JPH08307117A - Transformer coupler - Google Patents

Transformer coupler

Info

Publication number
JPH08307117A
JPH08307117A JP10677195A JP10677195A JPH08307117A JP H08307117 A JPH08307117 A JP H08307117A JP 10677195 A JP10677195 A JP 10677195A JP 10677195 A JP10677195 A JP 10677195A JP H08307117 A JPH08307117 A JP H08307117A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
line
sub
sub line
main line
frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP10677195A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Katsumoto Okino
勝基 沖野
Tadahiko Nakahara
忠彦 中原
Yukihiro Ando
幸浩 安藤
Koji Kasahara
晃二 笠原
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
TAISE KK
Original Assignee
TAISE KK
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by TAISE KK filed Critical TAISE KK
Priority to JP10677195A priority Critical patent/JPH08307117A/en
Publication of JPH08307117A publication Critical patent/JPH08307117A/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Landscapes

  • Non-Reversible Transmitting Devices (AREA)

Abstract

PURPOSE: To obtain a transformer coupler having a low insertion loss over a wide frequency band with a small size. CONSTITUTION: A metallic piece 16 riding over a major line 12 and a sub line 13 is formed by film deposition via a dielectric material (glass) 15 on the major line 12 making up of microstrip lines formed on a dielectric board 11 and the sub line 13 in parallel with the major line 12. Then the permeability around the major line 12 and the sub line 13 is changed and the state of the electromagnetic coupling between them is changed, then the inductive component is increased without increasing the resistance of the major line 12 and the sub line 13, and the coupling degree between the major line 12 and the sub line 13 is increased. Furthermore, the adjustment range of the coupling degree between the major line 12 and the sub line 13 is extended and the frequency characteristic of an insertion loss is easily set to a desired design value and the size is made small.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、トランス結合器に関
し、特に、自動車電話及び携帯電話等の無線機器に使用
される位相分配器或いは方向性結合器等を構成するトラ
ンス結合器に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a transformer coupler, and more particularly to a transformer coupler which constitutes a phase distributor or a directional coupler used in radio equipment such as a car telephone and a mobile telephone. .

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来、電子回路の小型化、集積化が進む
につれ、各素子部品の小型化かが望まれるようになって
きている。この様に小型化が望まれる素子部品の一つと
して、トランス結合器が知られている。2. Description of the Related Art Conventionally, with the progress of miniaturization and integration of electronic circuits, miniaturization of each element component has been desired. A transformer coupler is known as one of the component parts for which miniaturization is desired.

【０００３】トランス結合器の一種として、図２に示す
ような構成を有する高周波に適した方向性結合器が知ら
れている。この方向性結合器は、プリント回路基板又は
セラミック等の基板１上に主線路２と、副線路３、並び
に主線路２及び副線路３の両端の電極２ａ，２ｂ，３
ａ，３ｂとを成膜して形成されている。As a type of transformer coupler, a directional coupler having a structure as shown in FIG. 2 and suitable for high frequencies is known. This directional coupler includes a main line 2, a sub line 3, and electrodes 2a, 2b, 3 at both ends of the main line 2 and the sub line 3 on a substrate 1 such as a printed circuit board or a ceramic.
It is formed by forming a and 3b.

【０００４】この方向性結合器は、一対のストリップ線
路２，３間の容量による電磁結合を利用したもので側結
合方向性結合器と呼ばれている。This directional coupler utilizes electromagnetic coupling due to the capacitance between a pair of strip lines 2 and 3, and is called a side coupling directional coupler.

【０００５】前述した方向性結合器は、図３に示すよう
に、回路基板４上における信号検出対象となる信号線路
５の途中を切断し、該切断位置に主線路２を介在させて
使用される。As shown in FIG. 3, the above-mentioned directional coupler is used by cutting the signal line 5 which is a signal detection target on the circuit board 4 and inserting the main line 2 at the cutting position. It

【０００６】[0006]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
た従来の方向性結合器においては、図４に示すように周
波数が高くなるにつれ挿入損失ISN-LOSSが増加し、高周
波数帯域においての使用が困難であるという問題点があ
った。However, in the above-described conventional directional coupler, as shown in FIG. 4, the insertion loss ISN-LOSS increases as the frequency becomes higher, which makes it difficult to use in the high frequency band. There was a problem that was.

【０００７】例えば、９００ＭＨｚ帯用の方向性結合器
の周波数特性は図４に示すものとなる。図において、横
軸は周波数を示し、縦軸は挿入損失INS-LOSS進行波Ｐ
ｆ、反射波Ｐｒを表し、挿入損失ISN-LOSSの単位は１ｄ
Ｂ／ＤＩＶ、進行波Ｐｆ及び反射波Ｐｒの単位は１０ｄ
Ｂ／ＤＩＶである。For example, the frequency characteristic of the directional coupler for the 900 MHz band is as shown in FIG. In the figure, the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents insertion loss INS-LOSS traveling wave P.
f, reflected wave Pr, insertion loss ISN-LOSS unit is 1d
The unit of B / DIV, traveling wave Pf, and reflected wave Pr is 10d.
B / DIV.

【０００８】９０１．５ＭＨｚにおける挿入損失ISN-LO
SSは−０．３４２５ｄＢと小さいが、１．５ＧＨｚ付近
では−１ｄＢ程度にまで増大している。一般に、方向性
結合器における挿入損失INS-LOSSは低いほど良いとさ
れ、実用的には−０．５ｄＢ以下が好ましい。Insertion loss ISN-LO at 901.5 MHz
SS is as small as -0.3425 dB, but increases to about -1 dB near 1.5 GHz. In general, it is considered that the lower the insertion loss INS-LOSS in the directional coupler, the better, and practically, it is preferably -0.5 dB or less.

【０００９】本発明の目的は上記の問題点に鑑み、小形
で、且つ広周波数帯域に亙って低い挿入損失を有するト
ランス結合器を提供することにある。In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a compact transformer coupler having a low insertion loss over a wide frequency band.

【００１０】[0010]

【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するために請求項１では、絶縁体基板上に形成された
マイクロストリップ線路からなる主線路及び該主線路に
平行な少なくとも一の副線路とを備えたトランス結合器
において、前記主線路と副線路の上に絶縁物を介して前
記主線路と副線路に跨る金属片を設けたトランス結合器
を提案する。In order to achieve the above object, the present invention provides, in claim 1, a main line composed of a microstrip line formed on an insulating substrate and at least one of the main lines parallel to the main line. In a transformer coupler including a sub line, there is proposed a transformer coupler in which a metal piece that straddles the main line and the sub line is provided on the main line and the sub line via an insulator.

【００１１】また、請求項２では、請求項１記載のトラ
ンス結合器において、前記金属片を着膜により形成した
トランス結合器を提案する。A second aspect of the present invention proposes the transformer coupler according to the first aspect, wherein the metal piece is formed of a film.

【００１２】また、請求項３では、請求項１又は２記載
のトランス結合器において、前記副線路の一端に接続さ
れた終端抵抗器を前記絶縁体基板上に成膜形成したトラ
ンス結合器を提案する。According to a third aspect of the present invention, there is proposed the transformer coupler according to the first or second aspect, in which a terminating resistor connected to one end of the sub line is formed on the insulator substrate by film formation. To do.

