JPH0846534A - Noise elimination system for fm signal - Google Patents
Noise elimination system for fm signalInfo
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はFM信号の雑音除去方式
に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a noise elimination system for FM signals.
【0002】[0002]
【従来の技術】図4はFM信号と雑音成分の関係を示す
ベクトル図である。図4で、FM信号Sは角周波数ωs
で回転しており、FM信号Sの先端で雑音信号が回転し
ている。ここで、FM信号Sとの位相差がφ1のときの
雑音成分をN1、位相差がφ2の時の雑音成分をN2と
し、φ1=φ2(絶対値)とすると、同じ雑音位相量で
ありながら互いに逆方向の雑音成分が存在することにな
る。FM信号の雑音除去方式として特開平4−1502
31号に開示された、FM信号が雑音によって受ける振
幅変動から雑音の瞬時位相成分を検出する、方式があ
る。2. Description of the Related Art FIG. 4 is a vector diagram showing the relationship between FM signals and noise components. In FIG. 4, the FM signal S has an angular frequency ωs
The noise signal is rotating at the tip of the FM signal S. Here, assuming that the noise component when the phase difference with the FM signal S is φ1 is N1, the noise component when the phase difference is φ2 is N2, and φ1 = φ2 (absolute value), the noise phase amount is the same. There will be noise components in opposite directions. Japanese Patent Laid-Open No. 4-1502 as a noise removal method for FM signals
There is a method disclosed in No. 31 that detects an instantaneous phase component of noise from an amplitude variation of an FM signal caused by noise.
【0003】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記特
開平4−150231号に開示のFM信号の雑音除去方
式では雑音の絶対位相を検出しているために実際の回転
方向を判定できない(すなわち、図4で、雑音のベクト
ルがN1,N2のいずれのベクトルかを判定できない)
ので、入力信号から検出した雑音成分を打ち消す際に逆
方向に回転する雑音を検出した場合には位相変動が増加
する可能性があり、FM信号の雑音除去が正確性を欠く
場合があるという問題点があった。However, in the noise elimination method for FM signals disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 4-150231, the actual rotation direction cannot be determined because the absolute phase of the noise is detected (that is, as shown in FIG. In 4, it is impossible to determine whether the noise vector is N1 or N2.)
Therefore, when noise that rotates in the opposite direction is detected when canceling the noise component detected from the input signal, the phase fluctuation may increase, and the noise removal of the FM signal may be inaccurate. There was a point.
【0004】本発明は上記従来技術の問題点に鑑みてな
されたものであり、雑音の回転方向を検出することによ
りFM信号の雑音除去を正確に行い得るFM信号の雑音
除去方式の提供を目的とする。The present invention has been made in view of the above problems of the prior art, and an object of the present invention is to provide an FM signal noise elimination system capable of accurately eliminating the noise of an FM signal by detecting the rotation direction of noise. And
【0005】[0005]
【課題を解決するための手段】FM信号の帯域内の雑音
はFMキャリアを中心としてその上下の周波数(上・下
側帯波)にランダムに存在している。この上側帯波と下
側帯波の雑音は、雑音の位相量は同一でも回転方向(進
み位相と遅れ位相)が異なる。本発明は雑音によるFM
信号振幅の変動から雑音の位相成分を検出する方法に、
この雑音の回転方向の検出手段を付加し、FM帯域の雑
音の除去を行う。The noise in the band of the FM signal exists randomly at frequencies above and below the FM carrier (upper and lower sidebands). The noise of the upper sideband and the noise of the lower sideband have different rotation directions (leading phase and lagging phase) even if the noise phase amount is the same. The present invention uses FM by noise
In the method of detecting the phase component of noise from the fluctuation of the signal amplitude,
The noise rotation direction detecting means is added to remove the noise in the FM band.
【0006】具体的には、上記の目的を達成するために
第1の発明のFM信号の雑音除去方式は、第1及び第2
の経路に分岐されたFM信号からそれぞれ差周波数成分
を取り出す第1及び第2の周波数変換手段と、それぞれ
の差周波数成分からそれぞれキャリア信号に対する雑音
の位相成分を検出する第1及び第2のノイズ検出手段
と、第1及び第2のノイズ検出手段の出力とFM信号と
をそれぞれ乗算する第1及び第2の乗算手段と、第1及
び第2の乗算手段の出力をそれぞれFM復調する第1及
び第2の復調手段と、第2の復調手段の出力を反転する
反転手段と、制御信号に基づいて第1の復調手段の出力
と反転手段の出力のいずれかから雑音を除去したFM復
調信号を選択して出力するスイッチ手段と、制御信号を
出力するスイッチ制御手段と、を有することを特徴とす
る。Specifically, in order to achieve the above-mentioned object, the noise elimination method of the FM signal of the first invention is the first and second methods.
