【発明の詳細な説明】
ノイズ整合回路網
技術分野
本発明は、光受信装置のノイズ整合回路網に関する。さらに、本発明は、ノイ
ズ整合回路網を含む光受信装置に関する。
背景技術
光受信装置は、普通、前置増幅器に接続するフォトダイオードとして、PINフ
ォトダイオードまたはアバランシュ・フォトダイオード（APD）のいずれかを採
用している。前置増幅器は、普通、ガリウム・ヒ素（GaAs）MESFETまたはHEMTを
採用することになる。過去の文献としては、B.L. Kasper，J.C. Campbell,J.R．
Ta1man，A.H．Gnauck，J.E．Bowers and W.S．Ho1den ”An APD/FET optical r
eceiver operation at 8 Gbits/s,”J．Lightwave Technol.vol LT-5，no.3，pp
.344-347，March 1987を参照されたい。この文献のフォトダイオードは、グラン
ド浮遊容量を軽減し、前置増幅器のバンド幅を改善するため、直接前置増幅器に
直接結合されている。
最近の文献としては、G．Jacobsen，J.X．Kan and I.G．Garrett，”Tuned fr
ont-enddesign for heterodyne optical receivers,”J．Lightwave Technol．v
ol LT-7，no.l，pp.105-114，Jan．1989があるので参照されたい。フォトダイオ
ードと前置増幅器の間の同調をとることにより、サーマルノイズ（thermal nois
e）に対するパフォーマンスを改善することができることは明らかである。直列
および並列同調インダクタと変成器を用いることが提案されている。さらに、J.
L．Gim1ett，”A new low noise 16GHz PIN/HEMT optical receiver,”Fourteen
th European Conference on Optical Communication（ecoc.’88），Post Deadl
ine papers，pp.13-16,Sept．1988．には、誘導性／抵抗性Ｔ形回路網が提案さ
れており、このＴ形回路網は直列のアームに誘導性コンポーネントを有し、並列
のアームに誘導性コンポーネントおよび抵抗性コンポーネントを有する。
本発明者による以前の文献、すなわち、M.S．Park,R.A．Minasian”High-Spee
d Optoe1ectric Integrated Receiver Design for Fiber-Optic Communications
”JIREEには、３次Ｔ形回路網であって、直列アームには誘導性コンポーネント
を有し、並列アームには容量性コンポーネントを有する３次Ｔ形回路網を用いる
ことが提案されている。
発明の開示
本発明は、本発明者が以前提案したものを改善したものであり、本発明者によ
り実現されたものに基づいており、抵抗とインダクタを用いることによりノイズ
に対するパフォーマンスを改善している。本発明は、ノイズ整合回路網の幾つか
のクラスを識別するため提案したものを拡張した。
本発明により、光受信装置のノイズ整合回路網が提供され、本発明は、直列ア
ームに誘導性素子を有し、シャントアームに容量性素子を有するＴ形回路網を備
え、Ｔ形回路網は前記アームのうちの少なくとも１つのアームに抵抗性素子も備
えている。
直列アームの抵抗値は、回路網のＱファクタを軽減させ、抵抗からのサーマル
ノイズに起因するノイズに対するパフォーマンスも低下させる。しかし、ノイズ
に対するパフォーマンスが僅かに低下するものの、広帯域の周波数応答を改善す
ることができる。
ローパスフィルタ形整合回路網は直列接続した誘導性素子および抵抗性素子を
、直列アームのうちの少なくとも１つのアームで利用することができ、容量性素
子を、並列アームのうちの少なくとも１つのアームで利用することができる。
１次フィルタは、直列接続した誘導性素子および抵抗性素子を直列アームに備
えている。
２次フィルタは、直列接続した誘導性素子と抵抗性素子を直列アームに備え、
容量性素子を並列アームに備えている。誘導性素子を、抵抗性素子に追加するか
、あるいは、抵抗性素子に代えるかのいずれかができるように、抵抗性素子を容
量性素子と直列接続して並列アームに含むことができる。
３次フィルタは、２つの直列アームと単一の並列アームとを備え、前記全アー
ムはコモンノードに接続されている。３次フィルタは、抵抗性素子と直列接続し
た誘導性素子を、直列アームのうちの少なくとも１つの直列アームに備え、コン
デンサを並列アームに備えることができる。誘導性素子を、抵抗性素子に追加す
るか、あるいは、抵抗性素子に代えるかのいずれかができるように、抵抗性素子
をコンデンサとともに並列アームに含むことができる。
バンドパスフィルタ形ノイズ整合回路網は、直列接続した容量性素子と抵抗性
素子を直列アームのうちの少なくとも１つのアームに含み、任意指定として、容
量性素子を直列アームのうちの少なくとも１つのアームに直列に配列する。並列
アームのうちの少なくとも１つのアームは、容量性素子を並列結合したものか、
あるいは、抵抗性素子と直列接続した容量性素子と、容量性素子か、あるいは、
抵抗性素子と直列接続した誘導性素子とを備えている。追加の並列アームは、容
量性素子か、あるいは、抵抗性素子に直列接続した誘
導性素子を備えるか、あるいは、両者を並列接続したものを備えることができる
。
高次フィルタは２つ以上の並列アームおよび２つ以上の直列アームを備えてい
る。
誘導性素子と抵抗性素子とを直列接続するには、損失インダクタが選択された
場合は、誘導性素子の内部抵抗を採用することにより実現することができる。
回路網の素子は、ハイブリッド集積技術またはオプトエレクトロニック集積技
術のいずれかにより実現することができる。例えば、誘導性素子は、細いボンド
ワイヤか、あるいは、高インピーダンスのマイクロストリップラインを用いて実
現することができる。
本発明の他の実施態様では、本発明の第１実施態様で具現化されたノイズ整合
回路を介して、前置増幅段に結合された光検出器を備えた光受信装置が提供され
ている。
本発明を具現化した光受信装置は高いノイズパフォーマンスを有し、ローパス
フィルタおよびバンドパスフィルタは、数GHzという広い帯域に亘る周波数応答
が平坦であり、光感度が良好である。ノイズ整合回路網は光検出器と前置増幅器
のインピーダンスを所要のインピーダンスにし、ノイズを最小にすることができ
る。
本発明は、周波数が数GFzの光信号に対して、直接検波またはヘテロダイン検
波のいずれかを採用した高
機能の光通信システムに適用することができる。本発明により、光受信装置は光
信号を電気信号に超低ノイズ変換することができる。光受信装置の感度が向上し
たので、伝送距離が延びるか、あるいは、光ネットワークのパワーバジェト（po
wer budget）が増加する。
図面の簡単な説明
以下、本発明の実施態様を図面を参照して説明する。
第１図は本発明を具現化した１次フィルタ形整合回路網を示す。
第2a図は本発明を具現化した３次ローパスフィルタ形整合回路網を示し、第2b
図ないし第2f図はこの３次フィルタの変更例を示す。
第3a図は本発明を具現化した３次ローパスフィルタ形整合回路網の他の例を示
し、第3b図ないし第3g図はこの３次フィルタの変更例を示す。
第４図は本発明を具現化した５次ローパスフィルタ形整合回路網を示す。
第５図は本発明を具現化した５次ローパスフィルタ形整合回路網の他の例を示
す。
第６図は本発明を具現化した７次ローパスフィルタ形整合回路網を示す。
第７図は本発明を具現化した７次ローパスフィルタ
形整合回路網の他の例を示す。
第8a図は本発明を具現化した３次バンドパスフィルタ形整合回路網を示し、第
8b図ないし第8f図はこの３次フィルタの変更例を示す。
第９図は本発明を具現化した４次バンドパスフィルタ形整合回路網を示す。
第10図は本発明を具現化した４次バンドパスフィルタ形整合回路網の第２例を