【００１３】また、請求項４では、請求項１乃至３の何
れかに記載のトランス結合器において、前記主線路と前
記副線路との間に誘電体部材を介在したトランス結合器
を提案する。A fourth aspect of the present invention proposes the transformer coupler according to any one of the first to third aspects, wherein a dielectric member is interposed between the main line and the sub line.

【００１４】また、請求項５では、請求項１乃至４の何
れかに記載のトランス結合器において、前記主線路及び
副線路を蛇行形状に形成したトランス結合器を提案す
る。A fifth aspect of the present invention proposes the transformer coupler according to any one of the first to fourth aspects, wherein the main line and the sub line are formed in a meandering shape.

【００１５】[0015]

【作用】本発明の請求項１によれば、絶縁体基板上に形
成された主線路及び副線路上には絶縁物を介して金属片
が設けられる。これにより、前記主線路と副線路の周囲
の透磁率が変わり、前記主線路と副線路との間の電磁結
合の状態が変化される。According to the first aspect of the present invention, the metal piece is provided on the main line and the sub line formed on the insulator substrate through the insulator. As a result, the magnetic permeability around the main line and the sub line changes, and the state of electromagnetic coupling between the main line and the sub line changes.

【００１６】また、請求項２によれば、前記金属片が着
膜により形成される。According to a second aspect of the present invention, the metal piece is formed of a film.

【００１７】また、請求項３によれば、前記副線路の一
端には、前記絶縁体基板上に成膜形成された終端抵抗器
が接続され、該終端抵抗器の抵抗値を変えることにより
整合状態が変化される。According to a third aspect of the present invention, a termination resistor formed on the insulator substrate is connected to one end of the sub line, and matching is performed by changing a resistance value of the termination resistor. The state is changed.

【００１８】また、請求項４によれば、前記主線路と前
記副線路の間には誘電体部材が介在される。これによ
り、前記主線路及び副線路の特性インピーダンスが変わ
る。According to the fourth aspect, a dielectric member is interposed between the main line and the sub line. As a result, the characteristic impedances of the main line and the sub line change.

【００１９】また、請求項５によれば、前記主線路及び
副線路が蛇行形状に形成される。これにより、同一長さ
の主線路と副線路を、直線状に形成したときに比べて少
ない面積内に形成することができる。According to a fifth aspect, the main line and the sub line are formed in a meandering shape. As a result, the main line and the sub line having the same length can be formed within a smaller area than when formed in a straight line.

【００２０】[0020]

【実施例】以下、図面に基づいて本発明の一実施例を説
明する。図１は、本発明の第１の実施例を示す構成図
で、図１の（ａ）は平面図、図１の（ｂ）は（ａ）にお
けるＡ−Ａ線矢視方向の断面図であり、図５はその等価
回路図である。また、第１の実施例は、０．４５〜２．
４９ＧＨｚ程度の周波数において用いられるように構成
されている。図において、１１は例えばアルミナ等の誘
電体からなる基板で、2.0mm×1.25mm×0.4mmの矩形状を
有し、その上面には蛇行形状を有する主線路１２及び副
線路１３が形成されている。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. 1A and 1B are configuration diagrams showing a first embodiment of the present invention. FIG. 1A is a plan view, and FIG. 1B is a sectional view taken along line AA in FIG. Yes, FIG. 5 is an equivalent circuit diagram thereof. Further, in the first embodiment, 0.45 to 2.
It is configured to be used at a frequency of about 49 GHz. In the figure, reference numeral 11 denotes a substrate made of a dielectric material such as alumina, which has a rectangular shape of 2.0 mm × 1.25 mm × 0.4 mm, and a main line 12 and a sub line 13 having a meandering shape are formed on the upper surface thereof. There is.

【００２１】主線路１２及び副線路１３のそれぞれは、
厚膜印刷を用いて形成された所定の幅及び厚さを有する
ストリップラインからなり、副線路１３は所定の間隔を
あけて主線路１２に対して平行に形成されている。ま
た、主線路１２及び副線路１３の中央部には、主線路１
２と副線路１３との間に所定の誘電体、例えばガラス１
５が介在されると共に、ガラス１５の表面には例えば金
等からなる金属片１６が着膜形成されている。Each of the main line 12 and the sub line 13 is
The sub-line 13 is formed in parallel with the main line 12 with a predetermined interval, and is composed of a strip line having a predetermined width and thickness formed by thick film printing. In addition, in the central portion of the main line 12 and the sub line 13, the main line 1
2 and the sub line 13 have a predetermined dielectric, for example, glass 1
5, the metal piece 16 made of, for example, gold is deposited on the surface of the glass 15.

【００２２】前述の構成によれば、主線路１２及び副線
路１３のそれぞれはインダクタを構成し、さらにこれら
の主線路１２及び副線路１３は接近して配置されると共
に、これらの間には誘電体が介在されているので、主線
路１２と副線路１３は誘導結合及び容量結合をなす。従
って、周知の容量誘導型トランス結合器が構成される。According to the above structure, each of the main line 12 and the sub line 13 constitutes an inductor, and the main line 12 and the sub line 13 are arranged close to each other, and a dielectric is provided between them. Since the body is interposed, the main line 12 and the sub line 13 form inductive coupling and capacitive coupling. Therefore, a well-known capacitance inductive transformer coupler is constructed.

【００２３】このトランス結合器を用いて方向性結合器
を構成するには、図６に示すように副線路の一端１３ａ
に終端抵抗器Ｒを接続すれば良い。これにより、主線路
１２の他端１２ｂから一端１２ａへ向かう信号のみが、
副線路１３の他端１３ｂに出力される。To construct a directional coupler using this transformer coupler, one end 13a of the sub line is formed as shown in FIG.
The terminating resistor R may be connected to. Thereby, only the signal from the other end 12b of the main line 12 to the one end 12a is
It is output to the other end 13b of the sub line 13.

【００２４】図７は、図６に示した方向性結合器におけ
る特性の実測値を示す図である。図において、横軸は周
波数を、また縦軸は挿入損失INS-LOSS、順方向結合度Ｐ
ｆ、及び逆方向結合度Ｐｒを表している。実測における
周波数は０．１〜３．０ＧＨｚとした。FIG. 7 is a diagram showing measured values of characteristics of the directional coupler shown in FIG. In the figure, the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss INS-LOSS, forward coupling P
f and the reverse coupling Pr. The frequency measured was 0.1 to 3.0 GHz.

