JPH0897798A - Ofdm modulator and ofdm demodulator - Google Patents
Ofdm modulator and ofdm demodulatorInfo
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- JPH0897798A JPH0897798A JP6229126A JP22912694A JPH0897798A JP H0897798 A JPH0897798 A JP H0897798A JP 6229126 A JP6229126 A JP 6229126A JP 22912694 A JP22912694 A JP 22912694A JP H0897798 A JPH0897798 A JP H0897798A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は複数の直交キャリアを複
素データでディジタル変調するＯＦＤＭ変調方式におけ
る、ＯＦＤＭ変調器及びＯＦＤＭ復調器に関するもので
ある。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an OFDM modulator and an OFDM demodulator in an OFDM modulation system for digitally modulating a plurality of orthogonal carriers with complex data.
【０００２】[0002]
【従来の技術】送信すべきデータを複数の系列に分割
し、分割された個々のデータ系列により複数の直交キャ
リアをそれぞれディジタル変調する直交周波数分割多重
方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄ
ｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、以下、
「ＯＦＤＭ」という。）が知られている。この変調方式
は、矩形の周波数スペクトルであるから周波数利用効率
が良く、また、１シンボル時間が長いからマルチパス妨
害に強い。このような特長を有するため、ディジタル地
上波放送やディジタル移動体通信への利用が検討されて
いる。2. Description of the Related Art Orthogonal Frequency Division Multiplexing (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) method in which data to be transmitted is divided into a plurality of sequences, and a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated by respective divided data sequences.
Ivision Multiplexing, below,
It is called "OFDM". )It has been known. This modulation method has a high frequency utilization efficiency because it has a rectangular frequency spectrum, and is strong against multipath interference because it has a long one symbol time. Because of these features, their use in digital terrestrial broadcasting and digital mobile communications is under consideration.
【０００３】図７は、従来のＯＦＤＭ変調器を説明する
説明図である。図中、８０はマッピング部、８１は直並
列変換部、８２はＩＦＦＴ部、８３は並直列変換部、８
４，８５はＤ／Ａ変換部、８６，８７はＬＰＦ部、８
８，８９は乗算部、９０は発振部、９１は移相部、９２
は加算部である。個々の直交キャリアを変調するための
ディジタル変調方式としては、任意のものでよいが、こ
の従来例は、一般に採用されているＱＰＳＫや１６ＱＡ
Ｍ等の直交変調方式を用いる例を示す。原理的には、デ
ィジタル変調方式に代えてアナログ変調方式を用いるこ
ともできる。FIG. 7 is an explanatory diagram for explaining a conventional OFDM modulator. In the figure, 80 is a mapping unit, 81 is a serial-parallel conversion unit, 82 is an IFFT unit, 83 is a parallel-serial conversion unit, 8
4, 85 are D / A converters, 86, 87 are LPF parts, 8
8, 89 is a multiplication unit, 90 is an oscillation unit, 91 is a phase shift unit, and 92
Is an adder. Any digital modulation method may be used to modulate each quadrature carrier, but this conventional example is generally adopted as QPSK or 16QA.
An example using a quadrature modulation method such as M will be shown. In principle, an analog modulation method can be used instead of the digital modulation method.
【０００４】送信データはマッピング部８０に入力さ
れ、ディジタル変調のための直交キャリアに対する振幅
と相対位相とを規定する同相軸（ｉ）データと直交軸
（ｑ）データとからなる複素データが形成される。この
複素データは、直並列変換部８１において、ＯＦＤＭを
構成する直交キャリアの数に等しい数の複素データの集
合（以下、「ＯＦＤＭシンボル」という。）に変換され
る。ＯＦＤＭシンボルを構成する各複素データは、複数
の直交キャリアに個別に割り当てられる。このＯＦＤＭ
シンボルは、逆高速フーリエ変換部であるＩＦＦＴ部８
２に入力される。ＩＦＦＴ部８２は、個々の直交キャリ
アの振幅および位相が対応する複素データによりディジ
タル変調されて得られる波形信号を出力する。その際、
この波形信号を時間軸上の複素データの形式で出力す
る。この時間軸上の複素データとは、ディジタル変調さ
れて得られる波形データの同相成分の波形（以下、「Ｉ
信号」という。）と直交成分の波形（以下、「Ｑ信号」
という。）を表わすものである。ＩＦＦＴ部８２から出
力される時間軸上の複素データは、時間軸上の複数時点
ごとのデータとして並列に出力されるが、並直列変換部
８３により変換されて、直列形式の時間軸上の複素デー
タ、Ｉ信号，Ｑ信号となる。The transmission data is input to the mapping section 80, and complex data composed of in-phase axis (i) data and quadrature axis (q) data that define the amplitude and relative phase with respect to the quadrature carrier for digital modulation is formed. It In the serial-parallel converter 81, this complex data is converted into a set of complex data (hereinafter, referred to as “OFDM symbol”) in a number equal to the number of orthogonal carriers forming OFDM. Each complex data forming an OFDM symbol is individually assigned to a plurality of orthogonal carriers. This OFDM
The symbol is an IFFT unit 8 which is an inverse fast Fourier transform unit.
Entered in 2. The IFFT unit 82 outputs a waveform signal obtained by digitally modulating the amplitude and phase of each quadrature carrier with corresponding complex data. that time,
This waveform signal is output in the form of complex data on the time axis. The complex data on the time axis is the waveform of the in-phase component of the waveform data obtained by digital modulation (hereinafter referred to as “I
Signal. ) And a waveform of a quadrature component (hereinafter, “Q signal”)
Say. ). The complex data on the time axis output from the IFFT unit 82 is output in parallel as data for each of a plurality of time points on the time axis, but is converted by the parallel-serial conversion unit 83 to generate complex data on the time axis in serial form. It becomes data, I signal, and Q signal.
【０００５】Ｉ信号，Ｑ信号は、それぞれ、Ｄ／Ａ変換
部８４，８５により、アナログ信号に変換され、ローパ
スフィルタであるＬＰＦ部８６，８７を介して、乗算部
８８，８９に入力される。Ｉ信号の系列は、乗算部８８
において発振部９０の出力と乗算され、Ｑ信号の系列
は、乗算部８９において移相部９１により発振部９０の
出力が−９０度移相されたものと乗算される。各乗算さ
れた出力は、加算部９２において加算され、ＯＦＤＭに
よる送信信号が出力される。なお、発振部９０は、無線
周波数帯、または、中間周波数帯の周波数ｆ１のキャリ
アを発生するものである。The I signal and the Q signal are converted into analog signals by the D / A converters 84 and 85, and are input to the multipliers 88 and 89 via the LPF units 86 and 87 which are low pass filters. . The series of I signals is multiplied by the multiplication unit 88.
In the multiplication section 89, the output of the oscillation section 90 is multiplied by −90 degrees in the multiplication section 89, and the output of the oscillation section 90 is multiplied by the output of the oscillation section 90. The outputs thus multiplied are added together by the adder 92, and the OFDM transmission signal is output. The oscillating unit 90 generates a carrier having a frequency f1 in the radio frequency band or the intermediate frequency band.
【０００６】図７に示されるＯＦＤＭ変調器の動作の一
例を、ＱＰＳＫを用いて直交キャリアをディジタル変調
する場合について説明する。An example of the operation of the OFDM modulator shown in FIG. 7 will be described in the case of digitally modulating an orthogonal carrier by using QPSK.
【０００７】図８は、ＱＰＳＫ変調方式のシンボルマッ
ピングを説明する説明図である。図中、４３はシンボル
の第１の座標点、４４は、シンボルの第２の座標点、４
５はシンボルの第３の座標点、４６はシンボルの第４の
座標点である。横軸はキャリアの位相と同相の同相軸、
縦軸はキャリアの位相と直交する位相の直交軸を表わ
す。ＱＰＳＫを用いた場合の複素データを、以下、ＱＰ
ＳＫシンボルＱk という。マッピング部８０において
は、送信データＳk に対応して、半径１の単位円上の４
つのシンボルの座標を表わすＱＰＳＫシンボルＱk が出
力される。例えば、直列形式の送信データは、２ビット
づつ（Ｓk ，Ｓk+1 ）に区切られ、Ｓk がＱＰＳＫシン
ボルＱk の同相軸（ｉ）の座標に対応し、Ｓk+1 がＱＰ
ＳＫシンボルＱk の直交軸（ｑ）の座標に対応する。そ
の結果、送信データ（０，０）、（０，１）、（１，
０）、（１，１）に対応して、それぞれ、シンボルの第
１の座標点４３、第２の座標点４４、第３の座標点４
５、第４の座標点４６を表わすＱＰＳＫシンボルＱk が
出力される。ＱＰＳＫシンボルＱk は、次式で表わされ
る。 Ｑk ＝（１／√２）［（１−２Ｓk ）＋（１−２
Ｓk+1 ）］ そして、２００のシリアルなＱＰＳＫシンボルＱk ＝
（Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 ，・・・，Ｑ199 ）は、直並列変換
部８１によって２００の並列なＱＰＳＫシンボル、
Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 ，・・・，Ｑ199 に変換され、１つの
ＯＦＤＭシンボルとなる。FIG. 8 is an explanatory diagram for explaining symbol mapping in the QPSK modulation method. In the figure, 43 is the first coordinate point of the symbol, 44 is the second coordinate point of the symbol, 4
Reference numeral 5 is the third coordinate point of the symbol, and 46 is the fourth coordinate point of the symbol. The horizontal axis is the in-phase axis that is in phase with the carrier phase,
The vertical axis represents the orthogonal axis of the phase orthogonal to the phase of the carrier. The complex data when QPSK is used is
This is called the SK symbol Q k . In the mapping unit 80, 4 on the unit circle of radius 1 is associated with the transmission data S k.
A QPSK symbol Q k representing the coordinates of one symbol is output. For example, serial-format transmission data is divided into 2 bits each (S k , S k + 1 ), S k corresponds to the coordinates of the in-phase axis (i) of the QPSK symbol Q k , and S k + 1 is QP.
It corresponds to the coordinates of the orthogonal axis (q) of the SK symbol Q k . As a result, the transmission data (0,0), (0,1), (1,
0) and (1, 1) corresponding to the first coordinate point 43, the second coordinate point 44, and the third coordinate point 4 of the symbol, respectively.
5, the QPSK symbol Q k representing the fourth coordinate point 46 is output. The QPSK symbol Q k is expressed by the following equation. Q k = (1 / √2) [(1-2S k ) + (1-2
S k + 1 )] and 200 serial QPSK symbols Q k =
(Q 0 , Q 1 , Q 2 , ..., Q 199 ) are 200 parallel QPSK symbols by the serial-parallel converter 81,
It is converted into Q 0 , Q 1 , Q 2 , ..., Q 199 and becomes one OFDM symbol.
【０００８】ＩＦＦＴ部８２のブロックは、逆ＤＦＴ、
すなわち、逆ディジタルフーリエ変換をするものであれ
ばよいが、通常、ＩＦＦＴ、すなわち、逆高速フーリエ
変換が使用される。直交キャリア信号の数を２００とす
るとき、この値以上で２のべき乗となる２５６の値をポ
イント数とする逆高速フーリエ変換を実行する。この説
明例では、２５６ポイント中２００ポイントにＱＰＳＫ
シンボルＱｋを割り当て、残りの５６ポイントに対応す
るＱＰＳＫシンボルは０とし、これに対応する直交キャ
リアを送信しない。なお、一般的には、同期用のＱＰＳ
Ｋシンボル等も加えられる。The block of the IFFT section 82 is an inverse DFT,
That is, IFFT, that is, an inverse fast Fourier transform, is usually used, although any one that performs an inverse digital Fourier transform may be used. When the number of quadrature carrier signals is 200, the inverse fast Fourier transform is performed with 256 as the number of points, which is a power of 2 above this value. In this example, 200 points out of 256 points are QPSK
The symbol Qk is assigned, the QPSK symbol corresponding to the remaining 56 points is set to 0, and the orthogonal carrier corresponding to this is not transmitted. Note that, in general, QPS for synchronization
K symbol etc. are also added.
