JPH09182452A - Three-level inverter - Google Patents
Three-level inverterInfo
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- JPH09182452A JPH09182452A JP7336882A JP33688295A JPH09182452A JP H09182452 A JPH09182452 A JP H09182452A JP 7336882 A JP7336882 A JP 7336882A JP 33688295 A JP33688295 A JP 33688295A JP H09182452 A JPH09182452 A JP H09182452A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、パルス幅変調
（ＰＷＭ）により出力電圧が制御される３レベルインバ
ータ装置の、特に複数のＰＷＭモード間のＰＷＭモード
切換方法に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a three-level inverter device whose output voltage is controlled by pulse width modulation (PWM), and more particularly to a PWM mode switching method between a plurality of PWM modes.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、インバータのＰＷＭ方式の１つと
して、変調信号である三角波と基準信号である正弦波と
を比較してＰＷＭ信号を作成する、いわゆる三角波比較
ＰＷＭ方式が知られている。図２８はＰＷＭ信号作成方
法の概要を示す波形図である。図２８（１）において、
正弦波は基準信号を示し、三角波は変調信号を示してい
る。正弦波と三角波との大きさを比較することで得られ
るＰＷＭ信号は図２８（２）のように、例えば正弦波が
三角波より大きい範囲ではオン信号、また三角波が正弦
波より大きい範囲ではオフ信号である。そして、このＰ
ＷＭ信号がインバータを構成する各スイッチング素子へ
オン、オフ信号として与えられる。2. Description of the Related Art Conventionally, as one of PWM methods of an inverter, a so-called triangular wave comparison PWM method is known in which a PWM signal is created by comparing a triangular wave which is a modulation signal and a sine wave which is a reference signal. FIG. 28 is a waveform diagram showing an outline of the PWM signal creating method. In FIG. 28 (1),
The sine wave shows a reference signal, and the triangular wave shows a modulation signal. As shown in FIG. 28 (2), the PWM signal obtained by comparing the magnitudes of the sine wave and the triangular wave is, for example, an ON signal when the sine wave is larger than the triangular wave, and an OFF signal when the triangular wave is larger than the sine wave. Is. And this P
The WM signal is given as an on / off signal to each switching element forming the inverter.
【０００３】ところで、ＰＷＭ方式は変調信号と基準信
号との関係により非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモー
ドとに分類される。例えば三角波比較ＰＷＭ方式の場
合、非同期ＰＷＭモードでは変調信号の周波数は基準信
号の周波数によらず一定であり、同期ＰＷＭモードでは
変調信号の周波数は基準信号の周波数の整数倍である。
この非同期ＰＷＭモードでは、変調信号と基準信号との
周波数比が十分に大きくないと、インバータの出力電圧
に低次の高調波が発生したり、電流リップルが増加する
などの不具合が発生する。また、インバータに使用する
半導体スイッチング素子の特性やインバータの損失など
の理由により、一般に変調信号の周波数には上限が設け
られている。したがって、変調信号と基準信号との周波
数比が十分に大きくとれない場合には、非同期ＰＷＭモ
ードと同期ＰＷＭモードとを組み合わせてインバータを
駆動している。つまり、インバータの出力周波数が低周
波領域の場合には非同期ＰＷＭモードで駆動し、高周波
領域の場合には同期ＰＷＭモードに切換て駆動してい
る。The PWM system is classified into an asynchronous PWM mode and a synchronous PWM mode depending on the relationship between the modulation signal and the reference signal. For example, in the case of the triangular wave comparison PWM system, the frequency of the modulation signal is constant regardless of the frequency of the reference signal in the asynchronous PWM mode, and the frequency of the modulation signal is an integral multiple of the frequency of the reference signal in the synchronous PWM mode.
In this asynchronous PWM mode, if the frequency ratio between the modulation signal and the reference signal is not sufficiently large, problems such as generation of low-order harmonics in the output voltage of the inverter and increase of current ripple occur. Further, due to the characteristics of the semiconductor switching element used in the inverter, the loss of the inverter, and the like, the upper limit is generally set on the frequency of the modulation signal. Therefore, when the frequency ratio between the modulation signal and the reference signal cannot be sufficiently large, the asynchronous PWM mode and the synchronous PWM mode are combined to drive the inverter. That is, when the output frequency of the inverter is in the low frequency range, the inverter is driven in the asynchronous PWM mode, and in the high frequency range, the synchronous PWM mode is switched to drive.
【０００４】非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモードと
を組み合わせてインバータを駆動する場合、非同期ＰＷ
Ｍモードから同期ＰＷＭモードへのＰＷＭモード切換時
点には、変調信号の周波数が大幅に減少する。変調信号
の周波数にこのような偏差がある場合、基準信号と変調
信号との位相偏差を考慮せずに非同期ＰＷＭモードから
同期ＰＷＭモードへのＰＷＭモード切換を行うと、変調
信号である三角波の波形に不連続が生じることがある。
この不連続はインバータの出力電圧に電圧変化を生じさ
せ、その結果として電流リップルが増大し過電流を生じ
させることになる。When the inverter is driven by combining the asynchronous PWM mode and the synchronous PWM mode, the asynchronous PW is used.
At the time of switching the PWM mode from the M mode to the synchronous PWM mode, the frequency of the modulation signal is greatly reduced. When the frequency of the modulation signal has such a deviation, if the PWM mode switching from the asynchronous PWM mode to the synchronous PWM mode is performed without considering the phase deviation between the reference signal and the modulation signal, the waveform of the triangular wave that is the modulation signal is generated. Discontinuity may occur.
This discontinuity causes a voltage change in the output voltage of the inverter, resulting in an increase in current ripple and an overcurrent.
【０００５】このような波形不連続を生じさせないため
の方法としては、例えば、特公平６−３２５６１号公報
に示されているように、非同期ＰＷＭモードの変調信号
の位相と同期ＰＷＭモードの変調信号の位相とを検出
し、これら２つの位相の一致点で非同期ＰＷＭモードか
ら同期ＰＷＭモードへのＰＷＭモード切換を行う方法が
知られている。As a method for preventing such a waveform discontinuity, for example, as shown in Japanese Patent Publication No. 6-32561, the phase of the modulation signal in the asynchronous PWM mode and the modulation signal in the synchronous PWM mode are disclosed. Is detected and the PWM mode is switched from the asynchronous PWM mode to the synchronous PWM mode at the coincidence point of these two phases.
【０００６】一方、最近では、直流電源の正極と負極と
の間に中性点出力端子を備え、３レベルの電圧を出力可
能とするいわゆる３レベルインバータが開発され、２レ
ベルインバータに比較して、出力電圧の高調波を低減で
きることからその用途の拡大が図られている。そして、
この場合、例えば、特開平５−２１１７７５号公報に示
されているように、上述した三角波比較ＰＷＭ方式に替
わって、各相のスイッチング状態に対応して定まるいわ
ゆる電圧ベクトルの概念を導入してＰＷＭ制御を行う方
式が新たに適用されている。On the other hand, recently, a so-called three-level inverter having a neutral point output terminal between a positive electrode and a negative electrode of a DC power source and capable of outputting three-level voltage has been developed, and compared with the two-level inverter. Since the harmonics of the output voltage can be reduced, its applications are being expanded. And
In this case, for example, as disclosed in Japanese Unexamined Patent Publication No. 5-212775, the concept of so-called voltage vector determined according to the switching state of each phase is introduced instead of the above-mentioned triangular wave comparison PWM method to perform PWM. A control method is newly applied.
【０００７】ところで、この電圧ベクトルＰＷＭ方式に
おいても、その出力周波数に関連して、前述したスイッ
チング素子やインバータの損失などを考慮すると、非同
期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモードとを組み合わせた制
御構成が要請される。Even in the voltage vector PWM system, a control configuration combining the asynchronous PWM mode and the synchronous PWM mode is required in consideration of the loss of the switching element and the inverter described above in relation to the output frequency. It
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】この場合、その異なる
ＰＷＭモード間の切換えにあたっては、従来の三角波比
較ＰＷＭ方式のときとは違った方式が必要となる。この
発明は、以上の要求に応えるためになされたもので、電
圧ベクトルＰＷＭ方式において、異なるＰＷＭモード間
の切換えを円滑に制御できる３レベルインバータ装置を
得ることを目的とする。In this case, when switching between the different PWM modes, a method different from that of the conventional triangular wave comparison PWM method is required. The present invention has been made to meet the above requirements, and an object thereof is to obtain a three-level inverter device capable of smoothly controlling switching between different PWM modes in the voltage vector PWM method.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る３
レベルインバータ装置は、中性点出力端子を有する直流
電源の正極と負極との間に、順次、第１ないし第４のス
イッチング素子を直列接続するとともに、上記第１と第
２のスイッチング素子の接続点および第３と第４のスイ
ッチング素子の接続点をダイオードを介して上記中性点
出力端子に接続してなり、上記第２と第３のスイッチン
グ素子の接続点をインバータの出力端子とする３レベル
インバータを３相分設け、上記各相のスイッチング素子
のスイッチング状態に対応して定まる電圧ベクトルを、
周期毎に与えられる電圧指令ベクトルに応じて順次パル
ス幅変調（ＰＷＭ）により出力することにより電圧を制
御する３レベルインバータ装置であって、上記ＰＷＭ周
期が電圧指令ベクトルの周波数によらず一定である非同
期ＰＷＭモードと上記ＰＷＭ周期の逆数が電圧指令ベク
トルの周波数の整数倍となるように当該ＰＷＭ周期が変
化する同期ＰＷＭモードとを備え、上記電圧指令ベクト
ルの周波数に応じて、上記非同期ＰＷＭモードと同期Ｐ
ＷＭモードとの間、または互いに異なる同期ＰＷＭモー
ドの間のＰＷＭモード切換を行うように構成されたもの
において、上記電圧指令ベクトルの周波数が所定の切換
基準値に達したとき切換信号を出力する手段、および上
記切換信号が出力された時点のＰＷＭ周期における最後
の電圧ベクトルと、切換えた場合の切換え直後のＰＷＭ
周期における最初の電圧ベクトルとが同一のスイッチン
グ状態にあるかまたは一対のスイッチング動作で移行可
能なスイッチング状態にあるという切換判定条件のもと
でＰＷＭモードの切換えを実行する手段を備えたもので
ある。[Means for Solving the Problems] 3 according to the invention of claim 1
The level inverter device sequentially connects first to fourth switching elements in series between a positive electrode and a negative electrode of a DC power supply having a neutral point output terminal and connects the first and second switching elements. 3 and the connection point of the third and fourth switching elements are connected to the neutral point output terminal via a diode, and the connection point of the second and third switching elements is used as the output terminal of the inverter. 3 By providing level inverters for three phases, the voltage vector determined corresponding to the switching state of the switching element of each phase is
A three-level inverter device for controlling voltage by sequentially outputting by pulse width modulation (PWM) according to a voltage command vector given for each cycle, wherein the PWM cycle is constant regardless of the frequency of the voltage command vector. An asynchronous PWM mode and a synchronous PWM mode in which the PWM cycle changes such that the reciprocal of the PWM cycle is an integer multiple of the frequency of the voltage command vector are provided, and the asynchronous PWM mode is set according to the frequency of the voltage command vector. Sync P
Means for outputting a switching signal when the frequency of the voltage command vector reaches a predetermined switching reference value in a PWM mode switching between the WM mode and the different synchronous PWM modes , And the last voltage vector in the PWM cycle at the time when the switching signal is output, and the PWM immediately after switching when switching is performed.
A means for switching the PWM mode is provided under a switching determination condition that the first voltage vector in the cycle is in the same switching state or in a switching state in which a transition can be made by a pair of switching operations. .
【００１０】請求項２の発明に係る３レベルインバータ
装置は、請求項１において、電圧ベクトルの座標系に、
位相角を等分割してなる６つの区間と、これら各区間内
に電圧ベクトルの互いに隣接する３つの接点を結んでな
る４つの領域とを設定し、ＰＷＭモード毎に電圧指令ベ
クトルが取り得る上記区間および領域に応じて各ＰＷＭ
周期における電圧ベクトルの出力順序を予め決定し、こ
れら電圧ベクトルおよびその出力順序を記憶する手段を
備え、上記記憶された電圧ベクトルおよびその出力順序
に基づき、ＰＷＭモードの切換判定条件の判断を行うよ
うにしたものである。The three-level inverter device according to the invention of claim 2 is the voltage vector coordinate system according to claim 1,
Six sections obtained by equally dividing the phase angle and four areas formed by connecting three mutually adjacent contacts of the voltage vector are set in each of the sections, and the voltage command vector can be taken for each PWM mode. Each PWM according to section and area
A means for predetermining the output order of the voltage vector in the cycle and storing the voltage vector and the output order thereof is provided, and the determination of the PWM mode switching determination condition is performed based on the stored voltage vector and the output order. It is the one.
【００１１】請求項３の発明に係る３レベルインバータ
装置は、請求項２において、非同期ＰＷＭモードまたは
同期ＰＷＭモードである第１のＰＷＭモードから同期Ｐ
ＷＭモードである第２のＰＷＭモードへ切換える場合に
おいて、切換信号が出力された時点の上記第１のＰＷＭ
モードのＰＷＭ周期における電圧指令ベクトルの位相角
θ1を検出する手段、上記位相角θ1との差が所定値以内
の位相角θ2を有する上記第２のＰＷＭモードのＰＷＭ
周期を選択する手段、および上記選択された第２のＰＷ
ＭモードのＰＷＭ周期と上記第１のＰＷＭモードのＰＷ
Ｍ周期とが切換判定条件を満足するか否かを判断する手
段を備えたものである。A three-level inverter device according to a third aspect of the present invention is the three-level inverter device according to the second aspect, wherein the first PWM mode, which is the asynchronous PWM mode or the synchronous PWM mode, changes to the synchronous P mode.
When switching to the second PWM mode that is the WM mode, the first PWM at the time when the switching signal is output
Means for detecting the phase angle θ 1 of the voltage command vector in the PWM cycle of the mode, and the PWM of the second PWM mode having a phase angle θ 2 whose difference from the phase angle θ 1 is within a predetermined value
Means for selecting a cycle and the second PW selected above
PWM cycle of M mode and PW of the first PWM mode
The M cycle is provided with a means for judging whether or not the switching judgment condition is satisfied.
【００１２】請求項４の発明に係る３レベルインバータ
装置は、請求項２において、同期ＰＷＭモードから非同
期ＰＷＭモードへ切換える場合において、上記同期ＰＷ
Ｍモードの各ＰＷＭ周期の最初と最後の電圧ベクトルに
中性点電圧ベクトル（直流電源の中性点出力端子に電流
の出入を生じさせる電圧ベクトル）を配し、上記非同期
ＰＷＭモードの各ＰＷＭ周期の最初と最後の電圧ベクト
ルに零電圧ベクトル（すべての線間電圧が零となる電圧
ベクトル）を配するようにしておき、切換信号が出力さ
れた時点の上記同期ＰＷＭモードのＰＷＭ周期との間で
切換判定条件を満足する上記非同期ＰＷＭモードのＰＷ
Ｍ周期を選択し、この選択された上記非同期ＰＷＭモー
ドのＰＷＭ周期へ切換えを実行する手段を備えたもので
ある。According to a fourth aspect of the present invention, in the three-level inverter device according to the second aspect, the synchronous PW is used when switching from the synchronous PWM mode to the asynchronous PWM mode.
A neutral point voltage vector (a voltage vector that causes current to flow in and out of the neutral point output terminal of the DC power supply) is arranged at the first and last voltage vectors of each PWM cycle of the M mode, and each PWM cycle of the asynchronous PWM mode A zero voltage vector (a voltage vector at which all line voltages are zero) is arranged as the first and last voltage vectors of the, and between the PWM cycle of the synchronous PWM mode at the time when the switching signal is output. PW in the asynchronous PWM mode that satisfies the switching determination condition with
Means for selecting the M cycle and executing switching to the PWM cycle of the selected asynchronous PWM mode are provided.
