JPH09502587A - Continuous transverse stub element device and manufacturing method thereof - Google Patents

Continuous transverse stub element device and manufacturing method thereof

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JPH09502587A
JPH09502587A JP7510339A JP51033995A JPH09502587A JP H09502587 A JPH09502587 A JP H09502587A JP 7510339 A JP7510339 A JP 7510339A JP 51033995 A JP51033995 A JP 51033995A JP H09502587 A JPH09502587 A JP H09502587A
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ミルロイ、ウイリアム・ダブリュ
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ヒューズ・エアクラフト・カンパニー
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  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Aerials With Secondary Devices (AREA)

Abstract

(57)【要約】 誘電体材料は、広い表面のうちの少なくとも１つを横切って横断方向に延在した１以上の突出した一体部分を有する２つの平行な広い表面を有する構造に形成される。その外側は均一に導電的に被覆され、結果的に連続した横断スタブ素子がその１つの板に隣接して配置された平行板導波管を構成している。純粋なリアクタンス素子は、スタブ素子の終端部上に導電性被覆を残すか、或はスタブ素子の終端部を狭くすることによって形成される。放射素子は、適切な高さのスタブ素子が自由空間に開放されたときに形成される。放射、結合および、またはリアクタンス連続横断スタブ素子は、集積されたフィルタ、結合器およびアンテナアレイを含む種々のマイクロ波、ミリメートル波および疑似光学部品を形成するために共通の平行板構造において組合わせられることができる。誘電体負荷された連続した横断スタブ素子の製造は、誘電体構造を機械加工、成形またはモールドすることによって効率的に達成されることが可能であり、その後平行板伝送ラインを形成するために均一な導電性メッキが行われる。アンテナ構造の場合、スタブ素子の端部で誘電体材料を露出するために機械加工または研磨がスタブ終端部上で行われる。 (57) SUMMARY A dielectric material is formed into a structure having two parallel broad surfaces having one or more protruding integral portions extending transversely across at least one of the broad surfaces. . Its outer side is uniformly and electrically conductively coated, resulting in a parallel plate waveguide with successive transverse stub elements disposed adjacent to one of the plates. A pure reactance element is formed by leaving a conductive coating on the end of the stub element or by narrowing the end of the stub element. The radiating element is formed when a stub element of suitable height is opened to free space. Radiating, coupling and / or reactance continuous transverse stub elements are combined in a common parallel plate structure to form various microwave, millimeter wave and pseudo-optics including integrated filters, couplers and antenna arrays. be able to. Fabrication of a dielectric-loaded continuous transverse stub element can be efficiently accomplished by machining, molding or molding a dielectric structure, which is then uniform to form a parallel plate transmission line. Conductive plating is performed. In the case of an antenna structure, machining or polishing is done on the stub termination to expose the dielectric material at the end of the stub element.

Description

【発明の詳細な説明】 連続横断スタブ素子装置およびその製造方法 背景技術 本発明はアンテナと伝送ライン、特に平行板導波管の一方または両者の導電性 板、アンテナアレイ、フィルタ、結合装置に配置されている連続横断スタブに関 する。 マイクロ波周波数では、スロット導波管アレイ、印刷パッチアレイ、反射装置 とレンズシステムが通常利用されている。しかしながら、使用される周波数が２ ０ＧＨｚ以上に増加するとこれらの通常のマイクロ波素子の使用がより困難にな る。 本発明はミリメートル波と疑似光周波数として知られている２０ＧＨｚもの高 さの周波数で有用である装置に関する。このような装置はストリップライン、マ イクロストリップまたはプラスティックアンテナアレイまたは伝送ラインと類似 の特性を持っている。このような装置は光ファイバの製造とほぼ同一方法で製造 される。 通常のスロット平面アレイアンテナは複雑な設計のために２０ＧＨｚを越える 周波数で使用することが困難である。これはこのような装置の機械加工、結合、 組立てで必要な正確性と複雑性を伴ってさらに使用を制限する。 印刷パッチアレイアンテナは特に高周波数と大きなアレイにおける高いパワー 放射損失のために劣化した効率となる。このようなアンテナの周波数帯域幅は典 型的にスロット平面アレイで得られることのできる周波数帯域幅よりも小さい。 寸法および材料の許容誤差に対する感度はそれらの設計に固有の誘電体負荷と共 振構造によりこのタイプのアレイでより大きくなる。 反射装置とレンズアンテナは通常平面アレイアンテナが望ましくなく反射装置 またはレンズシステムの付加的な体積と重量が許容可能でない応用で使用される 。伝統的な反射装置とレンズアンテナのディスクリートな開口励起制御が存在し ないことによって低いサイドローブと成形ビーム応用における有効性を制限する 。 ミリメートル波と疑似光周波数におけるフィルタは高電力消費素子と相互接続 損失による比較的低いＱ係数となり、寸法許容誤差による製造が比較的困難であ る。 発明の要約 平行板導波管の一方または両者の導電性板に存在する連続横断スタブ素子はマ イクロ波、ミリメートル波、疑似光結合器、フィルタまたはアンテナにおける結 合、リアクチブまたは放射素子として使用される。最も一般的な形態の連続横断 スタブ素子は、（１）第１の部分と、第１の部分の第１の表面から突出する横断 スタブを形成する第１の部分をほぼ横断して伸びている第２の部分を具備する誘 電素子と、（２）第１の部分の第２の表面に沿って誘電素子と同一空間に配置す る第１の導電素子と、（３）誘電素子の第１の表面に沿って配置され、誘電素子 の第２の部分により形成される横断方向に伸びた端部壁に沿って配置される第２ の導電素子を含んでいる。横断スタブ素子の多数の他の変形は高さ、幅、長さ、 断面、および複数のスタブ素子数の変更と、基礎スタブ素子に付加構造を付加す ることによって形成される。 純粋にリアクチブな素子はスタブの端子を導電的に終端（短絡回路）または狭 くする（開放回路）ことにより達成される。放射素子は適度の高さのスタブが自 由空間に開口されるとき形成される。平行板導波管モードの結合による素子結合 または励起（振幅および位相）の正確な制御は縦方向のスタブの長さと、スタブ の高さと、平行板の分離と、平行板とスタブ媒体の構成要素の特性の変化により 達成される。 連続横断スタブ素子は平面開口または任意の領域の構造を形成するために整列 されてもよく、通常のラインソースまたはソースにより供給される連続横断素子 の線形アレイを具備する。結合器、フィルタまたはアンテナアレイ統合と解析の 通常の方法は全ての応用を満たすようにスタブ素子とアレイを構成するため周波 数または空間ドメインのいずれかで使用されてもよい。 本発明の原理はマイクロ波、ミリメートル波、疑似光周波数における全ての平 面アレイ用として適用可能である。成形ビーム、多重ビーム、双偏波、二重帯域 、単一パルス機能は本発明を使用して達成される。さらに、伝統的な帯域幅およ び／または価格の制限のために平面アレイが不適切である応用で平面連続横断ス タブアレイは反射装置とレンズアンテナに置換されるための主要な候補である。 ミリメートル波と疑似光フィルタと結合器設計における付加的な利点はストリ ップライン、マイクロストリップ、導波 管素子と比較して生産性が高く、比較的低い損失（高い“Ｑ”）であることによ って連続横断スタブ素子により達成される。フィルタおよび結合器の能力は共通 の構造で放射装置の機能と十分に一体化される。 図面の簡単な説明 本発明の種々の特徴および利点は添付図面を伴った以下の詳細な説明を参照し てより容易に理解されるであろう。同じ参照符号は同一の構造素子を示している 。 図１および１ａは本発明の原理による連続横断スタブ素子を示している。 図２、３、４はそれぞれ、短絡回路、開放回路、結合器構造の連続横断スタブ 素子を示している。 図５は簡単な伝送ライン理論に基づく連続横断スタブ素子の簡単な等価回路を 示している。 図６は非誘電的に負荷された連続横断スタブ素子を示している。 図７ａおよび７ｂは本発明の連続横断スタブ素子を使用した低速波の人工的誘 電性構造および非均一構造を示している。 図８および８ａは斜角入射用に設計された本発明の連続的な横断スタブ素子を 示している。 図９および９ａは双偏波動作用に設計された本発明の２つの直交連続横断スタ ブ素子を示している。 図１０および１０ａは横断ディメンションにおけるパラメータ変化を示してい る。 図１１および１１ａは有限幅の素子を示している。 図１２は多重段階のスタブ／伝送部分を示している。 図１３は整合したカプレットを構成する対をなした素子を示している。 図１４は整合したカプレットを構成する放射および非放射スタブ対を示してい る。 図１５は二重側面の放射装置／フィルタを示している。 図１６および１６ａは放射素子を示している。 図１７および１７ａは円形偏波された直交素子を示している。 図１８はｙ＝０に位置し、６０ＧＨｚの周波数で放射される分離した線形アレ イにより与えられる空気で充満された６インチ×１５インチの平行板領域内のＸ 方向の電界における理論的に一定振幅の外形を示している。 図１９および１９ａは連続横断スタブアレイ構造のスタブが連続した逐次動作 で形成され金属化されトリミングされる典型的な連続的突出処理を示している。 図２０は個々の連続横断スタブアレイ構造が分離した動作のシーケンスでモー ルドされ／形成され、金属化され、トリミングされる個々の処理を示している。 図２１はペンシルビームアンテナアレイを示している。 図２２は複雑な成形ビームアンテナを示している。 図２３は個々の連続横断スタブ素子間で形成された比較的広い連続横断導電樋 部を示している。 図２４は近接するスタブ素子間の有効な樋部領域のスロット導波管空洞の分解 図を示している。 図２５は二重偏波放射パターンを実現するために利用される１対の直交方向の 連続横断スタブアレイを示している。 図２６および２６ａは素子間樋部領域に配置された厚いまたは薄い傾斜スロッ トを示している。 図２７および２７ａはＴＥＭおよびＴＥ01モードの電界成分を示している。 図２８は故意に固定されたまたは可変のビームスキントを示している。 図２９および２９ａは機械的ライン供給変化による走査を示している。 図３０および３０ａはライン供給位相速度変化による走査を示している。 図３０ｂ、３０ｃは平行板位相速度変化による走査と同調を示している。 図３１は周波数による走査を示している。 図３２および３２ａは一致アレイを示している。 図３３はエンドファイアアレイを示している。 図３４および３４ａは非分離共有アレイを示している。 図３５および３５ａはラジアル形態で構成された連続横断スタブアレイを示し ている。 図３６、３６ａ、３７、３７ａは非放射性のリアクチブ連続横断スタブ素子を 示している。 図３８および３８ａは非放射性のリアクチブ連続横断スタブ素子を使用する結 合器を示している。 図３９は本発明による連続横断スタブアレイの実施例の平 面図である。 図４０は図３９の連続横断スタブアレイの側面図である。 図４１は１７．５ＧＨｚの周波数で測定された図３９および４０の連続横断ス タブアレイの測定されたＥ平面パターンを示している。 発明の詳細な説明 図１および１ａは第１および第２の平行末端板12,13 有する平行板導波管また は伝送ライン10の一部を形成する最も普通の均一で誘電的に負荷された形態の連 続横断スタブ素子11（またはスタブ11）の切り開いた側面および平面図を示して いる。スタブ素子11は外端部で露出されたスタブ放射装置15を有し、これは第１ 、第２の平行末端板12,13 の間に配置されている誘電性材料の一部である。末端 板13の１つはスタブ素子11の端部壁をカバーする。任意の構造の主ライン供給部 を経て発射される入射ｚ進行導波管モードは縦方向のｚ方向の壁電流成分と関連 しており、これは連続または疑似連続のｙ方向横断スタブ素子11の存在によって 妨害され、従ってスタブ素子11と平行板12,13 境界面を横切って縦方向のｚ方向 の変位電流（電界）を励起する。この誘起された変位電流は末端に進行するスタ ブ素子11中の等価ｘ進行導波管モードを励起し、自由空間に放射され（図１と１ ａで示されている放射装置の場合）、第２の平行板領域に結合されるか（図４で 示されている結合装置の場合）或いは全体的に反射される（図２、３で示されて いる純応答性のフィルタの場合）。放射装置の場合、電界ベクトル（偏波）は連 続横断してスタブ 素子11に線形に横断（ｚ方向）方向付けられる。放射、結合、および／またはリ アクチブな連続横断スタブ素子はマイクロ波、ミリメートル波、集積フィルタと 結合器とアンテナアレイを含む疑似光学部品を形成するため共通の平行板構造で 結合されてもよい。 図２、３、４は短絡回路、開放回路、結合器構造の基本的連続横断スタブ素子 11をそれぞれ示している。図２では第２の平行板13は短絡回路スタブ素子11ａを 生成する金属化被膜13ａを経てスタブ素子11の端部を横切って接続している。図 ３では第２の平行板13は短絡されておらず、素子11ｂは狭められ、開放回路スタ ブ素子11ｂを生成する。図４ではスタブ素子11の両端部はそれぞれ第１、第２の 平行板導波管10、10ａに開かれており、従って結合スタブ素子11ｂ´を生成する 。 平行板導波管10と短絡回路スタブ索子11ａ、開放回路スタブ素子11ｂと自由空 間、結合スタブ素子11ｂ´と第２の導波管10ａのそれぞれからの背面散乱された エネルギのインターフェイスは本来以下の式により与えられるように通常の伝送 線の意味で入射エネルギと相互作用する。 これらの相互作用は包括的にモデル化され、標準的な伝送ライン理論を使用し て開発される。両者のインターフェイス におけるフリンジ効果は通常のモード整合技術を使用して正確にモデル化される 。結合スタブ素子11（図１）の可変の長さ（１）と高さ（ｈ）は電気ラインの長 さ（β1 １）と特性アドミッタンス（Ｙ1 ）をそれぞれ制御し、このようにする ことにより端子アドミッタンス（主にｈとεr に依存して）の制御された変換を 主平行板伝送ライン10に戻すことを可能にし、その特性アドミッタンスは高さ（ ｂ）により支配され、このようにして広範囲の別々の（ディスクリート）結合値 （｜Ｋ｜）が入射パワーにわたって−３５ｄＢ以下の−３ｄＢの結合パワーに等 しくなることを可能にする。結合スタブ素子11の長さにおける変化は成形ビーム アンテナと多重段階のフィルタ応用で必要とされるように結合エネルギの一直線 の位相変調を可能にする。 図５は簡単な伝送ライン理論に基づいて、連続横断スタブ素子11の散乱パラメ ータ（Ｓ11、Ｓ22、Ｓ12、Ｓ21）と結合係数（｜Ｋ｜2 ）が得られる簡単な等価 回路を示している。結合値は主に、平行板導波管10の高さ（ｂ）に関し簡単な電 圧分圧の関係でスタブ素子11の高さ（ｈ）の機械的な比率に依存することに留意 すべきである。この機械的比率は構造の動作周波数と誘電定数とは独立しており 、連続横断スタブ素子11は本質的に広帯域幅であり、機械的および構成材料の詳 細で小さな変化を許容する。従って、一般原則を失うことなくＹS は短絡回路に 対して無限大、開放回路でゼロ、または結合構造でＹ2 に設定される。 誘電的に負荷された連続横断スタブ素子11の製造は誘電体 構造の機械加工またはモールドにより効率的に達成され、その後、平行板伝送ラ イン10を形成するため均一な導電性メッキが行われ、アンテナ用の場合にはスタ ブ放射装置15（図１）を露出するためスタブ素子11の末端の機械加工または研磨 が行われる。特定の応用で有用な基本的な連続横断スタブ素子11において多数の 変化が存在する。これらの変化について以下説明する。 非誘電的に負荷されたスタブ素子11ｃは図６で示されている。低密度（約９９ ％空気からなる）の発砲体16は例えばエンドファイアアレイまたは帯域停止フィ ルタの実効素子を実現するため連続横断スタブ素子11の伝送ライン媒体として使 用されてもよい。非誘電的に負荷された連続横断スタブ素子11ｃはエンドファイ アにおいても広い疑似均一Ｅ平面素子パターンによりこのような応用で特に適し ている。 低速波と非均一構造21,22 が図７ａおよび７ｂに示されている。人工の誘電体 23（波形の低速波構造23）または多重誘電体24ａ、24ｂ（非均一構造24）は最小 の重量、複雑な周波数依存性または正確な位相速度制御が必要とされる応用で平 行板12,13 との間で使用されてもよい。 傾斜した入射角のスタブ素子11ｄが図８、８ａに示されており、これはそれぞ れ、切り開いた側面図と平面図である。伝播導波管モードの傾斜した入射角は横 断（Ｈ−）平面のビームを走査する目的で連続横断スタブ素子11ｄの軸に関して 入射位相前面27の機械的または電気的変化により達成される。この変化は通常平 行板領域を励起する主ライン供給部の機械 的または電気的変化を通じて与えられる。この走査ビームの正確な走査角度はス ネルの法則によって導波管モード位相前面27の入射角度に関連される。即ち、屈 折はライン供給の機械的または電気的変化により与えられる走査角度を拡大する 方法でスタブ素子11ｄ−自由空間インターフェイスで生じる。この現象はライン 供給部の方向付けと位相における小さな変化だけで比較的大きなアンテナ走査角 度を可能にするために利用される。結合値は小さい入射角度の疑似的に一定であ る。 縦方向の入射スタブ素子11ｅが図９および９ａで示され、これは切り開いた側 面図および平面図をそれぞれ示している。狭い連続横断スタブ素子11ｅは位相前 面がスタブ素子11ｅの軸に垂直である主導波管モードを結合しない。この特性は 平行板12,13 から構成される共通の平行板領域で直交連続横断スタブ放射装置素 子11，11ｅの設置により生成される。このようにして、２つは分離され、直交し て偏波されたアンテナモードは二重偏波、二重帯域または二重ビーム能力の目的 で共有した開口中で同時に支持される。 横断寸法のパラメータ変化が図１０、１０ａで示されており、これはそれぞれ 切開いた側面図および平面図を示している。横断（ｙ方向）のスタブ素子11の寸 法の低速の変化は横断平面におけるテーパー結合を達成するため使用されてもよ い。この能力は分離可能ではない開口の分布が所望であるアンテナアレイ用およ び／または方形でないアレイ形状で有用であることを証明している。このような 変更された素子はテーパーまたは疑似連続横断スタブ素子11ｆとして知られてい る。 有限の幅の素子11ｇが図１１および１１ａで示されており、これは切り開いた 側面図および平面図をそれぞれ示している。横断の（ｙ）方向で通常は非常に広 い幅であるが、連続横断スタブ素子11は幅が減少され簡単な長方形導波管を含ん だ構造で使用されてもよい。このような切頭型または有限幅の連続横断スタブ素 子11ｇの側壁は特定の応用で示されているように短絡回路、開放回路または負荷 を使用して、導電、非導電または吸収性である表面17で終端されてもよい。 多重段階スタブ索子11ｈと伝送部分27が図１２で示されている。多重段階18は 特定の電気的および機械的制限により示されているように結合および／または構 造の広くされた周波数帯域幅特性を変更するためにスタブ素子11および／または 平行板12,13 で使用されてもよい。 整合したカプレットを構成する対を成した素子11ｉ、11ｊが図１３で示されて いる。近接して隔てられている類似の連続横断スタブ放射装置素子11の対は（広 い側、エンドファイアまたはスキント動作に最適の）複合アンテナ素子要素を構 成するため、および／または個々の反射貢献（１／４波長間隔）の破壊的干渉に よる複合素子ＶＳＷＲを最小にするため使用されてもよい。同様に、帯域通過フ ィルタ構造は純粋にリアクチブな連続横断スタブ素子11ａ、11ｂ（図２、３）が 使用されるとき類似の方法で実現されてもよい。リアクチブスタブ素子11は例え ば図２、３で示された素子11ａ、11ｂを使用する。 整合されたカプレット19を構成する放射および非放射スタブ素子の対11ｋ、11 ｍが図１４に示されている。非放射性の純粋にリアクチブナな連続横断スタブ素 子11ｋは個々の反射貢献の破壊的干渉により結合器−放射装置の反射を抑圧する 代りの方法として放射連続横断スタブ放射装置素子11ｍと対を成してもよく、整 合した連続横断スタブカプレット19を生じる。このようなカプレット19は連続横 断スタブ素子アレイアンテナで特に便利であり、広い側で（または広い側を通っ て）ビーム走査を必要とする。 二重側面の反射装置／フィルタ28が図１５で示されている。放射装置（図１） 、結合器（図４）、および／またはリアクチブ（図２、３）スタブ素子11ｎは、 空間節約のためまたは平行板の両面からの放射が望まれるアンテナ用のために平 行板構造の両面で実現されてもよい。 放射素子29が図１６および１６ａに示され、これは切り開いた側面図と平面図 をそれぞれ示している。連続横断スタブ素子11は円筒型（放射）導波管モード28 が平面導波管モードの代りに使用される円筒型応用で使用されてもよい。連続横 断スタブ素子111 は平面波の場合と類似した結合メカニズムと特性を有する放射 構造で閉じた同心リング29ａを形成する。単一または多重点ソース26は主供給部 として作用する。連続横断スタブ素子11の放射および非放射リアクチブの両者の 場合、連続横断スタブ素子は前述（図１−４）のスタブ素子11構造を使用して円 筒型ケースで構成されてもよい。このようなアレイは放射（水平）方向に沿って ３６０度範囲に方向付 けられた高利得を必要とするアンテナと１ポートフィルタ用として特に便利であ る。 円形偏波直交素子11が図１７、１７ａで示され、これは切り開いた側面図およ び平面図をそれぞれ示している。