JPH08126228A - Power supply - Google Patents
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- JPH08126228A JPH08126228A JP6280054A JP28005494A JPH08126228A JP H08126228 A JPH08126228 A JP H08126228A JP 6280054 A JP6280054 A JP 6280054A JP 28005494 A JP28005494 A JP 28005494A JP H08126228 A JPH08126228 A JP H08126228A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、交流電力を直流電力に
変換し、この直流電力を交流電力に変換して負荷に交流
電力を供給する電源装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power supply device for converting AC power into DC power, converting this DC power into AC power and supplying AC power to a load.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、この種の電源装置は、商用の交流
電力をコンバータで直流電力に変換し、この直流電力を
インバータに供給すると共に蓄電池を充電し、定常時に
は直流電力をインバータで交流電力に変換して負荷に供
給する。そして、系統の停電時には蓄電池からの電力を
インバータで交流電力に変換し、負荷に供給する構成と
なっている。この電源装置に採用されるコンバータは、
高速の自己消弧形半導体素子を用い、入力電流が正弦波
となるようにパルス幅（ＰＷＭ）制御を行い、商用の交
流電源から取り込む入力電流の力率を１の正弦波に制御
する瞬時値制御式の正弦波コンバータであり、系統の高
調波を低減する。また、インバータは、出力電圧の瞬時
値をフィードバックし、出力電圧を正弦波状に制御する
瞬時値制御式の高周波ＰＷＭインバータである。2. Description of the Related Art Conventionally, this type of power supply device converts commercial AC power into DC power by a converter, supplies this DC power to an inverter and charges a storage battery, and at normal times, the DC power is converted to AC power by the inverter. Converted to and supplied to the load. Then, in the event of a system power failure, the inverter converts the power from the storage battery into AC power and supplies it to the load. The converter used in this power supply is
Instantaneous value that uses a high-speed self-extinguishing type semiconductor device and performs pulse width (PWM) control so that the input current becomes a sine wave, and controls the power factor of the input current taken from a commercial AC power supply to be a sine wave of 1. This is a controlled sine wave converter that reduces system harmonics. The inverter is an instantaneous value control type high frequency PWM inverter that feeds back the instantaneous value of the output voltage and controls the output voltage in a sine wave shape.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】ところで、電源装置の
無停電化のため、一般に商用の交流電源との無瞬断切り
換え方式が採られ、高信頼化が図られているが、このた
めには、瞬時電流制御の電流指令パターン及び瞬時電圧
制御の電圧指令パターンは交流電源と同期をとらなけれ
ばならない。また、負荷に供給する交流電力をインバー
タ出力電圧から商用の交流電源に、あるいは交流電源か
らインバータ出力電圧に切り換えるには、ＡＣスイッチ
を用いているが、その操作性についてはあまり考慮され
ておらず、負荷に安定した電力が供給できないという問
題点がある。さらに、商用の交流電源が停電し、復電し
た場合、速やかに交流電源と同期に入り、コンバータは
交流電源から取り込む入力電流の力率を１の状態で運転
し、所定の直流電圧を供給しなければならない。また、
インバータも負荷に安定した交流電力を供給しなければ
ならない。By the way, in order to make the power supply unit uninterruptible, generally, a non-instantaneous interruption switching method with a commercial AC power supply is adopted to achieve high reliability. The current command pattern for the instantaneous current control and the voltage command pattern for the instantaneous voltage control must be synchronized with the AC power supply. An AC switch is used to switch the AC power supplied to the load from the inverter output voltage to the commercial AC power supply, or from the AC power supply to the inverter output voltage, but its operability is not so much considered. However, there is a problem that a stable power cannot be supplied to the load. Furthermore, when the commercial AC power supply loses power and recovers power, it immediately starts synchronizing with the AC power supply, and the converter operates with the power factor of the input current taken from the AC power supply being 1 to supply a predetermined DC voltage. There must be. Also,
The inverter must also supply stable AC power to the load.