【００２５】挿入損失INS-LOSSは周波数が変化してもほ
ぼ一定値を維持し、0.45GHz,0.9GHz,1.5GHz, 1.9GHz,
2.4GHzの５つの周波数ｆ1 〜ｆ5 における値はそれぞれ
-0.10dB,-0.16dB,-0.26dB,-0.34dB,-0.38dB となり、実
用上支障の無い値となっている。また、周波数ｆ1 〜ｆ
5 における順方向結合度Ｐｆは-29.71dB, -23.81dB,-1
9.70dB,-17.76dB, -15.74dBとなり、逆方向結合度Ｐｒ
は-49.12dB, -37.00dB,-28.65dB, -24.99dB, -21.59dB
となった。これにより、各周波数ｆ1 〜ｆ5 における分
離度は19.42dB,13.18dB, 8.95dB, 6.34dB, 5.06dB とな
った。従って、広帯域に亙って使用可能な小型の方向性
結合器を得ることができた。Insertion loss INS-LOSS maintains an almost constant value even when the frequency changes, and 0.45GHz, 0.9GHz, 1.5GHz, 1.9GHz,
The values at five frequencies f1 to f5 of 2.4 GHz are respectively
The values are -0.10dB, -0.16dB, -0.26dB, -0.34dB, -0.38dB, which are values that do not hinder practical use. Also, the frequencies f1 to f
The forward coupling Pf at 5 is -29.71dB, -23.81dB, -1
9.70dB, -17.76dB, -15.74dB, reverse coupling Pr
Is -49.12dB, -37.00dB, -28.65dB, -24.99dB, -21.59dB
Became. As a result, the degree of separation at each of the frequencies f1 to f5 was 19.42 dB, 13.18 dB, 8.95 dB, 6.34 dB, 5.06 dB. Therefore, it is possible to obtain a small directional coupler that can be used over a wide band.

【００２６】また、前述したガラス１５及び金属片１６
の面積を変えることにより、結合度及び分離度を広範囲
に亙って変化させることができ、この場合、終端抵抗器
Ｒの抵抗値を変えることにより、容易に整合をとること
ができる。さらに、１／４波長結合線路を用いた方向性
結合器に比べて実装時の占有面積を１／１０以下に小型
化することができる。The glass 15 and the metal piece 16 described above are also used.
The degree of coupling and the degree of isolation can be changed over a wide range by changing the area of the terminal, and in this case, matching can be easily achieved by changing the resistance value of the termination resistor R. Further, the occupied area at the time of mounting can be reduced to 1/10 or less as compared with the directional coupler using the 1/4 wavelength coupled line.

【００２７】次に、本発明の第２の実施例を説明する。
図８は第２の実施例のトランス結合器を示す平面図であ
る。図において、前述した第１の実施例と同一構成部分
は同一符号をもって表しその説明を省略する。Next, a second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 8 is a plan view showing the transformer coupler of the second embodiment. In the figure, the same components as those in the first embodiment described above are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【００２８】また、第１の実施例と第２の実施例との相
違点は、ガラス１５及び金属片１６の幅を変えたことに
ある。即ち、ガラス１５及び金属片１６の主線路１２及
び副線路１３に沿った長さは第１の実施例と同じに設定
し、幅を主線路１２の中央から副線路１３の中央までに
設定した。The difference between the first embodiment and the second embodiment is that the widths of the glass 15 and the metal piece 16 are changed. That is, the lengths of the glass 15 and the metal piece 16 along the main line 12 and the sub line 13 are set to be the same as those in the first embodiment, and the width is set from the center of the main line 12 to the center of the sub line 13. .

【００２９】図９は、第２の実施例におけるトランス結
合器の副線路１３の一端１３ａに第１の実施例と同様に
終端抵抗器を接続して方向性結合器を構成したときの特
性の実測値を示す図である。図において、横軸は周波数
を、また縦軸は挿入損失INS-LOSS、順方向結合度Ｐｆ、
及び逆方向結合度Ｐｒを表している。実測における周波
数は０．１〜３．０ＧＨｚとした。FIG. 9 shows characteristics of a directional coupler formed by connecting a terminating resistor to one end 13a of the sub line 13 of the transformer coupler in the second embodiment as in the first embodiment. It is a figure which shows a measured value. In the figure, the horizontal axis represents frequency, the vertical axis represents insertion loss INS-LOSS, forward coupling Pf,
And the reverse coupling Pr. The frequency measured was 0.1 to 3.0 GHz.

【００３０】挿入損失INS-LOSSは、第１の実施例と同様
に周波数が変化してもほぼ一定値を維持し、0.45GHz,0.
9GHz, 1.5GHz, 1.9GHz, 2.4GHzの５つの周波数ｆ1 〜ｆ
5 における値はそれぞれ-0.11dB,-0.16dB,-0.26dB,-0.3
4dB,-0.38dB となり、実用上支障の無い値となってい
る。また、周波数ｆ1 〜ｆ5 における順方向結合度Ｐｆ
は-29.16dB, -23.28dB, -19.09dB, -17.03dB, -14.85dB
となり、逆方向結合度Ｐｒは-47.64dB, -35.65dB, -27.
32dB, -23.63dB, -20.16dBとなった。これにより、各周
波数ｆ1 〜ｆ5 における分離度は18.48dB,12.38dB, 8.2
3dB, 6.60dB, 5.32dB となった。従って、広帯域に亙っ
て使用可能な小型の方向性結合器を得ることができた。The insertion loss INS-LOSS maintains a substantially constant value even when the frequency changes, as in the first embodiment, 0.45 GHz, 0.
5 frequencies f1 to f of 9GHz, 1.5GHz, 1.9GHz, 2.4GHz
The values at 5 are -0.11dB, -0.16dB, -0.26dB, -0.3, respectively.
The values are 4 dB and -0.38 dB, which are practically unproblematic values. Also, the degree of forward coupling Pf at frequencies f1 to f5
Is -29.16dB, -23.28dB, -19.09dB, -17.03dB, -14.85dB
Therefore, the reverse coupling Pr is -47.64dB, -35.65dB, -27.
It became 32dB, -23.63dB, -20.16dB. As a result, the separation at each frequency f1 to f5 is 18.48dB, 12.38dB, 8.2.
It became 3dB, 6.60dB, 5.32dB. Therefore, it is possible to obtain a small directional coupler that can be used over a wide band.

【００３１】次に、本発明の第３の実施例を説明する。
図１０は第３の実施例のトランス結合器を示す平面図で
ある。図において、前述した第２の実施例と同一構成部
分は同一符号をもって表しその説明を省略する。Next, a third embodiment of the present invention will be described.
FIG. 10 is a plan view showing the transformer coupler of the third embodiment. In the figure, the same components as those of the second embodiment described above are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【００３２】また、第２の実施例と第３の実施例との相
違点は、ガラス１５及び金属片１６の幅を変えたことに
ある。即ち、ガラス１５及び金属片１６の主線路１２及
び副線路１３に沿った長さは第１の実施例と同じに設定
し、幅を主線路１２の外側端から副線路１３の外側端ま
でに設定した。Further, the difference between the second embodiment and the third embodiment is that the widths of the glass 15 and the metal piece 16 are changed. That is, the lengths of the glass 15 and the metal piece 16 along the main line 12 and the sub line 13 are set to be the same as in the first embodiment, and the width is set from the outer end of the main line 12 to the outer end of the sub line 13. Set.