【０００９】図９は、従来の直交キャリアの周波数軸上
の配置を説明する説明図である。図中、１０４は複数の
直交キャリア信号、１０５は中心周波数、１０６は周波
数間隔、１０７は各キャリア信号に対応するＱＰＳＫシ
ンボルＱk である。図面の横軸は周波数、縦軸は振幅レ
ベルを表す。Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボルの送信間隔、す
なわちＯＦＤＭシンボル周期である。直交キャリア信号
１０４は、中心周波数１０５を中心としてその左右に等
間隔１／Ｔｓの周波数間隔１０６で−１００／Ｔｓから
１００／Ｔｓまで配置されている。この例では、直交キ
ャリア信号１０４の数が２００であり、各直交キャリア
信号１０４に対応して複素データであるＱＰＳＫシンボ
ルＱk １０７は、Ｑ０からＱ１９９までが割り当てられ
ている。各直交キャリアがＱＰＳＫシンボルＱk １０７
によりディジタル変調されたときの周波数スペクトル
は、いわゆるｓｉｎｘ／ｘ型のカーブとなり、隣接直交
キャリアの周波数点において０となり、各直交キャリア
１０４の変調信号は、互いに干渉を受けずに復調され
る。FIG. 9 is an explanatory view for explaining the conventional arrangement of orthogonal carriers on the frequency axis. In the figure, 104 is a plurality of orthogonal carrier signals, 105 is a center frequency, 106 is a frequency interval, and 107 is a QPSK symbol Q k corresponding to each carrier signal. The horizontal axis of the drawing represents frequency and the vertical axis represents amplitude level. Ts is the OFDM symbol transmission interval, that is, the OFDM symbol period. The quadrature carrier signal 104 is arranged from the center frequency 105 to the left and right of the center frequency 105 at equal frequency intervals of 1 / Ts from -100 / Ts to 100 / Ts. In this example, the number of orthogonal carrier signals 104 is 200, and QPSK symbols Q k 107, which are complex data corresponding to each orthogonal carrier signal 104, are assigned Q 0 to Q 199. Each orthogonal carrier has a QPSK symbol Q k 107.
The frequency spectrum when digitally modulated by is a so-called sinx / x type curve and becomes 0 at the frequency point of the adjacent orthogonal carrier, and the modulated signals of the orthogonal carriers 104 are demodulated without mutual interference.
【００１０】図１０は、従来のガードインターバルを説
明する説明図である。図中、１０８は、１つのＯＦＤＭ
シンボルＱｋに対応する送信波形、１０９は有効シンボ
ル期間、１１０は有効シンボル期間の後部、１１１はガ
ードインターバルである。１つのＯＦＤＭシンボルＱｋ
に対応する送信波形の有効シンボル期間１０９の後部の
約２０％の部分１１０と同じものが、ダミー信号として
有効シンボル期間１０９に先行するガードインターバル
１１１に挿入されるように時分割多重される。なお、こ
の時分割多重は、ＩＦＦＴ８２での処理後の並直列変換
部８３で行なわれる。伝送路におけるマルチパス妨害に
より、受信時に遅れて到来する信号がこのガードバンド
インターバル期間１１１に到来するようにガードインタ
ーバルを設定し、復調は、後述するように、このガード
インターバル期間１１１を除く有効シンボル期間１０９
について実行する。FIG. 10 is an explanatory diagram for explaining a conventional guard interval. In the figure, 108 is one OFDM
A transmission waveform corresponding to the symbol Qk, 109 is an effective symbol period, 110 is a rear part of the effective symbol period, and 111 is a guard interval. One OFDM symbol Qk
The same as the portion 110 of about 20% of the rear part of the effective symbol period 109 of the transmission waveform corresponding to (1) is time-division multiplexed so as to be inserted as a dummy signal into the guard interval 111 preceding the effective symbol period 109. It should be noted that this time division multiplexing is performed in the parallel-serial conversion unit 83 after the processing in the IFFT 82. Due to multipath interference in the transmission path, a guard interval is set so that a signal that arrives late at the time of reception arrives in this guard band interval period 111, and demodulation is performed using effective symbols excluding this guard interval period 111, as described later. Period 109
Run about.
【００１１】図１１は、従来のＯＦＤＭ復調器を説明す
る説明図である。図中、１２０は乗算部、１２１は乗算
部、１２２は発振部、１２３は移相部、１２４はＬＰＦ
部、１２５はＡ／Ｄ変換部、１２６は直並列変換部、１
２７はＬＰＦ部、１２８はＡ／Ｄ変換部、１２９はＦＦ
Ｔ部、１３０は並直列変換部、１３１は逆マッピング部
である。ＯＦＤＭの受信信号は、乗算部１２０および乗
算部１２１に入力され、乗算部１２０において発振部１
２２の出力と乗算され、乗算部１２１において移相部１
２３により発振部の出力が−９０度移相されたものと乗
算される。乗算部１２０の出力は、ローパスフィルタで
あるＬＰＦ部１２４とＡ／Ｄ変換部１２５を介し、Ｉ信
号として直並列変換部１２６に入力される。乗算部１２
１の出力は、ＬＰＦ部１２７とＡ／Ｄ変換部１２８を介
し、Ｑ信号として直並列変換部１２６に入力される。直
並列変換部１２６の出力は、ＦＦＴ部１２９に入力さ
れ、高速フーリエ変換を施されて並直列変換部１３０に
入力され、直列信号となって逆マッピング部１３１に入
力され受信データが得られる。ＦＦＴ部１２９のブロッ
クは、ＤＦＴ、すなわち、ディジタルフーリエ変換をす
るものであればよいが、通常、ＦＦＴ、すなわち、高速
フーリエ変換が使用される。FIG. 11 is an explanatory diagram for explaining a conventional OFDM demodulator. In the figure, 120 is a multiplication unit, 121 is a multiplication unit, 122 is an oscillation unit, 123 is a phase shift unit, and 124 is an LPF.
Section, 125 is an A / D conversion section, 126 is a serial-parallel conversion section, 1
27 is an LPF section, 128 is an A / D conversion section, and 129 is an FF
The T unit, 130 is a parallel-serial conversion unit, and 131 is an inverse mapping unit. The OFDM received signal is input to the multiplying unit 120 and the multiplying unit 121, and in the multiplying unit 120, the oscillating unit 1
22 is multiplied by the output of the phase shifter 1 in the multiplier 121.
The output of the oscillator is multiplied by -23 with the phase shifted by -90 degrees. The output of the multiplication unit 120 is input to the serial / parallel conversion unit 126 as an I signal via the LPF unit 124 that is a low-pass filter and the A / D conversion unit 125. Multiplication unit 12
The output of 1 is input to the serial / parallel conversion unit 126 as a Q signal via the LPF unit 127 and the A / D conversion unit 128. The output of the serial / parallel conversion unit 126 is input to the FFT unit 129, subjected to the fast Fourier transform, input to the parallel / serial conversion unit 130, becomes a serial signal, and is input to the inverse mapping unit 131 to obtain received data. The block of the FFT unit 129 may be DFT, that is, one that performs digital Fourier transform, but FFT, that is, fast Fourier transform is normally used.
【００１２】図１１に示される従来のＯＦＤＭ復調器の
動作の一例を、直交キャリアをＱＰＳＫでディジタル変
調する場合について説明する。復調は、ほぼ変調時の逆
工程となる。受信信号は乗算部１２０、１２１におい
て、周波数ｆ１にて直交復調され直列形式の時間軸上の
複素信号に分離される。これらはＬＰＦ部１２４、１２
７およびＡ／Ｄ変換部１２５、１２８を介し、時間軸上
の複素データ、Ｉ信号とＱ信号になる。このＩ信号とＱ
信号とは、直並列変換部１２６において並列化され、Ｆ
ＦＴ処理部１２９において、２５６ポイントのＦＦＴ処
理が施され周波数軸上の複素データへ変換され、ＯＦＤ
Ｍシンボルとなる。このＯＦＤＭシンボルは、同相軸
（ｉ）データと直交軸（ｑ）データとからなる複素デー
タであるＱＰＳＫシンボルＱk の集合となる。その際、
ＯＦＤＭシンボル内のガードインターバル１１１の部分
を無視して、残りの２５６ポイントをＦＦＴ処理する。
ＯＦＤＭシンボルを構成する複素データＱ0 ，Ｑ1 ，・
・・，Ｑ199 は、並直列変換部１３０において直列形式
の複素データに変換され、逆マッピング部１３１におい
て元の送信データと同じ受信データが得られる。An example of the operation of the conventional OFDM demodulator shown in FIG. 11 will be described for the case where an orthogonal carrier is digitally modulated by QPSK. Demodulation is almost the reverse process of modulation. The reception signals are orthogonally demodulated at the frequency f1 in the multiplication units 120 and 121 and separated into a serial format complex signal on the time axis. These are the LPF sections 124, 12
7 and the A / D converters 125 and 128 to become complex data, I signal and Q signal on the time axis. This I signal and Q
The signal and the signal are parallelized in the serial-parallel conversion unit 126, and F
In the FT processing unit 129, FFT processing of 256 points is performed and converted into complex data on the frequency axis, and OFD
It becomes an M symbol. The OFDM symbol is a set of QPSK symbols Q k is a complex data consisting of phase axis and (i) data orthogonal axis and (q) data. that time,
The portion of the guard interval 111 in the OFDM symbol is ignored and the remaining 256 points are FFT processed.
Complex data Q 0 , Q 1 , ...
.., Q 199 are converted to serial format complex data in the parallel-serial conversion unit 130, and the same received data as the original transmitted data is obtained in the inverse mapping unit 131.
【００１３】しかし、ガードインタバル１１１が挿入さ
れる結果、有効なＯＦＤＭシンボル期間１０９が時間軸
圧縮されることになるから、周波数軸上の直交キャリア
間隔が広がり、周波数の利用効率が低下する。また、周
波数軸上における各キャリアの直交性が崩れることにな
るから、ディジタル変調された直交キャリアが互いに干
渉を受けることになる。However, as a result of inserting the guard interval 111, the effective OFDM symbol period 109 is compressed on the time axis, so that the orthogonal carrier interval on the frequency axis is widened and the frequency utilization efficiency is reduced. Further, since the orthogonality of each carrier on the frequency axis is lost, the digitally modulated orthogonal carriers interfere with each other.
【００１４】[0014]
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した事
情に鑑みてなされたもので、複数の直交キャリアが複素
データ系列にてディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式
において、ガードインターバルを有効シンボル期間の間
に挿入せずに、マルチパス妨害を低減できる変調器及び
復調器を提供することを目的とするものである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above-mentioned circumstances. In an OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated by a complex data sequence, the guard interval is set to the effective symbol period. It is an object of the present invention to provide a modulator and a demodulator that can reduce multipath interference without inserting them in between.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１に記
載の発明においては、複数の直交キャリアが複素データ
系列にてディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけ
るＯＦＤＭ変調器において、複素データ系列を２系列に
分配し、該各系列を偶数番目の直交キャリアと奇数番目
の直交キャリアに割り当てる直並列変換手段と、該直並
列変換手段により偶数番目の直交キャリアに割り当てら
れた系列、および、奇数番目の直交キャリアに割り当て
られた系列に対し、それぞれ逆ＤＦＴ処理を行ない時間
軸上の複素データ波形を出力する偶数番キャリア用逆Ｄ
ＦＴ処理部および奇数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部と、
前記それぞれの逆ＤＦＴ処理部の出力にて直交変調する
２つの直交変調器を有することを特徴とするものであ
る。According to a first aspect of the present invention, in an OFDM modulator in an OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated by a complex data sequence, the complex data sequence is A serial-parallel conversion unit that divides the sequence into two sequences and allocates each sequence to even-numbered orthogonal carriers and odd-numbered orthogonal carriers, a sequence that is allocated to even-numbered orthogonal carriers by the serial-parallel conversion unit, and an odd-numbered sequence. Inverse D for even-numbered carriers that perform inverse DFT processing on the sequences assigned to the orthogonal carriers of and output complex data waveforms on the time axis.