連続横断スタブ放射装置素子はもっぱら線形偏 波アンテナ素子であるが、左および右側の円形偏波（ＬＨＣＰ、ＲＨＣＰ）は、 標準的な１／４波長板偏波器（図示せず）の設置または直交して方向付けられて いる連続横断スタブ放射装置素子11（直交素子11）またはアレイの直角結合30を 通じて直線的方法で達成される。 連続横断スタブ結合器／放射装置の素子11は以下の考察を含んでいる。 ライン供給選択：前述したように、連続横断スタブ素子11は任意のラインソー スにより供給される平面構造を形成するために結合またはアレイで配置されても よい。このラインソースはスロット導波管等のディスクリートな線形アレイ或い はピルボックスまたはセクトラルホーン等の連続ラインソースであってもよい。 多数の通常のラインソースは本発明での使用に適合しており、これらは文献（“ Antenna Engineering Handbook”、Jasik，McGrawHill 編集、第９,10,12,14 章 ）に開示されている。 ２つのラインソースが２ポート装置を形成するためにフィルタおよび結合器用 として使用される。アンテナ用の場合、単一のライン供給部とラインソースは横 断面（Ｈ面）の所望の（崩壊した）開口分布を与えるために利用され、個々の連 続横断スタブ放射装置素子11のパラメータは縦方向面（Ｅ面）の（崩壊した）開 口分布を制御するために変化される。 導波管モード：オーバーモード構造では、内部で連続横断スタブ素子11が存在 する平行板伝送ライン10は構造の２つの導電板12,13 により与えられる境界状況 を同時に満たす多数の導波管モードを支持する。これらの伝播モードの数と相対 強度はもっぱら有限のラインソースにより与えられる横断励起関数に依存する。 一度励起すると、これらのモード係数は横断平面の連続特性のために連続横断ス タブ素子11の存在により変更されない。 理論上、これらの各モードは所定の十分な距離で縦方向の伝播方向でラインソ ースで与えられた励起関数の不所望の分散変化を生じる特有の伝播速度と関連し ている。しかしながら、典型的に励起関数に対してはこれらのモード速度は優勢 なＴＥＭモードと１％未満異なり、連続横断スタブアレイ構造の全ての有限の縦 方向範囲にわたって変更なしにラインソースにより与えられる横断面励起はそれ 故本質的に変換される。 図１８はｚ＝０に位置され、６０ＧＨｚの周波数で放射するディスクリートな 線形アレイにより供給される空気で充満された６インチ×１５インチの平行板領 域内のｘ方向電界の理論的な一定振幅形状を示している。コサイン２乗振幅励起 は平行板領域内の多数の奇数のモードを励起するように選択される。全体的な空 洞の縦方向の範囲にわたる与えられた横断励起の一貫性に留意する。 縁部と端部負荷効果：連続横断スタブアレイの縁部効果の相対的な重要性は主 として与えられたラインソース励起関数に依存するが、構造の厳密な縦方向の伝 播のためにこれらの効果は通常小さい。多くの場合、特に急勾配の励起テーパー を使用する場合、短絡回路は内部電界分布にはほとんどまたは全く影響なく縁部 境界で導入されてもよい。縁部効果が無視できる程ではないような応用では、負 荷材料はアレイ縁部で必要とされるとき供給されてもよい。 ある応用では、第２のライン供給部は連続横断スタブ結合器またはリアクチブ 素子から構成される結合器またはフィルタ等の２ポート装置を形成するために導 入されてもよい。アンテナ用では、短絡回路、開放回路または負荷は通常の定在 波または進行波供給部を形成するためラインソースの反対の連続横断スタブアレ イの端部に位置されてもよい。これらは以下詳細に説明する。 アレイ、結合器、フィルタ統合および解析：標準的なアレイ結合器とフィルタ 統合と解析技術が、連続横断スタブアレイ応用において個々の連続横断スタブ素 子11に対する素子間隔と電気パラメータの選択で使用されてもよい。放射スタブ 素子11の間の外部相互結合効果は標準的な電磁理論を使用してモデル化される。 連続横断スタブ素子11の物理的属性を電気パラメータに関連付ける標準化された 設計曲線が所望の連続横断スタブアレイ特性を実現するため解析的または実験的 に導出される。 設計の非反覆性のエンジニアリングコストとサイクル時間： 連続横断スタブアレイ概念の簡単なモジュール設計は通常の平面アレイに関連す る非反覆エンジニアリングコストとサイクル時間を非常に減少する。典型的な平 面アレイの開発は角度スロット、入力スロット、共同供給部等のような関連する 供給部品と共に個々の特性と各ディスクリートな放射素子の製造とを必要とする 。対照的に、連続横断スタブ平面アレイは２つのみの線形供給部の特性を必要と し、一方は連続横断スタブ素子11のアレイから構成され、他方は必須のライン供 給部から構成される。これらの供給部は別々に同時に設計され変形され、最少数 の特有のパラメータにより充分特定化される。それ故、計算と複雑性は減少され る。設計の変更または反復は容易にそして迅速に実行される。 製造の選択：突出、注入モールド、熱モールドのような熟練した製造技術は理 想的に連続横断スタブアレイ30に適切である。多くの場合、全ての供給部の細部 を含んでいる連続横断スタブアレイ全体は単一の外部モールド動作で形成されて もよい。 典型的な３段階の製造サイクルは、連続的な押出しまたは閉じた単一段階のモ ールドによる構造形成、メッキとペイントと積層または付着による均一な外部金 属被覆、入力、出力および放射表面を露出するための平面研磨を含んでいる。内 部の詳細部がないために、連続横断スタブアレイは金属の厚さの均一性またはマ スキングに厳密な必要条件がなく外部表面のみに金属化を必要とする。 図１９および１９ａは典型的な連続押し出し処理の平面お よび側面図を示しており、連続横断スタブアレイ30のスタブ11は連続的な逐次的 動作で形成された、またはモールド31され、金属化32され、トリミング33される 。このような動作の結果、個々の連続横断スタブアレイ30を形成するためダイス される連続横断スタブアレイ30の長いシートが生じる。図２０は個々の連続横断 スタブアレイ30が別々の動作のシーケンスでモールドされるか形成31され、金属 化32され、トリミング33される類似のディスクリートなプロセスを示す。 前述したように、寸法および材料の変化に対する非共振連続横断スタブ素子11 の相対的不感度は競合する共振方法に比較して生産性を非常に高める。これは連 続横断スタブアレイ30の設計と製造が比較的簡単であることと関連して、これを 低価格／高生産性の応用に対して理想的な候補にする。 連続横断スタブアレイ応用：ペンシルビームアンテナアレイ40が図２１で示さ れている。標準的なペンシルビームアンテナアレイ40はラインソース39の適切な 選択と連続的な横断スタブ素子パラメータにより構成される主平面励起を有する 連続横断スタブアレイ概念を用いて構成されることができる。素子間隔は通常、 平行板領域内の波長の整数倍（典型的に１倍）にほぼ等しく選択される。単一パ ルス機能は連続横断スタブアレイ開口のモジュール化と供給部により達成される 。 成形ビームアンテナアレイ41が図２２で示されている。連続横断スタブ素子11 のスタブ部分の可変の長さは連続横断スタブアンテナアレイ応用で（素子の長さ １n ，１n ＋１の変化から生じる）個々の素子位相の便利で正確な制御を可能に する。ディスクリートな振幅変化に対する連続横断スタブ素子の通常の能力を伴 ったこの制御は複雑な形状のビームアンテナパターンの正確な詳細と構成を可能 にする。同様に、連続横断スタブ素子の非均一間隔は成形ビームパターンを生成 するために使用されてもよい。コセカント２乗と非対称のサイドローブ応用が例 に含まれる。 未使用の素子間領域の利用：連続横断スタブアレイの連続的なスタブは典型的 に全平面アンテナ開口および／またはフィルタ領域の１０〜２０％しか占有しな い。これらのスタブの放射開口は末端にあり、それ故、主平行板伝送ライン10に より形成される接地面より上に隆起される。比較的広い連続横断導電樋部43はそ れ故、図２３で示されているように個々の連続横断スタブ素子11の間に形成され る。これらの樋部43は２次的アレイ構造を導入するため利用されてもよい。 他の開発として、スロット導波管空洞44を形成するため樋部43を閉じたものが 図２４で示されており、印刷パッチアレイのインターデジタル化と、平行板伝送 ライン10から別のモードを結合するための樋部43のスロットと、連続横断スタブ アレイ構造に付加されるときの活性素子の導入とが含まれる。 図２５は、３つの異なるアンテナアレイ45を示すのに有効である。二重偏波ア ンテナアレイ45が図２５に示されている。直交するように配列された連続した横 断スタブ11の同一の対のアレイは、共通の開口領域を共有する二重偏波（直線の 直交する方向）平面アレイ45を構成するために使用されてもよい。円または楕円 偏波は、固定されたまたは可変直角結合器（図示せず）を使用して、或は通常の 直線−円偏波装置（図示せず）の導入によりラインソース39の信号入力49ａ，49 ｂに結合されたこれら２つの直交した信号の適切な組合せによって実現される。 個々の連続した横断スタブ11の純粋な直線偏波および平行板導波管モードの自然 直交性により、この方法によって優れた広帯域偏波分離が実現される。 上記の二重偏波方法に類似した方法において、２つの類似していない直交する ように配列された連続した横断スタブ11のアレイは、二重ビームアンテナアレイ 45によって与えられる同時二重アンテナビーム能力を提供するために使用されて もよい。特定の例として、１つの連続した横断スタブアレイ11は空対空レーダモ ード用の垂直偏波ペンシルビームを供給し、一方別の連続した横断スタブアレイ 11ｅは地上マッピング用の水平偏波コセカント２乗ビームを供給する。マイクロ 波中継用の二重スクイントペンシルビームは、この二重ビーム能力の他の適用を 代表している。 再び、直交するように配列された連続した横断スタブ11の１対のアレイを使用 することにより、二重帯域平面アレイ45は、各アレイに対する素子間隔および連 続した横断スタブ素 子パラメータの適切な選択により構成される。２つの選択された周波数帯域は、 平行板伝送ライン構造の拡散しない特性および導波管モードの周波数独立直交性 のために広く分離されてもよい。 二重偏波、二重ビームおよび二重帯域アンテナアレイ46（多モード）が図２６ および２６ａに示されている。周期的に間隔を隔てられたスロット47は、平行板 伝送ライン10から交互のモードセットを結合するために個々の連続した横断スタ ブ素子11の間の前に説明された樋部43において導入されてもよい。電界ベクトル が平行板伝送ラインの導電板12，13に平行に向けられたＴＥ01モードは、切り取 られた側面図および上面図をそれぞれ示した図２６および２６ａに示されている ように、素子間の樋部43における厚いまたは薄い傾斜スロットの導入により選択 的に結合される。これらのスロット47は、製造し易くするために導電板接地平面 （平行板13）から少し突出している。このようなモードは、誘導された壁電流の 横断方向の向きおよび連続した横断スタブのＴＥ01モードに対するカットオフ状 態のために連続した横断スタブ素子11によって結合されない。 同様に、平行板伝送ライン10の導電板12，13に垂直に向いた電界ベクトルを有 する平行板導波管構造の導波管モードは、特に厚い（カットオフ）スロットに対 する動作およびスロット共振周波数における相違のために傾斜スロット47に結合 されない。このようにして、二重帯域平面アレイ46は、連続した横断スタブと傾 斜スロットの素子間間隔および平行板伝送 ライン10の平行板間隔によって調節される周波数帯域オフセットにより形成され る。 図２７および２７ａは、ＴＥＭおよびＴＥ01モードの電界成分を示している。 二重ビームおよび二重偏波開口は、通常の方法で意図的なマルチモード動作を使 用して実現されてもよい。 図２８には、スクイントビームアンテナアレイ49が示されている。一方または 両方の平面における意図的に固定したまたは可変のビーム傾斜は、連続した横断 スタブ素子11間の間隔、構成材料の誘電定数および、または必要とされるライン 供給部特性を適切に選択することによって連続した横断スタブアレイ30により実 現される。このようなスクイントされたアレイ49は、取付け制限のためにアンテ ナの機械的なボアサイトと電気的なボアサイトとの間の偏差が余儀なくされる適 用にとって望ましい。 図２９および２９ａには、アンテナアレイ50に関する機械的なライン供給部変 化による走査が上面図および側面図でそれぞれ示されている。連続した横断スタ ブアンテナアレイ50に要求されるライン供給部39は、連続した横断スタブ素子の 軸に関して伝播する平行板導波管モードの入射角度（位相傾斜）を変化するため に機械的にディザーを与えられる。そのようにする時、アンテナビームの屈折強 化されたビームスクイント（走査）51はアレイ50の横断方向（Ｈ平面）において 実現される。 図３０および３０ａには、アンテナアレイ50に関するライ ン供給位相速度による走査が上面図および側面図でそれぞれ示されている。連続 した横断スタブ素子の軸に関して伝播する平行板導波管モードの入射角度（位相 傾斜）を変化する別の方法が使用されている。これは、導波管内の構成特性の変 調および、または誘電体材料の配列により、或はその横断方向のディメンション の変調により、要求されるライン供給部内での位相速度を電気的または機械的に 変化することによって達成される。このような変化は、連続した横断スタブ素子 の軸に関する固定した（平行な）機械的配列を維持しながら、ラインソースから 生じた位相前面51に傾斜（ディザー）を生じさせる。 図３０ｂおよび３０ｃに示されているように、平行板位相速度変化によって走 査および同調が実行される。平行板伝送ライン10内における位相速度の変化は、 縦方向（Ｅ）の平面においてアンテナ用のビーム（θ1 ，θ2 ）を走査する。こ のような変化は、平行板領域内に含まれる誘電体材料（εr ）の構成特性の適切 な電気的および、または機械的な変調により誘導されてもよい。縦方向の平面に おけるこの技術による走査は、２つのディメンションにおける同時ビーム走査を 達成するために前に説明された走査技術と組合せられてもよい。この平行板伝送 ライン10内における位相速度の変調はまたパスバンド、ストップバンド等を含む それらの各応答を周波数同調するために連続した横断スタブアレイフィルタおよ び結合器構造において使用されてもよい。 図３１には周波数による走査が示されている。進行波アン テナアレイ50として使用された場合、アンテナ主ビームの位置（傾斜）は周波数 によって変化する。この現象が所望される適用において、素子間の間隔および材 料誘電定数値はこの周波数依存効果を高めるように選択される。特定の例におい て、高い誘電体材料（εr ＝12）から製造された連続した横断スタブアレイ50は 、動作周波数における１％の変化に対してほぼ２°のビーム走査を示す。 図３２および３２ａには、一致アレイ53が側面図および上部図でそれぞれ示さ れている。連続した横断スタブ構造内に内部細部がないため、翼の前縁、ミサイ ルおよび航空機の胴体、および自動車の車体構造等の湾曲した取付け面にそれを 一致させるためにその形状を都合良く変形することができる。連続した横断スタ ブアレイ50のオーバーモールドされた性質は、その平坦な結合特性を乱さずに大 きい曲率半径に対するこのような変形を可能にする。 連続した横断スタブアレイ53における素子間の樋部43は、通常一致アレイと関 連した望ましくない表面波現象の抑制手段を提供する。一致アレイ53等のこのよ うな湾曲した連続した横断スタブアレイから生じる放射された位相前面の変形ま たは湾曲は、ライン供給部39および個々の連続した横断スタブ素子11の位相値の 適切な選択により平坦に補正されてもよい。 図３３には、エンドファイアアレイ54が示されている。連続した横断スタブア レイは、素子間の間隔および構成材料特性の適切な選択によりエンドファイア動 作（矢印54ａによっ て示された）に対して最適化される。個々の連続した横断スタブラジエータ素子 11の上面の、スタブ間の接地平面に関して高い位置は幅の広い素子係数を提供し 、したがってエンドファイア適用において連続した横断スタブ素子11に異なる利 点をもたらす。 図３４、３４ａおよび３４ｂには、非分離共有アレイ55の上面図、側面図およ び端面図がそれぞれ示されている。横断方向の平面における連続した横断スタブ 素子パラメータの変化は、非分離開口分布および、または円形または楕円形等の 非方形開口形状が所望される疑似連続的な横断スタブアレイにおいて使用される 疑似連続的な横断スタブ素子11ｆを生成する。疑似連続的な横断スタブ素子パラ メータの連続した滑らかに変化する変調に対して、疑似連続的な横断スタブアレ イ構造内における高いオーダーのモードの励起伝播および結合は、標準的な連続 した横断スタブアレイ50のものに局部的に類似していると考えられ、したがって 連続した横断スタブアレイ設計方程式が疑似連続的な横断スタブ適用において横 断方向の平面を横切って局部的に適用されてもよい。 低いレーダ断面積の可能性：連続した横断スタブアレイ50に対して横断方向の 平面に変化がないことは、そうでなければディスクリートな放射素子からなる従 来の２次元アレイに存在する散乱の影響（ブラッグローブ）を除去する。さらに 、連続した横断スタブアレイ50における誘電体負荷は、縦方向の平面における狭 い（小さい）素子間の間隔を可能にし、したがってこの平面においてブラッグロ ーブを抑制または操作 する手段を提供する。連続した横断スタブアレイ構造において主ビームを意図的 にスクイントする能力はまたレーダ断面積特性に関連した付加的な設計利点をそ れに提供する。 図３５および３５ａにおいて、ラジアルアレイ56が上面図および側面図でそれ ぞれ示されている。ラジアルアレイ56において、連続した横断（放射状に伝播す るモードに対して横断方向の）スタブは、連続した同心リング29を形成する。こ のような適用では、単一または多数（多モード）のポイントソース24が従来のラ インソース29と置換する。ラジアルアレイ56に対する設計方程式を導出するため に、平面導波モードに類似した方法でラジアル導波モードが使用される。 二重偏波、二重帯域および二重ビーム能力は、平面連続横断スタブアレイ50に 対するものと全く一致した方法で、供給、放射状に連続した横断スタブ素子29お よび補助的素子特性を適切に選択することによってラジアルアレイ56により実現 されることができる。類似した特性の適用および製造的な利点が適合する。エン ドファイア（水平）およびブロードサイド（方位）の両主ビームパターンは、ラ ジアルアレイ56により実現されてもよい。 図３６、３６ａおよび３７においてフィルタ57が示され、図３７ａには対応し た電気構造が示されている。開放または短絡回路において終端された非放射リア クタンス連続横断スタブ素子は、フィルタ構造を都合良く形成するためにアレイ にされてもよい。このような構造はフィルタとして独立的に機能するか、或は一 体化したフィルタマルチプレクサアンテ ナ構造を形成するために放射素子と結合されてもよい。フィルタ解析および合成 の通常の方法は、一般性を損なわずに連続した横断スタブアレイフィルタと共に 使用されてもよい。 連続した横断スタブアレイは、小さくされた電力消費損失および低い機械的許 容誤差感応性は高精度の高いＱの装置の効率的な製造を可能にするミリメートル 波および疑似光学周波数において特に通常のフィルタ構造にまさる利点を有する 。連続した横断スタブアレイの平行板伝送ライン構造に対する電力損失は、同じ 周波数で動作し、同じ誘電体および導電性材料から成る標準的な方形導波管に関 連したもののほぼ１／２であることに留意されたい。 図３８には、結合器59がその側面図および対応した電気構造でそれぞれ示され ている。正確な結合器はフィルタに類似した方法で、個々の連続した横断スタブ 素子11が分枝・導波の代用として機能する、連続した横断スタブアレイ59を使用 して構成され、一体化されてもよい。結合器59において、エネルギは、図３８に おいて矢印で示されているように下方の平行板領域から上方の平行板領域に結合 される。再び、通常の結合器解析および合成方法は一般性を損なわずに使用され ることができる。 成形または多層モールド／メッキ技術は、連続した横断スタブアレイ59の構成 に理想的に適合している。このような結合器59は、ディスクリートな共振素子に 基づいた通常の結合器の製造が非常に困難な、ミリメートル波および疑似光学周 波数を含む高い動作周波数で特に有効である。 図３９は、構成されて試験された本発明の原理にしたがって形成された連続し た横断スタブアンテナアレイ50の１実施例の上面図である。図４０は、図３９の アレイ50の側面図を示す。レキソライト(Rexolile)（εr ＝2.35，Ｌt ＝0.0003 ）の12×24×0.25インチのシートは、Ｋｕ（12.5乃至18ＧＨｚ）周波数帯域にお ける動作のために設計された20個の連続した横断スタブ素子21から成る６×10.5 インチの連続した横断スタブアンテナアレイ50を形成するように機械加工された 。適切な振幅励起テーパーが、個々の高さが一定であるように制限された連続し た横断スタブ幅の適切な変化により縦方向の平面において与えられた。0.500 イ ンチの素子間間隔および0.150 インチの平行板間隔が使用された。銀ベースの塗 料が導電性被覆として使用され、連続した横断スタブアンテナアレイ50の全露出 領域（前部および後部）にわたって均一に供給された。入力およびスタブラジエ ータ面は、適度の研磨材を使用してメッキ後に露出された。 Ｈ平面扇形ホーン39ａ（ａ＝6.00インチ，ｂ＝0.150 インチ）を含むラインソ ース39が、連続した横断スタブアンテナアレイ50の入力においてコサイン曲線的 な振幅および90°（ピーク間）のパラボラ位相分布を提供する簡単なＫｕ帯域の ラインソースとして設計され、製造された。１／４波長変換器52が、それと扇形 ホーンのラインソースとの間の境界を整合するために連続した横断スタブアンテ ナアレイ50中に内蔵された。 Ｅ平面（縦方向）アンテナパターンが、13乃至17.5ＧＨｚ の周波数帯域にわたって連続した横断スタブアンテナアレイ50に対して測定され 、この周波数範囲全体にわたって良好に形成された主ビーム（＜-13.5 ｄＢのサ イドローブレベル）を示した。交差偏波レベルが測定され、-50 ｄＢより良好で あることが認められた。Ｈ平面（横断方向）アンテナパターンは扇形ホーンと同 じ特性を示し、開口分布の分離可能な性質と一致するという事実がこの構造に対 して使用された。図４１は、17.5ＧＨｚの周波数で測定された図３９および４０ のこの連続した横断スタブアンテナアレイ50に対して測定されたＥ平面パターン を示す。 このようにアンテナの場合に関しては、導電的にメッキされた誘電体として構 成された連続した横断スタブアレイは、通常のスロットを有する導波管アレイ、 印刷パッチアレイ、並びに反射器およびレンズアンテナ方法にまさる多数の効率 、製造性および適用性の利点を有する。一体化されたフィルタおよび結合器構造 におけるいくつかの異なる利点も実現される。 特性利点には、60ＧＨｚで-0.5ｄＢ／フィート以下の電力消費損失を達成する 優れた開口効率および高められたフィルタ“Ｑ”と、共振素子または構造なしに １軸当り１オクターブまでの優れた周波数帯域幅と、 -50ｄＢの交差偏波の優れ た広帯域偏波純度と、１素子当り-3ｄＢ乃至-35 ｄＢの結合値を有する優れた広 帯域素子励起範囲および制御と、均一でない励起位相がスタブ長および、または 位置の変調により実現される優れた形成ビーム能力と、エンドファイアに対して さえ広範囲の走査能力を提供する凹部を備えた接地平面を使用した優れたＥ平面 素子係数とが含まれる。 製造利点には、共振構造なしで結合変化が20％の誘電定数の変化に対して0.50 ｄＢ以下である寸法的および材料変化に対する優れた非感応性と、内側の細部が 全く必要ない完全な“外面化”構成と、構造が付加的な結合または組立てが要求 されずに単一のプロセスで熱形成、成形または注入されることができる簡単化さ れた製造工程およびプロセスと、変調器、スケール化可能な設計、簡単で信頼性 の高いＲＦ理論および解析により減少された繰返しのない設計の処理費用および サイクル時間と、１次元に減少された２次元の複雑性が含まれる。 