H(H:水平
期間≒63.5μsec)遅延して1H遅延エッジパル
ス信号が得られる。この様子を図12(c)〜(h)に
示す。ここで輝度信号32と輝度信号54を同じ信号で
取り扱っていないのは、輝度信号32はトラッキング信
号として使用するために、回路により遅延する量を極力
小さくする必要から色信号トラップフィルタ31を使用
しているのに対し、輝度信号54は遅延時間よりも精度
を要求されることからあえて分けて記載している。その
ため、輝度信号通過フィルタ53はラインくし形フィル
タ等が望ましい。正パルス加算回路62と負パルス加算
回路63では、位相調整されたトラッキング信号41に
対し、1H遅延エッジパルス61に従って、夫々正パル
スと負パルスを付加するものである。The 1H delayed edge pulse signal 61, which is the predicted signal of the horizontal edge, is obtained by utilizing the vertical correlation of the video signal. That is, the luminance signal pass filter 53 causes F
Only the luminance signal 54 in the M demodulated signal 10 is extracted, the positive edge detection circuit 55 and the negative edge detection circuit 56 detect the luminance signal 54, and the positive edge pulse signal 57 and the negative edge are shaped into an appropriate pulse width. The pulse signal 58 is given to the OR circuit 66 to obtain the edge pulse signal 59 which is each addition signal, and the delay circuit 60 delays this for 1H (H: horizontal period ≈ 63.5 μsec) to obtain a 1H delayed edge pulse signal. can get. This state is shown in FIGS. Here, the luminance signal 32 and the luminance signal 54 are not treated as the same signal, because the luminance signal 32 is used as a tracking signal, the color signal trap filter 31 is used because it is necessary to minimize the delay amount by the circuit. On the other hand, since the luminance signal 54 is required to have accuracy rather than delay time, the luminance signal 54 is described separately. Therefore, the luminance signal passing filter 53 is preferably a line comb filter or the like. The positive pulse adding circuit 62 and the negative pulse adding circuit 63 add a positive pulse and a negative pulse to the phase-adjusted tracking signal 41 according to the 1H delayed edge pulse 61, respectively.
【0034】[0034]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、映
像信号受信装置に狭帯域のトラッキングフィルタまたは
中心周波数と共に帯域幅可変のフィルタ手段を用いてス
レッショルドを伸長するシステムにおいて、帰還ループ
遅延のためにスレッショルド伸長効果の望めなかった高
彩度信号においてもスレッショルドを伸長し、全体的な
スレッショルド伸長効果を高めることができる。また高
周波輝度信号成分のFM信号におけるC/Nの低下をも
防止することができる。As described above, according to the present invention, in the system for extending the threshold by using the narrow band tracking filter or the center frequency and the band width variable filter means in the video signal receiving apparatus, the feedback loop delay Therefore, it is possible to extend the threshold even in the case of a high-saturation signal for which the threshold extension effect cannot be expected, and to enhance the overall threshold extension effect. It is also possible to prevent a decrease in C / N in the FM signal of the high frequency luminance signal component.
【図1】本発明の一実施例を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the present invention.
【図2】図1の実施例の動作説明用信号波形図である。FIG. 2 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the embodiment of FIG.
【図3】従来の衛星放送チューナの構成例を示すブロッ
ク図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of a conventional satellite broadcast tuner.
【図4】トラッキングフィルタ方式をとる従来の衛星放
送チューナの構成例を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of a conventional satellite broadcast tuner using a tracking filter system.
【図5】普通のフィルタとトラッキングフィルタの通過
帯域の説明図である。FIG. 5 is an explanatory diagram of pass bands of an ordinary filter and a tracking filter.
【図6】映像信号のエンファシス特性図である。FIG. 6 is an emphasis characteristic diagram of a video signal.
【図7】映像信号にエンファシスをかけた波形例を示す
図である。FIG. 7 is a diagram showing an example of a waveform obtained by applying emphasis to a video signal.
【図8】本発明の他の実施例を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing another embodiment of the present invention.