First and second frequency conversion means for extracting the difference frequency component from the FM signal branched to the path, and first and second noise for detecting the phase component of the noise with respect to the carrier signal from the respective difference frequency component. Detection means, first and second multiplication means for multiplying the outputs of the first and second noise detection means and the FM signal, respectively, and first demodulation for FM demodulation of the outputs of the first and second multiplication means, respectively. And a second demodulating means, an inverting means for inverting the output of the second demodulating means, and an FM demodulated signal in which noise is removed from either the output of the first demodulating means or the output of the inverting means based on the control signal. And switch control means for outputting a control signal.
【0007】第2の発明は上記第1の発明の雑音除去方
式において、スイッチ制御手段が、スイッチ手段からの
出力をFM変調する第1の変調手段および、該スイッチ
手段の出力の反転出力をFM変調する第2の変調手段
と、第1及び第2の乗算手段からの出力から振幅変動成
分を除去したそれぞれの信号成分と第1及び第2の変調
手段の出力とを乗算する第3及び第4の乗算手段と、第
3及び第4の乗算手段の出力レベルを比較し、いずれの
出力レベルが小さいかを検出して制御信号を出力する出
力レベル比較手段と、を有することを特徴とする。According to a second aspect of the present invention, in the noise elimination system of the first aspect, the switch control means performs FM modulation on the output from the switch means, and the inverted output of the output of the switch means is FM. Second modulating means for modulating, and third and third signals for multiplying respective signal components obtained by removing amplitude fluctuation components from outputs from the first and second multiplying means by outputs of the first and second modulating means. 4 multiplication means and output level comparison means for comparing the output levels of the third and fourth multiplication means, detecting which output level is smaller, and outputting a control signal. .
【0008】[0008]
【作用】第1の発明では、第1及び第2の乗算手段によ
り不要な周波数成分を除去し、第1及び第2の復調手段
により振幅変動成分を除去してFM復調する。そして、
制御信号に基づいてスイッチで第1の復調手段の出力と
上記反転手段の出力のどちらかから雑音を除去したFM
復調信号を選択する。According to the first aspect of the present invention, unnecessary frequency components are removed by the first and second multiplication means, and amplitude fluctuation components are removed by the first and second demodulation means to perform FM demodulation. And
An FM in which noise is removed from either the output of the first demodulating means or the output of the inverting means by a switch based on a control signal.
Select the demodulated signal.
【0009】第2の発明では、スイッチ制御手段が、第
1及び第2の乗算手段で変調手段からのFM変調成分を
圧縮し雑音成分を取り出し、出力レベル比較手段で第1
及び第2の乗算手段の出力(雑音成分)の出力レベルを
比較し、いずれの出力レベルが小さいかを検出して制御
信号を出力する。In the second aspect of the invention, the switch control means compresses the FM modulation component from the modulation means by the first and second multiplication means to extract the noise component, and the output level comparison means makes the first control signal.
And the output levels of the outputs (noise components) of the second multiplying means are compared with each other, which output level is smaller, and the control signal is output.
【0010】[0010]
【実施例】図1は本発明のFM信号の雑音除去方式の一
実施例の構成を示すブロック図である。図1で、入力端
子1からFM信号を入力し、入力したFM信号を2経路
に分岐し一方をミキサー(MIX)11とローカルキャ
リア発振器(OSC)13で周波数変換し、他の一方を
ミキサー(MIX)12とローカルキャリア発振器(O
SC)14で周波数変換する。ここで、FM信号の周波
数をfc+fm(fcはキャリア周波数、fmは瞬時周
波数)、ローカルキャリア発振器13の発振周波数をf
1、ローカルキャリア発振器14の発振周波数をf2と
する(但し、f2>(fc+fm)>f1)。1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of an FM signal noise elimination system of the present invention. In FIG. 1, an FM signal is input from an input terminal 1, the input FM signal is branched into two paths, one of which is frequency-converted by a mixer (MIX) 11 and a local carrier oscillator (OSC) 13, and the other one is a mixer ( MIX) 12 and local carrier oscillator (O
(SC) 14 frequency conversion. Here, the frequency of the FM signal is fc + fm (fc is the carrier frequency, fm is the instantaneous frequency), and the oscillation frequency of the local carrier oscillator 13 is f.