適用性の利点には、非常に薄いプロフィール（平面の誘電負荷された）と、軽 量性（アルミニウムの密度の１／３）、アレイが内部結合機構に影響を与えずに 湾曲／屈曲される適合性と、優れた耐久性（潰れたり、または損傷を受ける内部 空洞または金属被膜がない）と、二重偏波、二重帯域および二重ビーム能力（直 交したスタブを使用する）と、周波数走査の可能なこと（高い誘電体材料に対し て１％の周波数変化当たり２°の走査）と、電子的にまたは電子機械的に走査さ れたライン供給部を使用して電子的に走査可能なことと、１次元の“コンパクト ”格子を提供する減少されたレーダ断面積と、それが非常に低い電力損失および 高い許容誤差でミリメートル波および疑似光学周波数において適用可能なことと 、それが一体化されたフィルタ、結合器および放射素子機能を 提供し、フィルタ、結合器および放射素子が共通の構造において完全に一体化さ れることが含まれる。 以上、新しい改良された連続した横断スタブ素子を説明してきた。上記の実施 例は、本発明の原理の適用を表した多数の特定の実施例のうちのいくつかの単な る例示であることが理解されるべきである。明らかに、当業者は、本発明の技術 的範囲を逸脱することなく種々およびその他の構造を容易に認識することが可能 である。Description: Continuous transverse stub element device and method of manufacturing the same Background technology The present invention relates to antennas and transmission lines, and in particular to continuous transverse stubs arranged on conductive plates, one or both of parallel plate waveguides, antenna arrays, filters and coupling devices. At microwave frequencies, slotted waveguide arrays, printed patch arrays, reflectors and lens systems are commonly used. However, the use of these conventional microwave devices becomes more difficult as the frequencies used increase above 20 GHz. This invention relates to devices useful at frequencies as high as 20 GHz, known as millimeter waves and pseudo optical frequencies. Such devices have similar characteristics to striplines, microstrips or plastic antenna arrays or transmission lines. Such devices are manufactured in much the same way as optical fibers are manufactured. Conventional slot plane array antennas are difficult to use at frequencies above 20 GHz due to their complex design. This further limits its use with the precision and complexity required for machining, joining and assembling such devices. Printed patch array antennas have degraded efficiency, especially due to high power radiation losses at high frequencies and large arrays. The frequency bandwidth of such antennas is typically less than the frequency bandwidth that can be obtained with a slot plane array. The sensitivity to size and material tolerances is greater in this type of array due to the dielectric loading and resonant structure inherent in their design. Reflector and lens antennas are typically used in applications where planar array antennas are not desirable and the additional volume and weight of the reflector or lens system is unacceptable. The lack of discrete aperture excitation control of traditional reflectors and lens antennas limits the effectiveness in low sidelobe and shaped beam applications. Filters at millimeter wave and pseudo optical frequencies have relatively low Q factors due to high power consuming devices and interconnection losses, and are relatively difficult to manufacture due to dimensional tolerances. Summary of the Invention The continuous transverse stub elements present in the conducting plates of one or both of the parallel plate waveguides are used as microwave, millimeter wave, pseudo-optical couplers, couplings in filters or antennas, reactive or radiating elements. The most common form of continuous transverse stub element extends (1) substantially transversely to the first portion and the first portion forming a transverse stub projecting from the first surface of the first portion. A dielectric element having a second portion; (2) a first conductive element disposed in the same space as the dielectric element along a second surface of the first portion; and (3) a first dielectric element. Included is a second conductive element disposed along the surface and along a transversely extending end wall formed by the second portion of the dielectric element. Many other variations of transverse stub elements are formed by changing the height, width, length, cross section, and number of stub elements, and by adding additional structures to the base stub element. A purely reactive element is achieved by conductively terminating (short circuit) or narrowing (open circuit) the terminals of the stub. The radiating element is formed when a moderately tall stub is opened in free space. Precise control of element coupling or excitation (amplitude and phase) by coupling parallel-plate waveguide modes allows for longitudinal stub length, stub height, parallel-plate separation, and parallel-plate and stub media components. This is achieved by changing the characteristics of. The continuous transverse stub element may be aligned to form a planar aperture or structure of any area, and comprises a conventional line source or a linear array of continuous transverse elements provided by a source. Conventional methods of combiner, filter or antenna array integration and analysis may be used in either the frequency or spatial domain to construct stub elements and arrays to meet all applications. The principles of the present invention are applicable for all planar arrays at microwave, millimeter wave, and pseudo optical frequencies. Shaped beam, multiple beam, dual polarization, dual band, single pulse functions are achieved using the present invention. Furthermore, in applications where planar arrays are inadequate due to traditional bandwidth and / or price limitations, planar continuous transverse stub arrays are prime candidates for replacement with reflectors and lens antennas. An additional advantage in millimeter wave and pseudo optical filters and coupler design is that they are more productive compared to stripline, microstrip, and waveguide devices, and are continuous due to their relatively low loss (high "Q"). Achieved by transverse stub elements. The filter and combiner capabilities are well integrated with the functionality of the radiator in a common structure. Brief description of the drawings Various features and advantages of the present invention will be more readily understood with reference to the following detailed description in conjunction with the accompanying drawings. The same reference numbers indicate the same structural elements. 1 and 1a show a continuous transverse stub element according to the principles of the present invention. 2, 3 and 4 respectively show continuous transverse stub elements of short circuit, open circuit and coupler structure. FIG. 5 shows a simple equivalent circuit of a continuous transverse stub element based on a simple transmission line theory. FIG. 6 shows a non-dielectrically loaded continuous transverse stub element. 7a and 7b show slow wave artificial dielectric and non-uniform structures using the continuous transverse stub element of the present invention. 8 and 8a show a continuous transverse stub element of the present invention designed for grazing incidence. 9 and 9a show two orthogonal continuous transverse stub elements of the present invention designed for dual polarization operation. 10 and 10a show the parameter variation in the transverse dimension. 11 and 11a show a finite width element. FIG. 12 shows a multi-stage stub / transmission section. FIG. 13 shows the pair of elements that make up the matched caplet. FIG. 14 shows a pair of radiating and non-radiating stubs that make up a matched caplet. FIG. 15 shows a double sided radiator / filter. 16 and 16a show radiating elements. 17 and 17a show circularly polarized orthogonal elements. FIG. 18 shows a theoretically constant amplitude in the electric field in the X direction within a 6 inch × 15 inch parallel plate region filled with air provided by a separate linear array located at y = 0 and radiated at a frequency of 60 GHz. The outer shape of is shown. Figures 19 and 19a show a typical continuous protrusion process in which the stubs of a continuous transverse stub array structure are formed, metallized and trimmed in a continuous sequential operation. FIG. 20 illustrates individual processes in which individual continuous transverse stub array structures are molded / formed, metallized, and trimmed in a discrete sequence of operations. FIG. 21 shows a pencil beam antenna array. FIG. 22 shows a complex shaped beam antenna. FIG. 23 shows a relatively wide continuous transverse conductive trough formed between individual continuous transverse stub elements. FIG. 24 shows an exploded view of the slot waveguide cavity in the effective trough region between adjacent stub elements. FIG. 25 shows a pair of orthogonal transverse continuous stub arrays utilized to implement a dual polarization radiation pattern. 26 and 26a show thick or thin tilted slots located in the inter-element trough region. 27 and 27a show TEM and TE 01 The electric field component of the mode is shown. FIG. 28 shows a deliberately fixed or variable beam squint. 29 and 29a show scanning due to mechanical line feed changes. Figures 30 and 30a show scanning with line feed phase velocity changes. Figures 30b and 30c show scanning and tuning with parallel plate phase velocity changes. FIG. 31 shows scanning by frequency. 32 and 32a show a matching array. FIG. 33 shows an endfire array. 34 and 34a show a non-isolated shared array. Figures 35 and 35a show a continuous transverse stub array configured in a radial configuration. Figures 36, 36a, 37, 37a show non-radiative continuous continuous transverse stub elements. 38 and 38a show a coupler using a non-radiative continuous reactive transverse stub element. FIG. 39 is a plan view of an embodiment of a continuous transverse stub array according to the present invention. 40 is a side view of the continuous transverse stub array of FIG. 39. FIG. 41 shows the measured E-plane pattern of the continuous transverse stub array of FIGS. 39 and 40 measured at a frequency of 17.5 GHz. Detailed description of the invention 1 and 1a show the most common uniform and dielectrically loaded form of a continuous transverse stub element forming part of a parallel plate waveguide or transmission line 10 having first and second parallel end plates 12,13. Figure 11 shows a cutaway side and plan view of 11 (or stub 11). The stub element 11 has a stub radiating device 15 exposed at its outer end, which is part of the dielectric material arranged between the first and second parallel end plates 12,13. One of the end plates 13 covers the end wall of the stub element 11. The incident z-traveling waveguide mode launched through the main line feed of any structure is associated with the longitudinal z-direction wall current component, which is either continuous or quasi-continuous in the y-direction transverse stub element 11. It is disturbed by its presence and thus excites a longitudinal z-direction displacement current (electric field) across the interface between the stub element 11 and the parallel plates 12,13. This induced displacement current excites an equivalent x-traveling waveguide mode in the stub element 11 traveling to the end and is radiated into free space (in the case of the radiating device shown in FIGS. 1 and 1a), It is coupled into two parallel plate areas (in the case of the coupling device shown in FIG. 4) or totally reflected (in the case of the purely responsive filter shown in FIGS. 2 and 3). In the case of a radiator, the electric field vector (polarization) is directed transversely (z direction) to the stub element 11 in a continuous transverse manner. The radiating, coupling, and / or reactive continuous transverse stub elements may be coupled in a common parallel plate structure to form microwave, millimeter wave, pseudo-optics including integrated filters and couplers and antenna arrays. 