JPH0827665B2 - AC power controller - Google Patents

AC power controller

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JPH0827665B2
JPH0827665B2 JP61130269A JP13026986A JPH0827665B2 JP H0827665 B2 JPH0827665 B2 JP H0827665B2 JP 61130269 A JP61130269 A JP 61130269A JP 13026986 A JP13026986 A JP 13026986A JP H0827665 B2 JPH0827665 B2 JP H0827665B2
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敬久 篠田
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Koito Manufacturing Co Ltd
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Koito Manufacturing Co Ltd
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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、負荷に供給する交流電源の通電期間を制
御する交流電力制御装置に関するものである。
Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to an AC power control device for controlling the energization period of an AC power supply supplied to a load.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

一般に、交流電源を負荷に供給し、その平均電力を制
御する場合、交流電源の通電期間を制御する方法がとら
れている。このため、サイリスタを必要期間オンにする
とともに、ガラスを急速加熱することによるストレスの
蓄積を防止するため、最初小さな電力で徐々に通電期間
を増加させ、その電力で連続通電状態になったら更に大
きな電力に切り換えて同様の制御を行っている。
Generally, when an AC power supply is supplied to a load and its average power is controlled, a method of controlling the energization period of the AC power supply is used. For this reason, the thyristor is turned on for a required period of time, and in order to prevent the accumulation of stress due to rapid heating of the glass, the energization period is gradually increased with a small power at first, and when the continuous energization state is reached with that power, the power is further increased. The same control is performed by switching to electric power.

〔発明が解決しようとする問題点〕[Problems to be solved by the invention]

しかしながらこのような従来の方法は、通電中の電流
のオンオフを行うため、雑音が発生するとともに、航空
機内の電源の電圧変動率は余りよいものではないため、
電力の切り換えによって機内照明用の蛍光灯にフリッカ
が生じ、乗客に不快感を与えるという問題を有してい
た。
However, such a conventional method turns on and off the current during energization, so that noise is generated and the voltage fluctuation rate of the power supply in the aircraft is not so good.
There is a problem that flicker occurs in a fluorescent lamp for in-flight lighting due to switching of electric power, which gives passengers an uncomfortable feeling.

〔問題点を解決するための手段〕[Means for solving problems]

このような問題を解決するために本発明は、交流の1
周期を最小単位として通電制御するとともに、電力の異
なる電源を交互に切り換えながら徐々に供給電力を増加
させ、連続通電状態になった後はその電源とそれより更
に電力の大きな電源を交互に切り換えかつ電力の小さな
方の電源の通電期間を時間経過とともに小さくし、電力
の大きな方の電源の通電期間を徐々に長くするようにし
たものである。
In order to solve such a problem, the present invention provides an AC
Energization is controlled with the cycle as the minimum unit, and the power supply is gradually increased while alternately switching between power supplies with different powers, and after a continuous energization state, that power supply and a power supply with a larger power than that are switched alternately. The energization period of the power source with the smaller electric power is shortened over time, and the energization period of the power source with the larger electric power is gradually lengthened.

このことを実現するために本発明は、電源投入当初は
出力レベルが単調増加するタイマと、交流電源の周期よ
り充分長い周期を有する鋸歯状波発生器と、ガラス温度
の低い間はタイマ出力信号より高いレベルを出力しガラ
ス温度が所定温度以上になったらタイマ出力信号より低
いレベルの出力信号を送出する増幅器と、増幅器からタ
イマ方向に順方向となるように接続されたダイオード
と、増幅器出力信号が鋸歯状波発生器出力信号より大き
いとき出力信号を送出する比較器と、比較器出力信号が
発生しているとき交流信号を出力する通電制御手段と、
増幅器出力信号を2段階に亘って検出するレベル検出器
と、レベル検出器で検出されたレベルに対応して電力の
異なる電源を交互に切り換える切り換え手段と、レベル
検出器で検出されたレベルに対応して鋸歯状波レベルを
レベルシフトするレベルシフト手段とを備えたものであ
る。
To achieve this, the present invention provides a timer whose output level monotonically increases at the beginning of power supply, a sawtooth wave generator having a cycle sufficiently longer than the cycle of the AC power supply, and a timer output signal while the glass temperature is low. An amplifier that outputs a higher level and outputs an output signal of a level lower than the timer output signal when the glass temperature exceeds a predetermined temperature, a diode connected in the forward direction from the amplifier to the timer direction, and an amplifier output signal A comparator that outputs an output signal when is larger than the sawtooth wave generator output signal, and an energization control unit that outputs an AC signal when the comparator output signal is generated,
Corresponding to the level detector for detecting the amplifier output signal in two stages, switching means for alternately switching between power sources having different powers corresponding to the level detected by the level detector, and level detected by the level detector And a level shift means for level shifting the sawtooth wave level.

〔作用〕[Action]

電源投入当初は電力最小の電源が交流波形のゼロレベ
ルで間欠的な通電制御が行われ、それが連続通電状態に
なると、その電源と更に電力の大きな電源とが交互に通
電制御され、電力の小さな電源の通電期間は時間経過と
ともに短くなり、電力の大きな電源の通電期間は時間経
過とともに大きくなる。その状態で電力の大きな方の電
源が連続通電状態になった後は、その電源と更に電力の
大きな電源とが交互に切り換えられながら、電力の大き
な方の電源が連続通電状態になるよう制御される。
When the power is turned on initially, the power supply with the minimum power is subjected to intermittent energization control at the zero level of the AC waveform, and when it is in the continuous energization state, that power supply and the power supply with a larger power are alternately energized to control the power supply. The energization period of the small power source becomes shorter with time, and the energization period of the power source having large power becomes longer with time. In that state, after the power source with the larger power is in the continuous energization state, the power source with the larger power is controlled to be in the continuous energization state while the power source and the power source with the larger power are alternately switched. It

〔実施例〕〔Example〕

第1図はこの発明の一実施例を示すブロツク図であ
る。同図において、1はフイルタ回路、2は電源回路、
3はゼロレベル検出回路、4はヒータ通電時間制御回
路、5はゲート信号発生時間制御回路、6はゲート信号
発生回路、7はサイリスタ回路、8はオーバーカーレン
ト検出回路、9はヒータ電流検出回路、10はセンサーシ
ヨート検出回路、11はオーバーヒート検出回路、12,13
はスイツチング回路、15はアンド回路、16はリレー、16
aはリレー16の接点、17は変圧器、181,182は連動形の電
源スイツチ、19はセンサーチエツク用のスイツチ、20は
オーバーヒートチエツク用のスイツチ、21はパワーオン
チエツク用のスイツチ、22はヒータ、23は動作表示ラン
プ、24は窓ガラスの温度を検出するサーミスタ、25は抵
抗である。
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention. In the figure, 1 is a filter circuit, 2 is a power supply circuit,
3 is a zero level detection circuit, 4 is a heater energization time control circuit, 5 is a gate signal generation time control circuit, 6 is a gate signal generation circuit, 7 is a thyristor circuit, 8 is an overcurrent detection circuit, and 9 is a heater current detection circuit. , 10 is a sensor short detection circuit, 11 is an overheat detection circuit, 12, 13
Is a switching circuit, 15 is an AND circuit, 16 is a relay, 16
a is a contact of the relay 16, 17 is a transformer, 18 1 and 18 2 are interlocking type power switches, 19 is a switch for sensor check, 20 is a switch for overheat check, 21 is a switch for power-on check, 22 Is a heater, 23 is an operation display lamp, 24 is a thermistor for detecting the temperature of the window glass, and 25 is a resistance.

フイルタ回路1は外部からの雑音の侵入および、この
装置から外部装置へ雑音が漏れることを防止している。
電源回路2は交流電圧をこの装置の動作に必要な直流電
圧に変換するようになつている。ゼロレベル検出回路3
は交流波形の1周期毎にゼロレベルを検出し、1周期の
開始時点においてパルス信号を発生するようになつてお
り、第2図に示すように、入力端子3a,出力端子3b,抵抗
32a〜32d,ダイオード33a〜33c,トランジスタ34,コンデ
ンサ35,インバータ36から構成されている。
The filter circuit 1 prevents intrusion of noise from the outside and leakage of noise from this device to an external device.
The power supply circuit 2 is adapted to convert an AC voltage into a DC voltage required for the operation of this device. Zero level detection circuit 3
Detects a zero level in each cycle of the AC waveform and generates a pulse signal at the start of one cycle. As shown in Fig. 2, the input terminal 3a, the output terminal 3b, and the resistor are connected.
32a to 32d, diodes 33a to 33c, a transistor 34, a capacitor 35, and an inverter 36.

ヒータ通電時間制御回路4はヒータに供給する電流を
窓ガラスの温度、電源投入時点からの経過時間を加味
し、交流波形の1周期を最小単位として通電時間制御を
行なうようになつている。この回路は第3図に示すよう
に増幅回路40、電源投入時から略3分間にわたり出力電
圧が単調増加する3分タイマ41,比較部42,8Hz程度の三
角波を発生する発振器43,レベル判定回路44から構成さ
れており、それらは抵抗40a〜40f,41a〜41f,42a,42b,43
a〜43m,44a〜44g,差動増幅器40q,41q,42q,43q〜43s,44
q,44r,ダイオード41t〜41v,42t,43t〜43w,44t,コンデン
サ40x,40y,41x,42x,43x,44x,入力端子4a〜4c,出力端子4
d〜4f、より構成されている。
The heater energization time control circuit 4 performs the energization time control with one cycle of the AC waveform as the minimum unit, taking into consideration the temperature of the window glass and the elapsed time from the time when the power is turned on, with respect to the current supplied to the heater. As shown in FIG. 3, this circuit includes an amplifier circuit 40, a three-minute timer 41 in which the output voltage monotonically increases for approximately three minutes after the power is turned on, a comparator 42, an oscillator 43 for generating a triangular wave of about 8 Hz, and a level judgment circuit. It is composed of 44, which are resistors 40a-40f, 41a-41f, 42a, 42b, 43.
a to 43m, 44a to 44g, differential amplifier 40q, 41q, 42q, 43q to 43s, 44
q, 44r, diodes 41t to 41v, 42t, 43t to 43w, 44t, capacitors 40x, 40y, 41x, 42x, 43x, 44x, input terminals 4a to 4c, output terminal 4
It is composed of d ~ 4f.