1. The oscillation frequency of the local carrier oscillator 14 is set to f2 (however, f2> (fc + fm)> f1).
【0011】ミキサー11及びミキサー12からは和と
差の周波数成分が得られるが、それぞれ後段のBPF
(バンドパスフィルタ)15,16で差周波数成分を取
り出す。よって、BPF15の出力では、The sum and difference frequency components are obtained from the mixer 11 and the mixer 12, respectively.
(Bandpass filters) 15 and 16 extract the difference frequency component. Therefore, in the output of BPF15,
【数1】 (fc+fm)−f1=(fc−f1)+fm (1) となり、キャリア周波数がfcから(fc−f1)に変
換された信号となる。これに対して、BPF16の出力
では、## EQU1 ## (fc + fm) -f1 = (fc-f1) + fm (1), and the carrier frequency is converted from fc to (fc-f1). On the other hand, in the output of BPF16,
【数2】 f2−(fc+fm)=(f2−fc)−fm (2) となり、BPF15の出力に対して周波数偏移fmが反
転する。ここで、(fc−f1)=(f2−fc)とな
るようにf1,f2の周波数を設定すれば各BPFの出
力でキャリア周波数を同一にできる。## EQU00002 ## f2- (fc + fm) = (f2-fc) -fm (2), and the frequency shift fm is inverted with respect to the output of the BPF 15. Here, if the frequencies of f1 and f2 are set so that (fc-f1) = (f2-fc), the carrier frequency can be made the same in the output of each BPF.
【0012】この周波数偏移の反転はキャリア周波数に
対しその上下の側波を入れ替える操作である。FM帯域
内には一様に雑音が分布しており、この操作により雑音
成分についてもキャリア周波数に対しその上下の周波数
が入れ替わる。この結果、FM成分及び雑音成分共に図
4に示したベクトル図の回転が逆方向になる。The reversal of the frequency shift is an operation of exchanging upper and lower side waves with respect to the carrier frequency. Noise is uniformly distributed in the FM band, and by this operation, the frequency above and below the carrier frequency of the noise component is switched. As a result, the rotation of the vector diagram shown in FIG. 4 is reversed in both the FM component and the noise component.
【0013】BPF15の出力信号をノイズ検出回路1
7に入力し、BPF16の出力信号をノイズ検出回路1
8に入力する。BPF15とノイズ検出回路17の間に
設けられている端子2と、BPF16とノイズ検出回路
18の間に設けられている端子3はそれぞれノイズ検出
回路17,18の入力端子であり、後述する図3(ノイ
ズ検出回路のブロック図)の入出力端子に対応する。The noise detection circuit 1 outputs the output signal of the BPF 15.
7 and the output signal of the BPF 16 is input to the noise detection circuit 1
Enter in 8. A terminal 2 provided between the BPF 15 and the noise detection circuit 17 and a terminal 3 provided between the BPF 16 and the noise detection circuit 18 are input terminals of the noise detection circuits 17 and 18, respectively, and will be described later with reference to FIG. Corresponds to the input / output terminals (block diagram of noise detection circuit).