An FT processing unit and an inverse DFT processing unit for odd number carriers,
It is characterized in that it has two quadrature modulators that perform quadrature modulation with the outputs of the respective inverse DFT processing sections.
【００１６】請求項２に記載の発明においては、複数の
直交キャリアが複素データ系列にてディジタル変調され
たＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦＤＭ復調器において、
偶数番キャリアの直交復調信号と奇数番キャリアの直交
復調信号とをそれぞれ直交復調するための２つの直交復
調器と、該直交復調器の一方によって得られるディジタ
ル変調された偶数番キャリアの時間軸上の複素データを
ＯＦＤＭシンボルの中心より前半の波形を排除し後半の
波形と同じ波形を前半に補間する偶数番キャリア用波形
処理部と、該偶数番キャリア用波形処理部の出力を周波
数軸上の複素データに変換する偶数番キャリア用のＦＦ
Ｔ処理部と、前記直交復調器の他方によって得られるデ
ィジタル変調された奇数番キャリアの時間軸上の複素デ
ータをＯＦＤＭシンボルの中心より前半の波形を排除し
後半の波形と同じ波形をその極性を反転して前半に補間
する奇数番キャリア用波形処理部と、該奇数番キャリア
用波形処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換す
る奇数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、前記２つのＦＦ
Ｔ処理部より得られる２つの並列な周波数軸上の複素デ
ータ系列を直列形式の周波数軸上の複素データ系列へ変
換する並直列変換手段を有することを特徴とするもので
ある。According to a second aspect of the present invention, in an OFDM demodulator in an OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated with a complex data sequence,
Two quadrature demodulators for quadrature demodulating the quadrature demodulation signal of the even-numbered carrier and the quadrature demodulation signal of the odd-numbered carrier, and on the time axis of the digitally-modulated even-numbered carrier obtained by one of the quadrature demodulators The waveform data of the even number carrier for eliminating the first half waveform from the center of the OFDM symbol of the complex data and interpolating the same waveform as the latter half waveform in the first half, and the output of the even number carrier waveform processing unit on the frequency axis FF for even number carriers to convert to complex data
From the T-processing unit and the other of the quadrature demodulators, the digitally-modulated odd-numbered carrier complex data on the time axis is excluded from the waveform in the first half of the center of the OFDM symbol, and the same waveform as the latter half has the same polarity. An odd-numbered carrier waveform processing unit that inverts and interpolates in the first half, an odd-numbered carrier FFT processing unit that converts the output of the odd-numbered carrier waveform processing unit into complex data on the frequency axis, and the two FFs.
It is characterized in that it has parallel-serial conversion means for converting two parallel data series on the frequency axis obtained from the T processing section into a complex data series on the frequency axis in the serial format.
【００１７】請求項３に記載の発明においては、複数の
直交キャリアが複素データ系列にてディジタル変調され
たＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦＤＭ変調器において、
複素データ系列を２系列に分配し、該各系列を偶数番目
の直交キャリアと奇数番目の直交キャリアに割り当てる
直並列変換手段と、該直並列変換手段により偶数番目の
直交キャリアに割り当てられた系列、および、奇数番目
の直交キャリアに割り当てられた系列に対し、それぞれ
逆ＤＦＴ処理を行ない時間軸上の複素データ波形を出力
する偶数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部および奇数番キャ
リア用逆ＤＦＴ処理部と、前記それぞれの逆ＤＦＴ処理
部の出力にて第１の周波数のキャリアを直交変調する２
つの第１直交変調器と、該２つの第１直交変調器の各出
力にて第２の周波数のキャリアを直交変調する第２直交
変調器を備えたことを特徴とするものである。In the invention described in claim 3, in an OFDM modulator in an OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated by a complex data sequence,
A series-parallel conversion unit that divides the complex data sequence into two sequences and allocates each sequence to even-numbered orthogonal carriers and odd-numbered orthogonal carriers; and a sequence that is assigned to even-numbered orthogonal carriers by the serial-parallel conversion unit, And an inverse DFT processing unit for even-numbered carriers and an inverse DFT processing unit for odd-numbered carriers, which perform inverse DFT processing on the sequences assigned to odd-numbered orthogonal carriers and output complex data waveforms on the time axis, The carrier of the first frequency is quadrature modulated by the output of each of the inverse DFT processing units 2
It is characterized by comprising one first quadrature modulator and a second quadrature modulator that quadrature modulates a carrier of the second frequency with each output of the two first quadrature modulators.
【００１８】請求項４に記載の発明においては、複数の
直交キャリアが複素データ系列にてディジタル変調され
たＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦＤＭ復調器において、
受信信号を第２の周波数のキャリアにて直交復調するた
めの第２の直交復調器と、該第２の直交復調器によって
得られる偶数番キャリアの直交復調信号と奇数番キャリ
アの直交復調信号とをそれぞれ第１の周波数のキャリア
にて直交復調する２つの第１の直交復調器と、該第１の
直交復調器の一方によって得られるディジタル変調され
た偶数番キャリアの時間軸上の複素データをＯＦＤＭシ
ンボルの中心より前半の波形を排除し後半の波形と同じ
波形を前半に補間する偶数番キャリア用波形処理部と、
該偶数番キャリア用波形処理部の出力を周波数軸上の複
素データに変換する偶数番キャリア用のＦＦＴ処理部
と、前記第２の直交復調器の他方によって得られるディ
ジタル変調された奇数番キャリアの時間軸上の複素デー
タをＯＦＤＭシンボルの中心より前半の波形を排除し後
半の波形と同じ波形をその極性を反転して前半に補間す
る奇数番キャリア用波形処理部と、該奇数番キャリア用
波形処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換する
奇数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、前記２つのＦＦＴ
処理部より得られる２つの並列な周波数軸上の複素デー
タ系列を直列形式の周波数軸上の複素データ系列へ変換
する並直列変換手段を有することを特徴とするものであ
る。According to the invention described in claim 4, in an OFDM demodulator in an OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated by a complex data sequence,
A second quadrature demodulator for quadrature demodulating a received signal with a carrier of a second frequency, and an even demodulated signal of an even number carrier and a quadrature demodulated signal of an odd number carrier obtained by the second quadrature demodulator. With two first quadrature demodulators that perform quadrature demodulation on a carrier of a first frequency respectively, and digitally-modulated even-numbered carrier complex data on the time axis obtained by one of the first quadrature demodulators. A waveform processing unit for an even-numbered carrier that eliminates the waveform in the first half from the center of the OFDM symbol and interpolates the same waveform as the latter half in the first half,
The even-numbered carrier FFT processing unit for converting the output of the even-numbered carrier waveform processing unit into complex data on the frequency axis and the digitally-modulated odd-numbered carrier obtained by the other of the second quadrature demodulators. A waveform processing unit for an odd number carrier, which excludes the first half waveform of the complex data on the time axis from the center of the OFDM symbol, and inverts the polarity of the same waveform as the second half waveform and interpolates in the first half, and the waveform for the odd number carrier An FFT processing unit for odd-numbered carriers that converts the output of the processing unit into complex data on the frequency axis, and the two FFTs
It is characterized in that it has parallel-serial conversion means for converting two parallel data series on the frequency axis obtained from the processing section into a complex data series on the frequency axis in serial form.
【００１９】[0019]
【作用】ＯＦＤＭ変調器においては、変調された偶数番
目の直交キャリアと変調された奇数番目の直交キャリア
を独立して送信する。ＯＦＤＭ復調器においては、マル
チパス妨害により先行する有効シンボル期間から遅延し
て到達する波が含まれるＯＦＤＭシンボルの先頭より５
０％の期間を復調に用いない。変調された偶数番目の直
交キャリアと変調された奇数番目の直交キャリアとは、
１シンボル内においてそれぞれ固有の対称性を有するこ
とから、変調された偶数番目の直交キャリアについて
は、後半の５０％と同じものを前半に補間して復調す
る。変調された奇数番目のキャリアについては、後半の
５０％と同じものを極性を反転させて前半に補間して復
調する。マルチパス妨害を受けている前半の期間を復調
に用いないから、マルチパス妨害を低減できるととも
に、送信側においてガードインタバルが挿入されないか
ら、周波数利用効率を高めることができるとともに、各
キャリアは完全な直交関係となるから、各変調された直
交キャリア相互の干渉が少なくなる。In the OFDM modulator, the modulated even-numbered orthogonal carriers and the modulated odd-numbered orthogonal carriers are independently transmitted. In the OFDM demodulator, 5 waves from the beginning of the OFDM symbol including a wave that arrives after being delayed from the preceding effective symbol period due to multipath interference
0% period is not used for demodulation. The modulated even-numbered orthogonal carrier and the modulated odd-numbered orthogonal carrier are
Since each symbol has its own symmetry, the modulated even-numbered orthogonal carriers are demodulated by interpolating the same 50% of the latter half in the first half. For the modulated odd-numbered carriers, the same 50% of the latter half is inverted in polarity and interpolated to the first half for demodulation. Since the first half period of receiving multipath interference is not used for demodulation, multipath interference can be reduced, and since the guard interval is not inserted on the transmission side, frequency utilization efficiency can be improved and each carrier can be completely Because of the orthogonal relationship, interference between the modulated orthogonal carriers is reduced.
【００２０】[0020]
【実施例】図１は、本発明のＯＦＤＭ変調器の一実施例
を説明する説明図である。図中、１はマッピング部、２
は直並列変換部、３は偶数番キャリア用ＩＦＦＴ部、４
は奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部、５，６は並直列変換
部、７，８はＤ／Ａ変換部、９，１０はＬＰＦ部、１
１，１２は乗算部、１３は第１の発振部、１４は第１の
移相部、１５は加算部、１６，１７はＤ／Ａ変換部、１
８，１９はＬＰＦ部、２０，２１は乗算部、２２は加算
部、２３，２４は乗算部、２５は第２の発振部、２６は
第２の移相部、２７は加算部である。個々の直交キャリ
アを変調するためのディジタル変調方式としては、任意
のものでよいが、この実施例は、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ
等の直交変調方式を用いる例を示す。原理的には、ディ
ジタル変調方式に代えてアナログ変調方式を用いること
もできる。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 is an explanatory diagram for explaining an embodiment of an OFDM modulator of the present invention. In the figure, 1 is a mapping unit, 2
Is a serial-parallel conversion unit, 3 is an even-numbered carrier IFFT unit, 4
Is an odd-numbered carrier IFFT section, 5, 6 are parallel-serial conversion sections, 7 and 8 are D / A conversion sections, 9 and 10 are LPF sections, 1
1, 12 are multiplication units, 13 is a first oscillation unit, 14 is a first phase shift unit, 15 is an addition unit, 16 and 17 are D / A conversion units, 1
Reference numerals 8 and 19 are LPF sections, 20 and 21 are multiplication sections, 22 is an addition section, 23 and 24 are multiplication sections, 25 is a second oscillation section, 26 is a second phase shift section, and 27 is an addition section. Any digital modulation method may be used to modulate each quadrature carrier, but this embodiment uses QPSK or 16QAM.