示す。
第11図は本発明を具現化した４次バンドパスフィルタ形整合回路網の第３例を
示す。
第12図は本発明を具現化した４次バンドパスフィルタ形整合回路網の第４例を
示す。
第13図は本発明を具現化した５次バンドパスフィルタ形整合回路網を示す。
第14図は本発明を具現化した５次バンドパスフィルタ形整合回路網の他の例を
示す。
第15図は本発明の実施態様を具現化した光受信装置の回路図である。
発明を実施するための最良の形態
ノイズ整合回路網は各図において参照番号100で示し、各図には、ノイズ整合
回路網は入力ポート１と出力ポート２を有する２ポート回路網として示す。
第１図を説明する。第１図に示す１次ローパスフィルタ形ノイズ整合回路網は
、単一の直列アーム３を備えており、この直列アーム３は誘導性素子４と抵抗性
素子５として表される損失インダクタを有する。
第2a図を説明する。３次回路網は２つの直列アーム３および６を備え、これら
の直列アーム３および６は損失インダクタを有する。並列アーム７には、直列接
続された容量性素子８と抵抗性素子９が存在する。
１つ以上の抵抗性素子を除去することができる。例えば、第2b図では、第２直
列アーム６の抵抗性素子が除去されている。第2c図に示す第１直列アーム３では
、抵抗性素子が除去されている。第2d図に示す並列アーム７では、抵抗性素子が
除去されている。第2e図の第２直列アーム６と並列アーム７では、抵抗性素子が
除去されている。第2f図に示す第１直列アームと並列アーム７では、抵抗性素子
が除去されている。
第3a図に示す３次回路網の他の例では、同一の素子が直列アーム３および６に
用いられているが、並列アームは直列接続された容量性素子８と誘導性素子10を
含む。１つ以上の抵抗性素子を除去することができ
る。例えば、第２直列アーム６の抵抗性素子を第3b図に示すように除去するか、
あるいは、第１直列アーム３の抵抗性素子を第3c図に示すように除去することが
できる。あるいはまた、追加の抵抗性素子９を、第3d図に示すように、並列アー
ム７に、コンデンサ８およびインダクタ10と直列に含むことができる。この場合
、抵抗性素子５を、第3e図に示すように、両方の直列アームに含むか、あるいは
、第3f図および第3g図にそれぞれ示すように、第１直列アーム３または第２直列
アーム６のみに含むことができる。
第４図に示す５次回路網では、３つの同様の損失インダクタがそれぞれ直列ア
ーム３，６，および11に存在し、２つの並列アーム７および12は、それぞれ、近
接する直列アームの節点にそれぞれ接続されたコンデンサ８を備えている。
第５図を説明する。４次回路網の他の例は、３つの同一の直列アーム３，６，
および11を有するが、並列アーム７および12は抵抗性素子９と直列に接続した容
量性素子８を備えている。
第６図を説明する。７次回路網は直列アーム３，６，11，および13に４つの損
失インダクタを採用している。３つの並列アームは、近接した直列アームの節点
にそれぞれ接続したコンデンサ８を備えている。
第７図を説明する。７次回路網の他の例は同一の直列アーム３，６，11，およ
び13を採用しているが、並
列アーム12および14は抵抗性素子９と直列接続した容量性素子８を備えている。
第8a図を説明する。３次バンドパスフィルタ形整合回路は２つの直列アーム３
および６を備えており、２つの直列アーム３および６は、それぞれ、直列接続さ
れた誘導性素子４および抵抗性素子５により表される損失インダクタを有する。
並列アーム７には、直列接続された容量性素子８および抵抗性素子９として表さ
れる損失コンデンサと、誘導性素子15と抵抗知性素子16として表される損失イン
ダクタとが並列結合されている。第２直列アーム６または第１直列アーム３のい
ずれかの抵抗性素子５を、第8b図および第8c図にそれぞれ示すように、除去する
ことができる。あるいはまた、並列アーム７の１つのリム（limb）のコンデンサ
８と直列に接続された抵抗性素子９を第8d図に示すように除去することができる
。さらに、第２直列アーム６または第１直列アーム３のいずれかの抵抗性素子を
、第8e図および第8f図に示すように、それぞれ、除去することができる。
第９図に示す４次回路網を説明する。第９図に示す４次回路網は、直列アーム
３および６の２つの損失誘導性素子と、２つの並列アーム７および17を有する。
第１並列アーム７は、誘導性素子15と抵抗性素子16により表される損失インダク
タと並列に接続された容量性素子８を備えている。第２並列アームには、誘導性
素子15と抵抗性素子16により表される損失インダクタのみを有する。第10図を説
明する。第10図に示す４次回路網の第２例を説明する。この４次回路網は同一の
直列アーム３および６を有するが、第１並列アーム７には、並列接続された損失
コンデンサと損失インダクタを有し、損失コンデンサは容量性素子８と抵抗性素
子９により表され、損失インダクタは誘導性素子15と抵抗性素子16により表され
、第２並列アーム17は上述した並列アームと同一である。
４次回路網の第３例は、第11図に示すように、第９図に示す回路網と同一であ
る。ただし、第２直列アーム６は損失インダクタに直列接続されたコンデンサ18
を含む。
第12図の実施態様は、第10図に示す実施態様と同様であり、その上、第２直列
アーム６にコンデンサ18を含む
第13図を説明する。図示の５次回路網は、３つの直列アーム３，６，および11
と、２つの並列アーム７および17を有する。３つの直列アーム３，６，および11
は損失インダクタを有し、２つの並列アーム７および17は、誘導性素子15と抵抗
性素子16により表される損失インダクタに並列接続されたコンデンサ８を備えて
いる。第２直列アーム６には、コンデンサ18が損失インダクタに直列接続され追
加されている。第14図に示す５次回路網の他の例では、同一の損失誘導性素子と
同一のコンデンサ18が直列アーム３，６，および11で用いられている。しかし、
並列アーム７および17は、容量性素子８と抵抗性素子９により表される損失コン
デンサであって、損失インダクタに並列に接続された損失コンデンサを備えてい
る。
ローパスフィルタのトポロジーは、第１図ないし第７図に示すように、ほぼ直
流からマイクロウェーブ、数GHzの周波数レンジに亘って、パフォームされる。
バンドパスフィルタのトポロジーは、第８図ないし第14図に示すように、マイク
ロウェーブの周波数で広通過域に亘ってオペレートする。
第15図を説明する。第15図はノイズ整合回路網を採用した光受信装置の構成を
示す。光受信装置101は、４つの段、すなわち、
検出器102と、
ノイズ整合回路網100と、
前置増幅器103と、
負荷104と
を備えている。
検出器はフォトダイオード105を備え、インピーダンスZph（ω）を有する。イ
ンピーダンスZph（ω）は接合容量Cdと直列抵抗Rsを備えている。
ノイズ整合回路網は本発明の第１実施態様の範囲を逸脱しない任意の回路網で
あり、第１図ないし第14図に示す回路網の１つを備えているのが典形的である。
整合回路網の出力インピーダンスはZs（ω）であり、フォトダイオードのインピ
ーダンスの効果を含む。
ノイズ指数という概念に基づく一般的なノイズ分析方法によれば、最小の等価
入力ノイズ電流に対して一般的なノイズ整合回路網を確立することができる。こ
れは、直接、利用可能なノイズパラメータ、例えば、最小ノイズ指数Fmin（ω）
と、ノイズ抵抗Rn（ω）と、適正なソースアドミタンスYopt（ω）とを直接利用
する。これらのノイズパラメータは前置増幅器トランジスタのデータシートに指
定されているものである。
前置増幅器103はHEMTまたはMESFETトランジスタ106および107と、抵抗108,109
，および110と、コンデンサ111を備えている。抵抗110およびコンデンサ111によ
り、出力側に、慣用的なRC微分器が形成される。このRC微分器により、高インピ
ーダンス前置増幅器の低周波応答を等化する。
フォトダイオードの接合容量間の総等価入力ノイズ電流密度は、次のように表