【０００４】そこで、本発明の目的は、瞬時電流制御を
行うコンバータの電流指令及び瞬時電圧制御を行うイン
バータの電圧指令の動作周波数を演算により算出、補正
し、コンバータ及びインバータを商用の交流電源と同期
をとるに好適な電源装置を提供することにある。Therefore, an object of the present invention is to calculate and correct the operating frequency of the current command of the converter for performing the instantaneous current control and the voltage command of the inverter for performing the instantaneous voltage control by calculation, and convert the converter and the inverter into a commercial AC power source. An object is to provide a power supply device suitable for synchronization.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】上記目的は、商用の交流
電源の同期用位相基準点を検出する位相点検出手段と、
コンバ−タの電流指令の位相、あるいはインバ−タの電
圧指令の位相を検出し、検出した電流、電圧指令の位相
と基準位相との位相差を検出する手段と、この位相差か
らＰＷＭキャリア信号用カウンタのカウント数を算出、
補正する手段と、この補正したカウント数のカウント動
作に応じて電流指令、電圧指令の基準波形を発生する手
段と、電圧、電流指令の基準位相を予め設定して与える
手段とから構成する位相同期制御回路を設けることによ
って、達成される。The above object is to provide a phase point detecting means for detecting a synchronizing phase reference point of a commercial AC power supply,
A means for detecting the phase of the current command of the converter or the phase of the voltage command of the inverter and detecting the phase difference between the detected current and the phase of the voltage command and the reference phase, and a PWM carrier signal from this phase difference. Calculate the count number of the counter for
Phase synchronization composed of means for correcting, means for generating reference waveforms of current command and voltage command according to the counting operation of the corrected count number, and means for presetting and giving reference phases of voltage and current command This is achieved by providing a control circuit.
【０００６】[0006]
【作用】位相同期制御回路は、電流、電圧指令の検出位
相と予め設定した基準位相との位相差を検出し、この位
相差から演算によりカウンタの動作周波数を算出、補正
し、この補正した動作周波数のカウント動作に応じた電
流指令、電圧指令の基準波形を作成し、この電流指令、
電圧指令によりコンバータ、インバータを動作させるの
で、瞬時電流制御、瞬時電圧制御を行うコンバータ、イ
ンバータの電流指令、電圧指令を作成する基準波形の動
作周波数を商用の交流電源と一致させ、同期をとること
が可能となる。これにより、本発明は、負荷に安定した
電力を供給することができ、電源装置の信頼性、安全性
を高めることができる。The phase synchronization control circuit detects the phase difference between the detected phase of the current and voltage commands and the preset reference phase, calculates and corrects the operating frequency of the counter from this phase difference, and corrects this corrected operation. Create a reference waveform of current command and voltage command according to the frequency counting operation,
Since the converter and the inverter are operated by the voltage command, the converter that performs the instantaneous current control and the instantaneous voltage control, the current command of the inverter, and the operating frequency of the reference waveform that creates the voltage command should be synchronized with the commercial AC power supply for synchronization. Is possible. As a result, the present invention can supply stable electric power to the load and can enhance the reliability and safety of the power supply device.
【０００７】[0007]
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。図１は、本発明の一実施例を示す電源装置である。
図１において、電源装置は単線系統図により示し、その
主回路部は、交流電源１、高調波フィルタ２、コンバー
タ３、インバータ４、フィルタ５、トランス６、蓄電池
７、負荷８、切り換えスイッチ９、さらに切り換えスイ
ッチ１０及びＡＣスイッチ１１を有するバイパス回路か
ら成る。なお、単相、三相など相数にとらわれない。こ
のような電源装置において、インバータ４は、電圧制御
回路１４に出力電圧を取り込み、インバータ出力電圧を
電圧指令発生回路１３から与えられる電圧指令値通りに
制御する電圧制御を行い、電圧制御回路１４の出力信号
と位相同期制御回路１２から与えられるキャリアを用
い、ＰＷＭ回路１５で駆動パルスを生成してＰＷＭ制御
を行う。一方、コンバータ３は、電流制御回路１７に入
力電流を取り込み、入力電流を電流指令発生回路１６か
ら与えられる電流指令値通りに制御する電流制御を行
い、電流制御回路１７の出力信号と位相同期制御回路１
２から与えられるキャリアを用い、ＰＷＭ回路１８で駆
動パルスを生成してＰＷＭ制御を行う。このとき、コン
バータ３は交流電源１から取り込む入力電流の力率を１
近傍の所定値とする制御を行い、インバータ４は交流電
源１との同期運転を行うために、コンバータ３の電流指
令、インバータ４の電圧指令を商用の交流電源１と同期
をとる必要がある。このための位相同期制御回路を１２
に示す。位相同期制御回路１２は、商用の交流電源１の
同期用位相基準点を検出する位相点検出回路１２０、電
圧指令と電流指令の基準波形を形成する基準波形発生回
路１２１、交流電源１の同期用位相基準点と、基準波形
発生回路１２１の基準波形を形成する波形アドレスのカ
ウント値とから後述の基準位相との位相差を検出する位
相差検出回路１２２、位相差検出回路１２２で検出した
位相差から新たな動作周波数を算出、補正する周波数補
正回路１２３で構成し、この周波数補正回路１２３で補
正した動作周波数で基準波形を形成する基準波形発生回
路１２１の波形アドレスカウンタは動作する。さらに、
位相同期制御回路１２は、上記の他に交流電源１の状態
を監視する停電復電検出回路１２４、基準位相を位相差
検出回路１２２に入力する位相指令回路１２５及び切換
指令発生回路１２６で構成する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a power supply device showing an embodiment of the present invention.