【００３３】図１１は、第３の実施例におけるトランス
結合器の副線路１３の一端１３ａに第２の実施例と同様
に終端抵抗器を接続して方向性結合器を構成したときの
特性の実測値を示す図である。図において、横軸は周波
数を、また縦軸は挿入損失INS-LOSS、順方向結合度Ｐ
ｆ、及び逆方向結合度Ｐｒを表している。実測における
周波数は０．１〜３．０ＧＨｚとした。FIG. 11 shows the characteristics when a directional coupler is constructed by connecting a terminating resistor to one end 13a of the sub line 13 of the transformer coupler in the third embodiment as in the second embodiment. It is a figure which shows a measured value. In the figure, the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss INS-LOSS, forward coupling P
f and the reverse coupling Pr. The frequency measured was 0.1 to 3.0 GHz.

【００３４】挿入損失INS-LOSSは、第１の実施例と同様
に周波数が変化してもほぼ一定値を維持し、0.45GHz,0.
9GHz, 1.5GHz, 1.9GHz, 2.4GHzの５つの周波数ｆ1 〜ｆ
5 における値はそれぞれ-0.09dB,-0.15dB,-0.24dB,-0.3
1dB,-0.33dB となり、実用上支障の無い値となってい
る。また、周波数ｆ1 〜ｆ5 における順方向結合度Ｐｆ
は-28.32dB, -22.37dB, -18.06dB, -15.95dB, -13.71dB
となり、逆方向結合度Ｐｒは-44.48dB, -33.90dB, -25.
87dB, -22.24dB, -18.82dBとなった。これにより、各周
波数ｆ1 〜ｆ5 における分離度は16.16dB,11.53dB, 7.8
0dB, 6.29dB, 5.11dB となった。従って、広帯域に亙っ
て使用可能な小型の方向性結合器を得ることができた。The insertion loss INS-LOSS maintains a substantially constant value even when the frequency changes, as in the first embodiment, 0.45 GHz, 0.
5 frequencies f1 to f of 9GHz, 1.5GHz, 1.9GHz, 2.4GHz
The values at 5 are -0.09dB, -0.15dB, -0.24dB, -0.3, respectively.
The values are 1 dB and -0.33 dB, which are practically unproblematic. Also, the degree of forward coupling Pf at frequencies f1 to f5
Is -28.32dB, -22.37dB, -18.06dB, -15.95dB, -13.71dB
The reverse coupling Pr is -44.48dB, -33.90dB, -25.
It became 87dB, -22.24dB, -18.82dB. As a result, the degree of separation at each frequency f1 to f5 is 16.16 dB, 11.53 dB, 7.8.
It became 0dB, 6.29dB, 5.11dB. Therefore, it is possible to obtain a small directional coupler that can be used over a wide band.

【００３５】次に、本発明の第４の実施例を説明する。
図１２は第４の実施例のトランス結合器を示す平面図で
ある。図において、前述した第１の実施例と同一構成部
分は同一符号をもって表しその説明を省略する。Next, a fourth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 12 is a plan view showing the transformer coupler of the fourth embodiment. In the figure, the same components as those in the first embodiment described above are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【００３６】また、第１の実施例と第４の実施例との相
違点は、ガラス１５及び金属片１６の長さを変えたこと
にある。即ち、ガラス１５及び金属片１６の幅は主線路
１２の内側端から副線路１３の内側端までに設定し、ガ
ラス１５及び金属片１６に沿った長さは第１の実施例の
約２倍に設定した。The difference between the first embodiment and the fourth embodiment is that the lengths of the glass 15 and the metal piece 16 are changed. That is, the widths of the glass 15 and the metal piece 16 are set from the inner end of the main line 12 to the inner end of the sub line 13, and the length along the glass 15 and the metal piece 16 is about twice that of the first embodiment. Set to.

【００３７】図１３は、第４の実施例におけるトランス
結合器の副線路１３の一端１３ａに第１の実施例と同様
に終端抵抗器を接続して方向性結合器を構成したときの
特性の実測値を示す図である。図において、横軸は周波
数を、また縦軸は挿入損失INS-LOSS、順方向結合度Ｐ
ｆ、及び逆方向結合度Ｐｒを表している。実測における
周波数は０．１〜３．０ＧＨｚとした。FIG. 13 shows the characteristics of a directional coupler constructed by connecting a terminating resistor to one end 13a of the sub line 13 of the transformer coupler in the fourth embodiment in the same manner as in the first embodiment. It is a figure which shows a measured value. In the figure, the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss INS-LOSS, forward coupling P
f and the reverse coupling Pr. The frequency measured was 0.1 to 3.0 GHz.

【００３８】挿入損失INS-LOSSは、第１の実施例と同様
に周波数が変化してもほぼ一定値を維持し、0.45GHz,0.
9GHz, 1.5GHz, 1.9GHz, 2.4GHzの５つの周波数ｆ1 〜ｆ
5 における値はそれぞれ-0.09dB,-0.18dB,-0.29dB,-0.3
6dB,-0.36dB となり、実用上支障の無い値となってい
る。また、周波数ｆ1 〜ｆ5 における順方向結合度Ｐｆ
は-28.86dB, -22.95dB, -18.69dB, -16.56dB, -14.27dB
となり、逆方向結合度Ｐｒは-45.93dB, -34.54dB, -26.
33dB, -22.66dB, -19.26dBとなった。これにより、各周
波数ｆ1 〜ｆ5 における分離度は17.07dB,11.59dB, 7.6
4dB, 6.10dB, 4.99dB となった。従って、広帯域に亙っ
て使用可能な小型の方向性結合器を得ることができた。The insertion loss INS-LOSS maintains a substantially constant value even when the frequency changes, as in the first embodiment, 0.45 GHz, 0.
5 frequencies f1 to f of 9GHz, 1.5GHz, 1.9GHz, 2.4GHz
The values at 5 are -0.09dB, -0.18dB, -0.29dB, -0.3, respectively.
The values are 6 dB and -0.36 dB, which are practically unproblematic values. Also, the degree of forward coupling Pf at frequencies f1 to f5
Is -28.86dB, -22.95dB, -18.69dB, -16.56dB, -14.27dB
The reverse coupling Pr is -45.93dB, -34.54dB, -26.
It became 33dB, -22.66dB, -19.26dB. As a result, the degree of separation at each frequency f1 to f5 is 17.07dB, 11.59dB, 7.6.
It became 4dB, 6.10dB, 4.99dB. Therefore, it is possible to obtain a small directional coupler that can be used over a wide band.

【００３９】次に、本発明の第５の実施例を説明する。
図１４は第５の実施例のトランス結合器を示す平面図で
ある。図において、前述した第２の実施例と同一構成部
分は同一符号をもって表しその説明を省略する。Next, a fifth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 14 is a plan view showing the transformer coupler of the fifth embodiment. In the figure, the same components as those of the second embodiment described above are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【００４０】また、第２の実施例と第５の実施例との相
違点は、ガラス１５及び金属片１６の長さを変えたこと
にある。即ち、ガラス１５及び金属片１６の幅は主線路
１２の中央から副線路１３の中央までに設定し、ガラス
１５及び金属片１６に沿った長さは第２の実施例の約２
倍に設定した。Further, the difference between the second embodiment and the fifth embodiment is that the lengths of the glass 15 and the metal piece 16 are changed. That is, the width of the glass 15 and the metal piece 16 is set from the center of the main line 12 to the center of the sub line 13, and the length along the glass 15 and the metal piece 16 is about 2 of the second embodiment.
Set to double.