ゲート信号発生時間制御回路5はサイリスタ回路7の
1周期分にわたる通電時間を制御するために必要なゲー
ト信号を発生するようになつており、第4図に示すよう
に、抵抗50a〜50e,コンデンサ51a〜51d,タイマ52a〜52
c,バツフア53a〜53c,オア回路54,ダイオード55a〜55c,
インバータ56a,56b,セツトリセツト形のフリツプフロツ
プ57,アンド回路58,入力端子5a〜5d,出力端子5e〜5hか
ら構成されている。
The gate signal generation time control circuit 5 is adapted to generate a gate signal necessary for controlling the energization time of the thyristor circuit 7 for one cycle. As shown in FIG. 4, resistors 50a to 50e and capacitors are provided. 51a to 51d, timer 52a to 52
c, buffers 53a to 53c, OR circuit 54, diodes 55a to 55c,
The inverters 56a and 56b, a set-set type flip-flop 57, an AND circuit 58, input terminals 5a to 5d, and output terminals 5e to 5h.

サイリスタ回路7は第5図に示すように、サイリスタ
70a〜70f,入力端子7a〜7m,出力端子7p〜7rから構成され
ている。
The thyristor circuit 7 is, as shown in FIG.
70a to 70f, input terminals 7a to 7m, and output terminals 7p to 7r.

ゲート信号発生回路6は第6図に示すように、ナンド
回路60a,60b,抵抗61a〜61k,コンデンサ62a〜62d,インバ
ータ63a〜63d,バツフア64a,64b,アンド回路65a〜65l,RS
形のフリツプフロツプ66a,66b,ダイオード67a〜67s,ト
ランジスタ68a〜68d,パルストランス69a〜69c,入力端子
6a〜6g,出力端子6j〜6m,6p〜6zから構成されている。
As shown in FIG. 6, the gate signal generating circuit 6 includes NAND circuits 60a and 60b, resistors 61a to 61k, capacitors 62a to 62d, inverters 63a to 63d, buffers 64a and 64b, AND circuits 65a to 65l, RS.
-Type flip-flops 66a, 66b, diodes 67a-67s, transistors 68a-68d, pulse transformers 69a-69c, input terminals
6a to 6g, output terminals 6j to 6m, 6p to 6z.

オーバーカーレント検出回路8は第7図に示すよう
に、抵抗81a〜81h,コンデンサ82a,82b,ダイオード83a〜
83c,差動増幅器84,85,入力端子8a,出力端子8b,8cから構
成されている。
As shown in FIG. 7, the overcurrent detection circuit 8 includes resistors 81a to 81h, capacitors 82a and 82b, diodes 83a to.
83c, differential amplifiers 84 and 85, input terminal 8a, output terminals 8b and 8c.

ヒータ電流検出回路9は第1図に示すように変成器9
1,ダイオード92,差動増幅器93,基準電圧94から構成さ
れ、ヒータ電流により発生する整流電圧が基準電圧94の
値より大きくなると「1」レベルの信号を送出するよう
になつており、基準電圧94はヒータ22に供給するヒータ
電流の最大規格値によつて発生する整流電圧よりも若干
大きく選ばれている。したがつて、ヒータ電流が正常に
供給されているとき、ヒータ電流検出回路9は「1」レ
ベルの信号を出力している。
The heater current detection circuit 9 includes a transformer 9 as shown in FIG.
It is composed of 1, diode 92, differential amplifier 93, and reference voltage 94. When the rectified voltage generated by the heater current exceeds the value of the reference voltage 94, the signal of "1" level is sent out. 94 is selected to be slightly larger than the rectified voltage generated by the maximum standard value of the heater current supplied to the heater 22. Therefore, when the heater current is normally supplied, the heater current detection circuit 9 outputs a "1" level signal.

センサーシヨート検出回路10は差動増幅器10a,基準電
圧10b,インバータ10c,10dから構成されており、常時は
リレー16を付勢しているが、入力端子10eに供給される
電圧が基準電圧10bより小さくなるセンサーシヨート
時、入力端子10fに「1」レベルの信号が供給されるオ
ーバーカーレント検出時、入力端子10gに「0」レベル
の信号が供給されるオーバーヒート検出時にリレー16が
消勢されるようになつている。
The sensor short detection circuit 10 is composed of a differential amplifier 10a, a reference voltage 10b, and inverters 10c and 10d, and normally activates the relay 16, but the voltage supplied to the input terminal 10e is the reference voltage 10b. When the sensor short becomes smaller, the relay 16 is deactivated at the time of overcurrent detection when the "1" level signal is supplied to the input terminal 10f and the overheat detection when the "0" level signal is supplied to the input terminal 10g. It is getting done.

オーバーヒート検出回路11は差動増幅器11a,基準電圧
11b,インバータ11c,ダイオード11dから構成され、入力
端子11eに基準電圧11bより大きな電圧が供給されるオー
バーヒート検出時に出力端子11gから「0」レベルの信
号を送出するようになつている。
Overheat detection circuit 11 is a differential amplifier 11a, reference voltage
11b, an inverter 11c, and a diode 11d, and a signal of "0" level is sent from the output terminal 11g at the time of overheat detection in which a voltage larger than the reference voltage 11b is supplied to the input terminal 11e.

このように構成された装置の動作は次のとうりである
が、理解が容易なように、先ずヒータに供給する電力は
一種類であるとして説明する。第1図においてスイツチ
181,182がオンとなつているとき、電源回路2は各回路
に対し、動作に必要な電圧+Vを供給しており、正常時
はリレー16が動作しているため、フイルタ回路1を通つ
た交流波形はゼロレベル検出回路3に供給されている。
この回路は第2図に示すように、トランジスタのベース
回路にツエナーダイオード33cが直列に挿入されてお
り、トランジスタ34には直流電圧+Vが供給されてい
る。このため、仮にツエナーダイオード33cが短絡され
ているとした場合、トランジスタ34は直流電圧+Vが供
給されているので、その動作開始レベルは第8図(a)
に示すように+Vとなつており、交流波形の値がその値
より小さくなつたとき、トランジスタ34はオンとなる。
そこで今度はツエナーダイオード33cが有効に作用して
いるとしたとき、そのブレークダウン電圧がトランジス
タ34に供給されている直流電圧+Vと等しいものとする
と、トランジスタ34は元の動作開始レベル+Vより交流
波形のレベルがVだけ低下して初めてオンとなり、第8
図(b)に示す信号を出力する。すなわち、トランジス
タ34は交流波形のゼロレベルでオンとなり、次のゼロレ
ベルでオフとなる。
The operation of the apparatus configured as described above is as follows, but for the sake of easy understanding, the power supplied to the heater will be described as one kind. Switch in FIG.
When 18 1 and 18 2 are on, the power supply circuit 2 supplies the voltage + V necessary for operation to each circuit, and the relay 16 is operating normally, so the filter circuit 1 is switched on. The passed AC waveform is supplied to the zero level detection circuit 3.
In this circuit, as shown in FIG. 2, a Zener diode 33c is inserted in series in the base circuit of the transistor, and a DC voltage + V is supplied to the transistor 34. For this reason, if the Zener diode 33c is short-circuited, the transistor 34 is supplied with the DC voltage + V, and the operation start level is as shown in FIG.
When the value of the AC waveform becomes smaller than that value, the transistor 34 is turned on.
Then, assuming now that the Zener diode 33c is working effectively, assuming that its breakdown voltage is equal to the DC voltage + V supplied to the transistor 34, the transistor 34 has an AC waveform from the original operation start level + V. Is turned on only after the level of
The signal shown in FIG. That is, the transistor 34 turns on at the zero level of the AC waveform and turns off at the next zero level.

以上の説明はトランジスタ34のベースエミツタ間の逆
電圧が零であるとしているが、この値は0.7ボルト程度
であり、このレベルはトランジスタ34の固有の動作開始
レベルとして避けられないものである。しかし、直流電
圧,ツエナーダイオード33cのブレークダウン電圧を適
当に選択することによつて、回路全体としては動作開始
レベルを零レベルに調整することができる。
In the above description, the reverse voltage between the base emitters of the transistor 34 is zero. However, this value is about 0.7 volt, and this level is inevitable as the inherent operation start level of the transistor 34. However, by properly selecting the DC voltage and the breakdown voltage of the Zener diode 33c, the operation start level of the entire circuit can be adjusted to zero level.

すなわち、動作方向に直流バイアス電圧が供給された
トランジスタ34に対して、そのトランジスタ34の動作開
始レベルが零ボルトとなるように、直流バイアス電圧を
打消すレベルシフト用のツエナーダイオード33cを挿入
することによつて、ゼロレベル検出が行なえる。そし
て、抵抗32cに発生した第8図(b)に示す電圧は、コ
ンデンサ35,抵抗32dによつて微分されて第8図(c)に
示す信号となり、これがダイオード33bでクランプさ
れ、インバータ36で反転されて第8図(d)に示すパル
スとして出力端子3bから出力される。
That is, for the transistor 34 to which a DC bias voltage is supplied in the operation direction, insert a level shift zener diode 33c for canceling the DC bias voltage so that the operation start level of the transistor 34 becomes zero volt. Therefore, the zero level can be detected. The voltage shown in FIG. 8 (b) generated at the resistor 32c is differentiated by the capacitor 35 and the resistor 32d to become a signal shown in FIG. 8 (c), which is clamped by the diode 33b and output by the inverter 36. The pulse is inverted and output from the output terminal 3b as a pulse shown in FIG. 8 (d).