In FIG. 1, the power supply device is shown by a single-line system diagram, and the main circuit part thereof includes an AC power supply 1, a harmonic filter 2, a converter 3, an inverter 4, a filter 5, a transformer 6, a storage battery 7, a load 8, a changeover switch 9, Further, the bypass circuit includes a changeover switch 10 and an AC switch 11. It should be noted that the number of phases such as single phase and three phase is not limited. In such a power supply device, the inverter 4 takes in the output voltage in the voltage control circuit 14, performs voltage control to control the inverter output voltage according to the voltage command value given from the voltage command generation circuit 13, Using the output signal and the carrier given from the phase synchronization control circuit 12, the PWM circuit 15 generates a drive pulse to perform PWM control. On the other hand, the converter 3 takes in the input current into the current control circuit 17, performs current control to control the input current according to the current command value given from the current command generation circuit 16, and performs phase synchronization control with the output signal of the current control circuit 17. Circuit 1
Using the carrier given from 2, the PWM circuit 18 generates a drive pulse to perform PWM control. At this time, the converter 3 sets the power factor of the input current taken from the AC power source 1 to 1
In order to control the inverter 4 to a predetermined value in the vicinity and to perform the synchronous operation with the AC power supply 1, it is necessary to synchronize the current command of the converter 3 and the voltage command of the inverter 4 with the commercial AC power supply 1. 12 phase synchronization control circuits for this
Shown in The phase synchronization control circuit 12 includes a phase point detection circuit 120 that detects a synchronization phase reference point of the commercial AC power supply 1, a reference waveform generation circuit 121 that forms a reference waveform of a voltage command and a current command, and a synchronization of the AC power supply 1. The phase difference detected by the phase difference detection circuit 122 and the phase difference detection circuit 122, which detects the phase difference between the phase reference point and the count value of the waveform address forming the reference waveform of the reference waveform generation circuit 121, which will be described later. The waveform address counter of the reference waveform generating circuit 121, which is composed of the frequency correction circuit 123 that calculates and corrects a new operating frequency from the above, and forms the reference waveform with the operating frequency corrected by the frequency correction circuit 123, operates. further,
In addition to the above, the phase synchronization control circuit 12 includes a power failure recovery detection circuit 124 that monitors the state of the AC power supply 1, a phase command circuit 125 that inputs a reference phase to the phase difference detection circuit 122, and a switching command generation circuit 126. .
【０００８】図２に、基準波形発生回路１２１の構成を
示す。基準波形発生回路１２１は、周波数補正回路１２
３で補正された動作周波数でＰＷＭ回路のキャリアを形
成するＰＷＭキャリア信号用カウンタ１０１、このＰＷ
Ｍキャリア信号用カウンタ１０１のカウント動作に応じ
て動作する波形アドレスカウンタ１０２、波形アドレス
カウンタ１０２のカウント動作に従って基準波形を形
成、出力する記憶回路１０３で構成する。以上の構成に
より、周波数補正回路１２３で補正した値でＰＷＭキャ
リア信号用カウンタ１０１のカウント数を修正し、この
修正により基準波形の周波数を変える。FIG. 2 shows the configuration of the reference waveform generating circuit 121. The reference waveform generation circuit 121 includes a frequency correction circuit 12
The PWM carrier signal counter 101 that forms the carrier of the PWM circuit with the operating frequency corrected in step 3,
It is configured by a waveform address counter 102 that operates according to the counting operation of the M carrier signal counter 101, and a storage circuit 103 that forms and outputs a reference waveform according to the counting operation of the waveform address counter 102. With the above configuration, the count number of the PWM carrier signal counter 101 is corrected with the value corrected by the frequency correction circuit 123, and the frequency of the reference waveform is changed by this correction.