An example using a quadrature modulation method such as In principle, an analog modulation method can be used instead of the digital modulation method.
【００２１】送信データは、マッピング部１に入力さ
れ、マッピングされて、複素データが形成される。この
複素データは、直並列変換部２において、ＯＦＤＭシン
ボルに変換される。しかし、従来技術とは異なり、複素
データは、ＯＦＤＭ偶数シンボル、ＯＦＤＭ奇数シンボ
ルの２つに分割されて分配される。ＯＦＤＭ偶数シンボ
ルは、偶数番直交キャリアの各々に割り当てられ、ＯＦ
ＤＭ奇数シンボルは、奇数番直交キャリアの各々に割り
当てられる。一般に、ＯＦＤＭシンボルを構成する複素
データの総数よりも直交キャリアの総数の方を多くする
から、複素データが割り当てられない残りの直交キャリ
アに対しては、複素数０が割り当てられる。ＯＦＤＭ偶
数シンボルは、偶数番キャリア用ＩＦＦＴ部３に入力さ
れ、ＯＦＤＭ奇数シンボルは、奇数番キャリア用ＩＦＦ
Ｔ部４に入力され、各キャリアに割り当てられた複素数
は、それぞれＯＦＤＭシンボル単位で逆高速フーリエ変
換され、時間軸上の複素データに変換される。偶数番キ
ャリア用ＩＦＦＴ部３の出力は、並直列変換部５に入力
され、直列形式の時間軸上の複素データであるＩ信号、
Ｑ信号となる。同様に、奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部４
の出力は、並直列変換部６に入力され、直列形式の時間
軸上の複数データであるＩ信号、Ｑ信号となる。並直列
変換部５の出力であるＩ信号とＱ信号とは、それぞれＤ
／Ａ変換部７，８によりアナログ波形に変換され、ロー
パスフィルタであるＬＰＦ部９，１０を介して、乗算部
１１，１２に入力される。Ｉ信号の系列は、乗算部１１
において、周波数ｆ１の第１の発振部１３の出力と乗算
され、Ｑ信号の系列は、乗算部１２において、第１の移
相部１４により第１の発振部１３の出力が−９０度移相
されたものと乗算される。各乗算された出力は、加算部
１５において加算され、Ｉ’信号となる。The transmission data is input to the mapping unit 1 and is mapped to form complex data. This complex data is converted into an OFDM symbol in the serial-parallel converter 2. However, unlike the prior art, the complex data is divided into two parts, that is, an even-numbered OFDM symbol and an odd-numbered OFDM symbol, and distributed. An OFDM even symbol is assigned to each of the even-numbered orthogonal carriers and the OF
DM odd symbols are assigned to each of the odd numbered orthogonal carriers. In general, since the total number of orthogonal carriers is made larger than the total number of complex data forming an OFDM symbol, the complex number 0 is assigned to the remaining orthogonal carriers to which complex data is not assigned. The OFDM even symbol is input to the even-numbered carrier IFFT unit 3, and the OFDM odd-numbered symbol is input to the odd-numbered carrier IFF.
The complex number input to the T unit 4 and assigned to each carrier is subjected to inverse fast Fourier transform in units of OFDM symbols and converted into complex data on the time axis. The output of the even-numbered carrier IFFT unit 3 is input to the parallel-serial conversion unit 5, and is an I signal that is complex data on the time axis in the serial format.
It becomes the Q signal. Similarly, the odd-numbered carrier IFFT unit 4
The output of is input to the parallel-serial conversion unit 6, and becomes an I signal and a Q signal that are a plurality of data on the time axis in the serial format. The I signal and the Q signal output from the parallel-serial conversion unit 5 are respectively D
The signals are converted into analog waveforms by the / A converters 7 and 8 and input to the multipliers 11 and 12 via the LPF units 9 and 10 which are low-pass filters. The sequence of the I signal is the multiplication unit 11
In the multiplication unit 12, the output of the first oscillating unit 13 is phase-shifted by −90 degrees from the output of the first oscillating unit 13 having the frequency f1. Multiplied by The outputs thus multiplied are added in the adder 15 to form an I ′ signal.
【００２２】同様に、並直列変換部６の出力であるＩ信
号とＱ信号とは、それぞれＤ／Ａ変換部１６，１７によ
りアナログ波形に変換され、ローパスフィルタＬＰＦ１
８，１９を介して、乗算部２０，２１に入力される。Ｉ
信号の系列は、乗算部２０において、周波数ｆ１の第１
の発振部１３の出力と乗算され、Ｑ信号の系列は、乗算
部２１において、第１の移相部１４により第１の発振部
１３の出力が−９０度移相されたものと乗算される。各
乗算された出力は、加算部２２において加算され、Ｑ’
信号となる。Ｉ’信号は、乗算部２３に入力され、周波
数ｆ２の第２の発振部２５の出力と乗算され、Ｑ’信号
は、乗算部２４に入力され、第２の移相部２６により周
波数ｆ２の第２の発振部２５の出力が−９０度移相され
たものと乗算される。乗算部２３の出力と乗算部２４の
出力とは、加算部２７において加算され送信信号とな
る。なお、本発明のＯＦＤＭ変調器においては、ガード
インターバルは挿入されない。Similarly, the I and Q signals output from the parallel-serial converter 6 are converted into analog waveforms by the D / A converters 16 and 17, respectively, and the low-pass filter LPF1.
It is input to the multiplication units 20 and 21 via 8 and 19. I
In the multiplication unit 20, the sequence of signals is the first signal of the frequency f1.
Is multiplied by the output of the oscillating unit 13 and the sequence of the Q signal is multiplied in the multiplying unit 21 by the output of the first oscillating unit 13 being shifted by −90 degrees by the first phase shifting unit 14. . The outputs obtained by the multiplications are added by the adder 22 to obtain Q ′.
Become a signal. The I ′ signal is input to the multiplication unit 23 and is multiplied by the output of the second oscillating unit 25 having the frequency f2, and the Q ′ signal is input to the multiplication unit 24 and the second phase shift unit 26 outputs the signal of the frequency f2. The output of the second oscillating unit 25 is multiplied by the one shifted by -90 degrees. The output of the multiplication unit 23 and the output of the multiplication unit 24 are added by the addition unit 27 to form a transmission signal. Note that no guard interval is inserted in the OFDM modulator of the present invention.
【００２３】図１に示されるＯＦＤＭ変調器の動作の一
例を、ＱＰＳＫを用いて直交キャリアをディジタル変調
する場合について説明する。シンボルマッピングについ
ては、図８で説明した従来技術の場合と同様である。送
信データが、マッピング部１に入力され、２００のシリ
アルなＱＰＳＫシンボルＱk ＝（Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 ，・
・・，Ｑ199 ）に変換され、直並列変換部２によって２
００の並列なＱＰＳＫシンボル、Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ２ ，
・・・，Ｑ199 からなる１つのＯＦＤＭシンボルに変換
される。この際、１つのＯＦＤＭシンボルは２つの集合
に分割される。ここでは、偶数番目のＱＰＳＫシンボル
ＱkE＝（Ｑ0 ，Ｑ2 ，Ｑ4 ，・・・，Ｑ198 ）からなる
ＯＦＤＭ偶数シンボル、奇数番目のＱＰＳＫシンボルＱ
kO＝（Ｑ1 ，Ｑ3 ，Ｑ5 ，・・・，Ｑ199 ）からなるＯ
ＦＤＭ奇数シンボルの２つにグループ分けられる。さら
にＯＦＤＭ偶数シンボルは、送信する２００のキャリア
の偶数番目のキャリア（ＤＣを除く最低周波数１／Ｔｓ
の偶数倍のキャリア）に割り当てられ、ＯＦＤＭ奇数シ
ンボルを、奇数番目のキャリア（ＤＣを除く最低周波数
１／Ｔｓの奇数倍のキャリア）に割り当てられる。An example of the operation of the OFDM modulator shown in FIG. 1 will be described for the case of digitally modulating an orthogonal carrier using QPSK. The symbol mapping is the same as in the case of the conventional technique described in FIG. The transmission data is input to the mapping unit 1, and 200 serial QPSK symbols Q k = (Q 0 , Q 1 , Q 2 , ...
.., Q 199 ), and 2 is converted by the serial-parallel conversion unit 2.
00 parallel QPSK symbols, Q 0 , Q 1 , Q 2,
..., converted into one OFDM symbol composed of Q 199 . At this time, one OFDM symbol is divided into two sets. Here, an even-numbered QPSK symbol Q kE = (Q 0 , Q 2 , Q 4 , ..., Q 198 ) consisting of an OFDM even symbol and an odd-numbered QPSK symbol Q
kO = (Q 1 , Q 3 , Q 5 , ..., Q 199 )
It is grouped into two FDM odd symbols. Further, the OFDM even symbol is an even-numbered carrier of the 200 carriers to be transmitted (lowest frequency 1 / Ts excluding DC).
, And an OFDM odd symbol is assigned to an odd-numbered carrier (a carrier that is an odd multiple of the lowest frequency 1 / Ts excluding DC).
【００２４】図２は、ＯＦＤＭ偶数シンボルが割り当て
られる直交キャリアの配置を説明する説明図である。図
中、３０は複数のキャリア信号、３１は中心周波数、３
２は周波数間隔、３３は各キャリア信号に対応するＱＰ
ＳＫシンボルＱk である。図面の横軸は周波数、縦軸は
振幅レベルを表わす。Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボルの送信
間隔、すなわちＯＦＤＭシンボル周期である。直交キャ
リア信号３０は、中心周波数３１を中心としてその左右
に等間隔２／Ｔｓの周波数間隔３２で−１００／Ｔｓか
ら１００／Ｔｓまで配置されている。この例では、直交
キャリア信号３０の数が１００であり、各キャリア信号
３０に対応してＱＰＳＫシンボルＱk ３３は、Ｑ０から
Ｑ１９８までが割り当てられる。各直交キャリアは、従
来技術と同様にＱＰＳＫシンボルＱk によりディジタル
変調されており、各直交キャリアがディジタル変調され
たときの周波数スペクトルは、いわゆるｓｉｎｘ／ｘ型
のカーブとなり、隣接キャリアの周波数点との中間点、
および、隣接キャリアの周波数点において０となる。FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining the arrangement of orthogonal carriers to which OFDM even symbols are assigned. In the figure, 30 is a plurality of carrier signals, 31 is a center frequency, 3
2 is a frequency interval, 33 is a QP corresponding to each carrier signal
It is the SK symbol Q k . The horizontal axis of the drawing represents frequency and the vertical axis represents amplitude level. Ts is the OFDM symbol transmission interval, that is, the OFDM symbol period. The quadrature carrier signal 30 is arranged from the center frequency 31 to the left and right of the center frequency 31 at equal frequency intervals of 2 / Ts from -100 / Ts to 100 / Ts. In this example, the number of orthogonal carrier signals 30 is 100, and Q0 to Q198 are allocated to the QPSK symbol Q k 33 corresponding to each carrier signal 30. Each quadrature carrier is digitally modulated by the QPSK symbol Q k as in the prior art, and the frequency spectrum when each quadrature carrier is digitally modulated becomes a so-called sinx / x type curve, which is the frequency point of the adjacent carrier. Midpoint of
And, it becomes 0 at the frequency point of the adjacent carrier.