【００１３】請求項５の発明に係る３レベルインバータ
装置は、請求項１ないし４のいずれかにおいて、異なる
ＰＷＭモードへ切換えるための切換信号を出力する場合
の電圧指令ベクトルの周波数の切換基準値として、上記
電圧指令ベクトルの周波数の増加時に設定する値より減
少時に設定する値を小さくしたものである。A three-level inverter device according to a fifth aspect of the present invention is the three-level inverter device according to any one of the first to fourth aspects, wherein as a switching reference value of the frequency of the voltage command vector when a switching signal for switching to a different PWM mode is output. The value set when the frequency of the voltage command vector is decreased is smaller than the value set when the frequency is increased.
【００１４】[0014]
実施の形態１．図１は本発明の実施の形態１における３
レベルインバータ装置の構成図である。図１において、
１は電圧指令ベクトル発生手段、２はマイクロコンピュ
ータ、３はクロック信号発生手段、４および５はカウン
タ、６は電圧ベクトル選択手段、７はスイッチング信号
作成手段、８は３レベルインバータである。Embodiment 1 FIG. FIG. 1 shows a third embodiment of the present invention.
It is a block diagram of a level inverter device. In FIG.
1 is a voltage command vector generating means, 2 is a microcomputer, 3 is a clock signal generating means, 4 and 5 are counters, 6 is a voltage vector selecting means, 7 is a switching signal generating means, and 8 is a three-level inverter.
【００１５】まず、３レベルインバータの電圧ベクトル
について説明する。図２は図１に示した３レベルインバ
ータ８の回路構成図である。図２において直流電源９の
電圧をＥ、平滑コンデンサ１０および１１の電圧をそれ
ぞれＥ／２とする。また、Ｕ相のスイッチング素子１２
〜１５をＳＷ１〜ＳＷ４と呼ぶことにすると、例えばＵ
相の出力端子２２から出力される相電圧Ｖu は、ＳＷ１
とＳＷ２とがオン、ＳＷ３とＳＷ４とがオフの場合はＶ
u ＝Ｅ、ＳＷ２とＳＷ３とがオン、ＳＷ１とＳＷ４がオ
フの場合はＶu ＝Ｅ／２、ＳＷ３とＳＷ４とがオン、Ｓ
Ｗ１とＳＷ２とがオフの場合はＶu ＝０である。なお、
この関係はＶ相とＷ相とについても同様である。ここ
で、例えばＶu ＝Ｅ、Ｖv ＝Ｅ／２、Ｖw ＝０というス
イッチング状態を（Ｅ，Ｅ／２，０）と表現し、これを
Ｅで正規化した（１，１／２，０）を電圧ベクトルと呼
ぶ。また、前述したようにＵ相、Ｖ相およびＷ相の各相
が３つの電圧値をとり得るので、３レベルインバータ８
が出力可能な電圧ベクトルの数は３×３×３＝２７個で
ある。First, the voltage vector of the three-level inverter will be described. FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the three-level inverter 8 shown in FIG. In FIG. 2, the voltage of the DC power supply 9 is E and the voltages of the smoothing capacitors 10 and 11 are E / 2. In addition, the U-phase switching element 12
.. to 15 are called SW1 to SW4, for example, U
The phase voltage V u output from the phase output terminal 22 is SW1.
And SW2 are on, and SW3 and SW4 are off, V
u = E, SW2 and SW3 and is turned on, SW1 and SW4 are in the case of off-V u = E / 2, SW3 and SW4 and is turned on, S
V u = 0 when W1 and SW2 are off. In addition,
This relationship is the same for the V phase and the W phase. Here, for example, a switching state where V u = E, V v = E / 2, and V w = 0 is expressed as (E, E / 2,0), and this is normalized by E (1,1 / 2). , 0) is called a voltage vector. Further, as described above, each of the U-phase, V-phase, and W-phase can take three voltage values, so that the 3-level inverter 8
Is 3 × 3 × 3 = 27.
【００１６】そして、３レベルインバータ８が出力可能
な電圧ベクトルを極座標を用いて図示すると、図３のよ
うな正六角形が得られる。図３において、２４個の正三
角形の頂点が電圧ベクトルである。ここで、（０，０，
０）、（１／２，１／２，１／２）および（１，１，
１）の３つの電圧ベクトルは、すべての線間電圧が零と
なるため零電圧ベクトルと呼ぶことにする。When the voltage vector that can be output by the three-level inverter 8 is illustrated using polar coordinates, a regular hexagon as shown in FIG. 3 is obtained. In FIG. 3, the vertices of 24 regular triangles are voltage vectors. Where (0,0,
0), (1/2, 1/2, 1/2) and (1, 1,
The three voltage vectors of 1) are called zero voltage vectors because all the line voltages are zero.
【００１７】また、例えば電圧ベクトル（１／２，０，
０）と（１，１／２，１／２）との線間電圧はいずれも
Ｖuv＝Ｅ／２、Ｖvw＝０、Ｖwu＝−Ｅ／２となり同じで
あるが、充放電される平滑コンデンサが異なる。すなわ
ち電圧ベクトル（１／２，０，０）を出力すると、図２
において平滑コンデンサ１１が充放電され、電圧ベクト
ル（１，１／２，１／２）を出力すると、平滑コンデン
サ１０が充放電される。したがって、これらの電圧ベク
トルを出力すると、平滑コンデンサ１０および１１の相
互接続点である中性点出力端子Ｎに電流の出入が生じそ
の電位が変化する。そこで、これらの電圧ベクトルを中
性点電圧ベクトルと呼ぶことにする。中性点電圧ベクト
ルはこれら２個の電圧ベクトルを含めて１２個存在す
る。Further, for example, the voltage vector (1/2, 0,
0) and (1, 1/2, 1/2) have the same line voltage of V uv = E / 2, V vw = 0, and V wu = -E / 2, but they are charged and discharged. Different smoothing capacitors. That is, when the voltage vector (1/2, 0, 0) is output,
In, the smoothing capacitor 11 is charged and discharged, and when the voltage vector (1, 1/2, 1/2) is output, the smoothing capacitor 10 is charged and discharged. Therefore, when these voltage vectors are output, current flows in and out of the neutral point output terminal N, which is the interconnection point of the smoothing capacitors 10 and 11, and the potential changes. Therefore, these voltage vectors will be called neutral point voltage vectors. There are 12 neutral point voltage vectors including these two voltage vectors.
【００１８】次に、この電圧ベクトルに基づいて３レベ
ルインバータ８をＰＷＭ方式で駆動する電圧ベクトルＰ
ＷＭ方式について説明する。まず、図３に示した正六角
形は図４のように６０゜ごとの６区間に分けられる。区
間はＮｄ（Ｎｄ＝１〜６）で表す。また、１つの区間は
４つの正三角形の領域に分けることができる。領域はＮ
ｒ（Ｎｒ＝１〜４）で表す。図５に各区間の領域１〜４
を示す。また、図６に区間１のみを示す。図６に示すよ
うに電圧指令ベクトルＶ* が３つの電圧ベクトルＶ1
［＝（１／２，０，０）または（１，１／２，１／
２）］、Ｖ4 ［＝（１／２，１／２，０）または（１，
１，１／２）］、Ｖ3 ［＝（１，１／２，０）］を頂点
とする領域３にある場合は、以下に述べるように、ＰＷ
Ｍ周期毎にこれら３つの電圧ベクトルを所定の時間配分
で出力することにより３レベルインバータ８の出力電圧
の制御を行うことができる。Next, based on this voltage vector, the voltage vector P for driving the three-level inverter 8 by the PWM method.
The WM method will be described. First, the regular hexagon shown in FIG. 3 is divided into six sections every 60 ° as shown in FIG. The section is represented by Nd (Nd = 1 to 6). Further, one section can be divided into four equilateral triangular regions. Area is N
It is represented by r (Nr = 1 to 4). Areas 1 to 4 of each section are shown in FIG.
Is shown. Further, FIG. 6 shows only the section 1. As shown in FIG. 6, the voltage command vector V * has three voltage vectors V 1
[= (1 / 2,0,0) or (1,1 / 2,1 /
2)], V 4 [= (1/2, 1/2, 0) or (1,
1,2)], V 3 [= (1,1 / 2,0)] in the region 3 having vertices as described below, the PW
The output voltage of the three-level inverter 8 can be controlled by outputting these three voltage vectors for every M cycles in a predetermined time distribution.
【００１９】ここで、電圧指令ベクトルＶ* は振幅ｋ、
実軸からの角度θを用いてベクトル表示されており、角
周波数ωで回転するものと仮定する。Here, the voltage command vector V * has an amplitude k,
It is assumed that the vector display is performed using the angle θ from the real axis and the image is rotated at the angular frequency ω.
【００２０】あるＰＷＭ周期Ｔにおいて電圧指令ベクト
ルが描く円弧軌跡と、前述の３つの電圧ベクトルを用い
て出力された合成ベクトルが描く軌跡が等しくなる条件
は式（１）で表される。The condition that the arc locus drawn by the voltage command vector in a certain PWM cycle T and the locus drawn by the composite vector output using the above-mentioned three voltage vectors are equal are expressed by the equation (1).
【００２１】[0021]
【数１】 [Equation 1]
【００２２】式（１）においてｔ1 、ｔ4 およびｔ3
は、それぞれ電圧ベクトルＶ1 、Ｖ4およびＶ3 の持続
時間である。また、これら３つの電圧ベクトルの持続時
間の総和がＰＷＭ周期Ｔに等しいという条件から式
（２）が得られる。In equation (1), t 1 , t 4 and t 3
Are the durations of the voltage vectors V 1 , V 4 and V 3 , respectively. Equation (2) is obtained from the condition that the sum of the durations of these three voltage vectors is equal to the PWM cycle T.
【００２３】[0023]
【数２】 [Equation 2]
【００２４】式（１）および式（２）より、これら３つ
の電圧ベクトルの持続時間を求めると式（３）が得られ
る。From the expressions (1) and (2), the expression (3) is obtained by obtaining the durations of these three voltage vectors.
【００２５】[0025]
【数３】 (Equation 3)
【００２６】同様にして、電圧指令ベクトルが他の区間
にある場合にも、そのとき電圧指令ベクトルが位置する
領域の各頂点をなす３つの電圧ベクトルを選択し、その
持続時間を求めることが可能である。Similarly, even when the voltage command vector is in another section, it is possible to select the three voltage vectors forming the respective vertices of the region where the voltage command vector is located at that time and obtain the duration thereof. Is.
【００２７】図１の動作を順を追って説明する。なお、
ここでは、非同期ＰＷＭモードと１５パルス同期ＰＷＭ
モード間のＰＷＭモード切換を例に挙げて説明を行うこ
ととする。図７に動作のフローチャートを示す。The operation of FIG. 1 will be described step by step. In addition,
Here, asynchronous PWM mode and 15-pulse synchronous PWM
The PWM mode switching between the modes will be described as an example. FIG. 7 shows a flowchart of the operation.
【００２８】まず、電圧指令ベクトル発生手段１はＡ／
Ｄコンバータ１ａ、ＲＯＭ（リードオンリーメモリー）
１ｂ、Ｖ／Ｆコンバータ１ｃ、カウンタ１ｄで構成され
る。アナログ値である出力周波数指令ｆ* を、Ａ／Ｄコ
ンバータ１ａに入力して得たディジタル値を、ｖ／ｆパ
ターンが記憶されたＲＯＭ１ｂに入力すると、電圧指令
ベクトルの振幅ｋのディジタル値がＲＯＭ１ｂから出力
される。一方、アナログ値である出力周波数指令ｆ* を
Ｖ／Ｆコンバータ１ｃに入力し、周波数が出力周波数指
令ｆ* の振幅に比例するパルス列に変換した後、カウン
タ１ｄに入力すると出力周波数指令の時間積分が行わ
れ、電圧指令ベクトルの位相θのディジタル値が出力さ
れる。なお、このような電圧指令ベクトルの発生方法
は、誘導電動機をｖ／ｆ一定制御する場合によく使用さ
れている。First, the voltage command vector generating means 1 uses A /
D converter 1a, ROM (read only memory)
1b, V / F converter 1c, and counter 1d. When the digital value obtained by inputting the analog output frequency command f * into the A / D converter 1a is input into the ROM 1b in which the v / f pattern is stored, the digital value of the amplitude k of the voltage command vector is read into the ROM 1b. Is output from. On the other hand, when the output frequency command f * , which is an analog value, is input to the V / F converter 1c, the frequency is converted into a pulse train proportional to the amplitude of the output frequency command f * , and then input to the counter 1d, the time integration of the output frequency command is performed. Is performed, and the digital value of the phase θ of the voltage command vector is output. It should be noted that such a method of generating a voltage command vector is often used when the induction motor is controlled at a constant v / f.
【００２９】マイクロコンピュータ２では、ステップＳ
Ｔ１として、電圧指令ベクトル発生手段１から電圧指令
ベクトルを入力し、当該電圧指令ベクトルが図４に示し
た６つの区間のうちいずれの区間に含まれるのかについ
て判定する。また、電圧指令ベクトルの位相θを区間Ｎ
ｄ（＝１〜６）内における位相θ1 、すなわちθ＝６０
゜×（Ｎｄ−１）＋θ1 という形に変形する。そして、
以下の処理では、位相は各区間内における位相θ1 を扱
うことにする。また、ここでは、図５に示したように各
区間ごとに定義される４つの領域において、当該電圧指
令ベクトルがいずれの領域に含まれるのかについても判
定する。In the microcomputer 2, step S
As T1, the voltage command vector is input from the voltage command vector generating means 1 and it is determined which of the six intervals shown in FIG. 4 the voltage command vector belongs to. In addition, the phase θ of the voltage command vector is set to the section N
Phase θ 1 within d (= 1 to 6), that is, θ = 60
It transforms into the form of ° x (Nd-1) + θ 1 . And
In the following processing, the phase handles the phase θ 1 in each section. Further, here, it is also determined in which area the voltage command vector is included in the four areas defined for each section as shown in FIG.
【００３０】ステップＳＴ２では、ＰＷＭモードの決定
を行う。ステップＳＴ２の詳細なフローチャートを図８
に示す。なお、ＰＷＭモードはＮｐで表す。非同期ＰＷ
Ｍモードと１５パルス同期ＰＷＭモード間のＰＷＭモー
ド切換を行うＰＷＭモード切換周波数ｆ1 は予め設定し
ておき、このｆ1 と出力周波数指令ｆ* とを比較して、
ｆ* ＜ｆ1 であれば非同期ＰＷＭモード（Ｎｐ＝１）、
ｆ* ≧ｆ1 であれば１５パルス同期ＰＷＭモード（Ｎｐ
＝２）とする。このＮｐの変更が切換信号である第１の
ＰＷＭモード切換許可信号の出力に相当する。なお、出
力周波数指令ｆ* は図１に示すような方法で得ること
も、また電圧指令ベクトルの位相θの微分から得ること
もできる。At step ST2, the PWM mode is determined. FIG. 8 is a detailed flowchart of step ST2.
Shown in The PWM mode is represented by Np. Asynchronous PW
The PWM mode switching frequency f 1 for performing the PWM mode switching between the M mode and the 15-pulse synchronous PWM mode is set in advance, and this f 1 is compared with the output frequency command f * ,
If f * <f 1 , asynchronous PWM mode (Np = 1),
If f * ≧ f 1 , 15-pulse synchronous PWM mode (Np
= 2). This change in Np corresponds to the output of the first PWM mode switching permission signal which is a switching signal. The output frequency command f * can be obtained by the method shown in FIG. 1 or can be obtained by differentiating the phase θ of the voltage command vector.
【００３１】ここで、電圧ベクトルＰＷＭ方式の非同期
ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモードについて説明する。Here, the asynchronous PWM mode and the synchronous PWM mode of the voltage vector PWM system will be described.