【００４１】図１５は、第５の実施例におけるトランス
結合器の副線路１３の一端１３ａに第２の実施例と同様
に終端抵抗器を接続して方向性結合器を構成したときの
特性の実測値を示す図である。図において、横軸は周波
数を、また縦軸は挿入損失INS-LOSS、順方向結合度Ｐ
ｆ、及び逆方向結合度Ｐｒを表している。実測における
周波数は０．１〜３．０ＧＨｚとした。FIG. 15 shows the characteristics when a directional coupler is constructed by connecting a terminating resistor to one end 13a of the sub line 13 of the transformer coupler in the fifth embodiment as in the second embodiment. It is a figure which shows a measured value. In the figure, the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss INS-LOSS, forward coupling P
f and the reverse coupling Pr. The frequency measured was 0.1 to 3.0 GHz.

【００４２】挿入損失INS-LOSSは、第１の実施例と同様
に周波数が変化してもほぼ一定値を維持し、0.45GHz,0.
9GHz, 1.5GHz, 1.9GHz, 2.4GHzの５つの周波数ｆ1 〜ｆ
5 における値はそれぞれ-0.09dB,-0.16dB,-0.26dB,-0.3
2dB,-0.33dB となり、実用上支障の無い値となってい
る。また、周波数ｆ1 〜ｆ5 における順方向結合度Ｐｆ
は-28.12dB, -22.24dB, -17.91dB, -15.77dB, -13.49dB
となり、逆方向結合度Ｐｒは-43.81dB, -33.46dB, -25.
48dB, -21.87dB, -18.46dBとなった。これにより、各周
波数ｆ1 〜ｆ5 における分離度は15.69dB,11.23dB, 7.5
6dB, 6.10dB, 4.97dB となった。従って、広帯域に亙っ
て使用可能な小型の方向性結合器を得ることができた。The insertion loss INS-LOSS maintains a substantially constant value even when the frequency changes, as in the first embodiment, 0.45 GHz, 0.
5 frequencies f1 to f of 9GHz, 1.5GHz, 1.9GHz, 2.4GHz
The values at 5 are -0.09dB, -0.16dB, -0.26dB, -0.3, respectively.
The values are 2 dB and -0.33 dB, which are practically unproblematic values. Also, the degree of forward coupling Pf at frequencies f1 to f5
Is -28.12dB, -22.24dB, -17.91dB, -15.77dB, -13.49dB
The reverse coupling Pr is -43.81dB, -33.46dB, -25.
It became 48dB, -21.87dB, -18.46dB. As a result, the degree of separation at each frequency f1 to f5 is 15.69 dB, 11.23 dB, 7.5.
It became 6dB, 6.10dB, 4.97dB. Therefore, it is possible to obtain a small directional coupler that can be used over a wide band.

【００４３】次に、本発明の第６の実施例を説明する。
図１６は第６の実施例のトランス結合器を示す平面図で
ある。図において、前述した第３の実施例と同一構成部
分は同一符号をもって表しその説明を省略する。Next, a sixth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 16 is a plan view showing the transformer coupler of the sixth embodiment. In the figure, the same components as those in the third embodiment described above are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【００４４】また、第３の実施例と第６の実施例との相
違点は、ガラス１５及び金属片１６の長さを変えたこと
にある。即ち、ガラス１５及び金属片１６の幅は主線路
１２の外側端から副線路１３の外側端までに設定し、ガ
ラス１５及び金属片１６に沿った長さは第３の実施例の
約２倍に設定した。Further, the difference between the third embodiment and the sixth embodiment is that the lengths of the glass 15 and the metal piece 16 are changed. That is, the widths of the glass 15 and the metal piece 16 are set from the outer end of the main line 12 to the outer end of the sub line 13, and the length along the glass 15 and the metal piece 16 is about twice that of the third embodiment. Set to.

【００４５】図１７は、第６の実施例におけるトランス
結合器の副線路１３の一端１３ａに第３の実施例と同様
に終端抵抗器を接続して方向性結合器を構成したときの
特性の実測値を示す図である。図において、横軸は周波
数を、また縦軸は挿入損失INS-LOSS、順方向結合度Ｐ
ｆ、及び逆方向結合度Ｐｒを表している。実測における
周波数は０．１〜３．０ＧＨｚとした。FIG. 17 shows the characteristics when a directional coupler is constructed by connecting a terminating resistor to one end 13a of the sub line 13 of the transformer coupler in the sixth embodiment, as in the third embodiment. It is a figure which shows a measured value. In the figure, the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss INS-LOSS, forward coupling P
f and the reverse coupling Pr. The frequency measured was 0.1 to 3.0 GHz.

【００４６】挿入損失INS-LOSSは、第１の実施例と同様
に周波数が変化してもほぼ一定値を維持し、0.45GHz,0.
9GHz, 1.5GHz, 1.9GHz, 2.4GHzの５つの周波数ｆ1 〜ｆ
5 における値はそれぞれ-0.09dB,-0.16dB,-0.27dB,-0.3
5dB,-0.37dB となり、実用上支障の無い値となってい
る。また、周波数ｆ1 〜ｆ5 における順方向結合度Ｐｆ
は-26.75dB, -20.70dB, -16.17dB, -13.88dB, -13.49dB
となり、逆方向結合度Ｐｒは-38.64dB, -29.96dB, -22.
65dB, -19.18dB, -15.87dBとなった。これにより、各周
波数ｆ1 〜ｆ5 における分離度は11.89dB, 9.26dB, 6.4
7dB, 5.30dB, 4.43dB となった。従って、広帯域に亙っ
て使用可能な小型の方向性結合器を得ることができた。The insertion loss INS-LOSS maintains a substantially constant value even when the frequency changes, as in the first embodiment, 0.45 GHz, 0.
5 frequencies f1 to f of 9GHz, 1.5GHz, 1.9GHz, 2.4GHz
The values at 5 are -0.09dB, -0.16dB, -0.27dB, -0.3, respectively.
It is 5dB and -0.37dB, which is a value that does not hinder practical use. Also, the degree of forward coupling Pf at frequencies f1 to f5
Is -26.75dB, -20.70dB, -16.17dB, -13.88dB, -13.49dB
The reverse coupling Pr is -38.64dB, -29.96dB, -22.
It became 65dB, -19.18dB, -15.87dB. As a result, the degree of separation at each frequency f1 to f5 is 11.89 dB, 9.26 dB, 6.4.
It became 7dB, 5.30dB, 4.43dB. Therefore, it is possible to obtain a small directional coupler that can be used over a wide band.