される。
ただし、
Gs（ω）は整合回路網インピーダンスAs（ω）のコンダクタンスであり、
F（ω）はノイズ指数であり、
D（ω）およびB（ω）は整合回路網Ｎに対する２ポート伝達パラメータである
。
回路網の要件は、次のように定義されている。すなわち、整合回路網出力アドミ
タンスがYopt（ω）にアプローチし、トランジューサ・パワー・ゲインは最大に
なるように定義されている。これらの要件から、ノイズ整合回路網を任意のオー
ダに対して定義することができる。本発明は整合回路網の特定の例を参照して記
述したが、これら特定の回路網に制限されるものではないことは当然である。TECHNICAL FIELD The present invention relates to a noise matching network of an optical receiver. Furthermore, the present invention relates to an optical receiver including a noise matching network. Background Art Optical receivers usually employ either a PIN photodiode or an avalanche photodiode (APD) as the photodiode connected to the preamplifier. Preamplifiers will typically employ gallium arsenide (GaAs) MESFETs or HEMTs. For past references, see BL Kasper, JC Campbell, JR. Ta1man, AH. Gnauck, JE. Bowers and WS. Ho1den "An APD / FET optical receiver operation at 8 Gbits / s," J. See Lightwave Technol.vol LT-5, no.3, pp.344-347, March 1987. The photodiode of this document is directly coupled to the preamplifier in order to reduce ground stray capacitance and improve the bandwidth of the preamplifier. As a recent document, G. Jacobsen, JX. Kan and IG. Garrett, “Tuned fr ont-enddesign for heterodyne optical receivers,” J. Lightwave Technol. v ol LT-7, no.l, pp.105-114, Jan. There is 1989, so please refer to it. Clearly, tuning between the photodiode and the preamplifier can improve performance against thermal noise. It has been proposed to use series and parallel tuned inductors and transformers. In addition, J. L. Gim1ett, “A new low noise 16GHz PIN / HEMT optical receiver,” Fourteen th European Conference on Optical Communication (ecoc.'88), Post Deadline Papers, pp.13-16, Sept. 1988. Proposes an inductive / resistive T-network, which has inductive components in series arms and inductive and resistive components in parallel arms. A previous document by the inventor, namely MS. Park, RA. Minasian “High-Speeped Optoe1ectric Integrated Receiver Design for Fiber-Optic Communications” JIREE is a third-order T-shaped network with inductive component in series arm and capacitive component in parallel arm. It has been proposed to use a third order T network. DISCLOSURE OF THE INVENTION The present invention is an improvement over what the present inventor has previously proposed, and is based on what has been realized by the present inventor, which improves performance against noise by using resistors and inductors. . The present invention extends what was proposed to identify several classes of noise matching networks. According to the present invention, there is provided a noise matching network of an optical receiver, and the present invention comprises a T-shaped network having an inductive element in a series arm and a capacitive element in a shunt arm, and A resistive element is also provided on at least one of the arms. The resistance value of the series arm reduces the Q factor of the network and also reduces the performance against noise due to thermal noise from the resistor. However, the wideband frequency response can be improved with a slight decrease in noise performance. The low pass filter type matching network can utilize inductive and resistive elements connected in series in at least one arm of the series arm and the capacitive element in at least one arm of the parallel arm. Can be used. The primary filter includes an inductive element and a resistive element connected in series in a series arm. The second-order filter has an inductive element and