【００２５】図３は、ＯＦＤＭ奇数シンボルが割り当て
られる直交キャリアの配置を説明する説明図である。図
中、３４は複数のキャリア信号、３５は中心周波数、３
６は周波数間隔、３７は各キャリア信号に対応するＱＰ
ＳＫシンボルＱk である。図面の横軸は周波数軸、縦軸
は振幅レベルを表す。Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボルの送信
間隔、すなわちＯＦＤＭシンボル周期である。キャリア
信号７０は、中心周波数３５を中心としてその左右に±
１／Ｔｓから間隔２／Ｔｓの周波数間隔３６で−９９／
Ｔｓから９９／Ｔｓまで配置されている。この例では、
キャリア信号３４の数が１００であり、各キャリア信号
３４に対応してＱＰＳＫシンボルＱk ３７は、Ｑ１から
Ｑ１９９までが割り当てられている。各直交キャリア
は、従来技術と同様に複素データによりディジタル変調
されており、各直交キャリアがディジタル変調されたと
きの周波数スペクトルは、いわゆるｓｉｎｘ／ｘ型のカ
ーブとなり、隣接キャリアの周波数点との中間点、およ
び、隣接キャリアの周波数点において０となる。FIG. 3 is an explanatory view for explaining the arrangement of orthogonal carriers to which OFDM odd symbols are assigned. In the figure, 34 is a plurality of carrier signals, 35 is a center frequency, 3
6 is a frequency interval, 37 is a QP corresponding to each carrier signal
It is the SK symbol Q k . The horizontal axis of the drawing represents the frequency axis and the vertical axis represents the amplitude level. Ts is the OFDM symbol transmission interval, that is, the OFDM symbol period. The carrier signal 70 is centered on the center frequency 35 and is ±
-99 / at frequency interval 36 from 1 / Ts to 2 / Ts
It is arranged from Ts to 99 / Ts. In this example,
The number of carrier signals 34 is 100, and Q1 to Q199 are assigned to QPSK symbols Q k 37 corresponding to each carrier signal 34. Each quadrature carrier is digitally modulated by complex data as in the prior art, and the frequency spectrum when each quadrature carrier is digitally modulated becomes a so-called sinx / x type curve, which is intermediate between the frequency points of adjacent carriers. It becomes 0 at the point and the frequency point of the adjacent carrier.
【００２６】偶数番キャリア用ＩＦＦＴ部３のブロック
は、逆ＤＦＴ、すなわち、逆ディジタルフーリエ変換を
するものであればよいが、この一実施例では、ＩＦＦ
Ｔ、すなわち、逆高速フーリエ変換が使用される。直交
キャリア信号の総数を２００とするとき、この値以上で
２のべき乗となる２５６の値をポイント数とする逆高速
フーリエ変換が実行される。この一実施例では、２５６
ポイント中１００ポイントにＯＦＤＭ偶数シンボルを割
り当て、残りのポイントに対応するＱＰＳＫシンボルは
０とし、これに対応する直交キャリアを送信しない。な
お、同期用の偶数番目のＱＰＳＫシンボル等を加え、こ
れにより対応する直交キャリアをＱＰＳＫ変調してもよ
い。The block of the even-numbered carrier IFFT section 3 may be an inverse DFT, that is, an inverse digital Fourier transform. In this embodiment, the IFF is used.
T, the inverse fast Fourier transform, is used. When the total number of quadrature carrier signals is 200, the inverse fast Fourier transform is performed with the number of points being 256, which is a power of 2 above this value. In this one embodiment, 256
An OFDM even symbol is assigned to 100 points out of the points, the QPSK symbol corresponding to the remaining points is set to 0, and the orthogonal carrier corresponding to this is not transmitted. It is also possible to add an even-numbered QPSK symbol for synchronization and the like to thereby QPSK-modulate the corresponding orthogonal carrier.
【００２７】ＯＦＤＭ偶数シンボルは、偶数番キャリア
用ＩＦＦＴ３において２５６ポイントで逆高速フーリエ
変換処理され、時間軸における２５６ポイントの複素デ
ータに変換され、並直列変換部５によって時間軸上に並
べられて、直列形式で出力される。すなわち、ＯＦＤＭ
偶数シンボルによってＱＰＳＫ変調された偶数番直交キ
ャリアの時間軸上での和（以下、「ＯＦＤＭ複素偶数デ
ータ」という。）を、実数部のＩ信号、虚数部のＱ信号
別に出力される。例えば、ＯＦＤＭ偶数シンボルを構成
するＱＰＳＫシンボルＱkE＝（Ｑ0 ，Ｑ2 ，Ｑ4 ，・・
・，Ｑ198 ）の時間軸上の波形ｘ（ｔ）は、次式で表わ
される。 ｘE （ｔ）＝Σk=-100 100 Ｑk+100 ・ｅｘｐ（ｊ２
πｋｔ／Ｔｓ） ただし、ｋは、−１００，−９８，−４，−２，２，
４，・・・，９８，１００である。The OFDM even symbol is subjected to inverse fast Fourier transform processing at 256 points in the even-numbered carrier IFFT 3, converted into 256-point complex data on the time axis, and arranged on the time axis by the parallel-serial conversion unit 5. Output in serial format. That is, OFDM
The sum of the even-numbered orthogonal carriers QPSK-modulated by the even-numbered symbols on the time axis (hereinafter referred to as “OFDM complex even-numbered data”) is output for each of the real-part I signal and the imaginary-part Q signal. For example, a QPSK symbol Q kE = (Q 0 , Q 2 , Q 4 , ...
., Q 198 ) on the time axis is represented by the following equation. x E (t) = Σ k = -100 100 Q k + 100 · exp (j2
πkt / Ts) where k is −100, −98, −4, −2, 2,
4, ..., 98,100.
【００２８】ＯＦＤＭ複素偶数データのＩ信号，Ｑ信号
の各系列は、乗算部１１，１２、加算部１５からなる変
調器において、周波数ｆ１のキャリアにより直交変調さ
れる。Each sequence of the I signal and the Q signal of the OFDM complex even data is orthogonally modulated by the carrier of the frequency f1 in the modulator including the multiplication units 11 and 12 and the addition unit 15.
【００２９】奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部４のブロック
についても同様に、逆ＤＦＴをするものであればよい
が、この一実施例では、ＩＦＦＴが使用され、２５６を
ポインの逆高速フーリエ変換が実行される。この一実施
例では、２５６ポイント中１００ポイントにＯＦＤＭ偶
数シンボルを割り当て、残りのポイントに対応するＱＰ
ＳＫシンボルは０とし、これに対応する直交キャリアを
送信しない。なお、同期用の奇数番目のＱＰＳＫシンボ
ル等を加え、これにより対応する直交キャリアをＱＰＳ
Ｋ変調してもよい。Similarly, the block of the IFFT unit for odd number carrier 4 may be any block that performs inverse DFT, but in this embodiment, IFFT is used and 256 is used to perform the inverse fast Fourier transform of the point. It In this embodiment, 100 out of 256 points are assigned OFDM even symbols and the QP corresponding to the remaining points.
The SK symbol is set to 0, and the orthogonal carrier corresponding to this is not transmitted. In addition, an odd-numbered QPSK symbol for synchronization or the like is added, and the corresponding orthogonal carrier is QPPSed by this.
K modulation may be performed.
【００３０】ＯＦＤＭ奇数シンボルは、奇数番キャリア
用ＩＦＦＴ４において２５６ポイントで逆高速フーリエ
変換処理され、時間軸における２５６ポイントの複素デ
ータに変換され、並直列変換部６によって時間軸上に並
べられて、直列形式で出力される。すなわち、ＯＦＤＭ
奇数シンボルによってＱＰＳＫ変調された奇数番直交キ
ャリアの時間軸上での和（以下、「ＯＦＤＭ複素奇数デ
ータ」という。）を、実数部のＩ信号、虚数部のＱ信号
別に発生している。例えば、ＯＦＤＭ奇数シンボルを構
成するＱＰＳＫシンボルＱkO＝（Ｑ1 ，Ｑ3 ，Ｑ5 ，・
・・，Ｑ199 ）の時間軸上の波形ｘ（ｔ）は、次式で表
される。 ｘO （ｔ）＝Σk=-99 99 Ｑk+100 ・ｅｘｐ（ｊ２π
ｋｔ／Ｔｓ） ただし、ｋは、−９９，−９７，・・，−３，−１，
１，３，・・，９７，９９である。The OFDM odd number symbol is subjected to inverse fast Fourier transform processing at 256 points in the IFFT 4 for odd number carrier, converted into complex data of 256 points on the time axis, and arranged on the time axis by the parallel / serial conversion unit 6. Output in serial format. That is, OFDM
The sum of the odd-numbered orthogonal carriers QPSK-modulated by the odd-numbered symbols on the time axis (hereinafter referred to as “OFDM complex odd-number data”) is generated for each of the real-part I signal and the imaginary-part Q signal. For example, a QPSK symbol Q kO = (Q 1 , Q 3 , Q 5 , ...
.., Q 199 ) on the time axis, and the waveform x (t) is expressed by the following equation. x O (t) = Σ k = −99 99 Q k + 100 · exp (j2π
kt / Ts) where k is -99, -97, ..., -3, -1,
, 3, ..., 97,99.
【００３１】ＯＦＤＭ複素奇数データのＩ信号，Ｑ信号
の各系列は、乗算部２０，２１、加算部２２からなる変
調器において、周波数ｆ１のキャリアにより直交変調さ
れる。Ｉ’信号，Ｑ’信号は、さらに、乗算部２３，２
４、加算部２７からなる変調器において、周波数ｆ２の
キャリアにて直交変調される。Each sequence of the I signal and the Q signal of the OFDM complex odd number data is orthogonally modulated by the carrier of the frequency f1 in the modulator including the multiplication units 20 and 21, and the addition unit 22. The I ′ signal and the Q ′ signal are further added to the multiplication units 23 and 2
4. The modulator including the adder 27 performs quadrature modulation with the carrier of frequency f2.
【００３２】以上の一実施例においては、Ｉ’信号，
Ｑ’信号は、乗算部２３，２４、加算部２７からなる変
調器において、２段階目の直交変調が施される。しか
し、Ｉ’信号とＱ’信号とを独立して送信すれば、受信
側において、後述するような復調が可能となるものであ
るから、この２段階目の直交変調は独立して送信するた
めの一具体例にすぎない。２つの信号を独立して送信す
る方法は、多重伝送方式として種々の方式があるから、
任意の多重伝送方式を採用して、Ｉ’信号とＱ’信号と
を独立して送信することができる。ガードインターバル
は、挿入されていないので各キャリアは完全な直交関係
となっている。In one embodiment above, the I'signal,
The Q ′ signal is subjected to the second-stage quadrature modulation in the modulator including the multiplication units 23 and 24 and the addition unit 27. However, if the I ′ signal and the Q ′ signal are transmitted independently, the receiving side can perform demodulation as will be described later. Therefore, the second-stage quadrature modulation is transmitted independently. It is just one specific example. Since there are various multiplex transmission methods for transmitting two signals independently,
It is possible to independently transmit the I ′ signal and the Q ′ signal by adopting an arbitrary multiplex transmission method. Since the guard interval is not inserted, each carrier has a perfect orthogonal relationship.
【００３３】なお、各変調器は、アナログ回路を採用し
たが、ディジタル信号処理によって実現されるものでも
よい。例えば、すべての変調器をディジタル信号処理に
よって実現する場合には、Ｄ／Ａ変換部７，８，１６，
１７が省略され、ディジタル信号処理の最後にＤ／Ａ変
換されて送信信号が出力される。Although each modulator employs an analog circuit, it may be realized by digital signal processing. For example, when all the modulators are realized by digital signal processing, the D / A converters 7, 8, 16,
17 is omitted, D / A conversion is performed at the end of digital signal processing, and a transmission signal is output.