【０００９】本実施例の詳細な動作を図３、図４を用い
て説明する。図３は、本実施例の位相同期制御回路１２
の動作を説明する図面である。図３ではインバータを例
に説明する。図３（ａ）はインバータ出力電圧と交流電
源、（ｂ）は位相点検出回路１２０で検出した交流電源
１の同期用位相基準点、（ｃ）は波形アドレスカウンタ
１０２の基準波形用アドレスの動作であり、アドレスは
１〜Ｎadrの値をとるものとして表わし、（ｄ）はＰＷ
Ｍキャリア信号用カウンタ１０１の動作であり、カウン
ト値は１〜Ｎｆの値をとるものとして表わしている。商
用の交流電源１の同期用位相基準点の検出時点ｔ0にお
ける波形アドレスカウンタの位相検出値ＮcaとＰＷＭキ
ャリア信号用カウンタのカウント値Ｎcb、位相指令回路
１２５で予め設定した基準の位相指令値ＮsetＡ、Ｎset
Ｂ（交流電源とインバータ出力電圧の位相関係を決定す
る値）との位相差を位相差検出回路１２２で検出し、新
たな動作周波数を周波数補正回路１２３で算出、補正す
る演算を行い、時点ｔ1でＰＷＭキャリア信号用カウン
タのカウント値Ｎｆを修正して動作周波数の変更を行
う。この演算方法について図４を用いて説明する。The detailed operation of this embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 3 shows the phase synchronization control circuit 12 of this embodiment.
3 is a diagram for explaining the operation of FIG. In FIG. 3, an inverter will be described as an example. 3A is an inverter output voltage and an AC power supply, FIG. 3B is a phase reference point for synchronization of the AC power supply 1 detected by the phase point detection circuit 120, and FIG. 3C is an operation of the reference waveform address of the waveform address counter 102. And the address is represented as a value of 1 to Nadr, and (d) is PW.
This is the operation of the M carrier signal counter 101, and the count value is represented as a value of 1 to Nf. The phase detection value Nca of the waveform address counter, the count value Ncb of the PWM carrier signal counter, and the reference phase command value NsetA preset by the phase command circuit 125 at the detection time point t 0 of the synchronization phase reference point of the commercial AC power supply 1. , Nset
The phase difference between B (a value that determines the phase relationship between the AC power supply and the inverter output voltage) is detected by the phase difference detection circuit 122, a new operating frequency is calculated and corrected by the frequency correction circuit 123, and time t is reached. At 1 , the operating frequency is changed by correcting the count value Nf of the PWM carrier signal counter. This calculation method will be described with reference to FIG.
【００１０】図４は、インバータ出力電圧と交流電源と
の関係を示す図面である。時点ｔ11以前のＰＷＭキャリ
ア信号用カウンタのカウント数ＮｆをNf０とし、時点ｔ
11からのカウント数をNf１とする。ここで、時点ｔ01、
ｔ02における位相検出値と位相指令値との差をＰＷＭキ
ャリア信号用カウンタ１０１のカウント値で表わし、図
示の如くΔNf1、ΔNf2とする。 ΔNf1＝(ＮsetＡ−Ｎca１)・Nf０＋(ＮsetＢ−Ｎcb１) （１） ΔNf2＝(ＮsetＡ−Ｎca２)・Nf１＋(ＮsetＢ−Ｎcb２) （２） ここで、ＮsetＡは基準波形用アドレスの位相指令値、
Ｎca１、Ｎca２は時点ｔ01、ｔ02における位相検出値Ｎ
ca、ＮsetＢはＰＷＭキャリア信号用カウンタ１０１の
カウント数での位相指令値、Ｎcb１、Ｎcb２は時点
ｔ01、ｔ02における位相検出値Ｎcbである。ＰＷＭキャ
リア信号用カウンタ１０１のカウント数で表わした期間
のカウント数Ｎ１は、 Ｎ１＝Nadr・(Nf０＋Nf１)/２＋ΔNf2−ΔNf1 （３） となる。時点ｔ12でＰＷＭキャリア信号用カウンタ１０
１のカウント数ＮｆをNf２に変更し、次の同期用位相基
準点である時点ｔ03に位相検出値が位相指令値と一致し
たとすると、期間のカウント数Ｎ２は、 Ｎ２＝Nadr・(Nf１＋Nf２)/２−ΔNf2 （４） となる。ここで、交流電源の周波数変化率ｄｆ／ｄｔは
小さく、且つ短時間のため期間の時間はほぼ等しい
ことから、カウント数の関係はＮ１＝Ｎ２である。した
がって、期間、の一致より、次式となる Nadr・(Nf０＋Nf１)/２＋ΔNf2−ΔNf1 ＝Nadr・(Nf１＋Nf２)/２−ΔNf2 （５）FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the inverter output voltage and the AC power supply. The count number Nf of the PWM carrier signal counter before time t 11 is set to Nf0, and the time t
The count number from 11 is Nf1. Where t 01 ,
The difference between the phase detection value and the phase command value at t 02 is represented by the count value of the PWM carrier signal counter 101, and is ΔNf1 and ΔNf2 as illustrated. ΔNf1 = (NsetA−Nca1) · Nf0 + (NsetB−Ncb1) (1) ΔNf2 = (NsetA−Nca2) · Nf1 + (NsetB−Ncb2) (2) where NsetA is the phase command value of the reference waveform address,
Nca1 and Nca2 are the phase detection values N at the times t 01 and t 02 .