【0014】ノイズ検出回路17,18の入力端子で
は、図5に示すようにキャリア信号に対する雑音の位相
成分φが検出されるが、前述した周波数偏移の反転操作
により2つのノイズ検出回路17,18では互いに逆方
向の位相成分(±φ)となる。ノイズ検出回路17,1
8で検出したこれら雑音の位相成分と入力信号とをミキ
サー(MIX)19,20に入力し雑音による位相変動
成分を打ち消す。しかし、この場合、FM信号の振動か
ら位相変動成分を検出するため位相変動の極性がわから
ないので、ミキサー19,20の一方では雑音の位相変
動を打ち消すが他の一方では位相変動量が2倍になって
しまうという不都合が生じることとなる。At the input terminals of the noise detecting circuits 17 and 18, the phase component φ of noise with respect to the carrier signal is detected as shown in FIG. 5, but the two noise detecting circuits 17 and 18 are detected by the inversion operation of the frequency shift described above. At 18, the phase components (± φ) are in opposite directions. Noise detection circuit 17, 1
The phase components of these noises detected in 8 and the input signal are input to mixers (MIX) 19 and 20 to cancel the phase fluctuation components due to noises. However, in this case, since the polarity of the phase fluctuation is unknown because the phase fluctuation component is detected from the vibration of the FM signal, one of the mixers 19 and 20 cancels the noise phase fluctuation, but the other one doubles the phase fluctuation amount. There will be an inconvenience that
【0015】すなわち、ミキサー19で雑音の位相変動
を打ち消すことができても、ミキサー20で入力信号か
ら検出した雑音成分を打ち消す際に逆方向に回転する雑
音を検出した場合には位相変動量が増加(2倍)する可
能性があり、逆に、ミキサー20で雑音の位相変動を打
ち消すことができても、ミキサー19で入力信号から検
出した雑音成分を打ち消す際に逆方向に回転する雑音を
検出した場合には位相変動量が増加(2倍)する可能性
がある。That is, even if the mixer 19 can cancel the phase fluctuation of the noise, if the mixer 20 detects the noise rotating in the opposite direction when canceling the noise component detected from the input signal, the phase fluctuation amount is reduced. However, even if the mixer 20 can cancel the noise phase fluctuation, noise that rotates in the opposite direction when canceling the noise component detected from the input signal by the mixer 19 can be increased. When detected, the phase fluctuation amount may increase (double).
【0016】そこで、ミキサー19,20の出力からB
PF21,22により不要な周波数成分を除去し、更に
リミッター(LIM)23,24で振幅変動成分を除去
してFM検波器(FM DET)25,26でそれぞれ
FM復調する。また、入力段での周波数偏移の反転操作
によりそれぞれの復調信号は位相が反転しているためF
M検波器26の出力に反転回路27を設け復調信号の位
相を合わせる。Therefore, from the outputs of the mixers 19 and 20, B
The PFs 21 and 22 remove unnecessary frequency components, the limiters (LIM) 23 and 24 remove amplitude fluctuation components, and the FM detectors (FM DET) 25 and 26 perform FM demodulation, respectively. Further, since the phase of each demodulated signal is inverted due to the inversion operation of the frequency shift at the input stage, F
An inverting circuit 27 is provided at the output of the M detector 26 to match the phase of the demodulated signal.
【0017】次に、FM検波器26の出力及び反転回路
27の出力をスイッチ28に入力し、スイッチ制御回路
50の出力端子6からの制御信号によりスイッチ26を
切換え、雑音により位相変動を除去した方の信号を選択
し、端子7から雑音を除去したFM復調信号を取り出
す。なお、本実施例では、ミキサー11、ローカルキャ
リア発振器13、及びBPF15は第1の変換手段を、
ミキサー12、ローカルキャリア発振器14、及びBP
F16は第2の変換手段を、リミッター23及びFM検
波器25は第1の復調手段を、リミッター24及びFM
検波器26は第2の復調手段を構成する。Next, the output of the FM detector 26 and the output of the inverting circuit 27 are input to the switch 28, the switch 26 is switched by the control signal from the output terminal 6 of the switch control circuit 50, and the phase fluctuation is removed by noise. One of the signals is selected, and the FM demodulated signal from which noise is removed is taken out from the terminal 7. In this embodiment, the mixer 11, the local carrier oscillator 13, and the BPF 15 are the first conversion means,
Mixer 12, local carrier oscillator 14, and BP
F16 is the second conversion means, limiter 23 and FM detector 25 are the first demodulation means, limiter 24 and FM.
The detector 26 constitutes a second demodulation means.
【0018】図2はスイッチ28の制御を行うためのス
イッチ制御回路50の構成例を示すブロック図である。
図2で、FM検波器25,26、反転回路27は図1に
示したものであり、端子8,9は図1のリミッター2
3,24からの出力を示す。スイッチ制御回路50で、
端子7からの雑音による位相変動を除去したFM復調信
号をVCO(電圧制御発振器)52,53に入力してF
M変調する。ここで、VCO53の前段に設けてある反
転回路51は周波数偏移を反転している信号に位相を合
わせるためのものである。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the switch control circuit 50 for controlling the switch 28.
2, the FM detectors 25 and 26 and the inverting circuit 27 are the same as those shown in FIG. 1, and the terminals 8 and 9 are the limiter 2 of FIG.