出力端子3bから出力されたパルスは、第4図に示すゲ
ート信号発生時間制御回路5の入力端子5aに供給され、
バツフア53bを介してタイマ52bの端子Bに供給される。
タイマ52bは端子CDに「1」レベルの信号が供給されて
いるとき、端子Bに供給される信号の立下りで端子Qか
ら「1」レベル、端子から「0」レベルの信号を発生
し、この状態が抵抗50b,コンデンサ51bで決まる時間継
続するようになつている。そして、端子CDが「0」レベ
ルになると端子Q,のレベルが反転するようになつてい
る。したがつて、第8図(d)に示すようなゼロレベル
検出回路3からのパルスが入力端子5aに供給される度に
第8図(e)に示す期間Tを有するパルスが出力され
る。この期間Tは前述したように抵抗50bとコンデンサ5
1bで決まり、交流電源の半周期より長く、1周期より短
かくなるように設定されている。タイマ52bの出力信号
はバツフア53c,アンド回路58,出力端子5gを介してゲー
ト信号発生回路7の端子6dに供給される(後述するよう
にアンド回路58のアンド条件は成立している)。このた
め第6図に示すように、ナンド回路60b,インバータ63b
からなる発振回路は入力端子6dに「1」レベルの信号が
供給されている期間、抵抗61dとコンデンサ62bで決まる
周期の短い第8図(f)に示すゲート信号を発生する。
The pulse output from the output terminal 3b is supplied to the input terminal 5a of the gate signal generation time control circuit 5 shown in FIG.
It is supplied to the terminal B of the timer 52b via the buffer 53b.
The timer 52b generates a signal of "1" level from the terminal Q and a signal of "0" level from the terminal at the falling edge of the signal supplied to the terminal B when the signal of "1" level is supplied to the terminal CD, This state continues for a time determined by the resistor 50b and the capacitor 51b. When the terminal CD goes to the “0” level, the level of the terminal Q is inverted. Accordingly, each time a pulse from the zero level detection circuit 3 as shown in FIG. 8D is supplied to the input terminal 5a, a pulse having a period T shown in FIG. 8E is output. During this period T, the resistor 50b and the capacitor 5
It is determined so as to be longer than a half cycle of the AC power supply and shorter than one cycle. The output signal of the timer 52b is supplied to the terminal 6d of the gate signal generating circuit 7 via the buffer 53c, the AND circuit 58, and the output terminal 5g (the AND condition of the AND circuit 58 is satisfied as described later). Therefore, as shown in FIG. 6, the NAND circuit 60b and the inverter 63b
The oscillating circuit consisting of (1) generates the gate signal shown in FIG. 8 (f), which has a short cycle determined by the resistor 61d and the capacitor 62b while the "1" level signal is supplied to the input terminal 6d.

一方、電源投入時は第3図に示すヒータ通電時間制御
回路のうち、3分タイマ41が「0」レベルの信号を送出
し、このレベルは約3分間にわたり徐々に上昇するよう
になつている。このため、差動増幅器44q,44rは「1」
レベルの信号を送出しており、これが端子4f,4gを介し
て出力され、第6図に示すゲート信号発生回路6の端子
6e,6f,バツフア64a,64b,を介してアンド回路65a,65cの
一方の端子に供給されている。アンド回路65a,65cの他
方の端子は第4図に示すゼロレベル検出回路3の出力が
ゲート信号発生時間制御回路5のインバータ56bを介し
て供給されている。そして、ゼロレベル検出回路3は第
8図(d)に示すようにゼロレベルを検出した後の短時
間だけ「0」レベルとなつており、その他の期間は
「1」レベルとなつている。このため、第6図に示すゲ
ート信号発生回路6のアンド回路65a,65cの他方の入力
には第8図(d)に示す信号が供給されており、その信
号が「1」レベルである期間、アンド回路65a,65cは
「1」レベルの信号を送出している。このことによりフ
リツプフロツプ66a,66bはセツトされており、ともにそ
の出力端子Qから「1」レベルの信号を発生している。
この信号はアンド回路65eから「1」レベルを送出して
いるので、インバータ63bから送出された高い周波数の
発振波形はアンド回路65i,ダイオード67b,抵抗61fを介
してトランジスタ68aに供給され、このトランジスタを
オンにする。このことにより、パルストランス69aを介
してサイリスタ回路7のサイリスタ70a,70bにゲート信
号が供給され、そのサイリスタがオンとなる。このサイ
リスタ70a,70bは第5図に示すように変圧器17に供給さ
れているので、変圧器17に供給された信号は変圧されて
ヒータ22に供給される。
On the other hand, when the power is turned on, the 3-minute timer 41 of the heater energization time control circuit shown in FIG. 3 sends out a "0" level signal, and this level gradually rises for about 3 minutes. . Therefore, the differential amplifiers 44q and 44r are “1”
The signal of the level is transmitted, and this is output through the terminals 4f and 4g, and the terminal of the gate signal generation circuit 6 shown in FIG.
It is supplied to one terminal of the AND circuits 65a and 65c via 6e and 6f and buffers 64a and 64b. The other terminals of the AND circuits 65a and 65c are supplied with the output of the zero level detection circuit 3 shown in FIG. 4 via the inverter 56b of the gate signal generation time control circuit 5. Then, as shown in FIG. 8 (d), the zero level detection circuit 3 is at the "0" level only for a short time after detecting the zero level, and is at the "1" level during the other periods. Therefore, the signal shown in FIG. 8 (d) is supplied to the other input of the AND circuits 65a and 65c of the gate signal generation circuit 6 shown in FIG. 6, and the period when the signal is at "1" level. The AND circuits 65a and 65c send out a "1" level signal. As a result, the flip-flops 66a and 66b are set, and both generate an "1" level signal from the output terminal Q.
Since this signal is sent from the AND circuit 65e at the "1" level, the high-frequency oscillation waveform sent from the inverter 63b is supplied to the transistor 68a via the AND circuit 65i, the diode 67b, and the resistor 61f. Turn on. As a result, the gate signal is supplied to the thyristors 70a and 70b of the thyristor circuit 7 via the pulse transformer 69a, and the thyristors are turned on. Since the thyristors 70a and 70b are supplied to the transformer 17 as shown in FIG. 5, the signal supplied to the transformer 17 is transformed and supplied to the heater 22.

サイリスタは第5図に示すようにそれぞれ逆並列に接
続されているので、一方のサイリスタは交流波形の正の
半波でオンとなる。一般に、サイリスタはアノードに順
方向の電圧が供給されているとき、ゲートにゲート信号
が短時間供給されればオン状態になるが、使用環境条件
によつては必らずしもオン状態にならないこともある。
良好な環境条件のもとで使用すれば、このようなことは
ないが、常に良好な環境条件を要求することは経済性が
悪くなる。このようなときでもゲート信号は1回だけで
なく、繰返し供給するようにすることによつて確実にオ
ン状態とすることができる。このため、本装置では20KH
z程度の周波数を有するゲート信号を発生し、このゲー
ト信号をサイリスタに供給し、確実な動作をさせてい
る。
Since the thyristors are connected in antiparallel as shown in FIG. 5, one of the thyristors is turned on by the positive half wave of the AC waveform. Generally, a thyristor turns on when a gate signal is supplied to the gate for a short time when a forward voltage is supplied to the anode, but it does not necessarily turn on depending on the operating environment conditions. Sometimes.
If used under good environmental conditions, this will not happen, but it is economically inefficient to always demand good environmental conditions. Even in such a case, the gate signal can be surely turned on by supplying the gate signal not only once but repeatedly. Therefore, with this device, 20KH
A gate signal having a frequency of about z is generated, and this gate signal is supplied to the thyristor for reliable operation.

オン状態となつているサイリスタは、アノード・カソ
ード間に供給されている電源電圧の極性を反転すること
によつてオフ状態に転ずる。そこで第5図に示すように
サイリスタを逆並列にしておき、交流波形が負の半波と
なつた時点でも高周波のゲート信号が供給され続けるよ
うにしておけば、正の半波時点でオフ状態となつていた
サイリスタは交流波形が負の半波になつたときにオン状
態になる。ここで、ゲート信号は入力交流波形の半周期
を超え、1周期以内の時点でオフとなるようにしておけ
ば、入力交流波形の1周期が終了した時点でオンとなつ
ていたサイリスタはオフとなる。
The thyristor in the on state turns into the off state by reversing the polarity of the power supply voltage supplied between the anode and the cathode. Therefore, as shown in FIG. 5, if the thyristors are placed in anti-parallel and the high-frequency gate signal is continuously supplied even when the AC waveform becomes a negative half-wave, the thyristor is turned off at the time of the positive half-wave. The thyristor is turned on when the AC waveform becomes a negative half-wave. Here, if the gate signal exceeds the half cycle of the input AC waveform and is turned off within one cycle, the thyristor turned on at the end of one cycle of the input AC waveform is turned off. Become.