ca and NsetB are phase command values at the count number of the PWM carrier signal counter 101, and Ncb1 and Ncb2 are phase detection values Ncb at time points t 01 and t 02 . The count number N1 of the period represented by the count number of the PWM carrier signal counter 101 is N1 = Nadr · (Nf0 + Nf1) / 2 + ΔNf2-ΔNf1 (3). At time t 12 , the PWM carrier signal counter 10
If the count number Nf of 1 is changed to Nf2 and the phase detection value matches the phase command value at the time t 03 which is the next phase reference point for synchronization, the count number N2 of the period is N2 = Nadr · (Nf1 + Nf2 ) / 2−ΔNf2 (4) Here, since the frequency change rate df / dt of the AC power supply is small and the time periods are substantially equal because of the short time, the relationship of the count numbers is N1 = N2. Therefore, from the coincidence of the periods, the following equation is obtained: Nadr · (Nf0 + Nf1) / 2 + ΔNf2−ΔNf1 = Nadr · (Nf1 + Nf2) / 2−ΔNf2 (5)
【００１１】〔１〕期間、の一致より動作周波数を
調整するＰＷＭキャリア信号用カウンタのカウント数Nf
２を算出する方法 期間、の一致より求めたカウント数Nf２は、 Nf２＝Nf０＋２・(２・ΔNf2−ΔNf1)/Nadr （６） カウント数Nf２とNf１の差Nfd１は、 Nfd１＝Nf０−Nf１＋２・(２・ΔNf2−ΔNf1)/Nadr （７） となる。ここで、周波数の変化比率ｄｆ／ｄｔを所定値
以下とするため、カウント数の変化量は、ｄｆ／ｄｔの
制限で決まる変化幅Nfdｍ以下に制限する。したがっ
て、（７）式のNfd１がこの制限範囲内であれば（８）
式で、制限範囲外であれば（９）式で時点ｔ12からのＰ
ＷＭキャリア信号用カウンタ１０１のカウント数を定
め、インバータ４の動作周波数を変更する。 Nf２＝Nf１＋Nfd１ （８） Nf２＝Nf１＋Nfdｍ （９） 以後、同様にＰＷＭキャリア信号用カウンタ１０１のカ
ウント数Ｎｆを修正して波形アドレスカウンタ１０２の
動作周波数を変更することにより、インバータ４の基準
波形の動作周波数を商用の交流電源に短時間で一致さ
せ、同期状態とすることができる。[1] Count number Nf of the PWM carrier signal counter for adjusting the operating frequency based on the coincidence of the periods
Method of calculating 2 The number of counts Nf2 obtained from the coincidence of the period is Nf2 = Nf0 + 2 ・ (2 ・ ΔNf2−ΔNf1) / Nadr (6) The difference Nfd1 between the number of counts Nf2 and Nf1 is Nfd1 = Nf0−Nf1 + 2 ・ ( 2 · ΔNf2−ΔNf1) / Nadr (7) Here, in order to set the frequency change ratio df / dt to a predetermined value or less, the change amount of the count number is limited to the change width Nfdm or less determined by the limitation of df / dt. Therefore, if Nfd1 in equation (7) is within this limit range, (8)
In the formula, if it is out of the limit range, in the formula (9), P from the time t 12
The count number of the WM carrier signal counter 101 is determined, and the operating frequency of the inverter 4 is changed. Nf2 = Nf1 + Nfd1 (8) Nf2 = Nf1 + Nfdm (9) After that, similarly, the operating frequency of the waveform address counter 102 is changed by modifying the count number Nf of the PWM carrier signal counter 101 to operate the reference waveform of the inverter 4. The frequency can be matched with the commercial AC power supply in a short time to bring them into a synchronized state.