2, 3 and 4 respectively show a basic continuous transverse stub element 11 of short circuit, open circuit and coupler structure. In FIG. 2, the second parallel plate 13 is connected across the ends of the stub element 11 via a metallized coating 13a which creates a short circuit stub element 11a. In FIG. 3, the second parallel plate 13 is not short-circuited and the element 11b is narrowed, creating an open circuit stub element 11b. In FIG. 4, both ends of the stub element 11 are open to the first and second parallel plate waveguides 10 and 10a, respectively, thus creating a coupled stub element 11b '. The interfaces of backscattered energy from the parallel plate waveguide 10 and the short circuit stub element 11a, the open circuit stub element 11b and the free space, the coupling stub element 11b 'and the second waveguide 10a are originally as follows. It interacts with the incident energy in the usual transmission line sense as given by These interactions are comprehensively modeled and developed using standard transmission line theory. Fringe effects at both interfaces are accurately modeled using conventional mode matching techniques. The variable length (1) and height (h) of the coupling stub element 11 (Fig. 1) control the length (β1 1) of the electric line and the characteristic admittance (Y1) respectively, and by doing so, the terminal Admittance (mainly h and ε r Controlled return of the main parallel plate transmission line 10 whose characteristic admittance is dominated by the height (b), and thus in a wide range of discrete (discrete) coupling values. Allows (| K |) to be equal to the combined power of -3 dB below -35 dB over the incident power. The variation in the length of the coupling stub element 11 allows for linear phase modulation of the coupling energy as required in shaped beam antenna and multi-stage filter applications. FIG. 5 shows the scattering parameter (S 11 , S twenty two , S 12 , S twenty one ) And the coupling coefficient (| K | 2 ) Shows a simple equivalent circuit. It should be noted that the coupling value mainly depends on the mechanical ratio of the height (h) of the stub element 11 in a simple voltage division relationship with respect to the height (b) of the parallel plate waveguide 10. is there. This mechanical ratio is independent of the operating frequency of the structure and the dielectric constant, and the continuous transverse stub element 11 is broadband in nature, allowing small variations in mechanical and constituent material details. Therefore, Y without losing the general principle S Is infinite with respect to a short circuit, zero with an open circuit, or Y with a combined structure 2 Is set to Fabrication of a dielectrically loaded continuous transverse stub element 11 is efficiently accomplished by machining or molding the dielectric structure, followed by uniform conductive plating to form the parallel plate transmission line 10 and the antenna. For use, the ends of the stub element 11 are machined or polished to expose the stub radiator 15 (FIG. 1). There are numerous variations in the basic continuous transverse stub element 11 useful in a particular application. These changes will be described below. A non-dielectrically loaded stub element 11c is shown in FIG. Low density (consisting of about 99% air) foam 16 may be used as a transmission line medium for the continuous transverse stub element 11 to implement an effective element, for example an endfire array or bandstop filter. The non-dielectrically loaded continuous transverse stub element 11c is also particularly suitable in such applications due to the wide quasi-uniform E-plane element pattern in endfire. Slow waves and non-uniform structures 21,22 are shown in Figures 7a and 7b. Artificial dielectric 23 (corrugated slow wave structure 23) or multiple dielectrics 24a, 24b (non-uniform structure 24) are parallel for applications requiring minimum weight, complex frequency dependence or precise phase velocity control. It may be used between the plates 12 and 13. A tilted angle of incidence stub element 11d is shown in FIGS. 8 and 8a, a cutaway side view and a plan view, respectively. The tilted angle of incidence of the propagating waveguide mode is achieved by a mechanical or electrical change of the incident phase front 27 with respect to the axis of the continuous transverse stub element 11d for the purpose of scanning the beam in the transverse (H-) plane. This change is usually provided through a mechanical or electrical change in the main line feed which excites the parallel plate region. The exact scan angle of this scanning beam is related to the incident angle of the waveguide mode phase front 27 by Snell's law. That is, refraction occurs at the stub element 11d-free space interface in a manner that expands the scan angle provided by mechanical or electrical changes in the line feed. This phenomenon is exploited to allow relatively large antenna scan angles with only small changes in line feed orientation and phase. The coupling value is pseudo-constant for small angles of incidence. A longitudinal entrance stub element 11e is shown in Figures 9 and 9a, showing a cutaway side view and a plan view, respectively. The narrow continuous transverse stub element 11e does not couple the main waveguide modes whose phase front is perpendicular to the axis of the stub element 11e. This property is produced by the installation of orthogonal continuous transverse stub radiator elements 11, 11e in a common parallel plate region composed of parallel plates 12, 13. In this way, the two separated and orthogonally polarized antenna modes are simultaneously supported in a shared aperture for the purpose of dual polarization, dual band or dual beam capability. The parameter changes in transverse dimension are shown in Figures 10 and 10a, which show a cutaway side view and a plan view, respectively. Slow changes in the dimensions of the stub element 11 in the transverse (y direction) may be used to achieve taper coupling in the transverse plane. This ability has proved useful for non-separable aperture distributions for desired antenna arrays and / or non-square array geometries. Such a modified element is known as a tapered or quasi-continuous transverse stub element 11f. A finite width element 11g is shown in Figures 11 and 11a, showing a cutaway side view and a plan view, respectively. Although typically very wide in the transverse (y) direction, the continuous transverse stub element 11 may be used in structures that include a simple rectangular waveguide of reduced width. The sidewalls of such a truncated or finite width continuous transverse stub element 11g may be a conductive, non-conductive or absorptive surface using a short circuit, open circuit or load as indicated in the particular application. May be terminated at 17. The multi-stage stub cord 11h and transmission section 27 are shown in FIG. The multi-stage 18 is used in the stub element 11 and / or the parallel plates 12, 13 to modify the widened frequency bandwidth characteristics of the coupling and / or structure as indicated by certain electrical and mechanical limitations. May be done. The pair of elements 11i, 11j that make up the matched caplet are shown in FIG. A pair of closely spaced similar continuous transverse stub radiator elements 11 constitute a composite antenna element element (optimal for wide-sided, endfire or skinned operation) and / or individual reflection contributions (1 / 4 wavelength spacing) to minimize composite element VSWR due to destructive interference. Similarly, the bandpass filter structure may be implemented in a similar manner when purely reactive continuous transverse stub elements 11a, 11b (FIGS. 2 and 3) are used. As the reactive stub element 11, for example, the elements 11a and 11b shown in FIGS. The pair of radiating and non-radiating stub elements 11k, 11m that make up the aligned couplet 19 are shown in FIG. The non-radiative, purely reactive continuous transverse stub element 11k is paired with a radiating continuous transverse stub radiator element 11m as an alternative to suppressing coupler-radiator reflections by destructive interference of individual reflection contributions. Well, it produces a consistent, continuous transverse stub caplet 19. Such a couplet 19 is particularly convenient for continuous transversal stub element array antennas and requires beam scanning on (or through) the wide side. A dual sided reflector / filter 28 is shown in FIG. The radiating device (FIG. 1), the coupler (FIG. 4), and / or the reactive (FIGS. 2, 3) stub element 11n may be parallel for space saving or for antennas where radiation from both sides of the parallel plate is desired. It may be realized on both sides of the plate structure. A radiating element 29 is shown in FIGS. 16 and 16a, showing a cutaway side view and a plan view, respectively. The continuous transverse stub element 11 may be used in cylindrical applications where a cylindrical (radiating) waveguide mode 28 is used instead of a planar waveguide mode. The continuous transverse stub element 111 forms a closed concentric ring 29a with a radiating structure having a coupling mechanism and properties similar to those of a plane wave. The single or multi-point source 26 acts as the main feed. For both radiating and non-radiating reactives of the continuous transverse stub element 11, the continuous transverse stub element may be constructed in a cylindrical case using the stub element 11 structure described above (FIGS. 1-4). Such arrays are particularly convenient for antennas and one-port filters that require high gain oriented in the 360 degree range along the radiation (horizontal) direction. A circular polarization quadrature element 11 is shown in Figures 17 and 17a, which shows a cutaway side view and a plan view, respectively. The continuous transversal stub radiator elements are exclusively linearly polarized antenna elements, while the left and right circularly polarized (LHCP, RHCP) are installed with standard quarter wave plate polarizers (not shown) or This is accomplished in a linear