【００４７】次に、本発明の第７の実施例を説明する。
図１８は第７の実施例のトランス結合器を示す構成図
で、図１８の（ａ）は平面図、図１８の（ｂ）は（ａ）
におけるＢ−Ｂ線矢視方向の断面図である。図におい
て、前述した第６の実施例と同一構成部分は同一符号を
もって表しその説明を省略する。Next, a seventh embodiment of the present invention will be described.
18A and 18B are configuration diagrams showing a transformer coupler of the seventh embodiment. FIG. 18A is a plan view and FIG. 18B is FIG. 18A.
FIG. 6 is a cross-sectional view taken along the line BB in FIG. In the figure, the same components as those in the sixth embodiment described above are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【００４８】また、第６の実施例と第７の実施例との相
違点は、ガラス１５及び金属片１６の幅を変えたことに
ある。即ち、ガラス１５及び金属片１６の長さは第６の
実施例と同じに設定し、ガラス１５及び金属片１６の幅
を主線路１２の外側から副線路１３の外側を覆うように
設定した。Further, the difference between the sixth embodiment and the seventh embodiment is that the widths of the glass 15 and the metal piece 16 are changed. That is, the lengths of the glass 15 and the metal piece 16 are set to be the same as those in the sixth embodiment, and the widths of the glass 15 and the metal piece 16 are set so as to cover the outside of the main line 12 and the outside of the sub line 13.

【００４９】図１９は、第７の実施例におけるトランス
結合器の副線路１３の一端１３ａに第６の実施例と同様
に終端抵抗器を接続して方向性結合器を構成したときの
特性の実測値を示す図である。図において、横軸は周波
数を、また縦軸は挿入損失INS-LOSS、順方向結合度Ｐ
ｆ、及び逆方向結合度Ｐｒを表している。実測における
周波数は０．１〜３．０ＧＨｚとした。FIG. 19 shows the characteristics when a directional coupler is constructed by connecting a terminating resistor to one end 13a of the sub line 13 of the transformer coupler in the seventh embodiment as in the sixth embodiment. It is a figure which shows a measured value. In the figure, the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss INS-LOSS, forward coupling P
f and the reverse coupling Pr. The frequency measured was 0.1 to 3.0 GHz.

【００５０】挿入損失INS-LOSSは、第１の実施例と同様
に周波数が変化してもほぼ一定値を維持し、0.45GHz,0.
9GHz, 1.5GHz, 1.9GHz, 2.4GHzの５つの周波数ｆ1 〜ｆ
5 における値はそれぞれ-0.08dB,-0.19dB,-0.49dB,-0.8
2dB,-1.29dB となり、実用上支障の無い値となってい
る。また、周波数ｆ1 〜ｆ5 における順方向結合度Ｐｆ
は-22.29dB, -16.01dB, -11.10dB, -8.69dB, -6.42dBと
なり、逆方向結合度Ｐｒは-27.88dB, -20.75dB, -14.74
dB, -11.82dB, -9.15dB となった。これにより、各周波
数ｆ1 〜ｆ5 における分離度は5.59dB, 4.74dB, 3.64d
B, 3.12dB, 2.73dBとなった。従って、広帯域に亙って
使用可能な小型の方向性結合器を得ることができた。The insertion loss INS-LOSS maintains a substantially constant value even when the frequency changes, as in the first embodiment, 0.45 GHz, 0.
5 frequencies f1 to f of 9GHz, 1.5GHz, 1.9GHz, 2.4GHz
The values at 5 are -0.08dB, -0.19dB, -0.49dB, -0.8, respectively.
The values are 2 dB and -1.29 dB, which are values that do not hinder practical use. Also, the degree of forward coupling Pf at frequencies f1 to f5
Is -22.29dB, -16.01dB, -11.10dB, -8.69dB, -6.42dB, and the reverse coupling Pr is -27.88dB, -20.75dB, -14.74.
It became dB, -11.82dB, -9.15dB. As a result, the degree of separation at each frequency f1 to f5 is 5.59 dB, 4.74 dB, 3.64d.
B, 3.12dB, 2.73dB. Therefore, it is possible to obtain a small directional coupler that can be used over a wide band.

【００５１】前述したように本実施例によれば、誘電体
基板１１上に形成された主線路１２及び副線路１３上に
誘電体（ガラス）１５を介して金属片１６を設けること
により、主線路１２と副線路１３の周囲の透磁率が変わ
り、主線路１２と副線路１３との間の電磁結合の状態が
変化されるので、主線路１２と副線路１３の抵抗値を増
大させること無くインダクタンス成分を大きくすること
ができ、主線路１２と副線路１３との間の結合度を増大
させることができる。As described above, according to this embodiment, the metal piece 16 is provided on the main line 12 and the sub line 13 formed on the dielectric substrate 11 with the dielectric (glass) 15 interposed therebetween. Since the magnetic permeability around the line 12 and the sub line 13 changes and the state of electromagnetic coupling between the main line 12 and the sub line 13 changes, the resistance values of the main line 12 and the sub line 13 do not increase. The inductance component can be increased, and the degree of coupling between the main line 12 and the sub line 13 can be increased.

【００５２】さらに、主線路１２と副線路１３との間の
結合度の調整範囲が広がり、挿入損失の周波数特性を所
望の設計値に容易に設定することができると共に、形状
を小型に形成することができる。Furthermore, the adjustment range of the degree of coupling between the main line 12 and the sub line 13 is widened, the frequency characteristic of insertion loss can be easily set to a desired design value, and the shape is made small. be able to.

【００５３】また、金属片１６を着膜により形成してい
るので、金属片１６を所望の厚さ、所望の位置に容易に
設けることができる。Further, since the metal piece 16 is formed by film deposition, the metal piece 16 can be easily provided at a desired thickness and a desired position.

【００５４】また、主線路１２と副線路１３との間に誘
電体１５が介在され、主線路１２及び副線路１３の特性
インピーダンスが変えられるので、形状をさらに小型化
することができる。さらに、主線路１２及び副線路１３
が蛇行形状に形成することにより、同一長さの主線路１
２と副線路１３を、直線状に形成したときに比べて少な
い面積内に形成することができるので、形状をさらに小
型化することができる。Further, since the dielectric 15 is interposed between the main line 12 and the sub line 13 to change the characteristic impedance of the main line 12 and the sub line 13, the shape can be further miniaturized. Further, the main line 12 and the sub line 13
Main line 1 of the same length by forming a meandering shape
Since the 2 and the sub line 13 can be formed within a smaller area than when they are formed in a straight line, the shape can be further downsized.

【００５５】尚、本実施例では、終端抵抗器を基板１１
の外部に設けて方向性結合器を形成したが、図２０に示
す第８の実施例のように、基板１１上に終端抵抗器１７
を成膜形成し、副線路１３の一端に成膜形成された終端
抵抗器１７を接続して整合状態を所望の値に設定しても
良い。これにより、使用する際に整合用の抵抗器を負荷
する必要がなくなると共に、最良の整合状態に設定する
ことができる。In this embodiment, the terminating resistor is used as the substrate 11
The directional coupler is formed outside the substrate, but the terminating resistor 17 is formed on the substrate 11 as in the eighth embodiment shown in FIG.
May be formed into a film, and the termination resistor 17 formed into a film may be connected to one end of the sub line 13 to set the matching state to a desired value. This eliminates the need to load a matching resistor at the time of use and can set the best matching state.