この装置では第8図(g)に示すように、負の半波か
らサイリスタがオン状態となるようにしている。そし
て、負の半波から正の半波に転ずる時点t1以後もゲート
信号が供給されているので、正の半波となつたときは、
負の半波時点でオフとなつていたサイリスタがオンとな
り、正の半波が出力される。時点t2においてゲート信号
は供給されなくなるが、電源の極性が正の半波である時
点t3まではオンとなつているサイリスタはそのままオン
状態を継続する。時点t3になると、負の半波になるの
で、今まで、すなわち正の半波でオンとなつていたサイ
リスタはオフとなるが、この時点から(f)に示すよう
に、再びゲート信号が供給されはじめるので、正の半波
でオフとなつていたサイリスタがオンになり、(g)に
示すように、正の半波に連続して負の半波の出力がサイ
リスタ回路7から出力される。このようにして交流波形
がある一方向、すなわち正方向から負方向にゼロレベル
をよぎる度に、ゲート信号が発生しておくようにしてお
くと、交流波形が連続して出力される。
In this device, as shown in FIG. 8 (g), the thyristor is turned on from a negative half-wave. Then, since the gate signal is supplied even after the time point t1 at which the negative half-wave changes to the positive half-wave, when the positive half-wave occurs,
The thyristor, which was off at the time of the negative half-wave, is turned on, and the positive half-wave is output. Although the gate signal is not supplied at the time point t2, the thyristor that is on remains on until the time point t3 when the polarity of the power supply is a positive half-wave. At time t3, the negative half-wave occurs, so the thyristor that was on until now, that is, the positive half-wave, turns off, but from this time the gate signal is supplied again as shown in (f). Therefore, the thyristor which has been turned off by the positive half wave is turned on, and the output of the negative half wave is output from the thyristor circuit 7 continuously to the positive half wave as shown in (g). . In this way, if the gate signal is generated every time the AC waveform crosses the zero level in one direction, that is, from the positive direction to the negative direction, the AC waveform is continuously output.

時点t4になるとゲート信号が供給されなくなるが、前
述したようにこの時点でオンとなつていたサイリスタは
ゲート信号が供給されなくなつてもオン状態となつてい
る。しかし、時点t5になると交流波形の極性が変るの
で、今までオンであつたサイリスタはオフとなる。そし
て、(f)に示したように時点t4以後、トリガ信号が供
給されないので、サイリスタ回路7もこの時点以後、出
力信号を発生しない。
At time t4, the gate signal is not supplied. However, as described above, the thyristor that has been turned on at this time is in the on state even when the gate signal is not supplied. However, at time t5, the polarity of the AC waveform changes, so the thyristor that was on until now turns off. Then, as shown in (f), since the trigger signal is not supplied after the time point t4, the thyristor circuit 7 also does not generate the output signal after this time point.

ヒータ通電時間制御回路4は第3図に示すように構成
されており、3分タイマ41は第9図(a)に示すよう
に、電源投入時点から出力電圧が単調増加し、3分程度
で飽和するようになつており、発振器43は第9図(b)
に示すように、8Hz程度の三角波を発生するようになつ
ている。このため、差動増幅器42qは第9図(c)に示
すように、3分タイマ41からの出力信号レベルが三角波
よりも大きい期間「0」レベルの信号を出力する。この
信号は出力端子4eから送出され、第4図に示すゲート信
号発生時間制御回路5の端子5b,インバータ56a,オア回
路54を介してタイマ52bの端子CDに供給される。このた
めタイマ52bの端子CDには第9図(d)に示す信号が供
給される。一方、交流電源の周波数は略400Hzであるた
め、三角波の周期は交流電源の周期の50倍となつている
ので、三角波の1周期の期間は交流電源の波形の50サイ
クル分に相当する。そして、(d)に示す信号が「1」
レベルの間、サイリスタ回路7にゲート信号が供給され
るので、電源投入後3分間はサイリスタ回路7が間欠的
にオンとなり、そのオンとなつている期間は時間の経過
とともに長くなつていき、(a)に示すタイマの出力電
圧が飽和した後は連続してオンとなる。このため、第9
図(e)に示すように、サイリスタ回路7から出力され
る交流波形は時間の経過とともに出力期間中のサイクル
数が多くなつていく。
The heater energization time control circuit 4 is configured as shown in FIG. 3, and the three-minute timer 41, as shown in FIG. The oscillator 43 is saturated, and the oscillator 43 is shown in FIG. 9 (b).
As shown in, a triangular wave of about 8 Hz is generated. Therefore, as shown in FIG. 9 (c), the differential amplifier 42q outputs a "0" level signal while the output signal level from the 3-minute timer 41 is larger than the triangular wave. This signal is sent from the output terminal 4e and supplied to the terminal CD of the timer 52b via the terminal 5b of the gate signal generation time control circuit 5, the inverter 56a and the OR circuit 54 shown in FIG. Therefore, the signal shown in FIG. 9 (d) is supplied to the terminal CD of the timer 52b. On the other hand, since the frequency of the AC power supply is approximately 400 Hz, the cycle of the triangular wave is 50 times the cycle of the AC power supply, so that one cycle of the triangular wave corresponds to 50 cycles of the waveform of the AC power supply. Then, the signal shown in (d) is "1".
Since the gate signal is supplied to the thyristor circuit 7 during the level, the thyristor circuit 7 is intermittently turned on for 3 minutes after the power is turned on, and the period during which the thyristor circuit 7 is on becomes longer as time passes, ( After the output voltage of the timer shown in a) is saturated, it is continuously turned on. Therefore, the ninth
As shown in FIG. 6E, the AC waveform output from the thyristor circuit 7 has a large number of cycles during the output period with the passage of time.

以上はガラスの温度を加味しないときの説明である
が、実際にはガラスに取付けられたサーミスタはガラス
の温度に応じた抵抗値となつているので、電源投入時は
温度が低く、抵抗値も低いのが通常の状態である。この
ため、増幅回路40の差動増幅器40qは非反転入力端子の
電圧の方が反転入力端子の電圧より大きくなつているの
で、この回路は「1」レベルの信号すなわち、ヒータ22
が高温となるように加熱するための信号を出力してい
る。しかし、前述したように、電源投入時、3分タイマ
41の出力電圧は徐々に増加するので、差動増幅器41qの
出力レベルは差動増幅器40qの出力レベルより低く、差
動増幅器41qの出力レベルはダイオード41tを介して差動
増幅器41qの出力レベルにクランプされ、そのクランプ
されたレベルの信号が差動増幅器42qの反転入力端子に
供給される。そして、ヒータが加熱され、ガラス温度が
上昇してくると、サーミスタの抵抗が高くなり、差動増
幅器40qの反転入力端子に供給される電圧も高くなるの
で、やがて差動増幅器40qの出力レベルが低下してく
る。そして、差動増幅器40qの出力レベルが差動増幅器4
1qの出力レベルより小さくなると、ダイオード41tは逆
方向にバイアスされるので、差動増幅器42qの反転入力
端子に供給される信号は差動増幅器40qの出力信号だけ
で支配され、ガラス温度が平衡温度となるように制御が
行なわれる。
The above description is for the case where the temperature of the glass is not taken into account.However, since the thermistor attached to the glass actually has a resistance value according to the temperature of the glass, the temperature is low when the power is turned on, and the resistance value is also low. The lower is the normal state. For this reason, since the voltage of the non-inverting input terminal of the differential amplifier 40q of the amplifying circuit 40 is higher than the voltage of the inverting input terminal, this circuit outputs a "1" level signal,
Is outputting a signal for heating so that the temperature becomes high. However, as mentioned above, when the power is turned on, the 3 minute timer
Since the output voltage of 41 gradually increases, the output level of the differential amplifier 41q is lower than the output level of the differential amplifier 40q, and the output level of the differential amplifier 41q becomes the output level of the differential amplifier 41q via the diode 41t. The signal of the clamped level is clamped and supplied to the inverting input terminal of the differential amplifier 42q. Then, when the heater is heated and the glass temperature rises, the resistance of the thermistor increases and the voltage supplied to the inverting input terminal of the differential amplifier 40q also increases, so that the output level of the differential amplifier 40q eventually increases. It is going down. The output level of the differential amplifier 40q is
When the output level is lower than 1q, the diode 41t is biased in the reverse direction, so the signal supplied to the inverting input terminal of the differential amplifier 42q is dominated by the output signal of the differential amplifier 40q, and the glass temperature is at the equilibrium temperature. The control is performed so that

サイリスタ回路7から出力された交流波形は変圧器17
に供給され、ヒータ22の規格から要求される電圧に変換
され、ヒータ22に供給される。変圧器を用いて間欠的な
通電時間制御を行なう場合、間欠時間がある値より短か
いと、変圧器内の電磁エネルギが消滅しないうちに次の
通電が開始されることになるので、通電を再開するとき
は前の極性と逆極性の電流を供給するようにしないと、
鉄心内の極束が飽和して大電流が流れてしまう。このた
め、第10図(a)に示すような交流波形が供給されてお
り、この交流波形を間欠制御するとき、(b)に示すよ
うに、正の半波で通電が終了したものの通電を再開する
ときは、負の半波から通電を再開する必要がある。この
ことを実現するためにこの装置は、第10図(c)に示す
ように、(a)に示す波形から負方向に変る時点でゲー
ト信号を発生させ、そのゲート信号は交流波形が負から
正の半波に変り、その半波が終了する以前に停止させ、
その停止タイミングは正の半波が負の半波に変つたと
き、サイリスタが確実にオフとなるように選んでいる。
The AC waveform output from the thyristor circuit 7 is the transformer 17
Is supplied to the heater 22, converted into a voltage required by the standard of the heater 22, and supplied to the heater 22. When performing intermittent energization time control using a transformer, if the intermittent time is shorter than a certain value, the next energization will start before the electromagnetic energy in the transformer is extinguished. When restarting, do not supply a current of the opposite polarity to the previous polarity,
The pole bundle in the iron core saturates and a large current flows. Therefore, an AC waveform as shown in Fig. 10 (a) is supplied, and when intermittently controlling this AC waveform, as shown in Fig. 10 (b), energization of the current that has been completed by the positive half wave is completed. When restarting, it is necessary to restart energization from the negative half-wave. In order to realize this, this device generates a gate signal when the waveform shown in FIG. 10 (a) changes in the negative direction as shown in FIG. 10 (c). Turn into a positive half-wave, stop before the half-wave ends,
The stop timing is selected to ensure that the thyristor is turned off when the positive half-wave changes to the negative half-wave.