fashion through orthogonal cross-connects 30 of orthogonal transversely oriented continuous transverse stub radiator elements 11 (orthogonal elements 11) or arrays. Element 11 of the continuous transverse stub coupler / radiator includes the following considerations. Line feed selection: As mentioned above, the continuous transverse stub elements 11 may be arranged in a bond or array to form a planar structure fed by any line source. The line source may be a discrete linear array such as a slotted waveguide or a continuous line source such as a pillbox or sectoral horn. A number of conventional line sources are suitable for use in the present invention and these are disclosed in the literature ("Antenna Engineering Handbook", edited by Jasik, McGrawHill, Chapters 9, 10, 12, 14). Two line sources are used for the filter and combiner to form a two port device. In the case of an antenna, a single line feed and line source are used to provide the desired (collapsed) aperture distribution in cross section (H-plane) and the parameters of the individual continuous transverse stub radiator elements 11 are longitudinal. It is varied to control the (collapsed) aperture distribution in the directional plane (E-plane). Waveguide Mode: In an overmode structure, a parallel plate transmission line 10 in which there is a continuous transverse stub element 11 presents multiple waveguide modes that simultaneously satisfy the boundary conditions given by the two conductive plates 12,13 of the structure. To support. The number and relative intensities of these propagating modes depend exclusively on the transverse excitation function provided by the finite line source. Once excited, these modal coefficients are unaltered by the presence of the continuous transverse stub element 11 due to the continuous nature of the transverse plane. Theoretically, each of these modes is associated with a unique propagation velocity that causes an undesired dispersion change of the excitation function given by the line source in the longitudinal propagation direction at a predetermined sufficient distance. However, typically for excitation functions, these modal velocities differ by less than 1% from the predominant TEM mode, and the cross-section provided by the line source unchanged over all finite longitudinal extents of the continuous transverse stub array structure. The excitation is therefore essentially converted. FIG. 18: Theoretical constant amplitude profile of the x-direction electric field in a 6 inch × 15 inch parallel plate region filled with air supplied by a discrete linear array located at z = 0 and radiating at a frequency of 60 GHz. Is shown. Cosine squared amplitude excitation is selected to excite a large number of odd modes in the parallel plate region. Note the consistency of a given transverse excitation over the longitudinal extent of the overall cavity. Edge and edge loading effects: The relative importance of edge effects in a continuous transverse stub array depends mainly on the given line source excitation function, but due to the exact longitudinal propagation of the structure these effects Is usually small. In many cases, especially when using a steep excitation taper, short circuits may be introduced at the edge boundaries with little or no effect on the internal electric field distribution. In applications where the edge effect is not negligible, the load material may be provided when needed at the array edges. In some applications, the second line supply may be introduced to form a two-port device such as a continuous transverse stub coupler or a combiner or filter composed of reactive elements. For antennas, a short circuit, open circuit or load may be located at the end of the continuous transverse stub array opposite the line source to form a normal standing or traveling wave supply. These will be described in detail below. Arrays, Couplers, Filter Integration and Analysis: Standard array combiners and filters integration and analysis techniques can be used to select element spacing and electrical parameters for individual continuous transverse stub elements 11 in continuous transverse stub array applications. Good. Outer mutual coupling effects between radiating stub elements 11 are modeled using standard electromagnetic theory. A standardized design curve relating the physical attributes of the continuous transverse stub element 11 to the electrical parameters is analytically or experimentally derived to achieve the desired continuous transverse stub array characteristics. Design repeatability engineering cost and cycle time: The simple modular design of the continuous transverse stub array concept greatly reduces the repeatable engineering cost and cycle time associated with conventional planar arrays. The development of a typical planar array requires individual characteristics and fabrication of each discrete radiating element with associated feed components such as angular slots, input slots, co-feeds, etc. In contrast, a continuous transverse stub planar array requires the characteristics of only two linear supplies, one consisting of an array of continuous transverse stub elements 11 and the other consisting of the requisite line supply. These supplies are designed and modified separately at the same time and are well specified by the minimum number of unique parameters. Therefore, the calculation and complexity are reduced. Design changes or iterations are easily and quickly performed. Manufacturing Choices: Skilled manufacturing techniques such as extrusion, injection molding, thermoforming are ideally suited for continuous transverse stub array 30. In many cases, the entire continuous transverse stub array, including all supply details, may be formed in a single outer molding operation. A typical three-step manufacturing cycle is for continuous extrusion or closed single-step mold structuring, uniform outer metallization by plating and paint and lamination or deposition, to expose input, output and radiating surfaces. Includes surface polishing. Due to the lack of internal details, continuous transverse stub arrays have no strict requirements on metal thickness uniformity or masking and require metallization only on the outer surface. 19 and 19a show plan and side views of a typical continuous extrusion process in which the stubs 11 of the continuous transverse stub array 30 are formed or molded 31 and metallized 32 in a continuous sequential operation. , Trimmed 33. Such operation results in a long sheet of continuous transverse stub array 30 that is diced to form individual continuous transverse stub array 30. FIG. 20 illustrates a similar discrete process in which individual continuous transverse stub arrays 30 are molded or formed 31 in separate sequences of motion, metallized 32, and trimmed 33. As previously mentioned, the relative insensitivity of the non-resonant continuous transverse stub element 11 to changes in dimensions and materials greatly enhances productivity compared to competing resonant methods. This, coupled with the relative simplicity of design and manufacture of the continuous transverse stub array 30, makes it an ideal candidate for low cost / high productivity applications. Continuous Transverse Stub Array Application: A pencil beam antenna array 40 is shown in FIG. A standard pencil beam antenna array 40 can be constructed using the continuous transversal stub array concept with principal plane excitation configured by proper selection of line source 39 and continuous transversal stub element parameters. The element spacing is usually chosen to be approximately equal to an integer multiple (typically 1) of the wavelength in the parallel plate region. The single pulse function is achieved by the modularization and feeding of the continuous transverse stub array aperture. The shaped beam antenna array 41 is shown in FIG. The variable length of the stub part of the continuous transverse stub element 11 is applied in the continuous transverse stub antenna array application (element length 1 n , 1 n It allows convenient and precise control of individual element phases (resulting from a +1 change). This control, along with the usual ability of a continuous transverse stub element for discrete amplitude variations, allows for precise details and configuration of complex shaped beam antenna patterns. Similarly, non-uniform spacing of continuous transverse stub elements may be used to generate a shaped beam pattern. Examples include cosecant squared and asymmetric sidelobe applications. Utilization of unused inter-element area: A continuous stub in a continuous transverse stub array typically occupies only 10-20% of the total planar antenna aperture and / or filter area. The radiating openings of these stubs are terminal and therefore raised above the ground plane formed by the main parallel plate transmission line 10. Relatively wide continuous transverse conductive troughs 43 are therefore formed between individual continuous transverse stub elements 11 as shown in FIG. These troughs 43 may be used to introduce a secondary array structure. Another development is shown in FIG. 24 where the trough 43 is closed to form a slotted waveguide cavity 44, which interdigitates the printed patch array and allows another mode from the parallel plate transmission line 10. The slots in the trough 43 for coupling and the introduction of active elements when added to a continuous transverse stub array structure are included. FIG. 25 is useful for showing three different antenna arrays 45. The dual polarized antenna array 45 is shown in FIG. The same pair of arrays of consecutive transverse stubs 11 arranged orthogonally may also be used to form a dual polarization (straight orthogonal directions) planar array 45 sharing a common aperture area. Good. Circular or elliptical polarization can be achieved by using a fixed or variable quadrature coupler (not shown), or by introducing a conventional linear-circular polariser (not shown) into the signal input 49a of the line source 39. , 49 b are combined by a suitable combination of these two orthogonal signals. Due to the pure linear polarization of the individual successive transverse stubs 11 and the natural orthogonality of the parallel plate waveguide modes, this method provides excellent broadband polarization separation. In a manner similar to the dual polarization method above, an array of two dissimilar orthogonally arranged transverse transverse stubs 11 is provided by the dual beam antenna array 45 for simultaneous dual antenna beam capability. May be used to provide As a specific example, one continuous transverse stub array 11 provides a vertically polarized pencil beam for air-to-air radar mode, while