【００３２】まず、非同期ＰＷＭモードについて説明す
る。非同期ＰＷＭモードにおいては、三角波比較ＰＷＭ
方式の場合と同様に、ＰＷＭ周期Ｔは出力周波数指令に
関係なく常に一定である。したがって、非同期ＰＷＭモ
ードでは、１つの区間に含まれる周期の数は出力周波数
指令によって変化する。例えば、出力周波数指令が高く
なると１つの区間に含まれる周期の数は減少する。First, the asynchronous PWM mode will be described. Triangular wave comparison PWM in asynchronous PWM mode
As in the case of the method, the PWM cycle T is always constant regardless of the output frequency command. Therefore, in the asynchronous PWM mode, the number of cycles included in one section changes according to the output frequency command. For example, when the output frequency command becomes higher, the number of cycles included in one section decreases.
【００３３】図９、１０は非同期ＰＷＭモードにおける
電圧ベクトルの出力順序の一例を示すもので、図９
（１）〜（３）が区間Ｎｄ＝１〜３、図１０（１）〜
（３）が区間Ｎｄ＝４〜６に対応しており、また、いず
れの区間においても、電圧指令ベクトルが領域Ｎｒ＝１
に存在するものとしている。したがって、各ＰＷＭ周期
には、必ず零電圧ベクトルＶ0が存在することになる
が、これを各ＰＷＭ周期の最初と最後に配している。そ
して、この零電圧ベクトルＶ0として、電圧ベクトル
（０，０，０）、（１／２，１／２，１／２）、（１，
１，１）のいずれかを図９、１０に示すように選定する
ことにより、４つのＰＷＭ周期を１サイクルとして同一
の出力電圧波形を繰り返す形態となる。9 and 10 show an example of the output order of the voltage vector in the asynchronous PWM mode.
(1) to (3) are sections Nd = 1 to 3, and FIG.
(3) corresponds to the section Nd = 4 to 6, and in any section, the voltage command vector has the region Nr = 1.
It is supposed to exist in. Therefore, the zero voltage vector V 0 is always present in each PWM cycle, which is arranged at the beginning and the end of each PWM cycle. Then, as the zero voltage vector V 0 , voltage vectors (0, 0, 0), (1/2, 1/2, 1/2), (1,
By selecting any one of 1 and 1) as shown in FIGS. 9 and 10, the same output voltage waveform is repeated with four PWM cycles as one cycle.
【００３４】図１１は、図９、１０の電圧波形を出力す
るときの各相のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４の動作
状態（オン、オフ）を示すもので、図から判るように、
この４周期１サイクルですべてのスイッチング素子ＳＷ
がそれぞれオン、オフ動作を１回行うことになる。この
結果、各スイッチング素子ＳＷの動作負担が均等化さ
れ、インバータとして特性が安定し、寿命的にも有利と
なる。また、この非同期ＰＷＭモードでは、前述した通
り、１つの区間に含まれる周期の数は定まっていない
が、たとえ、１サイクルの途中の周期で隣接する区間に
入っても、各周期の最初と最後を零電圧ベクトルとして
いるので、移行がスムーズになされる。FIG. 11 shows the operating states (ON, OFF) of the switching elements SW1 to SW4 of each phase when outputting the voltage waveforms of FIGS. 9 and 10. As can be seen from the figure,
All switching elements SW in this 4 cycle 1 cycle
Will be turned on and off once. As a result, the operation load of each switching element SW is equalized, the characteristics of the inverter are stabilized, and the life is also advantageous. Further, in the asynchronous PWM mode, as described above, the number of cycles included in one section is not fixed, but even if a section that is adjacent in the middle of one cycle is entered, the beginning and end of each cycle Is a zero voltage vector, so the transition is smooth.
【００３５】次に、同期ＰＷＭモードについて、１５パ
ルス同期ＰＷＭモードを例に挙げて説明する。１５パル
ス同期ＰＷＭモードとは、３レベルインバータ８を構成
するスイッチング素子のスイッチング周波数が、出力周
波数指令の１５倍となる同期ＰＷＭモードのことであ
る。同期ＰＷＭモードでは、１つの区間に含まれる周期
の数が決まっている。１５パルス同期ＰＷＭモードで
は、１つの区間に５つの周期が含まれる。また、同期Ｐ
ＷＭモードのＰＷＭ周期Ｔ1 の逆数は出力周波数指令の
整数倍となるように変化する。１５パルス同期ＰＷＭモ
ードでは、ＰＷＭ周期Ｔ1 の逆数は出力周波数指令の３
０倍になる。Next, the synchronous PWM mode will be described by taking the 15-pulse synchronous PWM mode as an example. The 15-pulse synchronous PWM mode is a synchronous PWM mode in which the switching frequency of the switching elements forming the 3-level inverter 8 is 15 times the output frequency command. In the synchronous PWM mode, the number of cycles included in one section is fixed. In the 15-pulse synchronous PWM mode, one section includes five cycles. Also, the synchronization P
The reciprocal of the PWM cycle T 1 in the WM mode changes so as to be an integral multiple of the output frequency command. In the 15-pulse synchronous PWM mode, the reciprocal of the PWM cycle T 1 is 3 of the output frequency command.
It becomes 0 times.
【００３６】図１２、１３は１５パルス同期ＰＷＭモー
ドにおける電圧ベクトルの出力順序の一例を示すもの
で、各周期の領域が電圧指令ベクトルの振幅ｋによって
変化することから、ここでは図１２（１）に示すよう
に、想定される振幅ｋ1〜ｋ5の５つのケースにつき、そ
れぞれ図１２（２）、（３）および図１３（１）〜
（３）に図示している。これらの図から判るように、各
周期の最初と最後の電圧ベクトルに中性点電圧ベクトル
を配している。これによって、電圧指令ベクトルの振幅
ｋの如何にかかわらず、換言すれば電圧指令ベクトルが
どの領域を通過する場合であっても、第ｉ番目（ｉ＝１
〜５）の周期同士ではその最初と最後の電圧ベクトルは
互いに同一となる。FIGS. 12 and 13 show an example of the output order of the voltage vector in the 15-pulse synchronous PWM mode. Since the region of each cycle changes depending on the amplitude k of the voltage command vector, FIG. 12 (1) is used here. As shown in FIG. 12, the five cases of the assumed amplitudes k 1 to k 5 are shown in FIG. 12 (2), (3) and FIG. 13 (1) to
It is shown in (3). As can be seen from these figures, the neutral point voltage vector is arranged at the first and last voltage vectors of each cycle. Thus, regardless of the amplitude k of the voltage command vector, in other words, regardless of which region the voltage command vector passes through, the i-th (i = 1)
The first and last voltage vectors are the same in the cycles 5 to 5).
【００３７】図１４、１５は各区間毎の１５パルス同期
ＰＷＭモードにおける電圧ベクトルの出力順序を示すも
のである。これらは、いずれも電圧指令ベクトルが領域
１のみを通過する場合（ｋ＝ｋ1に相当）について示し
ているが、図１２、１３で説明した通り、電圧指令ベク
トルが領域１以外の領域を通過する場合（ｋ＝ｋ2〜ｋ5
に相当）にも、各区間毎における第ｉ番目（ｉ＝１〜
５）の周期同士ではその最初と最後の電圧ベクトルは互
いに同一となる。なお、図１４、１５において、Ｎｃは
１つの区間内におけるＰＷＭ周期の順位（周期番号）を
示す。14 and 15 show the output order of voltage vectors in the 15-pulse synchronous PWM mode for each section. These show the case where the voltage command vector passes only the region 1 (corresponding to k = k 1 ), but as described in FIGS. 12 and 13, the voltage command vector passes the region other than the region 1. When (k = k 2 to k 5
Also, the i-th (i = 1 to 1) in each section
In the periods 5), the first and last voltage vectors are the same. 14 and 15, Nc represents the order (cycle number) of PWM cycles in one section.
【００３８】また、以上の図から判るように、あるＰＷ
Ｍ周期の最後の電圧ベクトルとその次のＰＷＭ周期の最
初の電圧ベクトルとが同一となるようにしているが、こ
れはインバータに適用するスイッチング素子の最小オン
時間および最小オフ時間の制限に引っかからないように
するためである。即ち、ＧＴＯ（ゲートターンオフサイ
リスタ）のように比較的スイッチング速度の遅い素子で
は、最小オン時間と最小オフ時間が数１０μｓ〜１００
μｓ程度あり、これらの時間を考慮しないでスイッチン
グを行うと素子が破壊にいたる場合がある。スイッチン
グ素子にＧＴＯを適用したインバータ装置では、ＰＷＭ
回路の後段に最小オン時間および最小オフ時間を確保す
る回路を設けており、これらの時間より細いパルスを出
力しないようにしている。したがって、出力パルス指令
が最小オン時間や最小オフ時間より細いパルスである
と、指令通りのパルスは出力されずインバータの出力波
形が歪んでしまう。本特許におけるＰＷＭ方式では、あ
るＰＷＭ周期の最後に出力する電圧ベクトルと、その次
のＰＷＭ周期の最初に出力する電圧ベクトルとを同じに
しておき、可能な限り細いパルスを出力しないようにし
ている訳である。Further, as can be seen from the above figures, a certain PW
The last voltage vector of the M cycle and the first voltage vector of the next PWM cycle are made to be the same, but this does not interfere with the limitation of the minimum on time and the minimum off time of the switching element applied to the inverter. To do so. That is, in an element having a relatively slow switching speed such as a GTO (gate turn-off thyristor), the minimum on-time and the minimum off-time are several tens of μs to 100
It is about μs, and if switching is performed without considering these times, the element may be destroyed. In the inverter device in which GTO is applied to the switching element, the PWM
A circuit that secures the minimum on-time and the minimum off-time is provided in the subsequent stage of the circuit, and a pulse narrower than these times is not output. Therefore, if the output pulse command is a pulse narrower than the minimum on time or the minimum off time, the pulse according to the command is not output and the output waveform of the inverter is distorted. In the PWM method of the present patent, the voltage vector output at the end of a certain PWM cycle and the voltage vector output at the beginning of the next PWM cycle are set to be the same so that the thinnest possible pulse is not output. It is a translation.
【００３９】ところで、ＰＷＭ周期は、例えばクロック
信号発生手段３から出力するクロック信号を利用して作
成することができる。まず、予め設定されたカウント数
をカウントするとリセットし、またカウントを繰り返す
ようなカウンタを用意する。図１ではカウンタ４に相当
する。そして、このカウンタ４でクロック信号をカウン
トする。このとき、カウンタ４のリセット信号の周期が
ＰＷＭ周期になるようにカウント数を設定すれば、この
リセット信号をＰＷＭ周期に利用することができる。例
えばクロック信号の周波数が１０ＭＨｚであり、所望の
ＰＷＭ周期が５００μｓの場合には、カウンタ４のカウ
ンタリセット値を５０００に設定する。すると、カウン
タ４から出力されるリセット信号の周期は、ＰＷＭ周期
と一致する。非同期ＰＷＭモードの場合には、出力周波
数指令によらずＰＷＭ周期が一定であるから、カウンタ
４のカウンタリセット値も一定でよい。同期ＰＷＭモー
ドの場合には、出力周波数指令の逆数がＰＷＭ周期の整
数倍になるようにＰＷＭ周期が変化するので、カウンタ
４のカウンタリセット値も出力周波数指令に応じて変化
させる必要がある。なお、カウンタ４のカウンタリセッ
ト値はマイクロコンピュータから与えられる。By the way, the PWM cycle can be created by using a clock signal output from the clock signal generating means 3, for example. First, a counter that resets when a preset count number is counted and repeats the count is prepared. In FIG. 1, it corresponds to the counter 4. Then, the counter 4 counts the clock signal. At this time, if the count number is set so that the cycle of the reset signal of the counter 4 becomes the PWM cycle, this reset signal can be used for the PWM cycle. For example, when the frequency of the clock signal is 10 MHz and the desired PWM cycle is 500 μs, the counter reset value of the counter 4 is set to 5000. Then, the cycle of the reset signal output from the counter 4 matches the PWM cycle. In the asynchronous PWM mode, since the PWM cycle is constant regardless of the output frequency command, the counter reset value of the counter 4 may be constant. In the synchronous PWM mode, the PWM cycle changes so that the reciprocal of the output frequency command is an integral multiple of the PWM cycle, so the counter reset value of the counter 4 also needs to be changed according to the output frequency command. The counter reset value of the counter 4 is given by the microcomputer.
【００４０】また、カウンタ４のリセット信号をカウン
トすれば、各ＰＷＭモードにおける周期番号を決定する
こともできる。すなわち、非同期ＰＷＭモードの場合に
は、カウント数が４でリセットし、またカウントを繰り
返すようなカウンタを用意する。図１ではカウンタ５に
相当する。このときのカウント数をＮｃとすれば、Ｎｃ
は１→２→３→４→１というように変化する。そして、
このＮｃと非同期ＰＷＭモードにおける周期番号を対応
させておけば、Ｎｃから各ＰＷＭモードにおける周期番
号を決定することができる。また、１５パルス同期ＰＷ
Ｍモードの場合には、カウント数が５でリセットし、ま
たカウントを繰り返すようなカウンタを用意すれば、Ｎ
ｃと周期番号を対応させることができる。Also, by counting the reset signal of the counter 4, the cycle number in each PWM mode can be determined. That is, in the asynchronous PWM mode, a counter that resets at a count of 4 and repeats counting is prepared. In FIG. 1, it corresponds to the counter 5. If the count number at this time is Nc, then Nc
Changes like 1 → 2 → 3 → 4 → 1. And
By associating this Nc with the cycle number in the asynchronous PWM mode, the cycle number in each PWM mode can be determined from Nc. Also, 15-pulse synchronous PW
In the case of M mode, if a counter that resets the count number to 5 and repeats the count is prepared, N
The c and the cycle number can be associated with each other.
【００４１】なお、カウンタ５としては、カウンタリセ
ット値を任意に変更でき、またカウント値をプリセット
できるものを使用すれば、後述する複数のＰＷＭモード
間のＰＷＭモード切換に対応することができる。As the counter 5, if the counter reset value can be arbitrarily changed and the count value can be preset, it is possible to correspond to the PWM mode switching between a plurality of PWM modes described later.
【００４２】この３レベルインバータ装置では、出力す
る電圧ベクトルの出力順序は電圧ベクトル選択手段６に
予め用意されている。電圧ベクトル選択手段６にはＲＯ
Ｍを用いている。そして、電圧ベクトルは区間Ｎｄ、領
域Ｎｒ、ＰＷＭモードＮｐ、周期番号Ｎｃの４つの値を
アドレスとして、読み出しが可能な形態で格納されてい
る。In this three-level inverter device, the output order of the voltage vectors to be output is prepared in advance in the voltage vector selecting means 6. The voltage vector selection means 6 has RO
M is used. The voltage vector is stored in a readable form by using four values of the section Nd, the area Nr, the PWM mode Np, and the cycle number Nc as addresses.