a resistive element connected in series in a series arm and a capacitive element in a parallel arm. The resistive element can be included in a parallel arm in series with the capacitive element so that the inductive element can either be added to the resistive element or replaced with the resistive element. The third order filter comprises two series arms and a single parallel arm, all said arms being connected to a common node. The third-order filter may include an inductive element connected in series with the resistive element in at least one series arm of the series arms and a capacitor in the parallel arms. The resistive element can be included in the parallel arm with the capacitor so that the inductive element can either be added to the resistive element or replaced with the resistive element. The bandpass filter type noise matching network includes a capacitive element and a resistive element connected in series in at least one arm of the series arms, and optionally the capacitive element in at least one arm of the series arms. Array in series. At least one of the parallel arms is a parallel combination of capacitive elements, or a capacitive element in series with a resistive element and a capacitive element, or an inductive element in series with a resistive element. And a sex element. The additional parallel arm may comprise a capacitive element, an inductive element connected in series with a resistive element, or a parallel connection of both. The high order filter comprises two or more parallel arms and two or more series arms. In order to connect the inductive element and the resistive element in series, when the loss inductor is selected, it can be realized by adopting the internal resistance of the inductive element. The elements of the network can be realized either by hybrid integration techniques or optoelectronic integration techniques. For example, the inductive element can be implemented using thin bond wires or high impedance microstrip lines. According to another embodiment of the present invention, there is provided an optical receiver including a photodetector coupled to a preamplification stage via a noise matching circuit embodied in the first embodiment of the present invention. . The optical receiver embodying the present invention has high noise performance, and the low-pass filter and the band-pass filter have a flat frequency response over a wide band of several GHz and have good optical sensitivity. The noise matching network can bring the impedance of the photodetector and the preamplifier to the required impedance and minimize noise. The present invention can be applied to a highly functional optical communication system that employs either direct detection or heterodyne detection for an optical signal with a frequency of several GFz. According to the present invention, an optical receiving device can convert an optical signal into an electric signal with ultra-low noise. Since the sensitivity of the optical receiver is improved, the transmission distance is extended or the power budget of the optical network is increased. Brief Description of the Drawings Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a first-order filter type matching network embodying the present invention. FIG. 2a shows a third-order low-pass filter type matching network embodying the present invention, and FIGS. 2b to 2f show modified examples of the third-order filter. FIG. 3a shows another example of a third-order low-pass filter type