以上のような構成をとることによつて第10図に示すよ
うに、交流波形の1周期を最小単位として通電制御が行
なわれ、その通電時間が第9図(e)に示すように電源
投入時点より徐々に長くなり、第10図(b)に示すよう
に、交流波形がある極性方向にゼロレベルをよぎる時点
から通電が開始され、交流波形が通電開始時と同一極性
方向にゼロレベルをよぎる時点に通電が停止される。そ
して、この制御はガラス温度が所定温度になるまで続け
られる。また、所定温度になつた後、外気温度の変化な
どでガラス温度が変化すると、ガラス温度を所定温度に
戻すような制御が行なわれる。
With the above configuration, as shown in FIG. 10, energization control is performed with one cycle of the AC waveform as the minimum unit, and the energization time is as shown in FIG. 9 (e). It gradually becomes longer than the time, and as shown in Fig. 10 (b), energization is started from the time when the AC waveform crosses the zero level in a certain polarity direction, and the AC waveform has a zero level in the same polarity direction as when the energization started. Energization is stopped at the time of crossing. Then, this control is continued until the glass temperature reaches a predetermined temperature. After the temperature reaches the predetermined temperature, if the glass temperature changes due to a change in the outside air temperature or the like, control is performed to return the glass temperature to the predetermined temperature.

以上の説明はヒータ22に供給する電力は一種類として
きた。しかし、発明が解決しようとする問題点の項で述
べたように、ヒータ22に必要な電力をオンオフ制御する
ことはヒータ22の温度を制御するという点では問題ない
が、航空機の電源は電圧安定度があまり良いものではな
いので、ヒータの通電時に機内電圧が低下し、機内照明
用に用いている螢光灯にフリツカが生じ、乗客に不快感
を与える。このため、この発明では先ず低い電力で通電
時間制御を行ない、その通電期間を徐々に長くし、全期
間が通電状態になつたとき(この状態は今まで説明して
きた状態に相当する)、この値の電力と、その電力より
更に大きな電力を交互にヒータに供給するようにしてい
る。その時、電力の大きい方の通電時間は最初短かく、
時間の経過とともに徐々に長くする。そして、電力の小
さな通電時間はこれとは逆に、時間の経過とともに短か
くなるようにしている。
In the above description, one type of power is supplied to the heater 22. However, as described in the section of problems to be solved by the invention, controlling the power required for the heater 22 on and off is not a problem in controlling the temperature of the heater 22, but the power source of the aircraft is stable. Since the degree is not so good, the voltage inside the machine drops when the heater is energized, and the fluorescent lamp used for internal lighting flickers, which gives passengers an unpleasant feeling. For this reason, in the present invention, first, the energization time is controlled with low power, the energization period is gradually increased, and when the entire period is energized (this state corresponds to the state described above), The power of the value and the power larger than the power are alternately supplied to the heater. At that time, the energization time of the larger power is short at first,
Lengthen gradually over time. On the contrary, the energization time of small electric power is set to be shorter with the passage of time.

次のこのような制御動作について説明する。前述した
ように第4図に示すタイマ52a,52bは端子CDが「1」レ
ベルであるときに端子Bに供給される信号の立下りで出
力Qが「0」レベルから「1」レベルに転ずるようにな
つており、端子CDに「0」レベルの信号が供給されたと
きはリセツトされた端子Qは無条件に「0」レベルにな
るように構成されている。このため、タイマ52bの端子
Qから「1」レベルの信号が発生しているとき、タイマ
52aは端子Qから「0」レベルの信号を発生している。
そして、タイマ52bは第9図(e)に示す信号が出力さ
れる期間、端子Qから「1」レベルの信号を送出するよ
うになつており、タイマ52aは第9図(e)に示す信号
が出力されない期間、端子Qから「1」レベルの信号が
出力されるようになつている。
The following control operation will be described. As described above, in the timers 52a and 52b shown in FIG. 4, when the terminal CD is at "1" level, the output Q changes from "0" level to "1" level at the falling edge of the signal supplied to the terminal B. The reset terminal Q is unconditionally set to the "0" level when a "0" level signal is supplied to the terminal CD. Therefore, when a "1" level signal is generated from the terminal Q of the timer 52b, the timer
52a generates a "0" level signal from the terminal Q.
Then, the timer 52b is adapted to send a "1" level signal from the terminal Q while the signal shown in FIG. 9 (e) is being output, and the timer 52a is a signal shown in FIG. 9 (e). The signal of "1" level is output from the terminal Q during the period when is not output.

第4図に示すようにタイマ52aの出力はゲート信号発
生回路6のナンド回路60aに供給され、タイマ52bの出力
はフリツプフロツプ57,アンド回路58を経て、ゲート信
号発生回路6のナンド回路60bに供給されている第6図
からわかるように、ナンド回路60aおよびナンド回路60b
は発振回路(発振周波数約20KHz)を構成しており、そ
れらの発振回路はそれぞれのナンド回路に「1」レベル
の信号が供給されている期間発振している。前述したよ
うに、タイマ52aと52bは交互に出力を発生しているの
で、ナンド回路60a,60bを含む発振回路も交互に出力を
発生している。これらの発振出力はそれぞれアンド回路
65h,65lに供給されるが、これらアンド回路の他の入力
にはアンド回路65f,65gを介してフリツプフロツプ66a,6
6bからの出力が供給されている。このフリツプフロツプ
回路はヒータ通電時間制御回路4からバツフア64a,アン
ド回路65aを介して供給される信号と、バツフア64b,ア
ンド回路65cを介して供給される信号によつて制御され
るようになつている。ヒータ通電時間制御回路4は第3
図に示す差動増幅器40qの出力レベルが低いうちは差動
増幅器44q,44rとも「1」レベルの信号を出力している
が、差動増幅器40qの出力があるレベルまで高くなると
差動増幅器44qが「0」レベルの信号を送出するように
なる。そして、差動増幅器40qの出力レベルが更に高く
なると、差動増幅器44q,44r共に「0」レベルの信号を
送出するようになる。差動増幅器40qの出力はその入力
すなわち、端子4aに接続されているサーミスタ24の抵抗
値で変り、このサーミスタ24は第1図に示すヒータ22が
埋め込まれている操縦席の窓ガラスの温度で変る。窓ガ
ラスの温度はヒータ22に流す電流の大きさで変るので、
ヒータ温度が第1の温度以上になると差動増幅器44qか
ら「0」レベルの信号を出力ヒータ温度が第1の温度よ
り高い第2の温度以上になると差動増幅器44rも「0」
レベルの信号を出力するように定数を設定しておく。
As shown in FIG. 4, the output of the timer 52a is supplied to the NAND circuit 60a of the gate signal generating circuit 6, and the output of the timer 52b is supplied to the NAND circuit 60b of the gate signal generating circuit 6 via the flip-flop 57 and the AND circuit 58. As shown in FIG. 6, the NAND circuit 60a and the NAND circuit 60b are provided.
Form an oscillating circuit (oscillating frequency of about 20 KHz), and these oscillating circuits are oscillating while a "1" level signal is supplied to each NAND circuit. As described above, since the timers 52a and 52b alternately generate outputs, the oscillation circuit including the NAND circuits 60a and 60b also alternately outputs. Each of these oscillation outputs is an AND circuit
65h and 65l, and the other inputs of these AND circuits are supplied to flip-flops 66a and 66 via AND circuits 65f and 65g.
Output from 6b is provided. This flip-flop circuit is controlled by a signal supplied from the heater conduction time control circuit 4 via the buffer 64a and the AND circuit 65a and a signal supplied via the buffer 64b and the AND circuit 65c. . The heater energization time control circuit 4
While the output level of the differential amplifier 40q shown in the figure is low, both the differential amplifiers 44q and 44r output a "1" level signal, but when the output of the differential amplifier 40q increases to a certain level, the differential amplifier 44q Sends a signal of "0" level. Then, when the output level of the differential amplifier 40q is further increased, both the differential amplifiers 44q and 44r transmit a signal of “0” level. The output of the differential amplifier 40q varies with its input, that is, the resistance value of the thermistor 24 connected to the terminal 4a, and the thermistor 24 changes according to the temperature of the cockpit window glass in which the heater 22 shown in FIG. 1 is embedded. Change. Since the temperature of the window glass changes depending on the magnitude of the current flowing through the heater 22,
When the heater temperature is higher than the first temperature, the differential amplifier 44q outputs a signal of "0" level. When the heater temperature is higher than the second temperature and is higher than the second temperature, the differential amplifier 44r is also "0".
Set a constant so that the level signal is output.

このため電源投入時は3分タイマ41の作用により第3
図の差動増幅器44q,44rとも「1」レベルの信号を送出
しており、これが第6図のゲート信号発生回路6のアン
ド回路65a,65cの一方の端子に加えられる。アンド回路6
5a,65cの他方の端子にはゼロレベル検出回路で発生した
パルスが供給されているので、そのパルスが供給された
ときアンド回路65a,65cは「1」レベルの信号を送出
し、フリツプフロツプ66a,66bともセツトされ、そのQ
出力はともに「1」レベルとなる。
Therefore, when the power is turned on, the third minute timer 41 works
Both the differential amplifiers 44q and 44r in the figure send out a signal of "1" level, and this signal is applied to one terminal of the AND circuits 65a and 65c of the gate signal generating circuit 6 in FIG. AND circuit 6
Since the pulse generated by the zero level detection circuit is supplied to the other terminal of 5a, 65c, when the pulse is supplied, the AND circuits 65a, 65c transmit a "1" level signal, and the flip-flops 66a, 65c. 66b is set and its Q
Both outputs are at "1" level.