【００３４】図４は、本発明のＯＦＤＭ復調器の一実施
例を説明する説明図である。図中、４０，４１は乗算
部、４２は第２の発振部、４３は第２の移相部、４４，
４５は乗算部、４６は第１の発振部、４７は第１の移相
部、４８はＬＰＦ部、４９はＡ／Ｄ変換部、５０は直並
列変換部、５１はＬＰＦ部、５２はＡ／Ｄ変換部、５
３，５４は乗算部、５５はＬＰＦ部、５６はＡ／Ｄ変換
部、５７は直並列変換部、５８はＬＰＦ部、５９はＡ／
Ｄ変換部、６０は偶数番キャリア用波形処理部、６１は
偶数番キャリア用ＦＦＴ部、６２は並直列変換部、６３
は奇数番キャリア用波形処理部、６４は奇数番キャリア
用ＦＦＴ部、６５は逆マッピング部である。FIG. 4 is an explanatory view for explaining an embodiment of the OFDM demodulator of the present invention. In the figure, 40 and 41 are multiplying units, 42 is a second oscillating unit, 43 is a second phase shifting unit, 44,
45 is a multiplication unit, 46 is a first oscillation unit, 47 is a first phase shift unit, 48 is an LPF unit, 49 is an A / D conversion unit, 50 is a serial-parallel conversion unit, 51 is an LPF unit, and 52 is A. / D converter, 5
3, 54 is a multiplication unit, 55 is an LPF unit, 56 is an A / D conversion unit, 57 is a serial-parallel conversion unit, 58 is an LPF unit, and 59 is an A / D unit.
D conversion unit, 60 is even-numbered carrier waveform processing unit, 61 is even-numbered carrier FFT unit, 62 is parallel-serial conversion unit, and 63
Is an odd-numbered carrier waveform processing unit, 64 is an odd-numbered carrier FFT unit, and 65 is an inverse mapping unit.
【００３５】受信信号は、乗算部４０および乗算部４１
に入力され、乗算部４０において、周波数ｆ２の第２の
発振部４２の出力と乗算されＩ’信号となり、乗算部４
１において、第２の移相部４３により第２の発振部４２
の出力が−９０度移相されたものと乗算され、Ｑ’信号
となる。このＩ’信号およびＱ’信号は、図１で説明し
たＯＦＤＭ変調器におけるＩ’信号およびＱ’信号に対
応するものである。Ｉ’信号は、乗算部４４および乗算
部４５に入力され、乗算部４４において、周波数ｆ１の
第１の発振部４６の出力と乗算され、乗算部４５におい
て、第１の移相部４７により第１の発振部４６の出力が
−９０度移相されたものと乗算される。乗算部４４の出
力は、ローパスフィルタであるＬＰＦ部４８、Ａ／Ｄ変
換部４９を介してディジタル信号であるＩ信号となり、
直並列変換部５０に入力される。乗算部４５の出力は、
ローパスフィルタであるＬＰＦ部５１、Ａ／Ｄ変換部５
２を介してディジタル信号であるＱ信号となり、直並列
変換部５０に入力される。このＩ信号およびＱ信号は、
図１で説明したＯＦＤＭ複素偶数データの実数部および
虚数部に対応し、直並列変換部５０において、２５６ポ
イントの時間軸における並列形式の複素データに変換さ
れる。The received signal has a multiplication unit 40 and a multiplication unit 41.
And is multiplied by the output of the second oscillating unit 42 having the frequency f2 in the multiplying unit 40 to become the I ′ signal, and the multiplying unit 4
1, the second phase shifter 43 causes the second oscillator 42
Is multiplied by what is phase shifted by -90 degrees, resulting in the Q'signal. The I ′ signal and the Q ′ signal correspond to the I ′ signal and the Q ′ signal in the OFDM modulator described in FIG. The I ′ signal is input to the multiplying unit 44 and the multiplying unit 45, is multiplied by the output of the first oscillating unit 46 of the frequency f1 in the multiplying unit 44, and is multiplied by the first phase shift unit 47 in the multiplying unit 45. The output of the oscillating unit 46 of 1 is multiplied by the phase shifted by -90 degrees. The output of the multiplication unit 44 becomes an I signal which is a digital signal via an LPF unit 48 which is a low pass filter and an A / D conversion unit 49,
It is input to the serial / parallel conversion unit 50. The output of the multiplier 45 is
LPF unit 51, which is a low-pass filter, A / D conversion unit 5
It becomes a Q signal which is a digital signal via 2 and is input to the serial-parallel converter 50. The I and Q signals are
Corresponding to the real number part and the imaginary number part of the OFDM complex even number data described in FIG. 1, the serial-parallel conversion unit 50 converts the complex data in parallel format on the time axis of 256 points.
【００３６】一方、乗算部４１の出力であるＱ’信号
は、乗算部５３，５４に入力され、乗算部５３におい
て、周波数ｆ１の第１の発振部４６の出力と乗算され、
乗算部５４において、第１の移相部４７により第１の発
振部４６の出力が−９０度移相されたものと乗算され
る。乗算部５３の出力は、ローパスフィルタであるＬＰ
Ｆ部５５、Ａ／Ｄ変換部５６を介してアナログ信号であ
るＩ信号となり、直並列変換部５７に入力される。乗算
部５４の出力は、ローパスフィルタであるＬＰＦ部５
８、Ａ／Ｄ変換部５９を介してアナログ信号であるＱ信
号となり、直並列変換部５７に入力される。このＩ信号
およびＱ信号は、図１で説明したＯＦＤＭ複素奇数デー
タの実数部および虚数部に対応する。直並列変換部５７
において、２５６ポイントの時間軸における並列形式の
複素データに変換される。On the other hand, the Q'signal output from the multiplication unit 41 is input to the multiplication units 53 and 54, and is multiplied by the output of the first oscillation unit 46 having the frequency f1 in the multiplication unit 53,
In the multiplication unit 54, the first phase shift unit 47 multiplies the output of the first oscillation unit 46 by −90 degrees. The output of the multiplication unit 53 is LP, which is a low-pass filter.
It becomes an I signal which is an analog signal through the F section 55 and the A / D conversion section 56 and is input to the serial-parallel conversion section 57. The output of the multiplication unit 54 is an LPF unit 5 which is a low-pass filter.
8. It becomes a Q signal which is an analog signal through the A / D converter 59 and is input to the serial / parallel converter 57. The I signal and the Q signal correspond to the real number part and the imaginary number part of the OFDM complex odd number data described in FIG. Serial-parallel converter 57
In, the data is converted into parallel complex data on the time axis of 256 points.
【００３７】直並列変換部５０の出力である、２５６ポ
イントの時間軸における並列形式の複素データは、偶数
番キャリア用波形処理部６０に入力され、後述する波形
処理がなされれた後、偶数番キャリア用ＦＦＴ処理部６
０において、２５６ポイントのＦＦＴ処理が施され周波
数軸上の複素データへ変換され、同相軸（ｉ）データと
直交軸（ｑ）データとからなる複素データの集合である
ＯＦＤＭ偶数シンボルとなる。周波数軸上に変換された
複素データＱ0 ，Ｑ2 ，・・・，Ｑ198 は、並直列変換
部６２に入力される。一方、直並列変換部５７の出力で
ある、２５６ポイントの時間軸における並列形式の複素
データは、奇数番キャリア用波形処理部６３に入力さ
れ、後述する波形処理がなされた後、奇数番キャリア用
ＦＦＴ処理部６４において、２５６ポイントのＦＦＴ処
理が施され周波数軸上の複素データへ変換され、同相軸
（ｉ）データと直交軸（ｑ）データとからなる複素デー
タの集合であるＯＦＤＭ奇数シンボルとなる。周波数軸
上に変換された複素データＱ1 ，Ｑ3 ，・・・，Ｑ199
は、並直列変換部６２に入力される。The complex data in the parallel format on the time axis of 256 points, which is the output of the serial-parallel conversion unit 50, is input to the even-numbered carrier waveform processing unit 60 and subjected to the waveform processing described later, and then the even-numbered number. FFT processing unit 6 for carrier
At 0, 256-point FFT processing is performed and converted into complex data on the frequency axis, and becomes an OFDM even symbol which is a set of complex data composed of in-phase axis (i) data and orthogonal axis (q) data. The complex data Q 0 , Q 2 , ..., Q 198 converted on the frequency axis are input to the parallel-serial conversion unit 62. On the other hand, the complex data in the parallel format on the time axis of 256 points, which is the output of the serial-parallel conversion unit 57, is input to the odd-numbered carrier waveform processing unit 63 and subjected to the waveform processing described later, and then the odd-numbered carrier In the FFT processing unit 64, 256-point FFT processing is performed and converted into complex data on the frequency axis, and an OFDM odd symbol that is a set of complex data composed of in-phase axis (i) data and orthogonal axis (q) data and Become. Complex data Q 1 , Q 3 , ..., Q 199 converted on the frequency axis
Is input to the parallel-serial conversion unit 62.
【００３８】並直列変換部６２においてＯＦＤＭ偶数シ
ンボルとＯＦＤＭ奇数シンボルとが一体化されＯＦＤＭ
シンボルを構成する直列形式の複素データＱk に変換さ
れ、マッピング部１３１において元の送信データと同じ
受信データが得られる。In the parallel-serial conversion unit 62, the OFDM even symbols and the OFDM odd symbols are integrated into the OFDM.
The data is converted into serial-type complex data Q k forming a symbol, and the same reception data as the original transmission data is obtained in the mapping unit 131.
【００３９】図４に示される本発明のＯＦＤＭ復調器の
動作の一例を、直交キャリアがＱＰＳＫでディジタル変
調された場合について説明する。An example of the operation of the OFDM demodulator of the present invention shown in FIG. 4 will be described when the orthogonal carrier is digitally modulated by QPSK.
【００４０】図５は、ＯＦＤＭ偶数番直交キャリアの波
形を説明する説明図である。図中、７０はＯＦＤＭシン
ボルＱ９８，Ｑ１００の直交キャリアを表わす波形、７
１はＱＰＳＫシンボルＱ９６，Ｑ１０２の直交キャリア
を表わす波形、７２はＱＰＳＫシンボルＱ９４，Ｑ１０
４の直交キャリアを表わす波形、７３はＱＰＳＫシンボ
ルＱ０，Ｑ１９８の直交キャリアを表わす波形である。
横軸は、時間であり１タイムスロット時間Ｔｓは、ＯＦ
ＤＭシンボル期間を表わし、縦軸は振幅レベルである。FIG. 5 is an explanatory diagram for explaining the waveform of the OFDM even-numbered orthogonal carrier. In the figure, reference numeral 70 denotes a waveform representing an orthogonal carrier of OFDM symbols Q98 and Q100, 7
1 is a waveform representing an orthogonal carrier of QPSK symbols Q96 and Q102, and 72 is a QPSK symbol Q94 and Q10.
4 is a waveform representing an orthogonal carrier, and 73 is a waveform representing an orthogonal carrier of QPSK symbols Q0 and Q198.
The horizontal axis is time, and one time slot time Ts is OF
It represents the DM symbol period, and the vertical axis represents the amplitude level.