【００１２】〔２〕期間、と、の一致より動作
周波数を調整するＰＷＭキャリア信号用カウンタ１０１
のカウント数Ｎｆを算出する方法 この方法は、インバータ出力電圧の位相変化の行き過ぎ
を防止し、短時間にインバータ動作周波数を商用の交流
電源の周波数に合わせ、同期状態を得る方法である。時
点ｔ03に続いて時点ｔ04においても位相検出値が位相指
令値と一致するものとする。なお、この時のＰＷＭキャ
リア信号用カウンタ１０１のカウント数はNf２’とす
る。期間のカウント数Ｎ３は、 Ｎ３＝Nadr・Nf２’ （１０） となり、期間、の一致より、 Nadr・(Nf０＋Nf１)/２＋ΔNf2−ΔNf1＝Nadr・Nf２’ （１１） となる。（１１）式より、期間のNf２’は次式とな
る。 Nf２’＝(Nf０＋Nf１)/２＋(ΔNf2−ΔNf1)/Nadr （１２） 期間、の一致と期間、の一致より求めたカウン
ト数Nf２、Nf２’の平均値とNf１の差Nfd１’は、 Nfd１’＝３・(Nf０−Nf１)/４ ＋(５・ΔNf2−３・ΔNf1)/２・(Nadr) （１３） となる。（１３）式のNfd１’が制限範囲内であれば
（１４）式で、制限範囲外であれば（１５）式で時点ｔ
12からのＰＷＭキャリア信号用カウンタ１０１のカウン
ト数を定め、インバータ４の動作周波数を変更する。 Nf２＝Nf１＋Nfd１’ （１４） Nf２＝Nf１＋Nfdｍ （１５） 以後、同様にＰＷＭキャリア信号用カウンタ１０１のカ
ウント数Ｎｆを修正し、波形アドレスカウンタの動作周
波数を変更することにより、インバータ４の基準波形の
動作周波数を商用の交流電源に短時間で一致させ、同期
状態とすることができる。[2] PWM carrier signal counter 101 for adjusting the operating frequency based on the agreement between the period and
This method is a method of preventing the phase change of the inverter output voltage from overshooting, adjusting the inverter operating frequency to the frequency of the commercial AC power supply in a short time, and obtaining a synchronized state. It is assumed that the phase detection value matches the phase command value at time t 04 after time t 03 . The count number of the PWM carrier signal counter 101 at this time is Nf2 ′. The count number N3 of the period is N3 = Nadr · Nf2 ′ (10), and from the coincidence of the periods, Nadr · (Nf0 + Nf1) / 2 + ΔNf2−ΔNf1 = Nadr · Nf2 ′ (11). From the equation (11), Nf2 ′ of the period becomes the following equation. Nf2 ′ = (Nf0 + Nf1) / 2 + (ΔNf2−ΔNf1) / Nadr (12) The difference Nfd1 ′ between the average value of the count numbers Nf2, Nf2 ′ and Nf1 obtained from the coincidence of the period and the period, Nfd1 ′ = 3 · (Nf0−Nf1) / 4 + (5 · ΔNf2−3 · ΔNf1) / 2 · (Nadr) (13). If Nfd1 ′ in the equation (13) is within the limit range, it is the equation (14). If it is outside the limit range, the equation (15) is the time point t.
The count number of the PWM carrier signal counter 101 from 12 is determined, and the operating frequency of the inverter 4 is changed. Nf2 = Nf1 + Nfd1 '(14) Nf2 = Nf1 + Nfdm (15) After that, similarly, the count number Nf of the PWM carrier signal counter 101 is corrected and the operation frequency of the waveform address counter is changed to operate the reference waveform of the inverter 4. The frequency can be matched with the commercial AC power supply in a short time to bring them into a synchronized state.
【００１３】さらに、〔１〕と〔２〕の併用によるカウ
ント数Ｎｆの修正もできる。カウント差ΔNf1やΔNf2が
所定範囲外の時は、〔２〕の方法によりＰＷＭキャリア
信号用カウンタのカウント数をNf２を修正し、カウント
差ΔNf1やΔNf2が所定範囲内の時は、〔１〕の方法によ
りＰＷＭキャリア信号用カウンタのカウント数をNf２を
修正するものであり、〔１〕や〔２〕の方法と同様の効
果がある。Further, the count number Nf can be corrected by using [1] and [2] together. When the count difference ΔNf1 or ΔNf2 is outside the predetermined range, the count number of the PWM carrier signal counter is corrected to Nf2 by the method of [2]. When the count difference ΔNf1 or ΔNf2 is within the predetermined range, Nf2 is corrected for the count number of the PWM carrier signal counter by the method, and the same effect as the method [1] or [2] is obtained.
【００１４】以上のように、〔１〕や〔２〕、あるいは
〔１〕と〔２〕を併用した方法に示す演算により、交流
電源１の周波数と基準波形の動作周波数が一致し、所定
位相で動作するように算出、補正したカウント数でＰＷ
Ｍキャリア信号用カウンタ１０１を動作させることがで
き、この補正したカウント数で動作するＰＷＭキャリア
信号用カウンタ１０１の出力で波形アドレスカウンタ１
０２が動作するため、記憶回路１０３から出力する基準
波形の動作周波数が変わり、周波数は交流電源１の周波
数と一致し、且つ設定した所定の位相で動作する。As described above, the frequency of the AC power supply 1 and the operating frequency of the reference waveform match and the predetermined phase is obtained by the calculation shown in the method [1] or [2] or the method using both [1] and [2] together. PW with the number of counts calculated and corrected to operate at
The M carrier signal counter 101 can be operated, and the waveform address counter 1 is output by the output of the PWM carrier signal counter 101 that operates with this corrected count number.