【００４３】次にステップＳＴ３（図７）では、θ1 を
もとに１５パルス同期ＰＷＭモードにおける位相θ2 を
決定する。即ち、ステップＳＴ２（図８）でＮｐ＝１→
２となって第１のＰＷＭモード切換許可信号が出力され
ると、その時点（非同期ＰＷＭモード）の電圧指令ベク
トルの位相θ1に近い１５パルス同期ＰＷＭモードにお
ける位相θ2を求め、その周期番号Ｎｃを決定する。そ
の詳細なフローチャートを図１６に示す。前述したよう
に１５パルス同期ＰＷＭモードでは、１つの区間に５つ
のＰＷＭ周期が含まれる。つまり、１つの区間には５つ
のθ2 がある。このθ2 は、例えば式（４）から求めら
れる。式（４）においてｎは同期ＰＷＭモードのパルス
数を表すための変数であり、１５パルス同期ＰＷＭモー
ドの場合はｎ＝３となる。また、ｍは１つの区間に含ま
れる周期の数を表す変数であり、１５パルス同期ＰＷＭ
モードの場合はｍ＝５である。すなわち、周期番号Ｎｃ
＝ｍである。そして、式（４）を用いると、１５パルス
同期ＰＷＭモードにおけるθ2 は６゜（Ｎｃ＝１）、１
８゜（Ｎｃ＝２）、３０゜（Ｎｃ＝３）、４２゜（Ｎｃ
＝４）、５４゜（Ｎｃ＝５）というように求めることが
できる。そして、例えばθ1 ＝５゜の場合にはθ2 ＝６
゜と決定される。Next, in step ST3 (FIG. 7), the phase θ 2 in the 15-pulse synchronous PWM mode is determined based on θ 1 . That is, in step ST2 (FIG. 8), Np = 1 →
When the first PWM mode switching permission signal is output as 2 and the phase θ 2 in the 15-pulse synchronous PWM mode close to the phase θ 1 of the voltage command vector at that time (asynchronous PWM mode) is obtained, the cycle number Determine Nc. The detailed flowchart is shown in FIG. As described above, in the 15-pulse synchronous PWM mode, one section includes five PWM cycles. That is, there are five θ 2 in one section. This θ 2 is obtained from, for example, the equation (4). In Expression (4), n is a variable for expressing the number of pulses in the synchronous PWM mode, and n = 3 in the 15-pulse synchronous PWM mode. Further, m is a variable indicating the number of cycles included in one section, and is 15-pulse synchronous PWM.
In the mode, m = 5. That is, the cycle number Nc
= M. Then, using equation (4), θ 2 in the 15-pulse synchronous PWM mode is 6 ° (Nc = 1), 1
8 ° (Nc = 2), 30 ° (Nc = 3), 42 ° (Nc
= 4), 54 ° (Nc = 5). Then, for example, when θ 1 = 5 °, θ 2 = 6
Determined as °.
【００４４】[0044]
【数４】 (Equation 4)
【００４５】ステップＳＴ４（図７）では、ＰＷＭモー
ド切換の可否を判定する。このステップＳＴ４におい
て、ＰＷＭモード切換が許可されると第２のＰＷＭモー
ド切換許可信号が出力される。ここでは、ＰＷＭモード
切換判定方法について、ステップＳＴ２において非同期
ＰＷＭモードから１５パルス同期ＰＷＭモードへの第１
のＰＷＭモード切換許可信号が出力され、このとき電圧
指令ベクトルが区間１、領域１のθ1 ＝５゜にあり、ス
テップＳＴ３においてθ2 ＝６゜と決定した場合を例に
挙げて説明する。In step ST4 (FIG. 7), it is determined whether the PWM mode can be switched. In step ST4, when the PWM mode switching is permitted, the second PWM mode switching permission signal is output. Here, regarding the PWM mode switching determination method, in step ST2, the first from the asynchronous PWM mode to the 15-pulse synchronous PWM mode is performed.
The PWM mode switching permission signal is output, the voltage command vector is at θ 1 = 5 ° in the zone 1 and the region 1 at this time, and θ 2 = 6 ° is determined in step ST3.
【００４６】電圧ベクトルＰＷＭ方式では、電圧指令ベ
クトルが与えられてからスイッチング信号が作成される
までの一連の動作はＰＷＭ周期に同期しているので、Ｐ
ＷＭモード切換判定もＰＷＭ周期に同期して行われる。
つまり、ＰＷＭモード切換を行うタイミングは、ＰＷＭ
周期と一致する。In the voltage vector PWM method, since a series of operations from the application of the voltage command vector to the creation of the switching signal are synchronized with the PWM cycle, P
The WM mode switching determination is also performed in synchronization with the PWM cycle.
That is, the timing for switching the PWM mode is PWM
Match the cycle.
【００４７】前述したように同期ＰＷＭモードでは、パ
ルス数と区間に対応して各周期の最初と最後に出力する
電圧ベクトルは予め決められている。この例では１５パ
ルス、区間１、θ2 ＝６゜（Ｎｃ＝１）であるので、図
１４（１）からＰＷＭモード切換を行った場合、最初に
出力する電圧ベクトルは（１，１／２，１／２）である
ことが判る。また、第１のＰＷＭモード切換許可信号が
出力される直前のＰＷＭモード、つまり非同期ＰＷＭモ
ードにおいて最後に出力した電圧ベクトルは、零電圧ベ
クトル（０，０，０）、（１／２，１／２，１／２）、
（１，１，１）のいずれかである（図９、１０参照）。As described above, in the synchronous PWM mode, the voltage vector to be output at the beginning and the end of each cycle is predetermined in correspondence with the number of pulses and the section. In this example, 15 pulses, section 1, θ 2 = 6 ° (Nc = 1), so when the PWM mode is switched from FIG. 14 (1), the first output voltage vector is (1, 1/2 , 1/2). In addition, the voltage vector output last in the PWM mode immediately before the first PWM mode switching permission signal is output, that is, in the asynchronous PWM mode, is the zero voltage vector (0, 0, 0), (1/2, 1 / 2, 1/2),
It is one of (1, 1, 1) (see FIGS. 9 and 10).
【００４８】非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモード
への滑らかなＰＷＭモード切換を行うためには、ＰＷＭ
モード切換時における出力電圧の変動を最小限に抑制す
る必要がある。そして、出力電圧の変動を最小限に抑制
するために、ＰＷＭモード切換直前の電圧ベクトルとＰ
ＷＭモード切換直後の電圧ベクトルとが同じである場
合、またはＰＷＭモード切換直前の電圧ベクトルからＰ
ＷＭモード切換直後の電圧ベクトルへの移行が、一対の
スイッチング動作によって可能である場合に第２のＰＷ
Ｍモード切換許可信号を出力するというＰＷＭモード切
換判定条件を設定する。ここで一対のスイッチング動作
とは、あるスイッチング素子のオン（オフ）動作と、そ
れと対を為すスイッチング素子のオフ（オン）動作のこ
とである。対を為して動作するスイッチング素子はＳＷ
１とＳＷ３、またはＳＷ２とＳＷ４である。したがっ
て、スイッチング状態０から１／２への移行はＳＷ４の
オフ動作とＳＷ２のオン動作、スイッチング状態１から
１／２への移行はＳＷ１のオフ動作とＳＷ３のオン動作
というようにそれぞれ一対のスイッチング動作によって
可能である。しかし、スイッチング状態０から１への移
行はＳＷ４のオフ動作とＳＷ２のオン動作、およびＳＷ
３のオフ動作とＳＷ１のオン動作というように二対のス
イッチング動作が必要であり、スイッチング状態は０→
１／２→１というように移行する（図１１参照）。In order to perform smooth PWM mode switching from the asynchronous PWM mode to the synchronous PWM mode, PWM
It is necessary to minimize the fluctuation of the output voltage during mode switching. Then, in order to suppress the fluctuation of the output voltage to the minimum, the voltage vector and P
If the voltage vector immediately after the WM mode switching is the same, or if the voltage vector immediately before the PWM mode switching is P
When the transition to the voltage vector immediately after the WM mode switching is possible by the pair of switching operations, the second PW
A PWM mode switching determination condition of outputting an M mode switching permission signal is set. Here, the pair of switching operations are an ON (OFF) operation of a certain switching element and an OFF (ON) operation of a switching element paired with the switching operation. SW is a switching element that operates in pairs
1 and SW3, or SW2 and SW4. Therefore, a transition from switching state 0 to 1/2 is an OFF operation of SW4 and an ON operation of SW2, and a transition from switching state 1 to 1/2 is an OFF operation of SW1 and an ON operation of SW3. It is possible by operation. However, switching from switching state 0 to 1 is performed by turning off SW4, turning on SW2, and switching SW2.
Two pairs of switching operations are required, such as 3 OFF operation and SW1 ON operation, and the switching state is 0 →
The transition is made from 1/2 to 1 (see FIG. 11).
【００４９】ここで扱っている例では、前述した通りＰ
ＷＭモード切換直後の電圧ベクトルは（１，１／２，１
／２）である。また、ＰＷＭモード切換直前の電圧ベク
トルは３つの零電圧ベクトルのいずれかである。これら
３つの零電圧ベクトルのうち、例えば（１，１，１）か
ら（１，１／２，１／２）への移行は、（１，１，１）
→（１，１，１／２）→（１，１／２，１／２）という
ように二対のスイッチング動作が必要である。この考え
を他の零電圧ベクトルについても試行すると、ＰＷＭモ
ード切換判定条件を満たすことができる零電圧ベクトル
は、（１／２，１／２，１／２）のみであることが分か
る。また、これを３レベルインバータ８のスイッチング
状態で考えると、（１／２，１／２，１／２）に対応す
るスイッチング状態から（１，１／２，１／２）に対応
するスイッチング状態へは、Ｕ相のみスイッチング状態
を１／２から１へ変更することによって移行することが
できる。つまり、前述したようなＰＷＭモード切換判定
条件を設定することにより、ＰＷＭモード切換の際、ス
イッチング素子のスイッチング回数を最小限に抑制する
ことができ、結果としてスイッチング素子におけるスイ
ッチング損失の増加を抑制することができる。In the example dealt here, as described above, P
The voltage vector immediately after switching the WM mode is (1, 1/2, 1
/ 2). The voltage vector immediately before the PWM mode switching is any of the three zero voltage vectors. Of these three zero voltage vectors, for example, the transition from (1,1,1) to (1,1 / 2,1 / 2) is (1,1,1)
Two pairs of switching operations are required, such as → (1,1,1 / 2) → (1,1 / 2,1 / 2). When this idea is tried for other zero voltage vectors, it is found that the zero voltage vector that can satisfy the PWM mode switching determination condition is only (1/2, 1/2, 1/2). Considering this in the switching state of the three-level inverter 8, the switching state corresponding to (1/2, 1/2, 1/2) changes to the switching state corresponding to (1, 1/2, 1/2). Can be changed to the U phase by changing the switching state of only the U phase from 1/2 to 1. That is, by setting the above-described PWM mode switching determination condition, the number of times of switching of the switching element can be suppressed to the minimum when the PWM mode is switched, and as a result, the increase of the switching loss in the switching element is suppressed. be able to.
【００５０】前述したＰＷＭモード切換判定条件と等価
な条件の１つとして、ＰＷＭモード切換直前の電圧ベク
トルとＰＷＭモード切換直後の電圧ベクトルの要素の差
の絶対値の総和が０、または１／２であるという条件が
挙げられる。この条件を具体例を用いて説明する。例え
ばＰＷＭモード切換直前の電圧ベクトルが（１，１，
１）であり、ＰＷＭモード切換直後の電圧ベクトルが
（１，１／２，１／２）である場合、電圧ベクトルの要
素の差はＵ相が０、Ｖ相が１／２、Ｗ相が１／２とな
る。そして、これらの絶対値の総和は０＋１／２＋１／
２＝１となる。したがって、この場合にはＰＷＭモード
切換判定条件を満たすことができない。これに対してＰ
ＷＭモード切換直前の電圧ベクトルが（１／２，１／
２，１／２）で、ＰＷＭモード切換直後の電圧ベクトル
が（１，１／２，１／２）の場合、電圧ベクトルの要素
の差はＵ相が−１／２、Ｖ相が０、Ｗ相が０となり、こ
れらの絶対値の総和は１／２＋０＋０＝１／２となる。
したがって、この場合にはＰＷＭモード切換判定条件を
満たすことができ、第２のＰＷＭモード切換許可信号が
出力される。このように、ＰＷＭモード切換直前の電圧
ベクトルとＰＷＭモード切換直後の電圧ベクトルの要素
の差の絶対値の総和が０、または１／２である場合に第
２のＰＷＭモード切換許可信号を出力するというＰＷＭ
モード切換判定条件を設定し、ＰＷＭモード切換の可否
を判定することも可能である。As one of the conditions equivalent to the above-mentioned PWM mode switching determination condition, the sum of absolute values of the difference between the voltage vector immediately before the PWM mode switching and the voltage vector element immediately after the PWM mode switching is 0 or 1/2. The condition is that This condition will be described using a specific example. For example, the voltage vector immediately before the PWM mode switching is (1, 1,
1), and when the voltage vector immediately after the PWM mode switching is (1, 1/2, 1/2), the difference in the elements of the voltage vector is 0 for the U phase, 1/2 for the V phase, and W for the W phase. It becomes 1/2. The sum of these absolute values is 0 + 1/2 + 1 /
2 = 1. Therefore, in this case, the PWM mode switching determination condition cannot be satisfied. On the other hand, P
The voltage vector immediately before the WM mode switching is (1/2, 1 /
2, 1/2) and the voltage vector immediately after the PWM mode switching is (1, 1/2, 1/2), the difference between the elements of the voltage vector is -1/2 for the U phase and 0 for the V phase. The W phase is 0, and the sum of these absolute values is 1/2 + 0 + 0 = 1/2.
Therefore, in this case, the PWM mode switching determination condition can be satisfied, and the second PWM mode switching permission signal is output. In this way, the second PWM mode switching permission signal is output when the total sum of the absolute values of the differences between the voltage vectors immediately before the PWM mode switching and the voltage vector elements immediately after the PWM mode switching is 0 or 1/2. PWM
It is also possible to set a mode switching determination condition and determine whether or not PWM mode switching is possible.
【００５１】さて、図１２、１３で説明したように、電
圧指令ベクトルが区間１を通過する場合、１５パルス同
期ＰＷＭモードの５つの各周期において、最初に出力す
る電圧ベクトルは、その通過する領域にかかわらず、そ
れぞれ周期１が（１，１／２，１／２）、周期２が（１
／２，０，０）、周期３が（１，１／２，１／２）、周
期４が（１／２，１／２，０）、周期５が（１，１，１
／２）という中性点電圧ベクトルである。したがって、
前述のＰＷＭモード切換判定条件に従えば、直前の非同
期ＰＷＭモードにおいて最後に出力した零電圧ベクトル
が（０，０，０）の場合には周期２への移行、（１／
２，１／２，１／２）の場合には周期１、３および４へ
の移行、（１，１，１）の場合には周期５への移行が許
可される。そして、これらのタイミングに非同期ＰＷＭ
モードから１５パルス同期ＰＷＭモードへの第１のＰＷ
Ｍモード切換許可信号が出力された場合には、第２のＰ
ＷＭモード切換許可信号も出力され、ＰＷＭモード切換
を実行することができる。Now, as described with reference to FIGS. 12 and 13, when the voltage command vector passes through the section 1, the voltage vector output first in each of the five cycles of the 15-pulse synchronous PWM mode is the region through which it passes. , The cycle 1 is (1, 1/2, 1/2) and the cycle 2 is (1
/ 2,0,0), cycle 3 is (1,1 / 2,1 / 2), cycle 4 is (1 / 2,1 / 2,0), cycle 5 is (1,1,1)
/ 2) is the neutral point voltage vector. Therefore,
According to the above-described PWM mode switching determination condition, when the zero voltage vector output last in the immediately preceding asynchronous PWM mode is (0, 0, 0), the transition to the cycle 2 is performed (1 /
In the case of (2, 1/2, 1/2), the transition to cycles 1, 3 and 4 is permitted, and in the case of (1, 1, 1), the transition to cycle 5 is permitted. And asynchronous PWM at these timings
First PW from mode to 15-pulse synchronous PWM mode
When the M mode switching permission signal is output, the second P
The WM mode switching permission signal is also output, and the PWM mode switching can be executed.