Outputs from 3 and 24 are shown. With the switch control circuit 50,
The FM demodulation signal from which the phase fluctuation due to the noise from the terminal 7 is removed is input to the VCO (voltage controlled oscillator) 52, 53 and F
M-modulate. Here, the inverting circuit 51 provided in the preceding stage of the VCO 53 is for matching the phase with the signal whose frequency deviation has been inverted.
【0019】これらVCO52,53の出力と端子8,
9からの信号(図1のリミッター23,24からの出
力)とをそれぞれミキサー54,55に入力し、FM変
調成分を圧縮することで雑音成分のみが残る。そこで、
ミキサー54,55の出力をそれぞれLPF(ローパス
フィルタ)56,57に通し、この雑音レベルをDCレ
ベルに変換する。ここで、いずれか一方のLPFの出力
は雑音が除去されているので出力は0(ゼロ)となり、
他の一方のLPFの出力には雑音成分が残っているので
雑音成分に対応したDC成分が出力される。The outputs of these VCOs 52, 53 and the terminals 8,
The signals from 9 (the outputs from the limiters 23 and 24 in FIG. 1) are input to the mixers 54 and 55, respectively, and the FM modulation components are compressed to leave only the noise components. Therefore,
The outputs of the mixers 54 and 55 are passed through LPFs (low pass filters) 56 and 57, respectively, and the noise level is converted into a DC level. Here, since the noise has been removed from the output of either one of the LPFs, the output becomes 0 (zero),
Since the noise component remains in the output of the other LPF, the DC component corresponding to the noise component is output.
【0020】これらLPFの出力を電圧比較器58に入
力して、どちらのDCレベルが小さいかを検出し、電圧
比較器58の出力によりスイッチ28を制御して雑音除
去が為されているFM復調出力を選択する。なお、図2
の実施例で反転回路51及び電圧制御発振器52は第1
の変調回路を、LPF56,57、及び電圧比較器58
は出力レベル比較手段を構成する。The outputs of these LPFs are input to the voltage comparator 58 to detect which DC level is smaller, and the output of the voltage comparator 58 controls the switch 28 to perform noise removal for FM demodulation. Select an output. Note that FIG.
In the embodiment, the inverting circuit 51 and the voltage controlled oscillator 52 are the first
Of the LPF 56, 57 and the voltage comparator 58.
Constitutes an output level comparing means.
【0021】図3は、ノイズ検出回路17,18の構成
例を示すブロック図であり、図6に図3の各ブロックの
動作波形を示す。図3で、端子2,3から雑音が付加さ
れて振幅変動を伴ったFM信号(図1のBPF15,1
6の出力)が入力される。AM検波器31によりFM信
号の振幅変動の包絡線検波を行う。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of the noise detection circuits 17 and 18, and FIG. 6 shows operation waveforms of each block of FIG. In FIG. 3, an FM signal (BPF15, 1 in FIG.
6 output) is input. The AM detector 31 performs envelope detection of the amplitude fluctuation of the FM signal.
【0022】この振幅変動成分(図6(a))を微分器
32により微分し(図6(b))、更にリミッター33
で一定振幅のパルス波形(図6(c))とした後、シュ
ミットトリガ34,35に入力する。シュミットトリガ
34では矩形波の立ち下がりで、シュミットトリガ35
では矩形波の立ち上がりでパルスを発生する。ゲート3
6,37には包絡線検波出力(AM検波器31の出力)
がそれぞれ入力され、また、これらゲートの制御を上述
のシュミットトリガ34,35の出力パルスで行う。This amplitude fluctuation component (FIG. 6 (a)) is differentiated by the differentiator 32 (FIG. 6 (b)), and the limiter 33 is further provided.
After the pulse waveform having a constant amplitude (FIG. 6 (c)) is obtained, the signal is input to the Schmitt triggers 34 and 35. At the Schmitt trigger 34, the Schmitt trigger 35
Then, a pulse is generated at the rising edge of the rectangular wave. Gate 3
Envelope detection outputs 6 and 37 (output of AM detector 31)
Are input respectively, and these gates are controlled by the output pulses of the Schmitt triggers 34 and 35 described above.