02 operates, the operating frequency of the reference waveform output from the memory circuit 103 changes, the frequency matches the frequency of the AC power supply 1, and operates at the set predetermined phase.
【００１５】インバータ４の場合は、電圧指令発生回路
１３では基準波形発生回路１２１からの基準波形と振幅
指令値（図示は省略）から電圧波形指令を作成し、電圧
波形指令を電圧制御回路１４に出力する。電圧制御回路
１４ではインバータ出力電圧を取り込み、出力電圧を指
令値通りにする電圧制御を行い、ＰＷＭ回路１５に変調
波信号を出力する。ＰＷＭ回路１５では電圧制御回路１
４の変調波信号と、基準波形発生回路１２１からのキャ
リアとからインバータ４をＰＷＭ制御する駆動パルスを
形成し、インバータ４に出力する。このような動作によ
り、インバータ出力電圧の動作周波数は、商用の交流電
源１の周波数と一致し、且つ位相指令回路１２５で与え
た位相指令値との関係で定まる位相を持って同期状態と
なる。同様にコンバータ３の場合は、電流指令発生回路
１６で基準波形発生回路１２１からの基準波形と振幅指
令（図示は省略）から電流波形指令を作成し、電流制御
回路１７に出力する。電流制御回路１７では入力電流を
取り込み、入力電流を指令値通りにする電流制御を行
い、ＰＷＭ回路１８に変調波信号を出力する。ＰＷＭ回
路１８では電流制御回路１７の変調波信号と、基準波形
発生回路１２１からのキャリアとからコンバータ３をＰ
ＷＭ制御する駆動パルスを形成し、コンバータ３に出力
する。このような動作により、コンバータ３の入力電流
は、商用の交流電源１の周波数と一致し、且つ位相指令
回路１２５で与えた位相指令値との関係で定まる位相を
持って同期状態となり、入力電流の力率を１近傍の所定
値にできる。なお、前述の方法により補正した新たな動
作周波数に変更して、波形アドレスカウンタ１０２を動
作させる時点は、図３に示す如く波形アドレスカウンタ
１０２をリセットし、再びカウントを開始する時点ｔ1
としている。このように動作周波数の変更を、波形アド
レスカウンタ１０２が再びカウントを開始する時点とし
ているのは、コンバータ３の入力電流波形、インバータ
４の出力電圧波形の正側波形と負側波形の対称性を保つ
ためである。このように入力電流、出力電圧の正側波形
と負側波形を対称にすると、トランスなどの偏磁を抑制
できる。以上の動作により、〔１〕や〔２〕あるいは
〔１〕と〔２〕の併用方法で述べた演算でインバータ出
力電圧と商用の交流電源、コンバータの入力電流と商用
の交流電源を同期状態にでき、さらに、電流波形、電圧
波形の正側波形と負側波形を対称にすることにより、ト
ランスなどの偏磁を抑制できる。In the case of the inverter 4, the voltage command generation circuit 13 creates a voltage waveform command from the reference waveform from the reference waveform generation circuit 121 and the amplitude command value (not shown), and the voltage waveform command is sent to the voltage control circuit 14. Output. The voltage control circuit 14 takes in the inverter output voltage, performs voltage control so that the output voltage conforms to the command value, and outputs a modulated wave signal to the PWM circuit 15. In the PWM circuit 15, the voltage control circuit 1
A drive pulse for PWM-controlling the inverter 4 is formed from the modulated wave signal of No. 4 and the carrier from the reference waveform generating circuit 121, and is output to the inverter 4. By such an operation, the operating frequency of the inverter output voltage coincides with the frequency of the commercial alternating-current power supply 1 and becomes in a synchronous state with a phase determined by the relationship with the phase command value given by the phase command circuit 125. Similarly, in the case of the converter 3, the current command generation circuit 16 creates a current waveform command from the reference waveform from the reference waveform generation circuit 121 and the amplitude command (not shown), and outputs it to the current control circuit 17. The current control circuit 17 takes in the input current, controls the current so that the input current conforms to the command value, and outputs a modulated wave signal to the PWM circuit 18. In the PWM circuit 18, the converter 3 is switched to the P-wave by the modulated wave signal of the current control circuit 17 and the carrier from the reference waveform generation circuit 121.