ゲート信号発生回路6のフリツプフロツプ66a,66bの
Q出力はヒータ通電時間制御回路4のダイオード43u,43
tに供給されているので、供給された信号により、第3
図に示す抵抗43iにある電圧が発生する。この電圧は差
動増幅器43rの反転入力端子に供給されているので、差
動増幅器43rは非反転入力端子に供給される三角波のレ
ベルをシフトさせ、第11図の波形aで示す三角波を出力
する。なお第11図において特性dは3分タイマ41の出力
である。
The Q outputs of the flip-flops 66a, 66b of the gate signal generation circuit 6 are connected to the diodes 43u, 43 of the heater energization time control circuit 4.
t, so that the third
A voltage is generated across the resistor 43i shown in the figure. Since this voltage is supplied to the inverting input terminal of the differential amplifier 43r, the differential amplifier 43r shifts the level of the triangular wave supplied to the non-inverting input terminal and outputs the triangular wave shown by the waveform a in FIG. . The characteristic d in FIG. 11 is the output of the three-minute timer 41.

このため3分タイマ41のレベル変化にともない第9図
(e)で説明したように、ゲート信号発生回路6のイン
バータ63bから出力される20KHz信号の継続時間が徐々に
長くなる。そして、第6図のアンド回路65eから「1」
レベルの信号が送出されているので、インバータ63bか
ら出力された20KHzの信号はアンド回路65i,ダイオード6
7b,抵抗61fを介してトランジスタ68aに供給され、その
トランジスタを20KHz程度でオンオフするので、ゲート
信号がサイリスタ70a,70bに供給され、そのサイリスタ
がオンとなる。この結果、変圧器17を介してヒータ22に
ヒータ電流が供給される。インバータ63bの出力は第9
図(e)に示すように間欠的に、しかも時間が経過する
にしたがい継続時間が長くなるようになつている。この
ときオンオフするサイリスタは変圧器17の1次側巻線が
最大のタツプに接続されているので、ヒータ電流はこれ
に対応して7アンペアとなり、その電流が第12図(a)
に示すように流れる。
As a result, the duration of the 20 KHz signal output from the inverter 63b of the gate signal generating circuit 6 gradually increases as the level of the 3-minute timer 41 changes, as described with reference to FIG. 9 (e). Then, from the AND circuit 65e in FIG.
Since the level signal is being sent, the 20 KHz signal output from the inverter 63b is the AND circuit 65i, diode 6
It is supplied to the transistor 68a via the 7b and the resistor 61f and turns on / off the transistor at about 20 KHz. Therefore, the gate signal is supplied to the thyristors 70a and 70b, and the thyristor turns on. As a result, the heater current is supplied to the heater 22 via the transformer 17. The output of the inverter 63b is the ninth
As shown in FIG. 7E, the duration is increased intermittently and as the time elapses. Since the primary winding of the transformer 17 of the thyristor that is turned on / off at this time is connected to the maximum tap, the heater current is correspondingly 7 ampere, and the current is shown in FIG. 12 (a).
Flow as shown in.

7アンペアのヒータ電流が流れる期間は前述のように
徐々に長くなり、やがては連続通電状態になるので、ガ
ラス温度はやがて前述の第1の温度に達する。この結
果、第3図に示す差動増幅器40qの出力レベルがその温
度に対応する値まで高くなつており、このことを差動増
幅器44qが検出し、今まで送出していた「1」レベルの
信号を「0」レベルにする。この信号は第6図に示すフ
リツプフロツプ66aのリセツト端子Rに供給され、その
フリツプフロツプをリセツトする。このため、今まで
「1」レベルを送出していたアンド回路65eはアンド条
件が成立しなくなり、代つてアンド回路65fがアンド条
件が成立するので、そこから「1」レベルの信号が送出
され、アンド回路65j,65hに供給される。
The period during which the heater current of 7 amperes flows gradually increases as described above, and eventually the continuous energization state occurs, so that the glass temperature eventually reaches the above-mentioned first temperature. As a result, the output level of the differential amplifier 40q shown in FIG. 3 has risen to a value corresponding to the temperature, and this is detected by the differential amplifier 44q, and the "1" level signal which has been transmitted so far has been detected. The signal is set to “0” level. This signal is supplied to the reset terminal R of the flip-flop 66a shown in FIG. 6, and resets the flip-flop. Therefore, the AND circuit 65e, which has been sending the "1" level until now, does not satisfy the AND condition. Instead, the AND circuit 65f satisfies the AND condition, so that the "1" level signal is sent from there. It is supplied to the AND circuits 65j and 65h.

一方フリツプフロツプ66aの出力が「1」レベルから
「0」レベルに変ることによつて前述したように三角波
のレベルが第11図の波形bに示すようにシフトされる。
このため第6図に示すインバータ63bの出力波形は再び
第9図(d)に示すような間欠的な信号を出力する。一
方、第4図に示したタイマ52a,52bは前述したように、
一方が出力を発生しているときは他方は出力を送出しな
いようになつているので、第6図のインバータ63aは第
9図(f)に示すように、(e)に示す信号の停止して
いる期間、20KHz程度の信号を送出しており、この信号
(f)は、(e)とは逆に時間の経過とともに継続時間
が短かくなつていく。このためアンド回路65bとアンド
回路65jから交互に20KHzの信号が出力され、それにより
サイリスタ70a,70bの組と、サイリスタ70c,70dの組が交
互にオンとなる。そして、サイリスタ70c,70dの組が接
続されているのは変圧器17の1次側巻線が少ない方であ
るから、ヒータ22に供給される電流もこのサイリスタが
オンになつている方が大きく、14アンペアの電流がヒー
タ22に流れるようになつている。このとき、アンド回路
65jから送出される信号の継続時間は時間の経過ととも
に長くなり、アンド回路65hから送出される信号の継続
時間は逆に、時間の経過とともに短かくなるので、ヒー
タ22に流れる電流は第12図(b)に示すようになる。第
12図(b)において振幅の小さい部分は7アンペアの電
流が流れている部分、振幅の大きい部分は14アンペアの
電流が流れている部分である。
On the other hand, as the output of the flip-flop 66a changes from the "1" level to the "0" level, the level of the triangular wave is shifted as shown by the waveform b in FIG. 11 as described above.
Therefore, the output waveform of the inverter 63b shown in FIG. 6 again outputs an intermittent signal as shown in FIG. 9 (d). On the other hand, the timers 52a and 52b shown in FIG.
Since the other one does not send the output when one is producing the output, the inverter 63a in FIG. 6 stops the signal shown in (e) as shown in FIG. 9 (f). During this period, a signal of about 20 KHz is transmitted, and this signal (f) has a shorter duration as time elapses, contrary to (e). Therefore, the AND circuit 65b and the AND circuit 65j alternately output a signal of 20 KHz, whereby the set of thyristors 70a and 70b and the set of thyristors 70c and 70d are alternately turned on. Since the set of thyristors 70c and 70d is connected to the one having the smaller number of primary windings of the transformer 17, the current supplied to the heater 22 is larger when the thyristor is on. , A current of 14 amps flows through the heater 22. At this time, AND circuit
The duration of the signal sent from 65j becomes longer with the passage of time, and the duration of the signal sent from the AND circuit 65h becomes shorter with the passage of time. As shown in (b). First
In FIG. 12 (b), a portion with a small amplitude is a portion where a current of 7 amps is flowing, and a portion with a large amplitude is a portion where a current of 14 amps is flowing.

このようにヒータに流れる電流が大きくなると、窓ガ
ラスはやがて第2の温度に達するので、今度は第6図に
示すフリツプフロツプ66bもリセツトされる。このた
め、アンド回路65fはアンド条件が成立しなくなり、代
つてアンド回路65gにアンド条件が成立するので、今度
はアンド回路65k,65lから20KHzの信号が交互に送出さ
れ、サイリスタ70c,70dの組とサイリスタ70e,70fの組が
交互にオンになる。これらは変圧器17を介してヒータ22
に14アンペアの電流と20アンペアの電流を交互に供給す
るので、ヒータ22に流れる電流は第12図(c)に示すよ
うになる。(c)において、振幅の大きい部分は20アン
ペア、振幅の小さい部分は14アンペアである。
When the current flowing through the heater is increased in this way, the window glass eventually reaches the second temperature, so that the flip-flop 66b shown in FIG. 6 is also reset. Therefore, the AND circuit 65f does not satisfy the AND condition, and instead the AND circuit 65g satisfies the AND condition.This time, the AND circuit 65k, 65l alternately outputs the signal of 20 KHz and the combination of the thyristors 70c, 70d. And the set of thyristors 70e and 70f are alternately turned on. These are connected to the heater 22 via the transformer 17.
Since a current of 14 amps and a current of 20 amps are alternately supplied to the heater, the current flowing through the heater 22 is as shown in FIG. 12 (c). In (c), the large amplitude portion is 20 amps, and the small amplitude portion is 14 amps.

このように、1波長単位の位相制御を行なつても、供
給する電流を段階的に変えると、電圧変動は少なくな
り、機内の螢光灯のちらつきもなくなる。
As described above, even if phase control is performed in units of one wavelength, if the supplied current is changed stepwise, the voltage fluctuation is reduced and the flicker of the fluorescent lamp in the machine is eliminated.