【0023】そして、シュミットトリガ34からの出力
がハイレベルの時、ゲート36から包絡線検波波形が出
力される。この時出力されるのは包絡線検波波形の振幅
が最大値(極大値)のレベルである。同様に、ゲート3
7からは包絡線検波波形の振幅の最小値(極小値)が得
られる。When the output from the Schmitt trigger 34 is at the high level, the envelope detection waveform is output from the gate 36. At this time, the level of the amplitude of the envelope detection waveform that is output is the maximum value (maximum value). Similarly, gate 3
From 7, the minimum value (minimum value) of the amplitude of the envelope detection waveform is obtained.
【0024】上記2つのゲートの出力をサンプルホール
ド回路(S/H)38,39に入力し、図6(d)の破
線で示すような、雑音により振幅変動を受けたFM波の
振幅の最大値、最小値を得る。これらを減算器40に入
力して得る差分が雑音の絶対振幅値となる。The outputs of the above two gates are input to the sample hold circuits (S / H) 38 and 39, and the maximum amplitude of the FM wave subjected to amplitude fluctuation due to noise as shown by the broken line in FIG. Get the value, the minimum value. The difference obtained by inputting these to the subtractor 40 becomes the absolute amplitude value of noise.
【0025】次いで、除算器41によりAM検波器31
からの包絡線検波出力を雑音の振幅(減算器40の出
力)で除算すれば、図5に示すような雑音の瞬時位相φ
(cosφ(t))が決まる。この位相成分が端子4,
5から取り出せる。なお、図5(b)でNcは包絡線検
波出力を、Nは減算器40の出力を示す。Next, the AM detector 31 is divided by the divider 41.
If the envelope detection output from is divided by the noise amplitude (output of the subtractor 40), the instantaneous phase φ of the noise as shown in FIG.
(Cos φ (t)) is determined. This phase component is
I can take it out from 5. In FIG. 5B, Nc indicates the envelope detection output, and N indicates the output of the subtractor 40.
【0026】[0026]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、F
M信号の瞬時周波数変化に対して雑音の位相成分を検出
できるので、この雑音位相成分を入力FM信号から除去
することで雑音で低減したFM信号が得られ、S/Nの
改善が可能となる。As described above, according to the present invention, F
Since the noise phase component can be detected with respect to the instantaneous frequency change of the M signal, an FM signal reduced by noise can be obtained by removing this noise phase component from the input FM signal, and the S / N can be improved. .
【図1】本発明のFM信号の雑音除去方式の一実施例の
構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of an FM signal noise elimination system of the present invention.
【図2】スイッチの制御のためのスイッチ制御回路の構
成例を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of a switch control circuit for controlling a switch.
【図3】ノイズ検出回路の構成例を示すブロック図であ
る。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of a noise detection circuit.
【図4】FM信号と雑音成分の関係を示すベクトル図で
ある。FIG. 4 is a vector diagram showing a relationship between an FM signal and a noise component.
【図5】雑音の瞬時位相φを求めるための説明図であ
る。FIG. 5 is an explanatory diagram for obtaining an instantaneous phase φ of noise.
【図6】図3の各ブロックの動作波形図である。FIG. 6 is an operation waveform diagram of each block in FIG.