【００５６】[0056]

【発明の効果】以上説明したように本発明の請求項１に
よれば、絶縁体基板上に形成された主線路及び副線路上
に絶縁物を介して金属片を設けることにより、前記主線
路と副線路の周囲の透磁率が変わり、前記主線路と副線
路との間の電磁結合の状態が変化されるので、前記主線
路と副線路の抵抗値を増大させること無くインダクタン
ス成分を大きくすることができ、前記主線路と副線路と
の間の結合度を増大させることができる。さらに、前記
主線路と副線路との間の結合度の調整範囲が広がり、挿
入損失の周波数特性を所望の設計値に容易に設定するこ
とができると共に、形状を小型に形成することができ
る。As described above, according to the first aspect of the present invention, by providing a metal piece on the main line and the sub-line formed on the insulating substrate via an insulator, the main line is formed. Since the magnetic permeability around the sub line changes and the state of electromagnetic coupling between the main line and the sub line changes, the inductance component is increased without increasing the resistance value of the main line and the sub line. It is possible to increase the degree of coupling between the main line and the sub line. Further, the adjustment range of the degree of coupling between the main line and the sub line is widened, the frequency characteristic of insertion loss can be easily set to a desired design value, and the shape can be made small.

【００５７】また、請求項２によれば、上記の効果に加
えて、前記金属片を着膜により形成しているので、前記
金属片を所望の厚さ、所望の位置に容易に設けることが
できる。According to the second aspect, in addition to the above effect, since the metal piece is formed by the film deposition, the metal piece can be easily provided at a desired thickness and a desired position. it can.

【００５８】また、請求項３によれば、上記の効果に加
えて、前記副線路の一端に、誘電体基板上に成膜形成さ
れた終端抵抗器が接続されて整合状態が所望の値に設定
されるので、使用する際に整合用の抵抗器を負荷する必
要がなくなると共に、最良の整合状態に設定することが
できる。According to claim 3, in addition to the above effects, a termination resistor formed on the dielectric substrate by film formation is connected to one end of the sub-line so that the matching state becomes a desired value. Since it is set, it is not necessary to load a matching resistor at the time of use, and the best matching state can be set.

【００５９】また、請求項４によれば、上記の効果に加
えて、前記主線路と副線路との間に誘電体部材が介在さ
れ、前記主線路及び副線路の特性インピーダンスが変え
られるので、形状をさらに小型化することができる。Further, according to claim 4, in addition to the above effect, since the dielectric member is interposed between the main line and the sub line, the characteristic impedance of the main line and the sub line can be changed. The shape can be further miniaturized.

【００６０】また、請求項５によれば、上記の効果に加
えて、前記主線路及び副線路を蛇行形状に形成すること
により、同一長さの主線路と副線路を、直線状に形成し
たときに比べて少ない面積内に形成することができるの
で、形状をさらに小型化することができる。According to the fifth aspect, in addition to the above effects, the main line and the sub line are formed in a meandering shape, so that the main line and the sub line having the same length are formed in a straight line shape. Since it can be formed in a smaller area as compared with the case, the shape can be further downsized.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の第１の実施例を示す構成図FIG. 1 is a configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.

【図２】従来例を示す構成図FIG. 2 is a configuration diagram showing a conventional example.

【図３】従来例の使用例を示す図FIG. 3 is a diagram showing a usage example of a conventional example.

【図４】従来例の周波数特性を示す図FIG. 4 is a diagram showing frequency characteristics of a conventional example.

【図５】従来例の等価回路を示す図FIG. 5 is a diagram showing an equivalent circuit of a conventional example.

【図６】本発明の第１の実施例のトランス結合器を用い
た方向性結合器を示す図FIG. 6 is a diagram showing a directional coupler using the transformer coupler according to the first embodiment of the present invention.

【図７】本発明の第１の実施例における方向性結合器の
周波数特性を示す図FIG. 7 is a diagram showing frequency characteristics of the directional coupler according to the first embodiment of the present invention.

【図８】本発明の第２の実施例を示す構成図FIG. 8 is a configuration diagram showing a second embodiment of the present invention.

【図９】本発明の第２の実施例における方向性結合器の
周波数特性を示す図FIG. 9 is a diagram showing frequency characteristics of the directional coupler according to the second embodiment of the present invention.

【図１０】本発明の第３の実施例を示す構成図FIG. 10 is a configuration diagram showing a third embodiment of the present invention.

【図１１】本発明の第３の実施例における方向性結合器
の周波数特性を示す図FIG. 11 is a diagram showing frequency characteristics of the directional coupler according to the third embodiment of the present invention.

【図１２】本発明の第４の実施例を示す構成図FIG. 12 is a configuration diagram showing a fourth embodiment of the present invention.

【図１３】本発明の第４の実施例における方向性結合器
の周波数特性を示す図FIG. 13 is a diagram showing frequency characteristics of the directional coupler according to the fourth embodiment of the present invention.

【図１４】本発明の第５の実施例を示す構成図FIG. 14 is a configuration diagram showing a fifth embodiment of the present invention.

【図１５】本発明の第５の実施例における方向性結合器
の周波数特性を示す図FIG. 15 is a diagram showing frequency characteristics of the directional coupler according to the fifth embodiment of the present invention.

【図１６】本発明の第６の実施例を示す構成図FIG. 16 is a configuration diagram showing a sixth embodiment of the present invention.

【図１７】本発明の第６の実施例における方向性結合器
の周波数特性を示す図FIG. 17 is a diagram showing frequency characteristics of the directional coupler according to the sixth embodiment of the present invention.

【図１８】本発明の第７の実施例を示す構成図FIG. 18 is a block diagram showing a seventh embodiment of the present invention.

【図１９】本発明の第７の実施例における方向性結合器
の周波数特性を示す図FIG. 19 is a diagram showing frequency characteristics of the directional coupler according to the seventh embodiment of the present invention.

【図２０】本発明の第８の実施例を示す構成図FIG. 20 is a configuration diagram showing an eighth embodiment of the present invention.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１１…基板、１２…主線路、１３…副線路、１５…誘電
体（ガラス）、１６…金属片、Ｒ，１７…終端抵抗器。11 ... Substrate, 12 ... Main line, 13 ... Sub line, 15 ... Dielectric (glass), 16 ... Metal piece, R, 17 ... Termination resistor.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 笠原 晃二 埼玉県秩父郡吉田町大字下吉田6972 株式 会社タイセー内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (72) Inventor Koji Kasahara 6972 Shimoyoshida, Yoshida-cho, Chichibu-gun, Saitama Prefecture Taisei Co., Ltd.