【００５２】前述したようなＰＷＭモード切換判定を、
この３レベルインバータ装置ではソフトウェアによって
実現している。その詳細なフローチャートを図１７に示
す。ここでＮｃ’は、第１のＰＷＭモード切換許可信号
が出される直前のＰＷＭ周期の周期番号を示す。したが
って、この例では非同期ＰＷＭモードにおいて最後に出
力した零電圧ベクトルが（０，０，０）の場合にはＮ
ｃ’＝４、（１／２，１／２，１／２）の場合にはＮ
ｃ’＝１または３、（１、１、１）の場合にはＮｃ’＝
２となる（図９、１０参照）。図１７において、例え
ば、Ｎｃ′＝２（最後の電圧ベクトルが（１，１，
１））としてステップＳＴ４−Ａ−５でＹＥＳとなった
場合、２つのステップＳＴ４−Ａ−６とＳＴ４−Ａ−７
とで切換可否の判断をしている。これは、図１４、１５
に示すように、区間Ｎｄ＝１，３，５における周期Ｎｃ
＝５と、区間Ｎｄ＝２，４，６における周期Ｎｃ＝２と
が共に、各相の電圧が（１）と（１）と（１／２）とを
組合わせてなる電圧ベクトルを最初に配していることか
らも容易に理解できるところである。ステップＳＴ４−
Ａ−１４とＳＴ４−Ａ−１５についても全く同様であ
る。このように、図１７に示すフローチャートにより、
すべての区間における非同期ＰＷＭモードから１５パル
ス同期ＰＷＭモードへのＰＷＭモードの切換の可否を判
定することができる。The PWM mode switching determination as described above,
This three-level inverter device is realized by software. The detailed flow chart is shown in FIG. Here, Nc ′ represents the cycle number of the PWM cycle immediately before the first PWM mode switching permission signal is issued. Therefore, in this example, when the zero voltage vector output last in the asynchronous PWM mode is (0,0,0), N
If c ′ = 4, (1/2, 1/2, 1/2), N
c ′ = 1 or 3, Nc ′ = when (1, 1, 1)
2 (see FIGS. 9 and 10). In FIG. 17, for example, Nc ′ = 2 (where the last voltage vector is (1, 1,
1)) is YES in step ST4-A-5, two steps ST4-A-6 and ST4-A-7
It is judged whether or not to switch with. This is shown in FIGS.
, The period Nc in the section Nd = 1, 3, 5
= 5 and the period Nc = 2 in the sections Nd = 2, 4, and 6, the voltage vector of each phase is the combination of (1), (1), and (1/2) first. It is easy to understand from the fact that they are arranged. Step ST4-
The same applies to A-14 and ST4-A-15. Thus, according to the flowchart shown in FIG.
Whether or not the PWM mode can be switched from the asynchronous PWM mode to the 15-pulse synchronous PWM mode in all the sections can be determined.
【００５３】非同期ＰＷＭモードから１５パルス同期Ｐ
ＷＭモードへのＰＷＭモード切換が許可された場合、す
なわち第１および第２のＰＷＭモード切換許可信号が出
力された場合には、カウンタ４およびカウンタ５のカウ
ンタリセット値の設定を変更する。また、周期番号はＮ
ｃを初期値、すなわちカウンタ５のプリセット値はＮｃ
としてカウントを開始する。15-pulse synchronous P from asynchronous PWM mode
When the PWM mode switching to the WM mode is permitted, that is, when the first and second PWM mode switching permission signals are output, the setting of the counter reset value of the counter 4 and the counter 5 is changed. The cycle number is N
c is an initial value, that is, the preset value of the counter 5 is Nc
To start counting.
【００５４】ＰＷＭモード切換が禁止された場合、すな
わち第２のＰＷＭモード切換許可信号が出力されなかっ
た場合には、引き続き非同期ＰＷＭモードとなる。この
とき、Ｎｐ＝１、Ｎｃ＝Ｎｃ’＋１となる。When the PWM mode switching is prohibited, that is, when the second PWM mode switching permission signal is not output, the asynchronous PWM mode continues. At this time, Np = 1 and Nc = Nc ′ + 1.
【００５５】次に、同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭ
モードへのＰＷＭモード切換について説明する。ここで
は、電圧指令ベクトルが区間１を通過する場合の１５パ
ルス同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモードへのＰＷ
Ｍモード切換を例に挙げる。Next, from synchronous PWM mode to asynchronous PWM
The PWM mode switching to the mode will be described. Here, the PW from the 15-pulse synchronous PWM mode to the asynchronous PWM mode when the voltage command vector passes the section 1
Taking M mode switching as an example.
【００５６】同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモード
への滑らかなＰＷＭモード切換を行うためにも、ＰＷＭ
モード切換時における出力電圧の変動を最小限に抑制す
る必要がある。したがって、このＰＷＭモード切換にお
いても、ＰＷＭモード切換直前の電圧ベクトルとＰＷＭ
モード切換直後の電圧ベクトルとが同じである場合、ま
たはＰＷＭモード切換直前の電圧ベクトルからＰＷＭモ
ード切換直後の電圧ベクトルへの移行が一対のスイッチ
ング動作によって可能である場合に第２のＰＷＭモード
切換許可信号を出力するというＰＷＭモード切換判定条
件を設定する。In order to smoothly switch the PWM mode from the synchronous PWM mode to the asynchronous PWM mode, the PWM
It is necessary to minimize the fluctuation of the output voltage during mode switching. Therefore, even in this PWM mode switching, the voltage vector and PWM
Second PWM mode switching permission when the voltage vector immediately after the mode switching is the same or when the voltage vector immediately before the PWM mode switching can be changed to the voltage vector immediately after the PWM mode switching by a pair of switching operations A PWM mode switching determination condition of outputting a signal is set.
【００５７】図１４（１）に示したように、電圧指令ベ
クトルが区間１を通過する場合、１５パルス同期ＰＷＭ
モードの５つの各周期において、最後に出力する電圧ベ
クトルは周期１が（１／２，０，０）、周期２が（１，
１／２，１／２）、周期３が（１／２，１／２，０）、
周期４が（１，１，１／２）、周期５が（１／２，１／
２，０）という中性点電圧ベクトルである。前述のＰＷ
Ｍモード切換判定条件に従えば、直前の１５パルス同期
ＰＷＭモードが周期１の場合には（０，０，０）、周期
２、３および５の場合には（１／２，１／２，１／
２）、周期４の場合には（１，１，１）を最初に出力す
る非同期ＰＷＭモードへの移行が許可されることにな
る。１５パルス同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモー
ドへの第１のＰＷＭモード切換許可信号が出力される
と、前述した零電圧ベクトルを最初に出力する非同期Ｐ
ＷＭモードへのＰＷＭモード切換を行うことができる。As shown in FIG. 14 (1), when the voltage command vector passes through the section 1, 15-pulse synchronous PWM
In each of the five cycles of the mode, the last output voltage vector is (1 / 2,0,0) for cycle 1 and (1,2 for cycle 2).
1/2, 1/2), cycle 3 is (1/2, 1/2, 0),
Cycle 4 is (1,1,1 / 2) and cycle 5 is (1 / 2,1 /
2,0) is the neutral point voltage vector. PW mentioned above
According to the M mode switching determination condition, when the immediately preceding 15-pulse synchronous PWM mode has a cycle of 1 (0, 0, 0), when it has cycles 2, 3 and 5, (1/2, 1/2, 1 /
2) In the case of cycle 4, the shift to the asynchronous PWM mode in which (1, 1, 1) is output first is permitted. When the first PWM mode switching permission signal from the 15-pulse synchronous PWM mode to the asynchronous PWM mode is output, the asynchronous P that first outputs the zero voltage vector described above.
The PWM mode can be switched to the WM mode.
【００５８】１５パルス同期ＰＷＭモードから非同期Ｐ
ＷＭモードへのＰＷＭモード切換可否の判定も、非同期
ＰＷＭモードから１５パルス同期ＰＷＭモードへのＰＷ
Ｍモード切換の場合と同様に、ソフトウェアによって実
現している。その詳細なフローチャートを図１８に示
す。なお、図１８に示すフローチャートは、図９、１０
および図１４、１５に基づき、すべての区間における１
５パルス同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモードへの
ＰＷＭモード切換の可否を判定することができるものと
なっている。また、同図からも判るように、１５パルス
同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモードへのＰＷＭモ
ード切換においては、ＰＷＭモード切換が禁止される場
合はなく、必ず行うことができる。15-pulse synchronous PWM mode to asynchronous P
Whether the PWM mode can be switched to the WM mode is also determined by the PW from the asynchronous PWM mode to the 15-pulse synchronous PWM mode.
Similar to the M mode switching, it is realized by software. A detailed flowchart thereof is shown in FIG. Note that the flowchart shown in FIG.
And 1 in all intervals based on FIGS.
Whether or not the PWM mode can be switched from the 5-pulse synchronous PWM mode to the asynchronous PWM mode can be determined. Further, as can be seen from the figure, in the PWM mode switching from the 15-pulse synchronous PWM mode to the asynchronous PWM mode, there is no case where the PWM mode switching is prohibited, and it can be always performed.
【００５９】以上で説明した双方向のＰＷＭモードの切
換方法は、非同期ＰＷＭモードと１５パルス以外のパル
ス数の同期ＰＷＭモードとの間のＰＷＭモード切換の場
合においても同様な考え方によって適用できる。The bidirectional PWM mode switching method described above can be applied in the same way when the PWM mode is switched between the asynchronous PWM mode and the synchronous PWM mode with a pulse number other than 15 pulses.
【００６０】次にステップＳＴ５（図７）では、出力す
る各電圧ベクトルの持続時間を演算する。なお、演算は
式（１）と式（２）とに基づいて行なっている。ところ
で、ＰＷＭ周期とカウンタ４のカウント数とは対応して
いるので、持続時間もカウント数として扱うことができ
る。したがって、出力する各電圧ベクトルの持続時間
は、カウンタ４のカウンタリセット値を用いて持続時間
信号に変換することができる。Next, in step ST5 (FIG. 7), the duration of each voltage vector to be output is calculated. The calculation is performed based on the equations (1) and (2). By the way, since the PWM cycle corresponds to the count number of the counter 4, the duration can also be treated as the count number. Therefore, the duration of each output voltage vector can be converted into a duration signal by using the counter reset value of the counter 4.
【００６１】ステップＳＴ６では、区間信号Ｎｄ、領域
信号Ｎｒ、ＰＷＭモード信号Ｎｐ、周期番号Ｎｃ、およ
び出力する各電圧ベクトルの持続時間信号を出力する。In step ST6, the interval signal Nd, the area signal Nr, the PWM mode signal Np, the cycle number Nc, and the duration signal of each voltage vector to be output are output.
【００６２】電圧ベクトル選択手段６では、区間信号Ｎ
ｄ、領域信号Ｎｒ、ＰＷＭモード信号Ｎｐ、および周期
番号Ｎｃに基づいて、非同期ＰＷＭモードまたは１５パ
ルス同期ＰＷＭモードにおいて出力する電圧ベクトルを
ＲＯＭから読み出し、各電圧ベクトルの持続時間信号を
用いてＰＷＭ信号を作成し、このＰＷＭ信号を出力す
る。スイッチング信号作成手段７では、電圧ベクトル選
択手段６から出力されるＰＷＭ信号に基づいて、３レベ
ルインバータ８を構成するスイッチング素子を駆動する
スイッチング信号を作成し、このスイッチング信号によ
って３レベルインバータ８を駆動している。In the voltage vector selection means 6, the section signal N
Based on d, the area signal Nr, the PWM mode signal Np, and the cycle number Nc, the voltage vector output in the asynchronous PWM mode or the 15-pulse synchronous PWM mode is read from the ROM, and the PWM signal is generated using the duration signal of each voltage vector. Is generated and this PWM signal is output. The switching signal creating means 7 creates a switching signal for driving the switching element forming the 3-level inverter 8 based on the PWM signal output from the voltage vector selecting means 6, and drives the 3-level inverter 8 by this switching signal. doing.
【００６３】実施の形態２．上記本発明の実施の形態１
においては、非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモードと
の間のＰＷＭモード切換方法について説明したが、ある
パルス数の同期ＰＷＭモードとそれと異なるパルス数の
同期ＰＷＭモードとの間のＰＷＭモード切換も同様な方
法によって行なうことができる。ここでは、区間１にお
ける、１５パルス同期ＰＷＭモードと９パルス同期ＰＷ
Ｍモードとの間のＰＷＭモード切換を例に挙げて説明す
る。Embodiment 2. Embodiment 1 of the present invention
In the above, the PWM mode switching method between the asynchronous PWM mode and the synchronous PWM mode has been described, but the PWM mode switching between a synchronous PWM mode of a certain pulse number and a synchronous PWM mode of a different pulse number is also the same method. Can be done by. Here, 15-pulse synchronous PWM mode and 9-pulse synchronous PW in section 1
The PWM mode switching between the M mode and the M mode will be described as an example.
【００６４】まず、図１９、２０に９パルス同期ＰＷＭ
モードにおける電圧ベクトルの出力順序を示す。図１
９、２０は電圧指令ベクトルが図６に示した区間１の領
域２、３および４を通過する場合であるが、図１２、１
３により１５パルス同期ＰＷＭモードで説明した場合と
同様、各周期の最初と最後の電圧ベクトルについては、
領域の如何にかかわらず、同一となる。９パルス同期Ｐ
ＷＭモードでは、１つの区間には３つの周期が含まれ
る。また、θ2 は式（４）を用いれば１０゜、３０゜お
よび５０°のように求められる。なお、１５パルス同期
ＰＷＭモードにおける電圧ベクトルの出力順序は既に図
１４、１５に示した。First, the 9-pulse synchronous PWM is shown in FIGS.
The output order of the voltage vector in mode is shown. FIG.
9 and 20 are cases where the voltage command vector passes through the areas 2, 3 and 4 of the section 1 shown in FIG.
As in the case of the 15-pulse synchronous PWM mode described in Section 3, for the first and last voltage vectors of each cycle,
It is the same regardless of the area. 9 pulse synchronization P
In the WM mode, one section includes three cycles. Further, θ 2 can be obtained as 10 °, 30 ° and 50 ° by using the equation (4). The output sequence of the voltage vector in the 15-pulse synchronous PWM mode has already been shown in FIGS.
【００６５】あるパルス数の同期ＰＷＭモードとそれと
異なるパルス数の同期ＰＷＭモードとの間のＰＷＭモー
ド切換時にも、ＰＷＭモード切換時における出力電圧の
変動を最小限に抑制する必要がある。したがって、ＰＷ
Ｍモード切換時における出力電圧の変動を最小限に抑制
するために、ＰＷＭモード切換直前の電圧ベクトルとＰ
ＷＭモード切換直後の電圧ベクトルとが同じである場
合、またはＰＷＭモード切換直前の電圧ベクトルからＰ
ＷＭモード切換直後の電圧ベクトルへの移行が一対のス
イッチング動作によって可能である場合に第２のＰＷＭ
モード切換許可信号を出力するというＰＷＭモード切換
判定条件を設定する。Even when the PWM mode is switched between the synchronous PWM mode of a certain number of pulses and the synchronous PWM mode of a different number of pulses, it is necessary to suppress the fluctuation of the output voltage at the time of the PWM mode switching to the minimum. Therefore, PW
In order to suppress the fluctuation of the output voltage at the time of switching the M mode to the minimum, the voltage vector and P
If the voltage vector immediately after the WM mode switching is the same, or if the voltage vector immediately before the PWM mode switching is P
The second PWM when the transition to the voltage vector immediately after the WM mode switching is possible by the pair of switching operations
A PWM mode switching determination condition of outputting a mode switching permission signal is set.
【００６６】また、あるパルス数の同期ＰＷＭモードと
それと異なるパルス数の同期ＰＷＭモードとの間のＰＷ
Ｍモード切換時には、出力電圧の連続性を保つために、
θ2の連続性、即ち、θ1とθ2との差を所定値内に抑え
ることについても考慮する必要がある。したがって、Ｐ
ＷＭモード切換判定条件としては、前述の条件に加え
て、このθ2の連続性についても考慮したものを設定す
る。In addition, the PW between a synchronous PWM mode with a certain number of pulses and a synchronous PWM mode with a different number of pulses
In order to maintain the continuity of the output voltage when switching the M mode,
It is also necessary to consider the continuity of θ 2 , that is, suppressing the difference between θ 1 and θ 2 within a predetermined value. Therefore, P
In addition to the above-described conditions, the WM mode switching determination condition is set in consideration of the continuity of θ 2 .