11 ミキサー(第1の周波数変換手段) 13 ローカルキャリア発振器(第1の周波数変換手
段) 15 BPF(第1の周波数変換手段) 17 ノイズ検出回路(第1のノイズ検出手段) 19 ミキサー(第1の乗算手段) 23 リミッター(第1の復調手段) 25 FM検波器(第1の復調手段) 12 ミキサー(第2の周波数変換手段) 14 ローカルキャリア発振器(第2の周波数変換手
段) 16 BPF(第2の周波数変換手段) 18 ノイズ検出回路(第2のノイズ検出手段) 20 ミキサー(第2の乗算手段) 24 リミッター(第2の復調手段) 26 FM検波器(第2の復調手段) 27 反転回路(反転手段) 28 スイッチ 50 スイッチ制御回路(スイッチ制御手段) 51 反転回路(第1の変調手段) 52 電圧制御発振器(第1の変調手段) 54 ミキサー(第3の乗算手段) 53 電圧制御発振器(第2の変調手段) 55 ミキサー(第4の乗算手段) 56,57 LPF(レベル比較手段) 58 電圧比較器(レベル比較手段)11 mixer (first frequency conversion means) 13 local carrier oscillator (first frequency conversion means) 15 BPF (first frequency conversion means) 17 noise detection circuit (first noise detection means) 19 mixer (first frequency conversion means) Multiplier means 23 Limiter (first demodulation means) 25 FM detector (first demodulation means) 12 Mixer (second frequency conversion means) 14 Local carrier oscillator (second frequency conversion means) 16 BPF (second) Frequency conversion means) 18 noise detection circuit (second noise detection means) 20 mixer (second multiplication means) 24 limiter (second demodulation means) 26 FM detector (second demodulation means) 27 inverting circuit ( Inversion means) 28 switch 50 switch control circuit (switch control means) 51 inversion circuit (first modulation means) 52 voltage controlled oscillator (first Modulating means) 54 mixer (third multiplying means) 53 voltage controlled oscillator (second modulating means) 55 mixer (fourth multiplying means) 56, 57 LPF (level comparing means) 58 voltage comparator (level comparing means) )
Claims (2)
号からそれぞれ差周波数成分を取り出す第1及び第2の
周波数変換手段と、 上記それぞれの差周波数成分からそれぞれキャリア信号
に対する雑音の位相成分を検出する第1及び第2のノイ
ズ検出手段と、 上記第1及び第2のノイズ検出手段の出力と前記FM信
号とをそれぞれ乗算する第1及び第2の乗算手段と、 上記第1及び第2の乗算手段の出力をそれぞれFM復調
する第1及び第2の復調手段と、 上記第2の復調手段の出力を反転する反転手段と、 制御信号に基づいて前記第1の復調手段の出力と上記反
転手段の出力のいずれかから雑音を除去したFM復調信
号を選択して出力するスイッチ手段と、 上記制御信号を出力するスイッチ制御手段と、 を有することを特徴とするFM信号の雑音除去方式。1. A first and second frequency conversion means for extracting a difference frequency component from each of the FM signals branched to the first and second paths, and a phase of noise with respect to a carrier signal from each of the difference frequency components. First and second noise detecting means for detecting a component, first and second multiplying means for multiplying the outputs of the first and second noise detecting means by the FM signal, respectively, and the first and second First and second demodulating means for FM demodulating the output of the second multiplying means, inverting means for inverting the output of the second demodulating means, and output of the first demodulating means based on a control signal And a switch means for selecting and outputting an FM demodulated signal from which noise has been removed from any of the outputs of the inverting means, and a switch control means for outputting the control signal. Noise removal method of the issue.
いて、スイッチ制御手段が、スイッチ手段からの出力を
FM変調する第1の変調手段および、該スイッチ手段の
出力の反転出力をFM変調する第2の変調手段と、第1
及び第2の乗算手段からの出力から振幅変動成分を除去
したそれぞれの信号成分と上記第1及び第2の変調手段
の出力とを乗算する第3及び第4の乗算手段と、上記第
3及び第4の乗算手段の出力レベルを比較し、いずれの
出力レベルが小さいかを検出して制御信号を出力する出
力レベル比較手段と、を有することを特徴とするFM信
号の雑音除去方式。2. The noise elimination method for FM signals according to claim 1, wherein the switch control means FM-modulates the first modulation means for FM-modulating the output from the switch means and the inverted output of the output of the switch means. A second modulation means and a first
And third and fourth multiplication means for multiplying the respective signal components obtained by removing the amplitude fluctuation component from the output from the second multiplication means by the outputs of the first and second modulation means, and the third and fourth multiplication means. An FM signal noise elimination method, comprising: an output level comparing means for comparing the output levels of the fourth multiplying means to detect which output level is lower and outputting a control signal.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19471394A JPH0846534A (en) | 1994-07-27 | 1994-07-27 | Noise elimination system for fm signal |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19471394A JPH0846534A (en) | 1994-07-27 | 1994-07-27 | Noise elimination system for fm signal |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0846534A true JPH0846534A (en) | 1996-02-16 |
Family
ID=16329016
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP19471394A Pending JPH0846534A (en) | 1994-07-27 | 1994-07-27 | Noise elimination system for fm signal |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0846534A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012090048A (en) * | 2010-10-19 | 2012-05-10 | Icom Inc | Tone signal circuit and radio receiver using same |
-
1994
- 1994-07-27 JP JP19471394A patent/JPH0846534A/en active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2012090048A (en) * | 2010-10-19 | 2012-05-10 | Icom Inc | Tone signal circuit and radio receiver using same |
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