Claims (5)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 絶縁体基板上に形成されたマイクロスト
リップ線路からなる主線路及び該主線路に平行な少なく
とも一の副線路とを備えたトランス結合器において、 前記主線路と副線路の上に絶縁物を介して前記主線路と
副線路に跨る金属片を設けたことを特徴とするトランス
結合器。1. A transformer coupler comprising a main line composed of a microstrip line formed on an insulating substrate and at least one sub line parallel to the main line, wherein the main line and the sub line are provided. A transformer coupler provided with a metal piece extending over the main line and the sub line via an insulator. 【請求項２】 前記金属片を着膜により形成したことを
特徴とする請求項１記載のトランス結合器。2. The transformer coupler according to claim 1, wherein the metal piece is formed by a film deposition. 【請求項３】 前記副線路の一端に接続された終端抵抗
器を前記絶縁体基板上に成膜形成したことを特徴とする
請求項１又は２記載のトランス結合器。3. The transformer coupler according to claim 1, wherein a terminating resistor connected to one end of the sub line is formed on the insulating substrate by film formation. 【請求項４】 前記主線路と前記副線路との間に誘電体
部材を介在したことを特徴とする請求項１乃至３の何れ
かに記載のトランス結合器。4. The transformer coupler according to claim 1, further comprising a dielectric member interposed between the main line and the sub line. 【請求項５】 前記主線路及び副線路を蛇行形状に形成
したことを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の
トランス結合器。5. The transformer coupler according to claim 1, wherein the main line and the sub line are formed in a meandering shape.
JP10677195A 1995-04-28 1995-04-28 Transformer coupler Pending JPH08307117A (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP10677195A JPH08307117A (en) 1995-04-28 1995-04-28 Transformer coupler

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP10677195A JPH08307117A (en) 1995-04-28 1995-04-28 Transformer coupler

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH08307117A true JPH08307117A (en) 1996-11-22

Family

ID=14442179

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP10677195A Pending JPH08307117A (en) 1995-04-28 1995-04-28 Transformer coupler

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JPH08307117A (en)

Cited By (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6342681B1 (en) * 1997-10-15 2002-01-29 Avx Corporation Surface mount coupler device
EP1376753A1 (en) * 2002-06-27 2004-01-02 Harris Corporation High efficiency directional coupler
US6963259B2 (en) 2002-06-27 2005-11-08 Harris Corporation High efficiency resonant line
US6982671B2 (en) 2003-02-25 2006-01-03 Harris Corporation Slot fed microstrip antenna having enhanced slot electromagnetic coupling
US6985118B2 (en) 2003-07-07 2006-01-10 Harris Corporation Multi-band horn antenna using frequency selective surfaces
US6990729B2 (en) 2003-09-05 2006-01-31 Harris Corporation Method for forming an inductor
US6992628B2 (en) 2003-08-25 2006-01-31 Harris Corporation Antenna with dynamically variable operating band
US6995711B2 (en) 2003-03-31 2006-02-07 Harris Corporation High efficiency crossed slot microstrip antenna
US7006052B2 (en) 2003-05-15 2006-02-28 Harris Corporation Passive magnetic radome
US7030834B2 (en) 2003-09-03 2006-04-18 Harris Corporation Active magnetic radome
US7088308B2 (en) 2003-10-08 2006-08-08 Harris Corporation Feedback and control system for radomes
US7158005B2 (en) 2005-02-10 2007-01-02 Harris Corporation Embedded toroidal inductor
JP2007505533A (en) * 2003-09-12 2007-03-08 ヒュッティンガー エレクトローニク ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング ウント コンパニー コマンディートゲゼルシャフト 90 ° hybrid
US7196607B2 (en) 2004-03-26 2007-03-27 Harris Corporation Embedded toroidal transformers in ceramic substrates
JP2009065328A (en) * 2007-09-05 2009-03-26 Renesas Technology Corp Distribution type power amplifier

Cited By (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6342681B1 (en) * 1997-10-15 2002-01-29 Avx Corporation Surface mount coupler device
EP1376753A1 (en) * 2002-06-27 2004-01-02 Harris Corporation High efficiency directional coupler
US6731244B2 (en) 2002-06-27 2004-05-04 Harris Corporation High efficiency directional coupler
US6963259B2 (en) 2002-06-27 2005-11-08 Harris Corporation High efficiency resonant line
US6982671B2 (en) 2003-02-25 2006-01-03 Harris Corporation Slot fed microstrip antenna having enhanced slot electromagnetic coupling
US6995711B2 (en) 2003-03-31 2006-02-07 Harris Corporation High efficiency crossed slot microstrip antenna
US7006052B2 (en) 2003-05-15 2006-02-28 Harris Corporation Passive magnetic radome
US6985118B2 (en) 2003-07-07 2006-01-10 Harris Corporation Multi-band horn antenna using frequency selective surfaces
US6992628B2 (en) 2003-08-25 2006-01-31 Harris Corporation Antenna with dynamically variable operating band
US7030834B2 (en) 2003-09-03 2006-04-18 Harris Corporation Active magnetic radome
US6990729B2 (en) 2003-09-05 2006-01-31 Harris Corporation Method for forming an inductor
US7253711B2 (en) 2003-09-05 2007-08-07 Harris Corporation Embedded toroidal inductors
US7513031B2 (en) 2003-09-05 2009-04-07 Harris Corporation Method for forming an inductor in a ceramic substrate
JP2007505533A (en) * 2003-09-12 2007-03-08 ヒュッティンガー エレクトローニク ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング ウント コンパニー コマンディートゲゼルシャフト 90 ° hybrid
US7088308B2 (en) 2003-10-08 2006-08-08 Harris Corporation Feedback and control system for radomes
US7196607B2 (en) 2004-03-26 2007-03-27 Harris Corporation Embedded toroidal transformers in ceramic substrates
US7158005B2 (en) 2005-02-10 2007-01-02 Harris Corporation Embedded toroidal inductor
JP2009065328A (en) * 2007-09-05 2009-03-26 Renesas Technology Corp Distribution type power amplifier

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH08307117A (en) Transformer coupler
EP0641037B1 (en) Strip line-type high-frequency element
JP3310670B2 (en) Directional coupler for wireless devices
JP3215170B2 (en) Directional coupler
US20230170870A1 (en) Filter device and radio-frequency front-end circuit including the same
US20170125906A1 (en) High-frequency transmission line and antenna device
KR20020037688A (en) High frequency filter, filter device, and electronic apparatus incorporating the same
CN114914647A (en) Tunable broadband band-stop filter based on ferrite material
US20040246071A1 (en) Radio-frequency filter, in particular in the form of a duplex filter
JPH08307286A (en) Power controller
US20050190016A1 (en) [parallel-coupled-resonator filter with open-and-short end]
CN115173041B (en) Antenna unit, filter antenna and terminal equipment
JPH08307116A (en) Transformer coupler
JPH08162812A (en) High frequency coupler
Song et al. A miniaturized 2.4 GHz band multi-layer bandpass filter using capacitively loaded/spl lambda//4 slow-wave resonator
CN114039176A (en) Dual-band frequency-adjustable microstrip band-pass filter
JPS603201A (en) Strip line filter
JPH07176908A (en) Dielectric resonance component and its characteristic adjustment method
EP0080859A1 (en) Microwave coupler devices
JPS60165103A (en) Method for adjusting reactance of dielectric resonator
JPH08307115A (en) Transformer coupling method and transformer coupler
US20090072922A1 (en) Integrated non-reciprocal component
CN114843773B (en) Integrated millimeter wave end-fire filter antenna
US20230344101A1 (en) Printed Microstrip Filter
US20200396828A1 (en) Circuit board, inductor, and radio apparatus

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20040908

A131 Notification of reasons for refusal

Effective date: 20050426

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20050906