しかし、電流の振幅は2つの回路を切換えてしかもそ
の位相を連続させなければならないが、切換時に位相の
不整合がおこち易く、このときは過大電流が流れ、やは
り電圧変動率が大きくなつてしまう。そこで、この不整
合をなくすため、第4図に示すフリツプフロツプ57,抵
抗50d,50e,コンデンサ51d,ダイオード55a,55b,アンド回
路58、を設け、電流値の切換時点で、交流波形の最初の
1周期だけ若干遅れて追従するようにしている。すなわ
ち、フリツプフロツプ57がセツトされるとその出力は抵
抗50d,コンデンサ51dによつて決まる時間だけ遅れて出
力され、その遅れ時間分だけアンド回路58が遅れて能動
となる。また、タイマ52cを設けて、波形切換時点にお
ける切換前の波形の継続時間を若干長くしている。この
ことにより位相の不整合による過電流が防止できる。な
お最初の1周期以後の遅延は不要であるので、ダイオー
ド55bにより2周期以後の遅延は生じないようにしてい
る。
However, the amplitude of the current must be switched between two circuits and the phase must be continuous, but phase mismatch easily occurs at the time of switching, in which case an excessive current flows, and the voltage fluctuation rate also becomes large. I will end up. Therefore, in order to eliminate this mismatch, a flip-flop 57, resistors 50d and 50e, capacitors 51d, diodes 55a and 55b, and an AND circuit 58 shown in FIG. 4 are provided, and at the time of switching the current value, the first 1 I am trying to follow the cycle with a slight delay. That is, when the flip-flop 57 is set, its output is delayed by the time determined by the resistor 50d and the capacitor 51d, and the AND circuit 58 is activated by the delay time. Further, the timer 52c is provided to slightly lengthen the duration of the waveform before the switching at the time of switching the waveform. This prevents overcurrent due to phase mismatch. Since a delay after the first cycle is unnecessary, the delay after the second cycle is prevented by the diode 55b.

サイリスタ回路から出力された交流波形は変圧器17に
よりヒータ22の規格から要求される電圧に変換される
が、このとき変圧器17の巻線の一部をヒータ電流検出回
路9の変成器91によつて構成している。このため、ヒー
タ22に供給されている電流は変成器91でピツクアツプさ
れ、ダイオード92で整流されて差動増幅器93の反転入力
端子に供給される。差動増幅器93は前述したように非反
転入力端子に、ヒータ電流の最大規格値によつて反転入
力端子に供給される電圧より若干高い基準電圧94が供給
されているので、最大規格値以上のヒータ電流が流れる
と「0」レベルの出力信号を送出する。一方、ゲート信
号発生時間制御回路5の出力端子5eはヒータ電流が供給
されている期間のうち大部分の期間で「1」レベルの信
号を送出しているので、この信号と、ヒータ電流検出回
路9から出力される「0」レベルの信号の両方がアンド
回路15に供給されたとき、サイリスタがオンとなり、か
つヒータ22にヒータ電流が供給されていることを表わす
ための動作表示ランプ23を点灯させる。
The AC waveform output from the thyristor circuit is converted by the transformer 17 into a voltage required by the standard of the heater 22. At this time, a part of the winding of the transformer 17 is transferred to the transformer 91 of the heater current detection circuit 9. It's composed. Therefore, the current supplied to the heater 22 is picked up by the transformer 91, rectified by the diode 92 and supplied to the inverting input terminal of the differential amplifier 93. As described above, the differential amplifier 93 supplies the non-inverting input terminal with the reference voltage 94 which is slightly higher than the voltage supplied to the inverting input terminal by the maximum specified value of the heater current. When the heater current flows, an output signal of "0" level is transmitted. On the other hand, the output terminal 5e of the gate signal generation time control circuit 5 sends out a signal of "1" level during most of the period during which the heater current is supplied. When both the "0" level signals output from 9 are supplied to the AND circuit 15, the thyristor is turned on and the operation display lamp 23 is turned on to indicate that the heater current is being supplied to the heater 22. Let it.

サイリスタ回路7から出力された電流は電圧器17の一
部を介してオーバーカーレント検出回路8の入力端子8a
に供給される。この電流は第7図に示す抵抗81aに流れ
込み、第13図(a)に示すような、サイリスタに流れる
電流値に対応した大きさの交流電圧を生じさせ、その電
圧が第7図に示す差動増幅器84の反転入力端子に供給さ
れる。差動増幅器84の非反転入力端子にV/2のバイアス
が供給されていれば、その出力には第13図(b)に示す
信号が出力される。しかし、このままであると、入力波
形を整流をしなければならない。ところが、差動増幅器
84の規格を詳細に検討すると、入力がマイナス0.3ボル
ト以上について動作が保証されているもの(例えばLM29
04)がある。そこで非反転入力端子を接地して第7図の
回路にして、入力としてマイナス0.6ボルト程度まで振
幅を有する信号を反転入力端子に供給すると、振幅Vを
有する正の半波の波形が出力される。すなわち、差動増
幅器84によつて整流と増幅が同時に行なわれたことにな
る。
The current output from the thyristor circuit 7 is passed through a part of the voltmeter 17 to the input terminal 8a of the overcurrent detection circuit 8.
Is supplied to. This current flows into the resistor 81a shown in FIG. 7 to generate an AC voltage having a magnitude corresponding to the current value flowing in the thyristor as shown in FIG. 13 (a), and the voltage is the difference shown in FIG. It is supplied to the inverting input terminal of the dynamic amplifier 84. If a bias of V / 2 is supplied to the non-inverting input terminal of the differential amplifier 84, a signal shown in FIG. However, if this is the case, the input waveform must be rectified. However, the differential amplifier
A close examination of the 84 standards shows that the inputs are guaranteed to operate above -0.3 volts (eg LM29
There is 04). When the non-inverting input terminal is grounded to form the circuit shown in FIG. 7 and a signal having an amplitude up to about minus 0.6 volt is supplied to the inverting input terminal as an input, a positive half-wave waveform having an amplitude V is output. . That is, the differential amplifier 84 simultaneously performs rectification and amplification.

差動増幅器84の出力は抵抗81c,コンデンサ82bで平滑
され、その平滑出力が抵抗81fと81eで決められる基準電
位より大きくなると、差動増幅器85は「1」レベルの出
力信号を送出する。この「1」レベルの信号は出力端子
8b,8cを介して出力され、ゲート信号発生回路6の入力
端子6gと、センサーシヨート検出回路10の入力端子10f
に供給される。このためゲート信号発生回路6は第6図
に示すトランジスタ68dがオンになつて、トランジスタ6
8a〜68cのベースをアース電位とするので、全てのサイ
リスタにゲート信号が供給されなくなり、サイリスタは
オフとなる。一方、センサーシヨート検出回路10は入力
端子10fに供給された信号によつてリレー16が消勢さ
れ、接点16aが開放される。
The output of the differential amplifier 84 is smoothed by the resistor 81c and the capacitor 82b, and when the smoothed output becomes larger than the reference potential determined by the resistors 81f and 81e, the differential amplifier 85 sends out an output signal of "1" level. This "1" level signal is output terminal
It is output via 8b and 8c, and the input terminal 6g of the gate signal generation circuit 6 and the input terminal 10f of the sensor short detection circuit 10
Is supplied to. Therefore, the gate signal generating circuit 6 turns on the transistor 68d shown in FIG.
Since the bases of 8a to 68c are set to the ground potential, the gate signal is not supplied to all thyristors and the thyristors are turned off. On the other hand, in the sensor short detection circuit 10, the relay 16 is deenergized by the signal supplied to the input terminal 10f, and the contact 16a is opened.

何等かの原因により窓ガラスが過熱状態になると、サ
ーミスタ24の抵抗値が大きくなる。このサーミスタはヒ
ータ通電時間制御回路4から電流が供給されているの
で、窓ガラスが過熱するとオーバーヒート検出回路11に
おける差動増幅器11aの非反転入力端子に供給される電
圧が大きくなる。この電圧が基準電圧11bを越えると差
動増幅器11aは「1」レベルの出力信号を発生し、この
信号がインバータ11cで反転されセンサーシヨート検出
回路10のインバータ10dに供給されるので、このときも
リレー16が消勢される。
When the window glass becomes overheated for some reason, the resistance value of the thermistor 24 increases. Since current is supplied to the thermistor from the heater energization time control circuit 4, when the window glass overheats, the voltage supplied to the non-inverting input terminal of the differential amplifier 11a in the overheat detection circuit 11 increases. When this voltage exceeds the reference voltage 11b, the differential amplifier 11a generates an output signal of "1" level, and this signal is inverted by the inverter 11c and supplied to the inverter 10d of the sensor short detection circuit 10. At this time, Also relay 16 is de-energized.

また何等かの原因によりサーミスタ24がシヨートする
と、センサーシヨート検出回路10の差動増幅器10aは反
転入力端子に供給される電圧の方が非反転入力端子に供
給される電圧より小さくなるので、差動増幅器10aは
「1」レベルの信号を出力する。このため、リレー16は
消勢され、サイリスタ回路7に電源を供給しなくなる。
If the thermistor 24 short-circuits for any reason, the voltage supplied to the inverting input terminal of the differential amplifier 10a of the sensor short-circuit detection circuit 10 becomes smaller than the voltage supplied to the non-inverting input terminal. The dynamic amplifier 10a outputs a "1" level signal. Therefore, the relay 16 is de-energized, and the power supply to the thyristor circuit 7 is stopped.