【図9】トラッキングフィルタの動作特性図である。FIG. 9 is an operating characteristic diagram of a tracking filter.
【図10】トラッキングLPFとトラッキングHPFの
周波数特性図である。FIG. 10 is a frequency characteristic diagram of a tracking LPF and a tracking HPF.
【図11】フィルタ手段50の動作特性図である。11 is an operating characteristic diagram of the filter means 50. FIG.
【図12】図8の実施例の動作説明図である。FIG. 12 is an operation explanatory diagram of the embodiment in FIG.
5 第2中間周波数信号 9 FM復調回路 10 FM復調信号 21 トラッキングフィルタ 22 増幅回路 24 帰還ループ 24’ 帰還ループ 31 色信号トラップフィルタ 32 輝度信号 35 色信号BPF 36 色副搬送波信号 37 移相回路 38 位相調整された色副搬送波信号 40 加算回路 41 位相調整されたトラッキング信号 50 帯域通過フィルタ手段 53 輝度信号通過フィルタ 54 輝度信号 55 正エッジ検出回路 56 負エッジ検出回路 60 遅延回路 61 1H遅延エッジパルス信号 5 Second intermediate frequency signal 9 FM demodulation circuit 10 FM demodulation signal 21 Tracking filter 22 Amplification circuit 24 Feedback loop 24 'Feedback loop 31 Color signal trap filter 32 Luminance signal 35 Color signal BPF 36 Color subcarrier signal 37 Phase shift circuit 38 Phase Adjusted color subcarrier signal 40 Adder circuit 41 Phase adjusted tracking signal 50 Band pass filter means 53 Luminance signal pass filter 54 Luminance signal 55 Positive edge detection circuit 56 Negative edge detection circuit 60 Delay circuit 61 1H delayed edge pulse signal
Claims (6)
入力されるトラッキングフィルタと、上記受信信号のF
M復調信号に応じたトラッキング信号を上記トラッキン
グフィルタに帰還するループと、を備え、該トラッキン
グフィルタの信号通過帯域における中心周波数を上記ト
ラッキング信号により制御する映像信号受信装置におい
て、上記帰還ループ中に、上記FM復調信号中の色副搬
送波成分の位相を調整する位相調整手段を設けたことを
特徴とする映像信号受信装置。1. A tracking filter to which a received signal converted into an intermediate frequency component is input, and F of the received signal.
A loop for returning a tracking signal according to the M demodulated signal to the tracking filter, and a video signal receiving device for controlling the center frequency in the signal pass band of the tracking filter by the tracking signal, in the feedback loop, A video signal receiving apparatus comprising a phase adjusting means for adjusting the phase of a color subcarrier component in the FM demodulated signal.
が印加される色信号トラップフィルタ及び色信号バンド
パスフィルタ、該色信号バンドパスフィルタからの色副
搬送波信号の位相を調整する移相回路、並びに上記色信
号トラップフィルタからの輝度信号と、移相回路からの
位相調整された色副搬送波信号を加算する加算回路を含
むことを特徴とする請求項1に記載の映像信号受信装
置。2. The phase adjusting means includes a color signal trap filter to which the FM demodulated signal is applied, a color signal bandpass filter, and a phase shift circuit for adjusting the phase of a color subcarrier signal from the color signal bandpass filter. 2. The video signal receiving apparatus according to claim 1, further comprising: an addition circuit that adds the luminance signal from the color signal trap filter and the phase-adjusted color subcarrier signal from the phase shift circuit.
入力される中心周波数及び通過帯域幅が可変の帯域通過
フィルタ手段と、上記受信信号のFM復調信号に応じた
通過帯域幅制御信号を上記帯域通過フィルタ手段に帰還
するループと、を備え、該帰還ループ中に、FM復調信
号から水平エッジを検出するエッジ検出手段と、該手段
からの水平エッジ検出信号に基づいて上記通過帯域幅制
御信号を出力して前記帯域通過フィルタ手段の通過帯域
幅を広げるように制御する制御手段と、を設けたことを
特徴とする映像信号受信装置。3. A band pass filter means having a variable center frequency and a pass band width to which a received signal converted into an intermediate frequency component is input, and a pass band width control signal according to an FM demodulated signal of the received signal. A loop for returning to the band pass filter means, in the feedback loop, an edge detecting means for detecting a horizontal edge from the FM demodulated signal, and the pass band width control signal based on the horizontal edge detecting signal from the means. And a control means for controlling so as to widen the pass band width of the band pass filter means, and a video signal receiving apparatus.