another continuous transverse stub array 11e provides a horizontally polarized cosecant squared beam for ground mapping. To supply. Dual squinto pencil beams for microwave relay represent another application of this dual beam capability. Again, by using a pair of arrays of contiguous transverse stubs 11 arranged orthogonally, a dual band plane array 45 is provided with proper selection of element spacing and contiguous transverse stub element parameters for each array. Composed. The two selected frequency bands may be widely separated due to the non-diffusive nature of the parallel plate transmission line structure and the frequency independent orthogonality of the waveguide modes. A dual polarization, dual beam and dual band antenna array 46 (multimode) is shown in Figures 26 and 26a. Periodically spaced slots 47 are introduced in the previously described trough 43 between individual successive transverse stub elements 11 to couple the alternating mode sets from the parallel plate transmission line 10. Good. The electric field vector is oriented parallel to the conductive plates 12, 13 of the parallel plate transmission line. 01 The modes are selectively coupled by the introduction of thick or thin sloping slots in the trough 43 between the elements, as shown in Figures 26 and 26a which show cutaway side and top views, respectively. These slots 47 project slightly from the conductive plate ground plane (parallel plate 13) for ease of manufacture. Such a mode is the transverse orientation of the induced wall current and the TE of the continuous transverse stub. 01 It is not coupled by successive transverse stub elements 11 due to the mode cutoff condition. Similarly, the waveguide mode of a parallel plate waveguide structure with the electric field vector oriented perpendicular to the conductive plates 12, 13 of the parallel plate transmission line 10 is particularly at operation at thick (cutoff) slots and at slot resonance frequencies. Not coupled to the tilted slot 47 due to differences. In this manner, the dual band planar array 46 is formed with a frequency band offset adjusted by the element spacing of successive transverse stubs and tilted slots and the parallel plate spacing of the parallel plate transmission line 10. 27 and 27a show TEM and TE. 01 The electric field component of the mode is shown. Dual beam and dual polarization apertures may be achieved in a conventional manner using intentional multi-mode operation. A squint beam antenna array 49 is shown in FIG. Intentionally fixed or variable beam tilt in one or both planes allows for proper selection of the spacing between successive transverse stub elements 11, the dielectric constant of the constituent materials, and / or the required line feed characteristics. Is realized by a continuous transverse stub array 30. Such a squinted array 49 is desirable for applications where deviations between the mechanical and electrical boresight of the antenna are unavoidable due to mounting restrictions. 29 and 29a, scanning due to mechanical line feed changes for the antenna array 50 are shown in top and side views, respectively. The line feed 39 required for the continuous transverse stub antenna array 50 mechanically dithers to change the angle of incidence (phase tilt) of the parallel plate waveguide mode propagating about the axis of the continuous transverse stub element. Given. In doing so, a refraction-enhanced beam squint (scan) 51 of the antenna beam is realized in the transverse direction (H-plane) of the array 50. 30 and 30a, scanning with line feed phase velocity for antenna array 50 is shown in top and side views, respectively. Another method of varying the angle of incidence (phase tilt) of a parallel plate waveguide mode propagating about the axis of a continuous transverse stub element has been used. This is because the modulation of the structural properties in the waveguide and / or the arrangement of the dielectric material, or the modulation of its transverse dimension, electrically or mechanically changes the required phase velocity in the line supply. It is achieved by Such a change causes a dither in the phase front 51 originating from the line source while maintaining a fixed (parallel) mechanical alignment about the axis of successive transverse stub elements. Scanning and tuning are performed by parallel plate phase velocity changes, as shown in FIGS. 30b and 30c. The change in the phase velocity in the parallel plate transmission line 10 is caused by the beam (θ 1 , Θ 2 ) Is scanned. Such a change is caused by the dielectric material (ε r ) May be induced by appropriate electrical and / or mechanical modulation of the constituent properties of Scanning with this technique in the longitudinal plane may be combined with the scanning techniques previously described to achieve simultaneous beam scanning in two dimensions. Modulation of the phase velocity within this parallel plate transmission line 10 may also be used in a continuous transverse stub array filter and combiner structure to frequency tune their respective responses, including passbands, stopbands, etc. Scanning by frequency is shown in FIG. When used as a traveling wave antenna array 50, the position (tilt) of the antenna main beam changes with frequency. In applications where this phenomenon is desired, element spacing and material dielectric constant values are selected to enhance this frequency dependent effect. In a particular example, a high dielectric material (ε r = 12), a continuous transverse stub array 50 exhibits nearly 2 ° beam scan for a 1% change in operating frequency. 32 and 32a, the matching array 53 is shown in side and top views, respectively. Conveniently deforming its shape to match it to curved mounting surfaces such as wing leading edges, missiles and aircraft fuselages, and car body structures because there are no internal details within the continuous transverse stub structure. You can The overmolded nature of the continuous transverse stub array 50 allows such deformation for large radii of curvature without disturbing its flat bond characteristics. The troughs 43 between the elements in the continuous transverse stub array 53 provide a means of suppressing the undesirable surface wave phenomena normally associated with coincident arrays. The deformation or curvature of the radiated phase front that results from such a curved continuous transverse stub array, such as the coincidence array 53, is flattened by proper selection of the phase values of the line feed 39 and the individual continuous transverse stub elements 11. May be corrected to. In FIG. 33, the endfire array 54 is shown. The continuous transverse stub array is optimized for endfire operation (indicated by arrow 54a) by proper selection of element spacing and constituent material properties. The high position of the top surface of each individual continuous transverse stub radiator element 11 with respect to the ground plane between the stubs provides a wide element modulus, thus providing different advantages to the continuous transverse stub element 11 in endfire applications. 34, 34a and 34b show top, side and end views, respectively, of non-isolated shared array 55. The variation of the continuous transverse stub element parameters in the transverse plane shows a non-separable aperture distribution and / or a quasi-continuous stub array used in a quasi-continuous transverse stub array where a non-rectangular aperture shape such as a circle or an ellipse is desired. A transverse stub element 11f. For continuous, smoothly varying modulations of quasi-continuous transverse stub element parameters, higher order modes of pump propagation and coupling in the quasi-continuous transverse stub array structure are standard continuous transverse stub array 50. Is considered to be locally similar to that of the above, and thus a continuous transverse stub array design equation may be applied locally across the transverse plane in a quasi-continuous transverse stub application. Possibility of low radar cross-section: no change in the transverse plane for a continuous transverse stub array 50, due to the effects of scattering present in a conventional two-dimensional array of otherwise discrete radiating elements ( Remove the black grove). In addition, the dielectric loading in the continuous transverse stub array 50 allows for spacing between narrow (small) elements in the longitudinal plane, thus providing a means of constraining or manipulating the black gloves in this plane. The ability to purposely squint the main beam in a continuous transverse stub array structure also provides it with additional design advantages related to radar cross-section characteristics. 35 and 35a, radial array 56 is shown in top and side views, respectively. In radial array 56, successive transverse (transverse to the radially propagating modes) stubs form a continuous concentric ring 29. In such an application, a single or multiple (multimode) point source 24 replaces a conventional line source 29. Radial guided modes are used in a manner similar to planar guided modes to derive design equations for radial array 56. The dual polarization, dual band and dual beam capabilities properly select the feed, radially continuous transverse stub element 29 and auxiliary element characteristics in exactly the same way as for the planar continuous transverse stub array 50. This can be realized by the radial array 56. The application of similar properties and manufacturing advantages are compatible. Both endfire (horizontal) and broadside (azimuth) main beam patterns may be implemented by radial array 56. The filter 57 is shown in FIGS. 36, 36a and 37 and the corresponding electrical structure is shown in FIG. 37a. Non-radiative reactance continuous transverse stub elements terminated in open or short circuits may be arrayed to conveniently form a filter structure. Such structures may function independently as filters or may be combined with radiating elements to form an integrated filter multiplexer antenna structure. Conventional methods of filter analysis and synthesis may be used with continuous transverse stub array filters without loss of generality. A continuous transverse stub array has a reduced power dissipation and low mechanical tolerance sensitivity allows efficient manufacturing of high-Q devices with high precision, especially in the millimeter-wave and pseudo-optical frequencies. Has an advantage over. The power loss for a parallel plate transmission line structure of a continuous transverse stub array is approximately one-half that associated with a standard rectangular waveguide operating at the same frequency and made of the same dielectric and conductive material. Please