窓ガラスはオーバーカーレントによつて過熱する他、
高温の外気にさらされたときも過熱するので、この時に
もオーバーカーレント検出回路は窓ガラスの過熱を検出
してしまう。このため、この発明においてはヒータ電流
を検出し、ヒータ電流が正常値であるときはオーバーカ
ーレント検出回路が動作しないようにしている。すなわ
ち、第1図に示すヒータ電流検出回路9はヒータ電流が
正常である時は「1」レベルの信号を送出している。こ
のため、オーバーヒート検出回路11の差動増幅器11aの
反転入力端子にこの「1」レベルの信号が供給されてい
る。一方、この差動増幅回路の非反転入力端子にはサー
ミスタ24に発生した電流が供給されている。しかし非反
転入力端子の電圧は窓ガラスの温度に対応して変る電圧
であり電源電圧より低い電圧であるが、反転入力端子の
電圧は「1」レベルであるからほとんど電源電圧と同じ
レベルである。このことから、ヒータ電流の値が正常値
以下であるとき差動増幅器11aは反転入力端子の電圧の
方が常に高くなり、その出力は「0」レベルとなつてい
る。したがつて、インバータ11cは「1」レベルの信号
を出力し、センサーシヨート検出回路10の動作、すなわ
ちリレー16の動作に影響を与えない。
Window glass overheats due to overcurrent,
Since it overheats when exposed to high temperature outside air, the overcurrent detection circuit also detects overheating of the window glass at this time. Therefore, in the present invention, the heater current is detected, and the overcurrent detection circuit does not operate when the heater current has a normal value. That is, the heater current detection circuit 9 shown in FIG. 1 sends a "1" level signal when the heater current is normal. Therefore, this "1" level signal is supplied to the inverting input terminal of the differential amplifier 11a of the overheat detection circuit 11. On the other hand, a current generated in the thermistor 24 is supplied to a non-inverting input terminal of the differential amplifier circuit. However, the voltage at the non-inverting input terminal is a voltage that changes according to the temperature of the window glass and is lower than the power supply voltage, but the voltage at the inverting input terminal is at the "1" level, so it is almost the same level as the power supply voltage. . From this, when the heater current value is equal to or lower than the normal value, the voltage of the inverting input terminal of the differential amplifier 11a is always higher and its output is at "0" level. Therefore, the inverter 11c outputs a "1" level signal and does not affect the operation of the sensor short detection circuit 10, that is, the operation of the relay 16.

しかし、ヒータ22に過電流が流れたとき、ヒータ電流
検出回路9は「0」レベルの信号を送出するので、この
出力信号はオーバーヒート検出回路11に影響を与えな
い。このため、オーバーヒート検出回路11はサーミスタ
24に発生する電圧を検出し、その値が許容値以上のとき
はセンサーシヨート検出回路10を駆動し、これによつて
リレー16が消勢されるので、ヒータ22に電流が供給され
なくなり、窓ガラスの過熱を防止する。また、このとき
はアンド回路15のアンド条件も成立しているので、ラン
プ23が点灯し、異常の報知が行なわれる。
However, when an overcurrent flows through the heater 22, the heater current detection circuit 9 sends a "0" level signal, so this output signal does not affect the overheat detection circuit 11. For this reason, the overheat detection circuit 11 is
The voltage generated at 24 is detected, and when the value is equal to or higher than the allowable value, the sensor short detection circuit 10 is driven, and the relay 16 is deactivated by this, so that no current is supplied to the heater 22, Prevent window glass from overheating. Further, at this time, since the AND condition of the AND circuit 15 is also satisfied, the lamp 23 is turned on, and the abnormality is notified.

スイツチ20はパワーオン時に第3図に示すタイマ41
(3分タイマ)の出力電圧が飽和した状態を作り出して
いるので、電源投入と同時にサーミスタ24による温度制
御の状態をチエツクできる。
When the power is turned on, the switch 20 is turned on by the timer 41 shown in FIG.
Since the output voltage of the (3 minute timer) is saturated, the temperature control state by the thermistor 24 can be checked at the same time when the power is turned on.

スイツチ21はオーバーヒート状態を擬似的に作り出す
スイツチである。
The switch 21 is a switch that simulates an overheat state.

なお、以上の実施例は操縦席のガラス窓のヒータの加
熱回路について説明したが、これに限らず、交流電力の
可変制御を行なうもの一般に使用することができる。
In the above embodiment, the heating circuit for the heater of the glass window of the cockpit has been described. However, the present invention is not limited to this and can be generally used for performing variable control of AC power.

〔発明の効果〕〔The invention's effect〕

以上説明したようにこの発明は、サイリスタのゲート
に繰り返し信号を供給したものであるから通常の環境条
件でもサイリスタを確実にターンオンさせることがで
き、経済性が良くなるという効果を有する。
As described above, the present invention has the effect that the thyristor can be reliably turned on even under normal environmental conditions because the signal is repeatedly supplied to the gate of the thyristor, and the economy is improved.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第1図はこの発明の一実施例を示すブロツク図、第2図
はゼロレベル検出回路を示す回路図、第3図はヒータ通
電時間制御回路を示す回路図、第4図はゲート信号発生
時間制御回路を示す回路図、第5図はサイリスタ回路を
示す回路図、第6図はゲート信号発生回路を示す回路
図、第7図はオーバーカーレント検出回路を示す回路
図、第8図はゲート信号をの発生状態を説明するための
各部波形図、第9図は電源投入時におけるサイリスタの
動作状態を説明するための各部波形図、第10図はサイリ
スタの通電状態を示す波形図、第11図は制御対象の温度
にともなう比較用信号の発生状態を示すグラフ、第12図
はヒータに供給される電波の波形を示すグラフ、第13図
はオーバーカーレント検出回路の動作を説明するための
波形図である。 3……ゼロレベル検出回路、4……ヒータ通電時間制御
回路、5……ゲート信号発生時間制御回路、6……ゲー
ト信号発生回路、7……サイリスタ回路、8……オーバ
ーカーレント検出回路、9……ヒータ電流検出回路、10
……センサーシヨート検出回路、11……オーバーヒート
検出回路。
1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram showing a zero level detection circuit, FIG. 3 is a circuit diagram showing a heater energization time control circuit, and FIG. 4 is a gate signal generation time. FIG. 5 is a circuit diagram showing a control circuit, FIG. 5 is a circuit diagram showing a thyristor circuit, FIG. 6 is a circuit diagram showing a gate signal generating circuit, FIG. 7 is a circuit diagram showing an overcurrent detection circuit, and FIG. 8 is a gate. Waveforms of respective parts for explaining the signal generation state, FIG. 9 is a waveform diagram of each part for explaining the operating state of the thyristor at the time of power-on, and FIG. 10 is a waveform diagram showing the energized state of the thyristor, 11 Figure is a graph showing the generation state of the comparison signal with the temperature of the controlled object, FIG. 12 is a graph showing the waveform of the radio wave supplied to the heater, FIG. 13 is for explaining the operation of the overcurrent detection circuit It is a waveform diagram. 3 ... Zero level detection circuit, 4 ... Heater energization time control circuit, 5 ... Gate signal generation time control circuit, 6 ... Gate signal generation circuit, 7 ... Thyristor circuit, 8 ... Overcurrent detection circuit, 9: Heater current detection circuit, 10
…… Sensor short detection circuit, 11 …… Overheat detection circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】航空機の窓ガラスに装着したヒータに対し
て間欠または連続的に交流電源を供給してガラスの加熱
を行う交流電力制御装置において、 温度センサによって検出されるガラス温度の上昇にとも
なって出力信号レベルが低下する増幅回路(40)と、 電源投入後の所定期間は前記増幅回路の出力信号レベル
よりも低いレベルの信号を出力しかつ電源投入直後から
そのレベルが単調増加し前記所定期間後にレベルが飽和
する信号を発生するタイマ(41)と、 前記増幅回路の出力側にアノードが接続され前記タイマ
の出力側にカソードが接続されたダイオード(41t)
と、 前記交流信号の周期より充分長い周期の鋸歯状波を発生
する発振器(43)と、 前記増幅回路出力信号がゼロ以外の第1のレベルおよび
これより高い第2のレベルにあることをそれぞれ検出し
てそれぞれのレベルに対応する出力信号を送出するレベ
ル判定回路(44)と、 前記レベル判定回路の判定レベルに応じて前記発振器出
力信号レベルをレベルシフトするレベルシフト手段(43
i、43j,43k,43l,43t,43u)と、 前記増幅回路出力信号レベルの方が前記発振器出力信号
レベルより高いとき出力信号を送出する比較部(42)
と、 順に電力の大きくなる第1から第3の電源(69a,69b,69
c)と、 前記レベル判定回路の出力信号によって電力の小さな電
源とその電力に最も近くかつそれよりも電力の大きな電
源を選択するための第1の選択信号を送出すると共に、
レベルシフト手段のレベルシフト量を選択するための第
2の選択信号を送出する選択手段(64a,64b,63c,63d,65
a〜65d,66a,66b,65e〜65l)と、 前記比較部出力信号によって選択された電源の通電時間
比を決定する通電時間比決定手段(5)とを備えたこと
を特徴とする交流電力制御装置。
1. An AC power control device for heating a glass by intermittently or continuously supplying an AC power to a heater mounted on a window glass of an aircraft, the temperature of a glass detected by a temperature sensor is increased. The output signal level of the amplifier circuit (40) whose output signal level is lowered, and a signal of a level lower than the output signal level of the amplifier circuit is output for a predetermined period after the power is turned on and the level monotonically increases immediately after the power is turned on. A timer (41) for generating a signal whose level is saturated after a period of time, and a diode (41t) having an anode connected to the output side of the amplifier circuit and a cathode connected to the output side of the timer.
An oscillator (43) for generating a sawtooth wave having a period sufficiently longer than the period of the AC signal; and the amplifier circuit output signal being at a first level other than zero and at a second level higher than the first level. A level judgment circuit (44) for detecting and transmitting an output signal corresponding to each level, and a level shift means (43) for level-shifting the oscillator output signal level according to the judgment level of the level judgment circuit.
i, 43j, 43k, 43l, 43t, 43u), and a comparison unit (42) for sending an output signal when the amplifier circuit output signal level is higher than the oscillator output signal level.
, And the first to third power supplies (69a, 69b, 69)
c), and sending a first selection signal for selecting a power source having a small power and a power source closest to the power and having a larger power than the power by the output signal of the level determination circuit,
Selection means (64a, 64b, 63c, 63d, 65) for transmitting a second selection signal for selecting the level shift amount of the level shift means.
a to 65d, 66a, 66b, 65e to 65l) and energization time ratio determining means (5) for determining the energization time ratio of the power source selected by the comparison unit output signal. Control device.
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