【００６７】このＰＷＭモード切換判定条件に従うと、
例に挙げた１５パルス同期ＰＷＭモードから９パルス同
期ＰＷＭモードへのＰＷＭモード切換では、１５パルス
同期ＰＷＭモードの周期１（Ｎｃ′＝１）から９パルス
同期ＰＷＭモードの周期１（Ｎｃ＝１）、１５パルス同
期ＰＷＭモードの周期２（Ｎｃ′＝２）から９パルス同
期ＰＷＭモードの周期２（Ｎｃ＝２）、および１５パル
ス同期ＰＷＭモードの周期３（Ｎｃ′＝３）から９パル
ス同期ＰＷＭモードの周期３（Ｎｃ＝３）への移行が許
可される。また、９パルス同期ＰＷＭモードから１５パ
ルス同期ＰＷＭモードへのＰＷＭモード切換は、９パル
ス同期ＰＷＭモードの周期１（Ｎｃ′＝１）から１５パ
ルス同期ＰＷＭモードの周期３（Ｎｃ＝３）への移行が
許可される。そして、これらのタイミングに１５パルス
同期ＰＷＭモードから９パルス同期ＰＷＭモード、また
は９パルス同期ＰＷＭモードから１５パルス同期ＰＷＭ
モードへの第１のＰＷＭモード切換許可信号が出力され
ると、第２のＰＷＭモード切換許可信号も出力され、そ
れぞれＰＷＭモード切換を実行することができる。According to this PWM mode switching determination condition,
In the PWM mode switching from the 15-pulse synchronous PWM mode to the 9-pulse synchronous PWM mode given as an example, the period 1 (Nc ′ = 1) of the 15-pulse synchronous PWM mode to the period 1 (Nc = 1) of the 9-pulse synchronous PWM mode. , 15-pulse synchronous PWM mode cycle 2 (Nc '= 2) to 9-pulse synchronous PWM mode cycle 2 (Nc = 2), and 15-pulse synchronous PWM mode cycle 3 (Nc' = 3) to 9-pulse synchronous PWM Transition to mode cycle 3 (Nc = 3) is permitted. Further, the PWM mode switching from the 9-pulse synchronous PWM mode to the 15-pulse synchronous PWM mode is performed by changing the cycle 1 (Nc ′ = 1) of the 9-pulse synchronous PWM mode to the cycle 3 (Nc = 3) of the 15-pulse synchronous PWM mode. Migration is allowed. Then, at these timings, the 15-pulse synchronous PWM mode changes to the 9-pulse synchronous PWM mode, or the 9-pulse synchronous PWM mode changes to the 15-pulse synchronous PWM mode.
When the first PWM mode switching permission signal for the mode is output, the second PWM mode switching permission signal is also output, and the PWM mode switching can be executed respectively.
【００６８】１５パルス同期ＰＷＭモードと９パルス同
期ＰＷＭモードとの間のＰＷＭモード切換を行うことが
できる３レベルインバータ装置を、図１と同様な構成に
より実現するためには以下の設定を行えばよい。まず、
１５パルス同期ＰＷＭモードと９パルス同期ＰＷＭモー
ドとの間のＰＷＭモード切換周波数ｆ2 を設定する。こ
のｆ2 と出力周波数指令ｆ* とを比較して、ｆ* ＜ｆ2
であれば１５パルス同期ＰＷＭモード（Ｎｐ＝２）、ｆ
* ≧ｆ2 であれば９パルス同期ＰＷＭモード（Ｎｐ＝
３）とする。前述したように、９パルス同期ＰＷＭモー
ドにおけるθ2 は１０゜（Ｎｃ＝１）、３０゜（Ｎｃ＝
２）、５０゜（Ｎｃ＝３）である。In order to realize the 3-level inverter device capable of switching the PWM mode between the 15-pulse synchronous PWM mode and the 9-pulse synchronous PWM mode with the same configuration as in FIG. 1, the following settings are made. Good. First,
The PWM mode switching frequency f 2 between the 15-pulse synchronous PWM mode and the 9-pulse synchronous PWM mode is set. This f 2 is compared with the output frequency command f *, and f * <f 2
If so, 15-pulse synchronous PWM mode (Np = 2), f
* If ≧ f 2 , 9-pulse synchronous PWM mode (Np =
3). As described above, θ 2 in the 9-pulse synchronous PWM mode is 10 ° (Nc = 1) and 30 ° (Nc =
2) and 50 ° (Nc = 3).
【００６９】１５パルス同期ＰＷＭモードから９パルス
同期ＰＷＭモードへのＰＷＭモード切換可否の判定は図
２１のフローチャートに、また９パルス同期ＰＷＭモー
ドから１５パルス同期ＰＷＭモードへのＰＷＭモード切
換可否の判定は図２２のフローチャートに従って行うこ
とができる。なお、図１４、１５および図１９、２０を
見れば判る通り、図２１、２２のフローチャートによ
り、すべての区間における、１５パルス同期ＰＷＭモー
ドと９パルス同期ＰＷＭモードとの間のＰＷＭモード切
換の可否を判定することができる。The determination of whether or not the PWM mode can be switched from the 15-pulse synchronous PWM mode to the 9-pulse synchronous PWM mode is shown in the flowchart of FIG. 21, and whether or not the PWM mode can be switched from the 9-pulse synchronous PWM mode to the 15-pulse synchronous PWM mode is determined. It can be performed according to the flowchart of FIG. As can be seen from FIGS. 14 and 15 and FIGS. 19 and 20, according to the flowcharts of FIGS. 21 and 22, whether or not the PWM mode can be switched between the 15-pulse synchronous PWM mode and the 9-pulse synchronous PWM mode in all sections. Can be determined.
【００７０】そして、電圧ベクトル選択手段６には、１
５パルスおよび９パルス同期ＰＷＭモードにおける電圧
ベクトルの出力順序を予め記憶させておけばよい。Then, the voltage vector selection means 6 has 1
The output order of voltage vectors in the 5-pulse and 9-pulse synchronous PWM modes may be stored in advance.
【００７１】実施の形態３．上記本発明の実施の形態１
においては、非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモードと
の間のＰＷＭモード切換方法について、また、実施の形
態２においては、あるパルス数の同期ＰＷＭモードとそ
れと異なるパルス数の同期ＰＷＭモードとの間のＰＷＭ
モード切換方法についてそれぞれ説明した。これらを組
み合わせることにより、例えば出力周波数指令に対して
非同期ＰＷＭモードと１５パルス同期ＰＷＭモードとの
間および１５パルス同期ＰＷＭモードと９パルス同期Ｐ
ＷＭモードとの間のＰＷＭモード切換を順次行うような
３レベルインバータ装置を、図１と同様な構成で実現す
ることもできる。すなわち、図１の構成要素において、
実施の形態１で説明した設定に、実施の形態２で説明し
た設定を追加すればよい。Third Embodiment Embodiment 1 of the present invention
In the PWM mode switching method between the asynchronous PWM mode and the synchronous PWM mode, and in the second embodiment, the PWM between the synchronous PWM mode with a certain pulse number and the synchronous PWM mode with a different pulse number.
The mode switching methods have been described above. By combining these, for example, between the asynchronous PWM mode and the 15-pulse synchronous PWM mode and the 15-pulse synchronous PWM mode and the 9-pulse synchronous P with respect to the output frequency command.
A three-level inverter device that sequentially performs PWM mode switching between the WM mode and the WM mode can also be realized with the same configuration as in FIG. That is, in the components of FIG.
The settings described in the second embodiment may be added to the settings described in the first embodiment.
【００７２】１５パルスおよび９パルス以外のパルス数
の同期ＰＷＭモードが追加された場合にも、同様な設定
を行えば、出力周波数指令に対して順次ＰＷＭモード切
換を行うような３レベルインバータ装置を、図１と同様
な構成で実現することもできる。Even if a synchronous PWM mode with a number of pulses other than 15 pulses and 9 pulses is added, if the same setting is performed, a three-level inverter device that sequentially switches the PWM modes with respect to the output frequency command is provided. It can also be realized by a configuration similar to that of FIG.
【００７３】実施の形態４．本発明の実施の形態１〜３
の説明における同期ＰＷＭモードは、式（４）によって
θ2 を求めることができるパルス数の同期ＰＷＭモード
である。複数の同期ＰＷＭモード間のＰＷＭモード切換
では、出力周波数指令ｆ* の増加に伴ってパルス数を減
少させる。つまり、出力周波数指令ｆ* が大きい領域に
おいては、式（４）によってはθ2 を求めることができ
ないパルス数の同期ＰＷＭモード、例えば３パルス以下
の同期ＰＷＭモードへのＰＷＭモード切換を行うことに
なる。このような同期ＰＷＭモードについても、前述し
たような同期ＰＷＭモードと同様に扱うことができ、Ｐ
ＷＭモード切換についても、前述したようなＰＷＭモー
ド切換判定条件に従って行うことができる。Embodiment 4 Embodiments 1 to 3 of the present invention
The synchronous PWM mode in the above description is a synchronous PWM mode of the number of pulses for which θ 2 can be calculated by the equation (4). In the PWM mode switching between the plurality of synchronous PWM modes, the number of pulses is decreased as the output frequency command f * increases. That is, in a region where the output frequency command f * is large, the PWM mode switching is performed to the synchronous PWM mode of the number of pulses for which θ 2 cannot be obtained by the equation (4), for example, the synchronous PWM mode of 3 pulses or less. Become. Such a synchronous PWM mode can be handled in the same manner as the synchronous PWM mode as described above, and P
The WM mode switching can also be performed according to the PWM mode switching determination condition as described above.
【００７４】ここでは、３パルスおよび１パルス同期Ｐ
ＷＭモードについて説明する。３レベルインバータにお
ける３パルスおよび１パルス同期ＰＷＭモードは、詳細
は省略するが、２レベルインバータにおける３パルスお
よび１パルス同期ＰＷＭモードを基準にして説明するこ
とができる。即ち、２レベルインバータで許可されてい
た、例えば、（１，０，０）→（１，１，０）への移行
が３レベルインバータでは許可されず、３レベルインバ
ータにおいては、これを（１，０，０）→（１，１／
２，０）→（１，１，０）という形での移行に変える。
このようにして設定された、３レベルインバータにおけ
る３パルス同期ＰＷＭモードの電圧ベクトルの出力順序
を図２３に示す。１つの区間に含まれる周期の数は２、
すなわちＮｃ＝２である。θ2 については、０゜≦θ1
＜３０゜と３０゜≦θ1 ＜６０゜の範囲で１個づつ、例
えば１５゜（Ｎｃ＝１）、４５゜（Ｎｃ＝２）を選択す
ればよい。また、図２４に、１パルス同期ＰＷＭモード
の、電圧ベクトルの出力順序を示す。図２３と図２４と
を比較すると、１パルス同期ＰＷＭモードは、３パルス
同期ＰＷＭモードにおいて中性点電圧ベクトルを省略し
たものであることが分かる。１パルス同期ＰＷＭモード
の場合もＮｃ＝２である。Here, 3 pulses and 1 pulse synchronization P
The WM mode will be described. Details of the 3-pulse and 1-pulse synchronous PWM mode in the 3-level inverter can be described with reference to the 3-pulse and 1-pulse synchronous PWM mode in the 2-level inverter. That is, the transition from (1,0,0) to (1,1,0), which is permitted by the two-level inverter, is not permitted by the three-level inverter, and the transition (1 , 0, 0) → (1, 1 /
Change to the form of (2,0) → (1,1,0).
FIG. 23 shows the output sequence of the voltage vector in the 3-pulse synchronous PWM mode in the 3-level inverter set in this way. The number of cycles included in one section is 2,
That is, Nc = 2. For θ 2 , 0 ° ≤ θ 1
One may be selected within the range of <30 ° and 30 ° ≦ θ 1 <60 °, for example, 15 ° (Nc = 1) and 45 ° (Nc = 2). Further, FIG. 24 shows the output order of voltage vectors in the 1-pulse synchronous PWM mode. Comparing FIG. 23 and FIG. 24, it can be seen that the 1-pulse synchronous PWM mode is the one in which the neutral point voltage vector is omitted in the 3-pulse synchronous PWM mode. Nc = 2 also in the 1-pulse synchronous PWM mode.
【００７５】実施の形態５．本発明の実施の形態１〜３
において、ＰＷＭモード切換周波数は、加速時（出力周
波数指令増加時）のＰＷＭモード切換周波数より、減速
時（出力周波数指令減少時）のＰＷＭモード切換周波数
の方を低く設定する、つまりヒステリシス幅を設定する
ことも可能である。このようなＰＷＭモード切換周波数
を設定した例を図２５に示す。図２５において、ｆ1 は
非同期ＰＷＭモードから１５パルス同期ＰＷＭモード、
ｆ1'は１５パルス同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモ
ード、ｆ2 は１５パルス同期ＰＷＭモードから９パルス
同期ＰＷＭモード、そしてｆ２’は９パルス同期ＰＷＭ
モードから１５パルス同期ＰＷＭモードへのＰＷＭモー
ド切換周波数である。例えば、加速時において、非同期
ＰＷＭモードから１５パルス同期ＰＷＭモードへの第１
のＰＷＭモード切換許可信号、すなわちＮｐ＝２は出力
周波数指令がｆ１ になったときに出力される。減速時
には、１５パルス同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモ
ードへの第１のＰＷＭモード切換許可信号、すなわちＮ
ｐ＝１は出力周波数指令がｆ1 のときには出力されず、
ｆ1'になったときに出力される。なお、ヒステリシス幅
（ｆ1 −ｆ1'）および（ｆ2 −ｆ2'）は任意に設定でき
る。このフローチャートを図２６に示す。なお、フロー
チャート中では、Ｈｙｓという変数を用いてヒステリシ
スを表現している。Embodiment 5 FIG. Embodiments 1 to 3 of the present invention
In, in the PWM mode switching frequency, the PWM mode switching frequency during deceleration (when the output frequency command decreases) is set lower than the PWM mode switching frequency during acceleration (when the output frequency command increases), that is, the hysteresis width is set. It is also possible to do so. FIG. 25 shows an example in which such a PWM mode switching frequency is set. In FIG. 25, f 1 is from the asynchronous PWM mode to the 15-pulse synchronous PWM mode,
f 1 'is 15 pulse synchronous PWM mode to asynchronous PWM mode, f 2 is 15 pulse synchronous PWM mode to 9 pulse synchronous PWM mode, and f 2 ' is 9 pulse synchronous PWM mode
It is the PWM mode switching frequency from the mode to the 15-pulse synchronous PWM mode. For example, during acceleration, the first from the asynchronous PWM mode to the 15-pulse synchronous PWM mode
The PWM mode switching permission signal of, that is, Np = 2 is output when the output frequency command becomes f 1 . At the time of deceleration, the first PWM mode switching permission signal from the 15-pulse synchronous PWM mode to the asynchronous PWM mode, that is, N
p = 1 is not output when the output frequency command is f 1 ,
Output when f 1 'is reached. Incidentally, 'and (f 2 -f 2 hysteresis width (f 1 -f 1)') can be optionally set. This flowchart is shown in FIG. In the flowchart, the variable Hys is used to express hysteresis.
【００７６】ＰＷＭモード切換周波数にヒステリシス幅
がない場合には、例えば出力周波数指令が非同期ＰＷＭ
モードと１５パルス同期ＰＷＭモードのＰＷＭモード切
換周波数付近になると、ＰＷＭモードが不必要に変化す
る、いわゆるチャタリングという現象が起こる可能性が
ある。前述したようなヒステリシス幅を設定しておく
と、出力周波数指令がＰＷＭモード切換周波数付近であ
る場合にも、ＰＷＭモードが不必要に変化しないのでチ
ャタリングは起こらず、ＰＷＭモードの円滑な切換が可
能となる。When the PWM mode switching frequency has no hysteresis width, for example, the output frequency command is asynchronous PWM.