note. 38, the coupler 59 is shown in its side view and corresponding electrical structure, respectively. The exact combiner is constructed and integrated in a filter-like manner using a continuous transverse stub array 59, where individual continuous transverse stub elements 11 act as branch and waveguiding substitutes. Good. In combiner 59, energy is coupled from the lower parallel plate region to the upper parallel plate region as indicated by the arrow in FIG. Again, conventional combiner analysis and synthesis methods can be used without loss of generality. Molding or multilayer molding / plating techniques are ideally suited for the construction of a continuous transverse stub array 59. Such a coupler 59 is particularly effective at high operating frequencies, including millimeter waves and pseudo-optical frequencies, where conventional couplers based on discrete resonant elements are very difficult to manufacture. FIG. 39 is a top view of one embodiment of a continuous transverse stub antenna array 50 constructed and tested and formed in accordance with the principles of the present invention. FIG. 40 shows a side view of the array 50 of FIG. Rexolile (ε r = 2.35, L t = 0.0003) 12 x 24 x 0.25 inch sheet is a 6 x 10.5 inch continuous transverse stub consisting of 20 continuous transverse stub elements 21 designed for operation in the Ku (12.5 to 18 GHz) frequency band. It was machined to form the antenna array 50. Appropriate amplitude excitation tapers were provided in the longitudinal plane by appropriate changes in the width of successive transverse stubs limited to constant individual heights. A 0.500 inch element-to-element spacing and a 0.150 inch parallel plate spacing were used. A silver-based paint was used as the conductive coating and was uniformly applied over the entire exposed area (front and back) of the continuous transverse stub antenna array 50. The input and stub radiator surfaces were exposed after plating using moderate abrasive. A line source 39 including an H-plane sector horn 39a (a = 6.00 inches, b = 0.150 inches) provides a cosine-curve amplitude and 90 ° (peak-to-peak) parabolic phase distribution at the input of a continuous transverse stub antenna array 50. Designed and manufactured as a simple Ku band line source to offer. A quarter-wave converter 52 was incorporated in a continuous transverse stub antenna array 50 to match the boundary between it and the line source of the fan horn. An E-plane (longitudinal) antenna pattern was measured for a transverse stub antenna array 50 continuous over the frequency band of 13 to 17.5 GHz, with a well-formed main beam (<-13.5 dB sideband over this frequency range. Lobe level). Cross polarization levels were measured and found to be better than -50 dB. The fact that the H-plane (transverse) antenna pattern exhibits the same characteristics as a fan horn, consistent with the separable nature of the aperture distribution, was used for this structure. FIG. 41 shows the E-plane pattern measured for this continuous transverse stub antenna array 50 of FIGS. 39 and 40 at a frequency of 17.5 GHz. Thus, in the case of antennas, a continuous transverse stub array configured as a conductively plated dielectric is used in conventional slotted waveguide arrays, printed patch arrays, and reflector and lens antenna methods. It has numerous efficiency, manufacturability and applicability advantages. Several different advantages of integrated filter and combiner structures are also realized. Characteristic advantages include excellent aperture efficiency and increased filter "Q" to achieve power dissipation loss of -0.5 dB / ft or less at 60 GHz, and excellent frequency up to 1 octave per axis without resonant elements or structure. Bandwidth, excellent wideband polarization purity of -50dB cross polarization, excellent wideband element excitation range and control with coupling value of -3dB to -35dB per element, and non-uniform excitation phase with stub length And / or excellent shaped beam capability realized by position modulation, and excellent E-plane element coefficient using a ground plane with recesses that provide extensive scanning capability even for endfires. Manufacturing advantages include excellent insensitivity to dimensional and material changes, with a coupling change of less than 0.50 dB for a 20% change in dielectric constant without a resonant structure, and a perfect "no need for internal details". Externalized "configurations and simplified manufacturing steps and processes where structures can be thermoformed, molded or injected in a single process without the need for additional bonding or assembly, modulators, scaling Includes possible design, processing costs and cycle times for non-repeating designs reduced by simple and reliable RF theory and analysis, and reduced two-dimensional complexity in one dimension. Applicability advantages include a very thin profile (planar dielectrically loaded) and light weight (1/3 of aluminum density), a fit where the array is curved / bent without affecting the internal coupling mechanism. Performance, excellent durability (no crushed or damaged internal cavities or metal coatings), dual polarization, dual band and dual beam capability (using orthogonal stubs), and frequency scanning (2 ° scan per 1% frequency change for high dielectric materials) and electronically scannable using electronically or electromechanically scanned line feeds And the reduced radar cross section that provides a one-dimensional "compact" grating, its applicability at millimeter-wave and pseudo-optical frequencies with very low power loss and high tolerance, Was Filter, couplers and provides radiating element function, filter, involves combiner and radiating elements are fully integrated in a common structure. Thus, a new and improved continuous transverse stub element has been described. It should be understood that the embodiments described above are merely illustrative of some of the many specific embodiments that illustrate the application of the principles of the invention. Obviously, those skilled in the art can easily recognize various and other structures without departing from the scope of the present invention.

【手続補正書】 【提出日】１９９５年８月９日 【補正内容】 請求の範囲 １．第１の部分および第１の部分に対してほぼ横断方向に延在し、第１の部分の 第１の表面から突出した横断スタブを形成する第２の部分を含む誘電体素子と、 第１の部分の第２の表面に沿って誘電体素子と同一の広がりで配置された第１ の導電素子と、 誘電体素子の第１の表面に沿って配置され、また誘電体素子の第２の部分によ って形成された横断方向に延在する境界壁に沿って配置された第２の導電素子と を具備しているアンテナ装置。 ２．第２の導電素子は、誘電体素子の端部を横切って延在し、それによってそれ を包囲して、短絡された導波管を形成している請求項１記載のアンテナ装置。 ３．誘電体素子の第２の部分は実質的に誘電体素子の長手に沿って延在している 請求項１記載のアンテナ装置。 ４．誘電体素子は、第１の部分に対してほぼ横断方向に延在する第２の部分と同 じ第１の部分の側に配置され、第２の部分に対して直交するように配列された第 ４の部分を含み、この第４の部分が横断スタブに関して直交するように配列され た第２の横断スタブを形成している請求項１記載のアンテナ装置。[Procedure amendment] [Submission date] August 9, 1995 [Correction content]                           The scope of the claims 1. A first portion and a substantially transverse direction to the first portion, A dielectric element including a second portion forming a transverse stub protruding from the first surface;   A first portion coextensive with the dielectric element along a second surface of the first portion. Conductive element of   Disposed along the first surface of the dielectric element and by the second portion of the dielectric element. A second conductive element disposed along the transversely extending boundary wall formed by An antenna device comprising. 2. The second conductive element extends across the end of the dielectric element, thereby The antenna device according to claim 1, wherein the antenna device is surrounded to form a short-circuited waveguide. 3. The second portion of the dielectric element extends substantially along the length of the dielectric element The antenna device according to claim 1. 4. The dielectric element is the same as the second portion extending substantially transverse to the first portion. The first part arranged on the side of the first part and arranged so as to be orthogonal to the second part. 4 sections, the fourth section being arranged orthogonally with respect to the transverse stub The antenna device according to claim 1, wherein the second transverse stub is formed.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ Ｈ０１Ｑ 21/06 7437−5Ｊ Ｈ０１Ｑ 21/06 21/24 7437−5Ｊ 21/24 21/30 7437−5Ｊ 21/30 【要約の続き】 で誘電体材料を露出するために機械加工または研磨がス タブ終端部上で行われる。─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (51) Int.Cl. 6 Identification number Internal reference number FI H01Q 21/06 7437-5J H01Q 21/06 21/24 7437-5J 21/24 21/30 7437-5J 21 / 30 [Continued Summary] Machining or polishing is performed on the stub terminations to expose the dielectric material.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １．第１の部分および第１の部分に対してほぼ横断方向に延在し、第１の部分の 第１の表面から突出した横断スタブを形成する第２の部分を含む誘電体素子と、 第１の部分の第２の表面に沿って誘電体素子と同一の広がりで配置された第１ の導電素子と、 誘電体素子の第１の表面に沿って配置され、また誘電体素子の第２の部分によ って形成された横断方向に延在する境界壁に沿って配置された第２の導電素子と を具備しているアンテナ手段。 ２．第２の導電素子は、誘電体素子の端部を横切って延在し、それによってそれ を包囲して、短絡された導波管を形成している請求項１記載のアンテナ手段。 ３．誘電体素子の第２の部分は実質的に誘電体素子の長手に沿って延在している 請求項１記載のアンテナ手段。 ４．第２の部分の長さおよび幅は実質的に同じであり、結合器を形成している請 求項１記載のアンテナ手段。 ５．誘電体素子はさらに、 第２の導電性被覆が第１の部分に近接した第３の部分の第１の面に沿って延在 している、第２の部分の端部に結合された第１の部分と実質的に同じ長さ、幅お よび断面積を有する第３の部分と、 予め定められた距離だけ第１の導電性素子から離されている誘電体素子の第３ の部分の第２の表面に沿って配置され、それによって結合器を形成する第３の導 電性素子とを具備し ている請求項１記載のアンテナ手段。 ６．誘電体素子は空気を含み、さらに横断スタブの第２の部分に隣接した第１の 導電性被覆の内面に沿って配置された遅波回路を含んでいる請求項１記載のアン テナ手段。 ７．誘電体素子は、異なる誘電係数を有する複数の誘電体層を含んでいる請求項 １記載のアンテナ手段。 ８．誘電体素子は、第１の部分に対してほぼ横断方向に延在する第２の部分と同 じ第１の部分の側に配置され、第２の部分に対して直交するように配列された第 ４の部分を含み、この第４の部分が横断スタブに関して直交するように配列され た第２の横断スタブを形成している請求項１記載のアンテナ手段。 ９．さらに、誘電体部材の第１および第２の部分の対向した横方向のエッジに沿 って配置された第１および第２の終端面を含み、それによって限定された幅のス タブ素子を形成している請求項１記載のアンテナ手段。 １０．第１および第２の終端面は導電性表面を含んでいる請求項９記載のアンテ ナ手段。 １１．第１および第２の終端面は非導電性表面を含んでいる請求項９記載のアン テナ手段。 １２．第１および第２の終端面は吸収表面を含んでいる請求項９記載のアンテナ 手段。 １３．誘電体素子の第２の部分はテーパーを有する断面を有している請求項１記 載のアンテナ手段。 １４．誘電体素子の第２の部分は階段状の構造を有している 請求項１記載のアンテナ手段。 １５．誘電体素子の第１の部分は階段状の構造を有している請求項１記載のアン テナ手段。 １６．誘電体素子の第１の部分は階段状の構造を有している請求項１４記載のア ンテナ手段。 １７．誘電体素子の第２の部分は円形の横断スタブを形成する円形の形状を有し ている請求項１記載のアンテナ手段。 １８．誘電体素子は第１の部分の第１の表面から横断方向に突出し、予め定めら れた距離だけ互いに分離されている複数の第２の部分を含んでいる請求項１記載 のアンテナ手段。 １９．各横断スタブは、アンテナ手段を横切るそれらの位置に関して漸次的に小 さくなる異なった幅をそれぞれ有している請求項１８記載のアンテナ手段。 ２０．さらに隣接した横断スタブ間に配置された導電性素子を具備し、これらが 複数の横断空洞を形成する請求項１８記載のアンテナ手段。 ２１．さらに誘電体素子の選択された隣接したエッジに個別に結合された複数の ラインソースを具備している請求項８記載のアンテナ手段。 ２２．誘電体素子はさらに第２の部分に関して個別に回転される複数の第２の部 分のうちの隣接したものの間に配置された付加的な複数の横断方向に延在した部 分を含んでいる請求項１８記載のアンテナ手段。 ２３．誘電体素子は、予め定められた非平面形状に一致するように構成された輪 郭を持つ断面を有し、複数の第２の部分 は輪郭の形状によって決定された複数の放射ラインに沿って個別に延在している 請求項１８記載のアンテナ手段。 ２４．複数の各第２の部分は、実質的に同じ高さを有している請求項１８記載の アンテナ手段。 ２５．複数の第２の部分の選択されたものは、第２の部分の残りのものに関して 異なる高さを有している請求項１８記載のアンテナ手段。 ２６．誘電体素子は半円形の形状を有している請求項１８記載のアンテナ手段。 ２７．