【００４１】ＱＰＳＫシンボルＱ９８，Ｑ１００の直交
キャリアを表わす波形７０は、１タイムスロットのＯＦ
ＤＭシンボル期間において２周期の波形であり、１タイ
ムスロットの中心時点に対して前半と後半とで波形が同
じである。同期間において、ＱＰＳＫシンボルＱ９６，
Ｑ１０２の直交キャリアを表わす波形７１は、４周期の
波形であり、ＯＦＤＭシンボルＱ９４，Ｑ１０４の直交
キャリアを表わす波形７２は、６周期の波形であり、Ｑ
ＰＳＫシンボルＱ０，Ｑ１９８の直交キャリア７３を表
わす波形１１２は、１００周期の波形であり、いずれ
も、前半と後半で波形が同じである。The waveform 70 representing the orthogonal carriers of the QPSK symbols Q98 and Q100 is the OF of one time slot.
The waveform has two cycles in the DM symbol period, and the waveform is the same in the first half and the latter half with respect to the central time point of one time slot. In the same period, the QPSK symbol Q96,
A waveform 71 representing a quadrature carrier of Q102 is a 4-cycle waveform, and a waveform 72 representing a quadrature carrier of OFDM symbols Q94 and Q104 is a 6-cycle waveform.
The waveform 112 representing the quadrature carrier 73 of the PSK symbols Q0 and Q198 is a waveform of 100 cycles, and the waveform is the same in both the first half and the second half.
【００４２】個々の偶数番直交キャリアがＱＰＳＫ変調
された波形は、１つのＯＦＤＭシンボル期間において、
偶数番直交キャリアに対して所定の相対位相関係をほぼ
維持するから、偶数番直交キャリアと同様に前半と後半
とで波形が同じになる。そして、偶数番直交キャリアの
時間軸上の複素データであるＩ信号とＱ信号とは、複数
の偶数番直交キャリアが個々にＱＰＳＫ変調された時間
軸波形の和であるＯＦＤＭ複素偶数データの実数部と虚
数部である。したがって、Ｉ信号とＱ信号も、同様に、
１つのＯＦＤＭシンボル期間において、前半と後半とで
波形が同じになる。The waveform in which each even-numbered orthogonal carrier is QPSK-modulated has the following structure:
Since a predetermined relative phase relationship is maintained with respect to the even-numbered orthogonal carriers, the waveforms are the same in the first half and the second half as in the even-numbered orthogonal carriers. The I signal and the Q signal, which are the complex data on the time axis of the even-numbered orthogonal carriers, are the real part of the OFDM complex even-numbered data, which is the sum of the time-axis waveforms obtained by individually QPSK-modulating a plurality of even-numbered orthogonal carriers. And the imaginary part. Therefore, the I and Q signals are also
In one OFDM symbol period, the waveform becomes the same in the first half and the second half.
【００４３】図６は、ＯＦＤＭ奇数番直交直交キャリア
の波形を説明する説明図である。図中、７４はＱＰＳＫ
シンボルＱ９９，Ｑ１１０の直交キャリアを表わす波
形、７５はＱＰＳＫシンボルＱ９７，Ｑ１０３の直交キ
ャリアを表わす波形、７６はＱＰＳＫシンボルＱ９５，
Ｑ１０５の直交キャリアを表わす波形、７７はＱＰＳＫ
シンボルＱ１，Ｑ１９９の直交キャリアを表わす波形で
ある。横軸は、時間であり１タイムスロット時間Ｔｓで
あるＯＦＤＭシンボル期間を表わし、縦軸は振幅レベル
である。FIG. 6 is an explanatory diagram for explaining the waveform of the OFDM odd-numbered orthogonal orthogonal carrier. In the figure, 74 is QPSK
A waveform representing orthogonal carriers of symbols Q99 and Q110, a waveform 75 representing orthogonal carriers of QPSK symbols Q97 and Q103, and a waveform 76 representing QPSK symbols Q95,
Waveform representing orthogonal carrier of Q105, 77 is QPSK
It is a waveform showing orthogonal carriers of symbols Q1 and Q199. The horizontal axis represents the OFDM symbol period, which is time and one time slot time Ts, and the vertical axis represents the amplitude level.
【００４４】ＱＰＳＫシンボルＱ９９，Ｑ１０１の直交
キャリアを表わす波形７４は、１タイムスロットのＯＦ
ＤＭシンボル期間において１周期の波形であり、１タイ
ムスロットの中心時点に対して前半と後半とで波形の位
相が反転する。同期間において、ＱＰＳＫシンボルＱ９
７，Ｑ１０３の直交キャリアを表わす波形７５は、３周
期の波形であり、ＱＰＳＫシンボルＱ９５，Ｑ１０５の
直交キャリアを表わす波形７６は、５周期の波形であ
り、ＱＰＳＫシンボルＱ１，Ｑ１９９の直交キャリアを
表わす波形７７は、１０９周期の波形であり、いずれ
も、１タイムスロットの中心時点に対して前半と後半で
波形の位相が反転する。The waveform 74 representing the orthogonal carriers of the QPSK symbols Q99 and Q101 is the OF of one time slot.
The waveform is one cycle in the DM symbol period, and the phase of the waveform is inverted in the first half and the second half with respect to the central time point of one time slot. During the same period, QPSK symbol Q9
The waveform 75 representing the quadrature carrier of Q7 and Q103 is a waveform of three cycles, and the waveform 76 representing the quadrature carrier of QPSK symbols Q95 and Q105 is the waveform of five cycles and represents the quadrature carrier of QPSK symbols Q1 and Q199. The waveform 77 is a waveform of 109 cycles, and in each case, the phase of the waveform is inverted in the first half and the second half with respect to the central time point of one time slot.
【００４５】個々の奇数番直交キャリアがＱＰＳＫ変調
された波形についても同様に、１つのＯＦＤＭシンボル
期間において、奇数番直交キャリアに対して所定の相対
位相関係をほぼ維持するから、奇数番直交キャリアと同
様に前半と後半とで波形の位相が反転している。そし
て、奇数番直交キャリアの時間軸上の複素データである
Ｉ信号とＱ信号とは、複数の奇数番直交キャリアが個々
にＱＰＳＫ変調された時間軸上の波形の和であるＯＦＤ
Ｍ複素奇数データの実数部と虚数部である。したがっ
て、Ｉ信号とＱ信号も、同様に、１つのＯＦＤＭシンボ
ル期間において、前半と後半とで波形の位相が反転して
いる。Similarly, with respect to a waveform in which each odd-numbered orthogonal carrier is QPSK-modulated, a predetermined relative phase relationship is substantially maintained with respect to the odd-numbered orthogonal carrier in one OFDM symbol period. Similarly, the phase of the waveform is inverted between the first half and the second half. Then, the I signal and the Q signal, which are complex data on the time axis of the odd-numbered orthogonal carriers, are OFD which are the sum of the waveforms on the time axis on which the plurality of odd-numbered orthogonal carriers are individually QPSK-modulated.
The real part and the imaginary part of the M complex odd number data. Therefore, the phases of the waveforms of the I signal and the Q signal are similarly inverted between the first half and the second half in one OFDM symbol period.
【００４６】直並列変換部５０の出力は、偶数番直交キ
ャリア用波形処理部６０に入力され、ＯＦＤＭシンボル
におけるＱＰＳＫ変調された偶数番直交キャリアの時間
軸上の複素データＩとＱの中心より前半の波形を排除し
後半の波形と同じ波形を前半に補間した波形にされる。
一方、直並列変換部５７の出力は、奇数番直交キャリア
用波形処理部６３に入力され、ＯＦＤＭシンボルにおけ
るＱＰＳＫ変調された奇数番直交キャリアの時間軸上の
複素データＩとＱの中心より前半の波形を排除し後半の
波形と同じ波形をその極性を反転して前半に補間した波
形にされる。The output of the serial-parallel conversion unit 50 is input to the even-numbered orthogonal carrier waveform processing unit 60, and the first half of the center of the complex data I and Q on the time axis of the QPSK-modulated even-numbered orthogonal carrier in the OFDM symbol. The waveform of is eliminated and the same waveform as the latter half is interpolated to the first half.
On the other hand, the output of the serial / parallel conversion unit 57 is input to the odd-numbered orthogonal carrier waveform processing unit 63, and the first half of the complex data I and Q on the time axis of the QPSK-modulated odd-numbered orthogonal carrier in the OFDM symbol is output. The waveform is eliminated, and the same waveform as the latter half waveform is inverted in polarity to interpolate the first half waveform.
【００４７】偶数番直交キャリア用波形処理部６０、奇
数番直交キャリア用波形処理部６３の出力は、それぞれ
偶数番直交キャリア用ＦＦＴ部６１、奇数番直交キャリ
ア用ＦＦＴ部６４に入力され、従来技術と同様に周波数
軸上の同相軸（ｉ）データと直交軸（ｑ）データとから
なる複素データの集合であるＯＦＤＭ偶数シンボルおよ
びＯＦＤＭ奇数シンボルとなる。そして、これらは、並
直列変換部６２に入力され、送信時と同じ順序の直列形
式のＱＰＳＫ複素データ列Ｑk となり、逆マッピング部
６５において、元の送信データが復元される。The outputs of the even-numbered orthogonal carrier waveform processing unit 60 and the odd-numbered orthogonal carrier waveform processing unit 63 are input to the even-numbered orthogonal carrier FFT unit 61 and the odd-numbered orthogonal carrier FFT unit 64, respectively, and the prior art is used. Similarly, the OFDM even symbol and the OFDM odd symbol are a set of complex data composed of in-phase axis (i) data and orthogonal axis (q) data on the frequency axis. Then, these are input to the parallel-serial conversion unit 62, and become the serial format QPSK complex data sequence Q k in the same order as at the time of transmission, and the inverse mapping unit 65 restores the original transmission data.
【００４８】なお、偶数番直交キャリア用波形処理部６
０、奇数番直交キャリア用波形処理部６４の機能をそれ
ぞれＦＦＴ部において実行してもよい。すなわち、複素
データＩとＱの前半の波形を排除し、後半の波形を繰り
返して前半にコピーしてから周波数軸上の複素データに
変換する偶数番直交キャリア用のＦＦＴ処理部、複素デ
ータＩとＱの前半の波形を排除し、後半の波形をその極
性を反転させてコピーしてから周波数軸上の複素データ
に変換する奇数番直交キャリア用のＦＦＴ処理部として
もよい。The even-numbered orthogonal carrier waveform processing section 6
The functions of the 0 and odd-numbered orthogonal carrier waveform processing units 64 may be executed in the FFT units. That is, the first half waveforms of the complex data I and Q are eliminated, the second half waveforms are repeatedly copied to the first half, and then converted to complex data on the frequency axis. It may be an FFT processing unit for odd-numbered orthogonal carriers that eliminates the waveform in the first half of Q, inverts the polarity of the waveform in the latter half, and then copies it to complex data on the frequency axis.
【００４９】このようにして、マルチパス妨害により１
シンボル先行する有効シンボル期間から遅延して到達す
る波が含まれる期間である、１つのＯＦＤＭシンボル期
間の先頭より５０％の期間を除く残りの期間のみから復
調することが可能になる。In this way, the multipath interference causes 1
It is possible to perform demodulation only from the remaining period excluding the period of 50% from the beginning of one OFDM symbol period, which is a period including a wave that arrives delayed from the effective symbol period preceding the symbol.
【００５０】[0050]
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
のＯＦＤＭ変調器およびＯＦＤＭ復調器によれば、マル
チパス妨害を低減できるとともに、送信側においてガー
ドインタバルが挿入されないから、周波数利用効率を高
めることができるとともに、各直交キャリアは完全な直
交関係となるから、各変調された直交キャリア相互の干
渉が少なくなるという効果を得ることができる。As is clear from the above description, according to the OFDM modulator and the OFDM demodulator of the present invention, multipath interference can be reduced, and since the guard interval is not inserted on the transmitting side, the frequency utilization efficiency can be improved. In addition to being able to increase the number, each orthogonal carrier has a perfect orthogonal relationship, so that it is possible to obtain the effect of reducing interference between the modulated orthogonal carriers.