When the frequency is close to the PWM mode switching frequency between the 15-pulse synchronous PWM mode and the 15-pulse synchronous PWM mode, a phenomenon called so-called chattering may occur in which the PWM mode changes unnecessarily. By setting the hysteresis width as described above, even if the output frequency command is near the PWM mode switching frequency, the PWM mode does not change unnecessarily, chattering does not occur, and smooth switching of the PWM mode is possible. Becomes
【００７７】実施の形態６．本発明の実施の形態１〜３
において、同期ＰＷＭモードにおける位相θ2 は式
（４）を用いて決定している。このθ2 の決定方法で
は、例えば非同期ＰＷＭモードから１５パルス同期ＰＷ
ＭモードへのＰＷＭモード切換時に、電圧指令ベクトル
の位相θ1 ＝１゜の場合にはθ2 ＝６゜となり、θ1 に
対する位相差が大きくなる。本発明の３レベルインバー
タ装置においては、ＰＷＭモード切換時の位相差を小さ
くすることも可能で、以下にその方法について説明す
る。Embodiment 6 FIG. Embodiments 1 to 3 of the present invention
In, the phase θ 2 in the synchronous PWM mode is determined using the equation (4). In this determination method of θ 2 , for example, from the asynchronous PWM mode to the 15-pulse synchronous PW
At the time of switching the PWM mode to the M mode, if the phase of the voltage command vector is θ 1 = 1 °, θ 2 = 6 °, and the phase difference with respect to θ 1 becomes large. In the three-level inverter device of the present invention, it is possible to reduce the phase difference at the time of switching the PWM mode. The method will be described below.
【００７８】非同期ＰＷＭモードから１５パルス同期Ｐ
ＷＭモードへのＰＷＭモード切換時の電圧指令ベクトル
の位相がθ1 ＝１°であれば、ＰＷＭモード切換直後の
１５パルス同期ＰＷＭモードにおける位相はθ2 ＝１°
とする。つまり、このθ2 の決定方法では、ＰＷＭモー
ド切換時の電圧指令ベクトルの位相と同期ＰＷＭモード
における位相との差をなくすことできる。また、１５パ
ルス同期ＰＷＭモードの場合には、１周期の位相増加分
Δθ＝１２°であるから、以降の各周期ではＰＷＭ周期
ごとにΔθを加え、θ2 ＝１３°、２５°、３７°、４
９°となる。15 pulses synchronous P from asynchronous PWM mode
If the phase of the voltage command vector when the PWM mode is switched to the WM mode is θ 1 = 1 °, the phase in the 15-pulse synchronous PWM mode immediately after switching the PWM mode is θ 2 = 1 °.
And That is, this method of determining θ 2 can eliminate the difference between the phase of the voltage command vector when switching the PWM mode and the phase in the synchronous PWM mode. Further, in the case of the 15-pulse synchronous PWM mode, since the phase increment Δθ = 12 ° for one cycle, Δθ is added for each PWM cycle in each subsequent cycle, and θ 2 = 13 °, 25 °, 37 ° Four
9 °.
【００７９】ここで、式（４）に従って、切換後の位相
θ2を決める場合と、この実施の形態６で説明したよう
にθ2＝θ1とする場合との他の要素に与える影響につき
説明する。図２７は、電圧指令ベクトルの振幅ｋがｋ＝
ｋ′の９パルス同期ＰＷＭモードである。同図（１）は
式（４）に従って位相を決めた場合、同図（２）は式
（４）に従わずθ2＝θ1とする場合である。式（４）に
従って位相を決めれば、電圧指令ベクトルは周期１では
Ｎｒ＝２、周期２ではＮｒ＝３、周期３ではＮｒ＝４に
必ず含まれるので、ＰＷＭパターン（電圧ベクトルの出
力順序）は１通りでよいことが分かる。したがって、こ
の場合には各区間の各ＰＷＭ周期において最初に出力す
る電圧ベクトルは予め決まっている。Here, the influence on other elements when the phase θ 2 after switching is determined according to the equation (4) and when θ 2 = θ 1 as described in the sixth embodiment will be described. explain. In FIG. 27, the amplitude k of the voltage command vector is k =
This is a 9-pulse synchronous PWM mode of k '. The figure (1) shows the case where the phase is determined according to the equation (4), and the figure (2) shows the case where θ 2 = θ 1 without following the equation (4). If the phase is determined according to equation (4), the voltage command vector is always included in Nr = 2 in cycle 1, Nr = 3 in cycle 2, and Nr = 4 in cycle 3, so the PWM pattern (output order of voltage vectors) is You can see that one way is enough. Therefore, in this case, the voltage vector output first in each PWM cycle of each section is predetermined.
【００８０】これに対して式（４）に従わない図２７
（２）の場合には、電圧指令ベクトルは周期１ではＮｒ
＝２，周期２ではＮｒ＝２，周期３ではＮｒ＝４に含ま
れるので、これに対応したＰＷＭパターンが別途必要で
ある。また、位相が例えば１５°，３５°，５５°であ
る場合には、電圧指令ベクトルは周期１ではＮｒ＝２、
周期２ではＮｒ＝４、周期３ではＮｒ＝４に含まれるの
で、これに対応したＰＷＭパターンが必要である。つま
り、式（４）に従って同期ＰＷＭモードにおける位相を
決定しないと、複数のＰＷＭパターンが必要になる。そ
して、これらの場合には、各区間の各ＰＷＭ周期におい
て最初に出力する電圧ベクトルが異なってしまう。この
ように複数のＰＷＭパターンを持っておく必要がある方
法は、ＲＯＭの必要記憶量を増大させ、ＰＷＭモード切
換判定条件の複雑化を招いてしまう。式（４）に従って
同期ＰＷＭモードにおける位相を決定することは、これ
らの問題点を回避できるというメリットがある。なお、
上記各実施の形態では、いわゆるＶ／ｆ一定制御方式を
適用した場合について説明したが、この発明は適用上、
必ずしもこの制御方式に限られるものではない。On the other hand, FIG. 27 not complying with the equation (4).
In the case of (2), the voltage command vector is Nr in cycle 1.
= 2, Nr = 2 in cycle 2, and Nr = 4 in cycle 3; therefore, a PWM pattern corresponding to this is required separately. When the phases are, for example, 15 °, 35 °, 55 °, the voltage command vector is Nr = 2 in cycle 1.
Since the period 2 includes Nr = 4 and the period 3 includes Nr = 4, a PWM pattern corresponding thereto is required. That is, unless the phase in the synchronous PWM mode is determined according to the equation (4), a plurality of PWM patterns are required. In these cases, the voltage vector output first in each PWM cycle of each section is different. As described above, the method in which it is necessary to have a plurality of PWM patterns increases the required storage amount of the ROM, and complicates the PWM mode switching determination condition. Determining the phase in the synchronous PWM mode according to the equation (4) has an advantage that these problems can be avoided. In addition,
In each of the above-described embodiments, the case where the so-called V / f constant control method is applied has been described.
The control method is not necessarily limited to this.
【００８１】[0081]
【発明の効果】以上のように、請求項１の発明に係る３
レベルインバータ装置は、電圧指令ベクトルの周波数が
所定の切換基準値に達したとき切換信号を出力する手
段、および上記切換信号が出力された時点のＰＷＭ周期
における最後の電圧ベクトルと、切換えた場合の切換え
直後のＰＷＭ周期における最初の電圧ベクトルとが同一
のスイッチング状態にあるかまたは一対のスイッチング
動作で移行可能なスイッチング状態にあるという切換判
定条件のもとでＰＷＭモードの切換えを実行する手段を
備えたので、電圧ベクトルＰＷＭ方式においても、異な
るＰＷＭモード間の切換が円滑になされる。As described above, according to the invention of claim 1,
The level inverter device outputs a switching signal when the frequency of the voltage command vector reaches a predetermined switching reference value, and the last voltage vector in the PWM cycle at the time when the switching signal is output. A means for executing the switching of the PWM mode is provided under the switching determination condition that the first voltage vector in the PWM cycle immediately after the switching is in the same switching state or in the switching state in which the transition is possible by the pair of switching operations. Therefore, even in the voltage vector PWM method, switching between different PWM modes can be smoothly performed.
【００８２】また、請求項２の発明に係る３レベルイン
バータ装置は、電圧ベクトルの座標系に、位相角を等分
割してなる６つの区間と、これら各区間内に電圧ベクト
ルの互いに隣接する３つの接点を結んでなる４つの領域
とを設定し、ＰＷＭモード毎に電圧指令ベクトルが取り
得る上記区間および領域に応じて各ＰＷＭ周期における
電圧ベクトルの出力順序を予め決定し、これら電圧ベク
トルおよびその出力順序を記憶する手段を備え、上記記
憶された電圧ベクトルおよびその出力順序に基づき、Ｐ
ＷＭモードの切換判定条件の判断を行うようにしたの
で、記憶内容に従ってＰＷＭ周期や区間、領域の判別を
行えば足り、制御動作の中で個々に切換判定条件自体の
演算を行う必要がなくなり、確実で高速度の制御特性が
得られる。In the three-level inverter device according to the second aspect of the present invention, the voltage vector coordinate system has six sections in which the phase angles are equally divided, and the voltage vectors in each section are adjacent to each other. 4 areas configured by connecting one contact are set, and the output order of the voltage vectors in each PWM cycle is determined in advance according to the above-mentioned sections and areas that the voltage command vector can take for each PWM mode. Means for storing the output sequence, and based on the stored voltage vector and its output sequence, P
Since the determination of the switching determination condition in the WM mode is performed, it is sufficient to determine the PWM cycle, the section, and the region according to the stored contents, and it is not necessary to individually calculate the switching determination condition itself in the control operation. A reliable and high-speed control characteristic can be obtained.
【００８３】また、請求項３の発明に係る３レベルイン
バータ装置は、非同期ＰＷＭモードまたは同期ＰＷＭモ
ードである第１のＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードで
ある第２のＰＷＭモードへ切換える場合において、切換
信号が出力された時点の上記第１のＰＷＭモードのＰＷ
Ｍ周期における電圧指令ベクトルの位相角θ1を検出す
る手段、上記位相角θ1との差が所定値以内の位相角θ2
を有する上記第２のＰＷＭモードのＰＷＭ周期を選択す
る手段、および上記選択された第２のＰＷＭモードのＰ
ＷＭ周期と上記第１のＰＷＭモードのＰＷＭ周期とが切
換判定条件を満足するか否かを判断する手段を備えたの
で、予め記憶しておくべき電圧ベクトルの出力順序のパ
ターンの種類を最小限にでき、簡便迅速な制御動作で第
１のＰＷＭモードから第２のＰＷＭモードへの切換が可
能となる。Further, in the three-level inverter device according to the invention of claim 3, when switching from the first PWM mode which is the asynchronous PWM mode or the synchronous PWM mode to the second PWM mode which is the synchronous PWM mode, the switching signal PW in the first PWM mode at the time when is output
A means for detecting the phase angle θ 1 of the voltage command vector in the M cycle, and a phase angle θ 2 whose difference from the phase angle θ 1 is within a predetermined value.
Means for selecting the PWM period of the second PWM mode, and P of the selected second PWM mode
Since the means for determining whether the WM cycle and the PWM cycle of the first PWM mode satisfy the switching determination condition is provided, the number of types of patterns of the output sequence of the voltage vector to be stored in advance is minimized. Therefore, it is possible to switch from the first PWM mode to the second PWM mode with a simple and quick control operation.
【００８４】また、請求項４の発明に係る３レベルイン
バータ装置は、同期ＰＷＭモードから非同期ＰＷＭモー
ドへ切換える場合において、上記同期ＰＷＭモードの各
ＰＷＭ周期の最初と最後の電圧ベクトルに中性点電圧ベ
クトル（直流電源の中性点出力端子に電流の出入を生じ
させる電圧ベクトル）を配し、上記非同期ＰＷＭモード
の各ＰＷＭ周期の最初と最後の電圧ベクトルに零電圧ベ
クトル（すべての線間電圧が零となる電圧ベクトル）を
配するようにしておき、切換信号が出力された時点の上
記同期ＰＷＭモードのＰＷＭ周期との間で切換判定条件
を満足する上記非同期ＰＷＭモードのＰＷＭ周期を選択
し、この選択された上記非同期ＰＷＭモードのＰＷＭ周
期へ切換えを実行する手段を備えたので、切換後のＰＷ
Ｍ周期の選択が迅速確実にでき、同期ＰＷＭモードから
非同期ＰＷＭモードへの切換が高速になされる。Further, in the three-level inverter device according to the invention of claim 4, when switching from the synchronous PWM mode to the asynchronous PWM mode, the neutral point voltage is applied to the first and last voltage vectors of each PWM cycle of the synchronous PWM mode. A vector (a voltage vector that causes current to flow in and out of the neutral point output terminal of the DC power supply) is arranged, and a zero voltage vector (all line voltages are set to the first and last voltage vectors of each PWM cycle in the asynchronous PWM mode). A voltage vector that becomes zero) is selected, and the PWM cycle of the asynchronous PWM mode that satisfies the switching determination condition with the PWM cycle of the synchronous PWM mode at the time when the switching signal is output is selected, Since the means for executing the switching to the PWM cycle of the selected asynchronous PWM mode is provided, the PW after the switching is provided.
The selection of the M period can be performed quickly and reliably, and the switching from the synchronous PWM mode to the asynchronous PWM mode can be performed at high speed.
【００８５】また、請求項５の発明に係る３レベルイン
バータ装置は、異なるＰＷＭモードへ切換えるための切
換信号を出力する場合の電圧指令ベクトルの周波数の切
換基準値として、上記電圧指令ベクトルの周波数の増加
時に設定する値より減少時に設定する値を小さくしたの
で、切換時の不必要なチャタリングが起こらず、ＰＷＭ
モードの切換が円滑になされる。Further, in the three-level inverter device according to the invention of claim 5, the frequency of the voltage command vector is set as the reference value for switching the frequency of the voltage command vector when outputting the switching signal for switching to the different PWM mode. Since the value set at the time of decrease is made smaller than the value set at the time of increase, unnecessary chattering at the time of switching does not occur, and PWM
Mode switching is smoothly performed.
【図１】 本発明における３レベルインバータ装置の構
成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of a three-level inverter device according to the present invention.
【図２】 ３レベルインバータの回路構成図である。FIG. 2 is a circuit configuration diagram of a three-level inverter.
【図３】 ３レベルインバータの電圧ベクトルを示す図
である。FIG. 3 is a diagram showing voltage vectors of a three-level inverter.
【図４】 電圧指令ベクトルの区間を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a section of a voltage command vector.
【図５】 電圧指令ベクトルの領域を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a region of a voltage command vector.
【図６】 電圧ベクトルに基づいたＰＷＭ方式の原理を
示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a principle of a PWM system based on a voltage vector.
【図７】 マイクロコンピュータ２の動作のフローチャ
ートを示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a flowchart of the operation of the microcomputer 2.
【図８】 ＰＷＭモード決定方法のフローチャートを示
す図である。FIG. 8 is a diagram showing a flowchart of a PWM mode determination method.
【図９】 非同期ＰＷＭモード（区間１，２，３）にお
ける電圧ベクトルの出力順序を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing an output sequence of voltage vectors in an asynchronous PWM mode (sections 1, 2, 3).
【図１０】 非同期ＰＷＭモード（区間４，５，６）に
おける電圧ベクトルの出力順序を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing an output sequence of voltage vectors in an asynchronous PWM mode (sections 4, 5, 6).
【図１１】 スイッチング素子の動作状態と出力電圧波
形とを説明する図である。FIG. 11 is a diagram illustrating an operating state of a switching element and an output voltage waveform.
【図１２】 １５パルス同期ＰＷＭモードの区間１で、
電圧指令ベクトルの振幅ｋが変化した場合の電圧ベクト
ルの出力順序を示す図である。FIG. 12 is a section 1 of 15-pulse synchronous PWM mode,
It is a figure which shows the output order of the voltage vector when the amplitude k of a voltage command vector changes.