号が入力される輝度信号通過フィルタと、該フィルタか
らの輝度信号が入力される正エッジ検出回路及び負エッ
ジ検出回路とを有し、前記制御手段は、上記正及び負エ
ッジ検出回路からの正及び負エッジパルス信号と加算し
てエッジパルス信号を得る回路と、該エッジパルス信号
より1H遅延エッジパルス信号を出力する遅延回路と、
を有することを特徴とする請求項3に記載の映像信号受
信装置。4. The horizontal edge detecting means includes a luminance signal passing filter to which an FM demodulated signal is input, and a positive edge detecting circuit and a negative edge detecting circuit to which the luminance signal from the filter is input, The control means adds a positive and negative edge pulse signal from the positive and negative edge detection circuit to obtain an edge pulse signal, and a delay circuit which outputs a 1H delayed edge pulse signal from the edge pulse signal,
The video signal receiving device according to claim 3, further comprising:
中心周波数及び通過帯域幅が可変の帯域通過フィルタ手
段と、上記受信信号のFM復調信号に応じたトラッキン
グ信号及び通過帯域幅制御信号を上記帯域通過フィルタ
手段に帰還する第1及び第2のループと、を備え、上記
第1の帰還ループ中に、FM復調信号中の色副搬送波成
分の位相を調整する位相調整手段と、該手段の出力から
上記トラッキング信号を出力し、該トラッキング信号に
より上記帯域通過フィルタ手段の信号通過帯域における
中心周波数を制御する第1の制御手段とを設け、第2の
帰還ループ中にFM復調信号から水平エッジを検出する
エッジ検出手段と、該手段からの水平エッジ検出信号に
基づいて上記通過帯域制御信号を出力して前記帯域通過
フィルタ手段の通過帯域幅を広げるように制御する第2
の制御手段と、を有することを特徴とする映像信号受信
装置。5. A band pass filter means having a variable center frequency and a pass band width of the received signal converted into the intermediate frequency component, and a tracking signal and a pass band width control signal according to the FM demodulated signal of the received signal. Phase adjusting means for adjusting the phase of the color subcarrier component in the FM demodulated signal in the first feedback loop, and first and second loops for returning to the bandpass filter means, First tracking means for outputting the tracking signal from the output and controlling the center frequency in the signal pass band of the band pass filter means by the tracking signal is provided, and a horizontal edge is generated from the FM demodulation signal in the second feedback loop. And a passband control means for outputting the passband control signal based on a horizontal edge detection signal from the means, Second control to increase bandwidth
And a control means of the video signal receiving device.
ーパスフィルタ及びトラッキングハイパスフィルタから
成り、前記通過帯域幅制御信号及び位相調整手段からの
トラッキング信号に基づいて上記夫々のフィルタの通過
帯域を制御するように構成したことを特徴とする請求項
5に記載の映像信号受信装置。6. The band pass filter comprises a tracking low pass filter and a tracking high pass filter, and is configured to control the pass band of each of the filters based on the pass band width control signal and the tracking signal from the phase adjusting means. The video signal receiving device according to claim 5, wherein
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JP21109995A JP3596951B2 (en) | 1995-06-02 | 1995-07-27 | Video signal receiving device |
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JP16010895 | 1995-06-02 | ||
JP7-160108 | 1995-06-02 | ||
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JPH0951547A true JPH0951547A (en) | 1997-02-18 |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100760143B1 (en) * | 2006-04-10 | 2007-09-18 | 엘지전자 주식회사 | Circuit for tracking tuner filter of broadcasting receiver |
-
1995
- 1995-07-27 JP JP21109995A patent/JP3596951B2/en not_active Expired - Fee Related
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