matching network embodying the present invention, and FIGS. 3b to 3g show a modification of this third-order filter. FIG. 4 shows a fifth order low pass filter type matching network embodying the present invention. FIG. 5 shows another example of the fifth-order low-pass filter type matching network embodying the present invention. FIG. 6 shows a 7th-order low-pass filter type matching network embodying the present invention. FIG. 7 shows another example of a 7th-order low-pass filter type matching network embodying the present invention. FIG. 8a shows a third-order bandpass filter type matching network embodying the present invention, and FIGS. 8b to 8f show modified examples of the third-order filter. FIG. 9 shows a fourth-order bandpass filter type matching network embodying the present invention. FIG. 10 shows a second example of a fourth-order bandpass filter type matching network embodying the present invention. FIG. 11 shows a third example of a fourth-order bandpass filter type matching network embodying the present invention. FIG. 12 shows a fourth example of a fourth-order bandpass filter type matching network embodying the present invention. FIG. 13 shows a fifth-order bandpass filter type matching network embodying the present invention. FIG. 14 shows another example of a fifth-order bandpass filter type matching network embodying the present invention. FIG. 15 is a circuit diagram of an optical receiving device embodying an embodiment of the present invention. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION The noise matching network is shown in each figure by the reference numeral 100, and in each figure the noise matching network is shown as a two-port network having an input port 1 and an output port 2. FIG. 1 will be described. The first-order low-pass filter type noise matching network shown in FIG. 1 comprises a single series arm 3, which has a lossy inductor represented as an inductive element 4 and a resistive element 5. FIG. 2a will be described. The tertiary network comprises two series arms 3 and 6 which have loss inductors. The parallel arm 7 has a capacitive element 8 and a resistive element 9 connected in series. One or more resistive elements can be removed. For example, in FIG. 2b, the resistive element of the second series arm 6 has been removed. In the first series arm 3 shown in Fig. 2c, the resistive element is removed. In the parallel arm 7 shown in FIG. 2d, the resistive element is removed. In the second series arm 6 and the parallel arm 7 in FIG. 2e, the resistive element is removed. In the first series arm and the parallel arm 7 shown in FIG. 2f, the resistive element is removed. In another example of the tertiary network shown in FIG. 3a, the same element is used for the series arms 3 and 6, but the parallel arm comprises a capacitive element 8 and an inductive element 10 connected in series. One or more resistive elements can be removed. For example, the resistive element of the second series arm 6 can be removed as shown in Figure 3b, or the resistive element of the first series arm 3 can be removed as shown in Figure 3c. Alternatively, an additional resistive element 9 can be included in parallel arm 7 in series with capacitor 8 and inductor 10, as shown in FIG. 3d. In this case, the resistive element 5 is included in both series arms as shown in FIG. 3e, or the first series arm 3 or the second series arm 3 as shown in FIGS. 3f and 3g, respectively. Only 6 can be included. In the quintic network shown in