【図１３】 １５パルス同期ＰＷＭモードの区間１で、
電圧指令ベクトルの振幅ｋが変化した場合の電圧ベクト
ルの出力順序を示す図である。FIG. 13 is a section 1 of 15-pulse synchronous PWM mode,
It is a figure which shows the output order of the voltage vector when the amplitude k of a voltage command vector changes.
【図１４】 １５パルス同期ＰＷＭモード（区間１，
２，３）の電圧ベクトルの出力順序を示す図である。FIG. 14 is a 15-pulse synchronous PWM mode (section 1,
It is a figure which shows the output order of the voltage vector of 2 and 3).
【図１５】 １５パルス同期ＰＷＭモード（区間４，
５，６）の電圧ベクトルの出力順序を示す図である。FIG. 15: 15-pulse synchronous PWM mode (section 4,
It is a figure which shows the output order of the voltage vector of 5, 6).
【図１６】 １５パルス同期ＰＷＭモードにおける位相
θ2の決定方法のフローチャートである。FIG. 16 is a flowchart of a method for determining the phase θ 2 in the 15-pulse synchronous PWM mode.
【図１７】 非同期ＰＷＭモードから１５パルス同期Ｐ
ＷＭモードへのＰＷＭモード切換判定のフローチャート
を示す図である。FIG. 17: 15-pulse synchronous P from asynchronous PWM mode
It is a figure which shows the flowchart of the determination of PWM mode switching to WM mode.
【図１８】 １５パルス同期ＰＷＭモードから非同期Ｐ
ＷＭモードへのＰＷＭモード切換判定のフローチャート
を示す図である。FIG. 18: 15-pulse synchronous PWM mode to asynchronous P
It is a figure which shows the flowchart of the determination of PWM mode switching to WM mode.
【図１９】 ９パルス同期ＰＷＭモード（区間１，２，
３）の電圧ベクトルの出力順序を示す図である。FIG. 19 is a 9-pulse synchronous PWM mode (sections 1, 2,
It is a figure which shows the output order of the voltage vector of 3).
【図２０】 ９パルス同期ＰＷＭモード（区間４，５，
６）の電圧ベクトルの出力順序を示す図である。FIG. 20 is a 9-pulse synchronous PWM mode (sections 4, 5,
It is a figure which shows the output order of the voltage vector of 6).
【図２１】 １５パルス同期ＰＷＭモードから９パルス
同期ＰＷＭモードへのＰＷＭモード切換判定のフローチ
ャートを示す図である。FIG. 21 is a diagram showing a flowchart of determination of PWM mode switching from the 15-pulse synchronous PWM mode to the 9-pulse synchronous PWM mode.
【図２２】 ９パルス同期ＰＷＭモードから１５パルス
同期ＰＷＭモードへのＰＷＭモード切換判定のフローチ
ャートを示す図である。FIG. 22 is a diagram showing a flowchart of PWM mode switching determination from 9-pulse synchronous PWM mode to 15-pulse synchronous PWM mode.
【図２３】 ３パルス同期ＰＷＭモードの電圧ベクトル
の出力順序を示す図である。FIG. 23 is a diagram showing an output sequence of voltage vectors in the 3-pulse synchronous PWM mode.
【図２４】 １パルス同期ＰＷＭモードの電圧ベクトル
の出力順序を示す図である。FIG. 24 is a diagram showing an output sequence of voltage vectors in the 1-pulse synchronous PWM mode.
【図２５】 ＰＷＭモード切換周波数のヒステリシス幅
を示す図である。FIG. 25 is a diagram showing a hysteresis width of a PWM mode switching frequency.
【図２６】 ＰＷＭモード切換周波数にヒステリシス幅
がある場合のＰＷＭモード決定方法のフローチャートを
示す図である。FIG. 26 is a diagram showing a flowchart of a PWM mode determination method when the PWM mode switching frequency has a hysteresis width.
【図２７】 ＰＷＭモード切換後の位相θ2を決定する
２種類の方法について説明する図である。FIG. 27 is a diagram illustrating two types of methods for determining the phase θ 2 after switching the PWM mode.
【図２８】 三角波比較ＰＷＭ方式の原理を示す図であ
る。FIG. 28 is a diagram showing the principle of the triangular wave comparison PWM system.
１ 電圧指令ベクトル発生手段、２ マイクロコンピュ
ータ、３ クロック信号発生手段、４，５ カウンタ、
６ 電圧ベクトル選択手段、７ スイッチング信号作成
手段、８ ３レベルインバータ、９ 直流電源、１０，
１１ 平滑コンデンサ、１２〜１５，２３〜２６，３４
〜３７ スイッチング素子、２２，３３，４４ 出力端
子。1 voltage command vector generating means, 2 microcomputer, 3 clock signal generating means, 4, 5 counter,
6 voltage vector selecting means, 7 switching signal creating means, 8 3 level inverter, 9 DC power supply, 10,
11 smoothing capacitors, 12 to 15, 23 to 26, 34
~ 37 switching elements, 22, 33, 44 output terminals.
Claims (5)
と負極との間に、順次、第１ないし第４のスイッチング
素子を直列接続するとともに、上記第１と第２のスイッ
チング素子の接続点および第３と第４のスイッチング素
子の接続点をダイオードを介して上記中性点出力端子に
接続してなり、上記第２と第３のスイッチング素子の接
続点をインバータの出力端子とする３レベルインバータ
を３相分設け、上記各相のスイッチング素子のスイッチ
ング状態に対応して定まる電圧ベクトルを、周期毎に与
えられる電圧指令ベクトルに応じて順次パルス幅変調
（ＰＷＭ）により出力することにより電圧を制御する３
レベルインバータ装置であって、上記ＰＷＭ周期が電圧
指令ベクトルの周波数によらず一定である非同期ＰＷＭ
モードと上記ＰＷＭ周期の逆数が電圧指令ベクトルの周
波数の整数倍となるように当該ＰＷＭ周期が変化する同
期ＰＷＭモードとを備え、上記電圧指令ベクトルの周波
数に応じて、上記非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモー
ドとの間、または互いに異なる同期ＰＷＭモードの間の
ＰＷＭモード切換を行うように構成されたものにおい
て、 上記電圧指令ベクトルの周波数が所定の切換基準値に達
したとき切換信号を出力する手段、および上記切換信号
が出力された時点のＰＷＭ周期における最後の電圧ベク
トルと、切換えた場合の切換え直後のＰＷＭ周期におけ
る最初の電圧ベクトルとが同一のスイッチング状態にあ
るかまたは一対のスイッチング動作で移行可能なスイッ
チング状態にあるという切換判定条件のもとでＰＷＭモ
ードの切換えを実行する手段を備えたことを特徴とする
３レベルインバータ装置。1. A first to a fourth switching element are sequentially connected in series between a positive electrode and a negative electrode of a DC power supply having a neutral point output terminal, and the first and second switching elements are connected. 3 and the connection point of the third and fourth switching elements are connected to the neutral point output terminal via a diode, and the connection point of the second and third switching elements is used as the output terminal of the inverter. 3 By providing level inverters for three phases and outputting the voltage vector determined corresponding to the switching state of the switching element of each phase sequentially by pulse width modulation (PWM) according to the voltage command vector given in each cycle To control 3
A level inverter device, wherein the PWM cycle is constant regardless of the frequency of the voltage command vector
Mode and a synchronous PWM mode in which the PWM cycle changes so that the reciprocal of the PWM cycle is an integer multiple of the frequency of the voltage command vector, and the asynchronous PWM mode and the synchronous PWM are provided according to the frequency of the voltage command vector. And a means for outputting a switching signal when the frequency of the voltage command vector reaches a predetermined switching reference value. And the last voltage vector in the PWM cycle at the time when the switching signal is output and the first voltage vector in the PWM cycle immediately after switching when the switching signal is output are in the same switching state or can be switched by a pair of switching operations. Switching the PWM mode under the switching determination condition that it is in a different switching state. A three-level inverter device comprising means for executing.
割してなる６つの区間と、これら各区間内に電圧ベクト
ルの互いに隣接する３つの接点を結んでなる４つの領域
とを設定し、ＰＷＭモード毎に電圧指令ベクトルが取り
得る上記区間および領域に応じて各ＰＷＭ周期における
電圧ベクトルの出力順序を予め決定し、これら電圧ベク
トルおよびその出力順序を記憶する手段を備え、上記記
憶された電圧ベクトルおよびその出力順序に基づき、Ｐ
ＷＭモードの切換判定条件の判断を行うようにしたこと
を特徴とする請求項１記載の３レベルインバータ装置。2. The voltage vector coordinate system is provided with six sections formed by equally dividing the phase angle and four areas formed by connecting three mutually adjacent contacts of the voltage vector in each section. , The means for predetermining the output order of the voltage vectors in each PWM cycle according to the sections and regions that the voltage command vector can take for each PWM mode, and storing the voltage vectors and the output order thereof. Based on the voltage vector and its output order, P
3. The three-level inverter device according to claim 1, wherein the switching determination condition for the WM mode is determined.
ードである第１のＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードで
ある第２のＰＷＭモードへ切換える場合において、切換
信号が出力された時点の上記第１のＰＷＭモードのＰＷ
Ｍ周期における電圧指令ベクトルの位相角θ1を検出す
る手段、上記位相角θ1との差が所定値以内の位相角θ2
を有する上記第２のＰＷＭモードのＰＷＭ周期を選択す
る手段、および上記選択された第２のＰＷＭモードのＰ
ＷＭ周期と上記第１のＰＷＭモードのＰＷＭ周期とが切
換判定条件を満足するか否かを判断する手段を備えたこ
とを特徴とする請求項２記載の３レベルインバータ装
置。3. When switching from a first PWM mode, which is an asynchronous PWM mode or a synchronous PWM mode, to a second PWM mode, which is a synchronous PWM mode, the first PWM mode at the time when a switching signal is output is set. PW
A means for detecting the phase angle θ 1 of the voltage command vector in the M cycle, and a phase angle θ 2 whose difference from the phase angle θ 1 is within a predetermined value.
Means for selecting the PWM period of the second PWM mode, and P of the selected second PWM mode
3. The three-level inverter device according to claim 2, further comprising means for determining whether or not the WM cycle and the PWM cycle in the first PWM mode satisfy a switching determination condition.
ドへ切換える場合において、上記同期ＰＷＭモードの各
ＰＷＭ周期の最初と最後の電圧ベクトルに中性点電圧ベ
クトル（直流電源の中性点出力端子に電流の出入を生じ
させる電圧ベクトル）を配し、上記非同期ＰＷＭモード
の各ＰＷＭ周期の最初と最後の電圧ベクトルに零電圧ベ
クトル（すべての線間電圧が零となる電圧ベクトル）を
配するようにしておき、切換信号が出力された時点の上
記同期ＰＷＭモードのＰＷＭ周期との間で切換判定条件
を満足する上記非同期ＰＷＭモードのＰＷＭ周期を選択
し、この選択された上記非同期ＰＷＭモードのＰＷＭ周
期へ切換えを実行する手段を備えたことを特徴とする請
求項２記載の３レベルインバータ装置。4. When switching from the synchronous PWM mode to the asynchronous PWM mode, the neutral point voltage vector (the current at the neutral point output terminal of the DC power source is set to the first and last voltage vectors of each PWM cycle of the synchronous PWM mode). A voltage vector that causes ingress / egress is arranged, and a zero voltage vector (a voltage vector at which all line voltages are zero) is arranged at the first and last voltage vectors of each PWM cycle in the asynchronous PWM mode. , Selecting a PWM cycle of the asynchronous PWM mode that satisfies the switching determination condition with the PWM cycle of the synchronous PWM mode at the time when the switching signal is output, and switching to the selected PWM cycle of the asynchronous PWM mode 3. The three-level inverter device according to claim 2, further comprising means for executing.
換信号を出力する場合の電圧指令ベクトルの周波数の切
換基準値として、上記電圧指令ベクトルの周波数の増加
時に設定する値より減少時に設定する値を小さくしたこ
とを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の３
レベルインバータ装置。5. As a reference value for switching the frequency of the voltage command vector when outputting a switching signal for switching to a different PWM mode, a value set when the frequency of the voltage command vector is set to be smaller than a value set when the frequency is decreased. The method according to any one of claims 1 to 4, characterized in that
Level inverter device.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7336882A JPH09182452A (en) | 1995-12-25 | 1995-12-25 | Three-level inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7336882A JPH09182452A (en) | 1995-12-25 | 1995-12-25 | Three-level inverter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09182452A true JPH09182452A (en) | 1997-07-11 |
Family
ID=18303535
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7336882A Pending JPH09182452A (en) | 1995-12-25 | 1995-12-25 | Three-level inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09182452A (en) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003107520A1 (en) * | 2002-06-12 | 2003-12-24 | 株式会社安川電機 | Pwm inverter control method |
| JP2010200537A (en) * | 2009-02-26 | 2010-09-09 | Mitsubishi Electric Corp | Power converter |
| CN101860249A (en) * | 2010-04-02 | 2010-10-13 | 艾默生网络能源有限公司 | Three-level inverter and zero-crossing switching logic control method thereof |
| JP2011205856A (en) * | 2010-03-26 | 2011-10-13 | Mitsubishi Electric Corp | Control device |
| JP2012039853A (en) * | 2010-07-13 | 2012-02-23 | Doshisha | Control method and control device of pwm inverter |
| CN102684532A (en) * | 2012-04-23 | 2012-09-19 | 华为技术有限公司 | Three-level inverter |
| JP2020025451A (en) * | 2018-08-01 | 2020-02-13 | 株式会社安川電機 | Power converter and control method |
| CN110798088A (en) * | 2018-08-01 | 2020-02-14 | 株式会社安川电机 | Power conversion apparatus and control method |
| CN117200333A (en) * | 2023-11-08 | 2023-12-08 | 深圳鹏城新能科技有限公司 | Phase sequence processing method and device based on single-phase inverter and electronic equipment |
-
1995
- 1995-12-25 JP JP7336882A patent/JPH09182452A/en active Pending
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003107520A1 (en) * | 2002-06-12 | 2003-12-24 | 株式会社安川電機 | Pwm inverter control method |
| US7042741B2 (en) | 2002-06-12 | 2006-05-09 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | PWM inverter control method |
| CN100418296C (en) * | 2002-06-12 | 2008-09-10 | 株式会社安川电机 | PWM inverter control method |
| JP2010200537A (en) * | 2009-02-26 | 2010-09-09 | Mitsubishi Electric Corp | Power converter |
| JP2011205856A (en) * | 2010-03-26 | 2011-10-13 | Mitsubishi Electric Corp | Control device |
| CN101860249A (en) * | 2010-04-02 | 2010-10-13 | 艾默生网络能源有限公司 | Three-level inverter and zero-crossing switching logic control method thereof |
| JP2012039853A (en) * | 2010-07-13 | 2012-02-23 | Doshisha | Control method and control device of pwm inverter |
| CN102684532A (en) * | 2012-04-23 | 2012-09-19 | 华为技术有限公司 | Three-level inverter |
| JP2020025451A (en) * | 2018-08-01 | 2020-02-13 | 株式会社安川電機 | Power converter and control method |
| CN110798088A (en) * | 2018-08-01 | 2020-02-14 | 株式会社安川电机 | Power conversion apparatus and control method |
| US11070143B2 (en) | 2018-08-01 | 2021-07-20 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Power conversion device with selective voltage control |
| CN117200333A (en) * | 2023-11-08 | 2023-12-08 | 深圳鹏城新能科技有限公司 | Phase sequence processing method and device based on single-phase inverter and electronic equipment |
| CN117200333B (en) * | 2023-11-08 | 2024-03-08 | 深圳鹏城新能科技有限公司 | Phase sequence processing method and device based on single-phase inverter and electronic equipment |
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