【図１】本発明のＯＦＤＭ変調器の一実施例を説明する
説明図である。FIG. 1 is an explanatory diagram illustrating an embodiment of an OFDM modulator of the present invention.
【図２】ＯＦＤＭ偶数シンボルが割り当てられる直交キ
ャリアの配置を説明する説明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating an arrangement of orthogonal carriers to which OFDM even symbols are assigned.
【図３】ＯＦＤＭ奇数シンボルが割り当てられる直交キ
ャリアの周波数軸上の配置を説明する説明図であるFIG. 3 is an explanatory diagram for explaining an arrangement on a frequency axis of orthogonal carriers to which OFDM odd symbols are assigned.
【図４】本発明のＯＦＤＭ復調器の一実施例を説明する
説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram illustrating an embodiment of an OFDM demodulator of the present invention.
【図５】ＯＦＤＭ偶数番直交キャリアの波形を説明する
説明図であるFIG. 5 is an explanatory diagram illustrating a waveform of an OFDM even-numbered orthogonal carrier.
【図６】ＯＦＤＭ奇数番直交キャリアの波形を説明する
説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram illustrating a waveform of an OFDM odd-numbered orthogonal carrier.
【図７】従来のＯＦＤＭ変調器を説明する説明図であ
る。FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating a conventional OFDM modulator.
【図８】ＱＰＳＫ変調方式のシンボルマッピングを説明
する説明図である。FIG. 8 is an explanatory diagram illustrating symbol mapping of a QPSK modulation method.
【図９】従来の直交キャリアの周波数軸上の配置を説明
する説明図である。FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating a conventional arrangement of orthogonal carriers on a frequency axis.
【図１０】従来のガードインターバルを説明する説明図
である。FIG. 10 is an explanatory diagram illustrating a conventional guard interval.
【図１１】従来のＯＦＤＭ復調器を説明する説明図であ
る。FIG. 11 is an explanatory diagram illustrating a conventional OFDM demodulator.
１…マッピング部、２…直並列変換部、３…偶数番キャ
リア用ＩＦＦＴ部、４…奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部、
５，６…並直列変換部、１３…第１の発振部、１４…第
１の移相部、２５…第２の発振部、２６…第２の移相
部、４２…第２の発振部、４３…第２の移相部、４６…
第１の発振部、４７…第１の移相部、５０，５７…直並
列変換部、６１…偶数番キャリア用ＦＦＴ部、６２…並
直列変換部、６３…奇数番キャリア用波形処理部、６４
…奇数番キャリア用ＦＦＴ部、６５…逆マッピング部。1 ... Mapping unit, 2 ... Serial / parallel conversion unit, 3 ... Even number carrier IFFT unit, 4 ... Odd number carrier IFFT unit,
5, 6 ... Parallel-serial converter, 13 ... First oscillator, 14 ... First phase shifter, 25 ... Second oscillator, 26 ... Second phase shifter, 42 ... Second oscillator , 43 ... Second phase shifter, 46 ...
1st oscillating part, 47 ... 1st phase shifting part, 50, 57 ... Serial-parallel conversion part, 61 ... FFT part for even number carriers, 62 ... Parallel-serial conversion part, 63 ... Waveform processing part for odd number carriers, 64
... FFT section for odd number carriers, 65 ... Inverse mapping section.
Claims (4)
てディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦ
ＤＭ変調器において、複素データ系列を２系列に分配
し、該各系列を偶数番目の直交キャリアと奇数番目の直
交キャリアに割り当てる直並列変換手段と、該直並列変
換手段により偶数番目の直交キャリアに割り当てられた
系列、および、奇数番目の直交キャリアに割り当てられ
た系列に対し、それぞれ逆ＤＦＴ処理を行ない時間軸上
の複素データ波形を出力する偶数番キャリア用逆ＤＦＴ
処理部および奇数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部と、前記
それぞれの逆ＤＦＴ処理部の出力にて直交変調する２つ
の直交変調器を有することを特徴とするＯＦＤＭ変調
器。1. An OF in an OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated by a complex data sequence.
In the DM modulator, a complex data sequence is divided into two sequences, and a serial-parallel conversion unit that allocates each sequence to an even-numbered orthogonal carrier and an odd-numbered orthogonal carrier, and an even-numbered orthogonal carrier by the serial-parallel conversion unit. Inverse DFT for even-numbered carriers, which performs inverse DFT processing on the assigned sequence and the sequence assigned to odd-numbered orthogonal carriers and outputs a complex data waveform on the time axis
An OFDM modulator comprising: a processing unit, an inverse DFT processing unit for odd-numbered carriers, and two quadrature modulators that perform quadrature modulation with outputs of the respective inverse DFT processing units.
てディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦ
ＤＭ復調器において、偶数番キャリアの直交復調信号と
奇数番キャリアの直交復調信号とをそれぞれ直交復調す
るための２つの直交復調器と、該直交復調器の一方によ
って得られるディジタル変調された偶数番キャリアの時
間軸上の複素データをＯＦＤＭシンボルの中心より前半
の波形を排除し後半の波形と同じ波形を前半に補間する
偶数番キャリア用波形処理部と、該偶数番キャリア用波
形処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換する偶
数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、前記直交復調器の他
方によって得られるディジタル変調された奇数番キャリ
アの時間軸上の複素データをＯＦＤＭシンボルの中心よ
り前半の波形を排除し後半の波形と同じ波形をその極性
を反転して前半に補間する奇数番キャリア用波形処理部
と、該奇数番キャリア用波形処理部の出力を周波数軸上
の複素データに変換する奇数番キャリア用のＦＦＴ処理
部と、前記２つのＦＦＴ処理部より得られる２つの並列
な周波数軸上の複素データ系列を直列形式の周波数軸上
の複素データ系列へ変換する並直列変換手段を有するこ
とを特徴とするＯＦＤＭ復調器。2. An OF in an OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated by a complex data sequence.
In the DM demodulator, two quadrature demodulators for quadrature demodulating the quadrature demodulation signal of the even-numbered carrier and the quadrature demodulation signal of the odd-numbered carrier respectively, and the digitally-modulated even-numbered demodulator obtained by one of the quadrature demodulators Output of the even-numbered carrier waveform processing unit for eliminating the first-half waveform of the complex data on the time axis of the carrier from the center of the OFDM symbol and interpolating the same waveform as the latter-half waveform in the first half, and the even-numbered carrier waveform processing unit To the complex data on the frequency axis and the FFT processing unit for the even number carrier, and the complex data on the time axis of the digitally modulated odd number carrier obtained by the other of the orthogonal demodulators from the center of the OFDM symbol. Waveforms for the odd-numbered carriers that eliminate the waveforms in the second half and invert the polarity of the same waveforms as the latter half of the waveforms and interpolate in the first half, and the odd-numbered carriers. A. An FFT processing unit for odd-numbered carriers, which converts the output of the waveform processing unit for frequency into complex data on the frequency axis, and two parallel data sequences on the frequency axis, which are obtained from the two FFT processing units, in serial form An OFDM demodulator having parallel-serial conversion means for converting to a complex data series on the frequency axis of.
てディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦ
ＤＭ変調器において、複素データ系列を２系列に分配
し、該各系列を偶数番目の直交キャリアと奇数番目の直
交キャリアに割り当てる直並列変換手段と、該直並列変
換手段により偶数番目の直交キャリアに割り当てられた
系列、および、奇数番目の直交キャリアに割り当てられ
た系列に対し、それぞれ逆ＤＦＴ処理を行ない時間軸上
の複素データ波形を出力する偶数番キャリア用逆ＤＦＴ
処理部および奇数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部と、前記
それぞれの逆ＤＦＴ処理部の出力にて第１の周波数のキ
ャリアを直交変調する２つの第１直交変調器と、該２つ
の第１直交変調器の各出力にて第２の周波数のキャリア
を直交変調する第２直交変調器を備えたことを特徴とす
るＯＦＤＭ変調器。3. An OF in an OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated by a complex data sequence.
In the DM modulator, a complex data sequence is divided into two sequences, and a serial-parallel conversion unit that allocates each sequence to an even-numbered orthogonal carrier and an odd-numbered orthogonal carrier, and an even-numbered orthogonal carrier by the serial-parallel conversion unit. Inverse DFT for even-numbered carriers, which performs inverse DFT processing on the assigned sequence and the sequence assigned to odd-numbered orthogonal carriers and outputs a complex data waveform on the time axis
A processing unit and an inverse DFT processing unit for odd-numbered carriers, two first quadrature modulators that perform quadrature modulation on the carrier of the first frequency by the outputs of the respective inverse DFT processing units, and the two first quadrature modulations An OFDM modulator comprising a second quadrature modulator for quadrature modulating a carrier of a second frequency at each output of the modulator.
てディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦ
ＤＭ復調器において、受信信号を第２の周波数のキャリ
アにて直交復調するための第２の直交復調器と、該第２
の直交復調器によって得られる偶数番キャリアの直交復
調信号と奇数番キャリアの直交復調信号とをそれぞれ第
１の周波数のキャリアにて直交復調する２つの第１の直
交復調器と、該第１の直交復調器の一方によって得られ
るディジタル変調された偶数番キャリアの時間軸上の複
素データをＯＦＤＭシンボルの中心より前半の波形を排
除し後半の波形と同じ波形を前半に補間する偶数番キャ
リア用波形処理部と、該偶数番キャリア用波形処理部の
出力を周波数軸上の複素データに変換する偶数番キャリ
ア用のＦＦＴ処理部と、前記第２の直交復調器の他方に
よって得られるディジタル変調された奇数番キャリアの
時間軸上の複素データをＯＦＤＭシンボルの中心より前
半の波形を排除し後半の波形と同じ波形をその極性を反
転して前半に補間する奇数番キャリア用波形処理部と、
該奇数番キャリア用波形処理部の出力を周波数軸上の複
素データに変換する奇数番キャリア用のＦＦＴ処理部
と、前記２つのＦＦＴ処理部より得られる２つの並列な
周波数軸上の複素データ系列を直列形式の周波数軸上の
複素データ系列へ変換する並直列変換手段を有すること
を特徴とするＯＦＤＭ復調器。4. An OF in an OFDM modulation system in which a plurality of orthogonal carriers are digitally modulated by a complex data sequence.
In the DM demodulator, a second quadrature demodulator for quadrature demodulating a received signal with a carrier having a second frequency;
Two quadrature demodulators that quadrature demodulate the quadrature demodulation signal of the even-numbered carrier and the quadrature demodulation signal of the odd-numbered carrier, which are obtained by the quadrature demodulator, respectively. Waveform for even number carrier that excludes the first half waveform from the center of the OFDM symbol and interpolates the same waveform as the latter half of the complex data on the time axis of the digitally modulated even number carrier obtained by one of the quadrature demodulators Digitally modulated by a processing unit, an FFT processing unit for an even number carrier which converts the output of the waveform processing unit for an even number carrier into complex data on the frequency axis, and the other of the second quadrature demodulators. For the complex data on the time axis of the odd-numbered carrier, the waveform in the first half of the center of the OFDM symbol is eliminated, and the same waveform as the latter half of the waveform is inverted and the polarity is interpolated in the first half. And the odd-numbered carrier waveform processing unit that,
An odd-numbered carrier FFT processing section for converting the output of the odd-numbered carrier waveform processing section into complex data on the frequency axis, and two parallel complex-frequency data series on the frequency axis obtained from the two FFT processing sections. An OFDM demodulator having parallel-serial conversion means for converting a serial data into a complex data series on the frequency axis.
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