FIG. 4, three similar loss inductors are present in series arms 3, 6, and 11, respectively, and two parallel arms 7 and 12 are respectively at the nodes of adjacent series arms. It has a connected capacitor 8. FIG. 5 will be described. Another example of a quaternary network has three identical series arms 3, 6, and 11, but parallel arms 7 and 12 comprise a resistive element 9 and a capacitive element 8 connected in series. FIG. 6 will be described. The seventh network employs four lossy inductors in series arms 3, 6, 11, and 13. The three parallel arms are provided with capacitors 8 respectively connected to the nodes of adjacent series arms. FIG. 7 will be described. Another example of a seventh order network employs the same series arms 3, 6, 11 and 13 but parallel arms 12 and 14 comprise a resistive element 9 and a capacitive element 8 connected in series. . Referring to FIG. 8a. The third-order bandpass filter type matching circuit comprises two series arms 3 and 6, and the two series arms 3 and 6 respectively have a loss represented by an inductive element 4 and a resistive element 5 connected in series. It has an inductor. To the parallel arm 7, a loss capacitor represented by a capacitive element 8 and a resistive element 9 connected in series and a loss inductor represented by an inductive element 15 and a resistive intelligence element 16 are connected in parallel. The resistive element 5 of either the second series arm 6 or the first series arm 3 can be eliminated as shown in Figures 8b and 8c, respectively. Alternatively, the resistive element 9 connected in series with the capacitor 8 of one limb of the parallel arm 7 can be eliminated as shown in Figure 8d. Furthermore, the resistive element of either the second series arm 6 or the first series arm 3 can be eliminated, respectively, as shown in Figures 8e and 8f. The quaternary circuit network shown in FIG. 9 will be described. The quaternary network shown in FIG. 9 has two loss-inducing elements of series arms 3 and 6 and two parallel arms 7 and 17. The first parallel arm 7 comprises a capacitive element 8 connected in parallel with a loss inductor represented by an inductive element 15 and a resistive element 16. The second parallel arm has only a loss inductor represented by inductive element 15 and resistive element 16. FIG. 10 will be explained. A second example of the quaternary circuit network shown in FIG. 10 will be described. This quaternary network has the same series arms 3 and 6, but the first parallel arm 7 has a loss capacitor and a loss inductor connected in parallel, the loss capacitor comprising a capacitive element 8 and a resistive element 9. , The loss inductor is represented by an inductive element 15 and a resistive element 16, and the second parallel arm 17 is identical to the parallel arm described above. A third example of a quaternary network is the same as the network shown in FIG. 9, as shown in FIG. However, the second series arm 6 includes a capacitor 18 connected in series with the loss inductor. The embodiment of FIG. 12 is similar to the embodiment shown in FIG. 10, and further describes FIG. 13 including a capacitor 18 in the second series arm 6. The illustrated quintic network has three series arms 3, 6, and 11 and two parallel arms 7 and 17. The three series arms 3, 6, and 11 have a loss inductor and the two parallel arms 7 and 17 comprise a capacitor 8 connected in parallel with the loss inductor represented by the inductive element 15 and the