予め定められた距離だけ分離された２つのほぼ平行な広い表面を有し、広 い表面の１つのディメンションを横切って延在し、広い表面と突出する方向に延 在する誘電体材料の平坦なシートの広い面に沿って形成された複数の細長く突出 した比較的細い方形の誘電体部材を有し、複数の細い方形の誘電体材料が予め定 められた距離だけ互いに間隔を隔てられている誘電体材料の平坦なシートと、 誘電体材料の平坦なシートの広い表面上に配置された導電材料および複数の連 続した横断スタブがその１つの板上に配置されている平行板導波管を限定するよ うに複数の細い方形の誘電体部材によって形成され、横断方向に延在したエッジ 壁の上に配置された導電性材料とを具備し、複数の細い方形の誘電体部材の端部 には複数の放射素子を限定するように導電性材料が存在せず、誘電体材料のシー トの１つのエッジはアンテナアレイ用の供給部を限定するように導電性被覆を有 しないアンテナアレイ。 ２８．各誘電体部材は、アンテナアレイ中のそれらの位置に関して漸次的に小さ くなる異なった幅を幅をそれぞれ有している請求項２７記載のアンテナアレイ。 ２９．導電性材料は、短絡にされた放射素子を限定するように細い方形の誘電体 部材の両エッジにわたって配置され、それによって装置が短絡回路スタブアンテ ナアレイを含む請求項２７記載のアンテナアレイ。 ３０．さらに、予め定められた距離だけ分離された２つのほぼ平行な広い表面を 有する誘電体材料の第２の平坦な方形シートを含み、表面のうちの１つが複数の 細長い突出した比較的細い方形の誘電体部材に接続されており、 導電性材料が、複数の連続した横断方向の結合スタブがそれらの間に結合され た１対の平行板導波管を限定するように第２のシートの表面の他方のものの上に 配置されている請求項２７記載のアンテナアレイ。 ３１．２つのほぼ平行な広い表面および広い表面のうちの１つを横切って横断方 向に延在した１以上の細長い突出した比較的細い方形の誘電体部分を有する一体 の誘電体部材を形成するために誘電体材料のシートを処理し、 １以上の連続した横断スタブがその１つの板上に配置された平行板導波管を限 定するために誘電体部材の外面を金属化し、 アンテナ素子との間のエネルギの結合を可能にするように平行板導波管の外側 の予め定められた面からメッキを除去するステップを含んでいる連続した横断ス タブアンテナ素子の 製造方法。 ３２．誘電体材料のシートを処理するステップは、 ２つのほぼ平行な広い表面および広い表面のうちの１つを横切って横断方向に 延在した１以上の細長い突出した比較的細い方形の誘電体部分を有する誘電体部 材を形成するように誘電体材料のシートを加工するステップを含んでいる請求項 ３１記載の連続した横断スタブアンテナ素子の形成方法。 ３３．誘電体材料のシートを処理するステップは、 ２つのほぼ平行な広い表面および広い表面のうちの１つを横切って横断方向に 延在した１以上の細長い突出した比較的細い方形の誘電体部分を有する誘電体部 材の形態で誘電体材料のシートを成形するステップを含んでいる請求項３１記載 の連続した横断スタブアンテナ素子の形成方法。 ３４．誘電体材料のシートを処理するステップは、 ２つのほぼ平行な広い表面および広い表面のうちの１つを横切って横断方向に 延在した１以上の細長い突出した比較的細い方形の誘電体部分を有する誘電体部 材を形成するように誘電体材料のシートをモールドするステップを含んでいる請 求項３１記載の連続した横断スタブアンテナ素子の形成方法。[Claims] 1. A first portion and a substantially transverse direction to the first portion, A dielectric element including a second portion forming a transverse stub protruding from the first surface;   A first portion coextensive with the dielectric element along a second surface of the first portion. Conductive element of   Disposed along the first surface of the dielectric element and by the second portion of the dielectric element. A second conductive element disposed along the transversely extending boundary wall formed by Antenna means comprising. 2. The second conductive element extends across the end of the dielectric element, thereby Antenna means as claimed in claim 1, which surrounds and forms a short-circuited waveguide. 3. The second portion of the dielectric element extends substantially along the length of the dielectric element Antenna means according to claim 1. 4. The length and width of the second portion are substantially the same and the contract forming the coupler. Antenna means according to claim 1. 5. The dielectric element is also   A second conductive coating extending along a first surface of the third portion proximate to the first portion And has substantially the same length and width as the first portion joined to the end of the second portion. And a third portion having a cross-sectional area,   A third dielectric element separated from the first conductive element by a predetermined distance. A third conductor disposed along the second surface of the portion of the With an electric element The antenna means as claimed in claim 1. 6. The dielectric element comprises air and further comprises a first portion adjacent the second portion of the transverse stub. The amplifier of claim 1 including a slow wave circuit disposed along the inner surface of the conductive coating. Tena means. 7. The dielectric element includes a plurality of dielectric layers having different dielectric constants. 1. Antenna means according to 1. 8. The dielectric element is the same as the second portion extending substantially transverse to the first portion. The first part arranged on the side of the first part and arranged so as to be orthogonal to the second part. 4 sections, the fourth section being arranged orthogonally with respect to the transverse stub Antenna means according to claim 1, forming a second transverse stub. 9. Further, along the opposite lateral edges of the first and second portions of the dielectric member. Including a first and a second end surface arranged by means of a Antenna means according to claim 1, forming a tab element. 10. Ante according to claim 9, wherein the first and second termination surfaces include conductive surfaces. Na means. 11. An antenna according to claim 9, wherein the first and second termination surfaces include non-conductive surfaces. Tena means. 12. The antenna of claim 9, wherein the first and second termination surfaces include absorbing surfaces. means. 13. The second portion of the dielectric element has a tapered cross section. Mounted antenna means. 14. The second part of the dielectric element has a stepped structure Antenna means according to claim 1. 15. An antenna according to claim 1, wherein the first portion of the dielectric element has a stepped structure. Tena means. 16. 15. The array element according to claim 14, wherein the first portion of the dielectric element has a stepped structure. Antenna means. 17. The second part of the dielectric element has a circular shape forming a circular transverse stub The antenna means as claimed in claim 1. 18. The dielectric element projects transversely from the first surface of the first portion and has a predetermined 2. A plurality of second portions that are separated from each other by a separated distance. Antenna means. 19. Each transverse stub is progressively smaller with respect to their position across the antenna means. 19. Antenna means according to claim 18, each having a different width to be reduced. 20. And further comprising electrically conductive elements disposed between adjacent transverse stubs, which are 19. Antenna means according to claim 18, forming a plurality of transverse cavities. 21. In addition, multiple dielectric elements individually coupled to selected adjacent edges 9. Antenna means according to claim 8 comprising a line source. 22. The dielectric element further comprises a plurality of second parts that are individually rotated with respect to the second part. Additional multiple transversely extending portions located between adjacent ones of the minutes 19. Antenna means according to claim 18 including minutes. 23. A dielectric element is a ring configured to match a predetermined non-planar shape. A plurality of second portions having a cross section with a shell Extend individually along multiple radiating lines determined by the shape of the contour The antenna means according to claim 18. 24. 19. The plurality of second portions each having substantially the same height. Antenna means. 25. The selected one of the plurality of second parts is relative to the rest of the second part. 19. Antenna means according to claim 18, having different heights. 26. 19. The antenna means according to claim 18, wherein the dielectric element has a semicircular shape. 27. It has two large surfaces that are nearly parallel and are separated by a predetermined distance. Surface across one dimension of Multiple elongated protrusions formed along a large surface of an existing flat sheet of dielectric material It has a relatively thin rectangular dielectric material, and a plurality of thin rectangular dielectric materials can be A flat sheet of dielectric material spaced from each other by a defined distance;   Conductive material and multiple interconnects disposed on a large surface of a flat sheet of dielectric material. Subsequent transverse stubs limit the parallel plate waveguides placed on that one plate. Edge formed by multiple thin rectangular dielectric members extending in the transverse direction Ends of a plurality of thin rectangular dielectric members comprising a conductive material disposed on a wall The conductive material is not present in the device to limit multiple radiating elements and One edge of the antenna has a conductive coating to limit the supply for the antenna array. Not an antenna array. 28. Each dielectric member is progressively smaller with respect to their position in the antenna array. 28. The antenna array of claim 27, each having a different width. 29. The conductive material is a thin rectangular dielectric to limit the radiating elements shorted together. Are placed over both edges of the member, which allows the device to 28. The antenna array of claim 27, including a naarray. 30. In addition, two substantially parallel wide surfaces separated by a predetermined distance A second flat sheet of dielectric material having one of the surfaces having a plurality of It is connected to a slender, protruding, relatively thin rectangular dielectric member,   A conductive material has a plurality of continuous transverse bonding stubs bonded between them. On the other side of the surface of the second sheet to define a pair of parallel plate waveguides The antenna array according to claim 27, wherein the antenna array is arranged. 31. Two nearly parallel broad surfaces and a crossing across one of the broad surfaces One piece with one or more elongate protruding relatively narrow rectangular dielectric portions extending in a direction Processing a sheet of dielectric material to form a dielectric member of   One or more continuous transverse stubs limit the parallel plate waveguide placed on the one plate. To metalize the outer surface of the dielectric member to   Outside the parallel plate waveguide to allow energy coupling between the antenna elements Of continuous transverse strips including the step of removing plating from a predetermined surface of the Tab antenna element Production method. 32. The steps of processing a sheet of dielectric material include   Transversely across two nearly parallel broad surfaces and one of the broad surfaces Dielectric part having one or more elongated projecting relatively thin rectangular dielectric portions extending A method comprising processing a sheet of dielectric material to form a material. 32. A method for forming a continuous transverse stub antenna element according to item 31. 33. The steps of processing a sheet of dielectric material include   Transversely across two nearly parallel broad surfaces and one of the broad surfaces Dielectric part having one or more elongated projecting relatively thin rectangular dielectric portions extending 32. Forming a sheet of dielectric material in the form of a material. Method for forming a continuous transverse stub antenna element. 34. The steps of processing a sheet of dielectric material include   Transversely across two nearly parallel broad surfaces and one of the broad surfaces Dielectric part having one or more elongated projecting relatively thin rectangular dielectric portions extending A step of molding a sheet of dielectric material to form a material. 32. A method for forming a continuous transverse stub antenna element according to claim 31.
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