resistive element 16. ing. To the second series arm 6, a capacitor 18 is additionally connected in series with the loss inductor. In another example of the quintic network shown in FIG. 14, the same loss inductive element and the same capacitor 18 are used in the series arms 3, 6, and 11. However, the parallel arms 7 and 17 are provided with a loss capacitor represented by the capacitive element 8 and the resistive element 9 and connected in parallel to the loss inductor. As shown in FIGS. 1 to 7, the topology of the low-pass filter is performed over a frequency range of almost direct current to microwave and several GHz. As shown in FIGS. 8 to 14, the bandpass filter topology operates at a microwave frequency over a wide pass band. FIG. 15 will be explained. FIG. 15 shows the configuration of an optical receiving device that employs a noise matching network. The optical receiver 101 comprises four stages: a detector 102, a noise matching network 100, a preamplifier 103, and a load 104. The detector comprises a photodiode 105 and has an impedance Z ph (ω). The impedance Z ph (ω) has a junction capacitance C d and a series resistance R s . The noise matching network is any network that does not depart from the scope of the first embodiment of the present invention, and is typically equipped with one of the networks shown in FIGS. The output impedance of the matching network is Z s (ω), which includes the effect of photodiode impedance. A general noise analysis method based on the concept of noise figure can establish a general noise matching network for the minimum equivalent input noise current. It directly utilizes the available noise parameters, eg the minimum noise figure F min (ω), the noise resistance R n (ω) and the proper source admittance Y opt (ω). These noise parameters are those specified in the preamplifier transistor data sheet. Preamplifier 103 comprises HEMT or MESFET transistors 106 and 107, resistors 108, 109 and 110, and capacitor 111. The resistor 110 and the capacitor 111 form a conventional RC differentiator on the output side. This RC differentiator equalizes the low frequency response of the high impedance preamplifier. The total equivalent input noise current density between the junction capacitances of the photodiode is expressed as follows. Where G s (ω) is the conductance of the matching network impedance A s (ω), F (ω) is the noise index, and D (ω) and B (ω) are the two-port transfer to the matching network N. It is a parameter. The network requirements are defined as follows. That is, the matching network output admittance is defined to approach Y opt (ω) and maximize the transducer power gain. From these requirements, a noise matching network can be defined for any order. Although the present invention has been described with reference to particular examples of matching networks, it should be understood that it is not limited to these particular networks.
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Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ
，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，
ＴＤ，ＴＧ)，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，
ＣＡ，ＣＨ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，Ｈ
Ｕ，ＪＰ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＵ，ＭＧ，ＭＮ
，ＭＷ，ＮＬ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，
ＳＤ，ＳＥ，ＳＫ，ＵＡ，ＵＳ，ＶＮ
(72)発明者 パーク，ムーン スー
大韓民国 デージョン テドク サイエン
ス タウン ピー．オー．ボックス ８
エレクトロニクス アンド テレコミュニ
ケーション リサーチ インスティテュー
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