A drive pulse for WM control is formed and output to the converter 3. By such an operation, the input current of the converter 3 coincides with the frequency of the commercial alternating-current power supply 1 and enters a synchronous state with a phase determined by the relationship with the phase command value given by the phase command circuit 125, and the input current Can be set to a predetermined value near 1. Incidentally, by changing to a new operating frequency has been corrected by the above-described method, the time of operating the waveform address counter 102, the time t 1 to reset the waveform address counter 102 as shown in FIG. 3, and starts counting again
And In this way, the operation frequency is changed when the waveform address counter 102 starts counting again because the input current waveform of the converter 3 and the positive side waveform and the negative side waveform of the output voltage waveform of the inverter 4 are symmetrical. This is to keep it. By making the positive side waveform and the negative side waveform of the input current and the output voltage symmetrical in this way, it is possible to suppress the magnetic bias of the transformer or the like. By the above operation, the inverter output voltage and the commercial AC power supply, and the converter input current and the commercial AC power supply are synchronized by the calculation described in [1] or [2] or the combination method of [1] and [2]. Further, by making the positive side waveform and the negative side waveform of the current waveform and the voltage waveform symmetrical, it is possible to suppress the demagnetization of the transformer or the like.
【００１６】本実施例によれば、前記した演算により、
コンバータの入力電流と商用の交流電源、インバータ出
力電圧と商用の交流電源を設定した位相で同期状態にす
ることが可能となり、コンバータは入力電流の力率を１
近傍の所定値で動作させることができ、所定の直流電圧
を供給することができる。さらに、電流波形、電圧波形
の正側波形と負側波形を対称にすることで偏磁を抑制で
きる。したがって、負荷に安定した電力が供給でき、電
源装置の信頼性、安全性を高めることができるという効
果がある。また、図３に示す如く同期用位相基準点を検
出する時点を交流電源が負側から正側へ変化する時点ｔ
0’としても、位相指令回路１２５で予め設定する基準
の位相指令値を変えるだけで、同様な動作となり、同様
な効果が得られる。According to the present embodiment, by the above-mentioned calculation,
The converter input current and commercial AC power supply, and the inverter output voltage and commercial AC power supply can be synchronized in the set phase, and the converter sets the input current power factor to 1
It can be operated at a predetermined value in the vicinity, and a predetermined DC voltage can be supplied. Further, by making the positive and negative waveforms of the current waveform and the voltage waveform symmetrical, it is possible to suppress magnetic bias. Therefore, there is an effect that stable power can be supplied to the load, and the reliability and safety of the power supply device can be improved. Further, as shown in FIG. 3, the time t when the synchronization phase reference point is detected is the time t when the AC power supply changes from the negative side to the positive side.
Even if it is set to 0 ', the same operation can be performed and the same effect can be obtained only by changing the reference phase command value preset by the phase command circuit 125.
【００１７】次に、図２の基準波形発生回路１２１の破
線図示部について説明する。図２の破線図示部は、電
圧、電流の基準波形生成を分けるため、前記した図２の
基準波形発生回路１２１に補助アドレス回路１２８を付
加したものである。補助アドレス回路１２８は、ＰＷＭ
キャリア信号用カウンタ１０１の出力信号のキャリアを
入力し、この１キャリア周期を２つに分けた信号を記憶
回路１０３への補助アドレス信号として、また、電圧指
令発生回路１３、電流指令発生回路１６への取り込み信
号として印加する。記憶回路１０３は、前記した波形ア
ドレスカウンタ１０２から印加されたタイミング情報を
表わす信号の他に、補助アドレス回路１２８から印加さ
れた電圧と電流の弁別を表わす補助アドレス信号によ
り、電圧の基準波形と電流の基準波形を弁別出力し、電
圧と電流出力期間に対応した取り込み信号により電圧指
令発生回路１３、電流指令発生回路１６に入力するよう
にしたものである。また、５０Ｈｚ、６０Ｈｚの切り換
えなど異なる周波数で動作させるため、更に記憶回路１
０３に周波数切り換え用弁別信号を印加することによ
り、周波数を変えることが可能であることはもちろんで
ある。これらは前記図２の基準波形発生回路１２１の場
合と同様の効果が得られる。Next, the part shown in broken lines of the reference waveform generating circuit 121 of FIG. 2 will be described. The broken line portion in FIG. 2 is one in which an auxiliary address circuit 128 is added to the reference waveform generation circuit 121 of FIG. 2 in order to divide the reference waveform generation of voltage and current. The auxiliary address circuit 128 is a PWM
The carrier of the output signal of the carrier signal counter 101 is input, and a signal obtained by dividing this one carrier period into two is used as an auxiliary address signal to the storage circuit 103, and also to the voltage command generation circuit 13 and the current command generation circuit 16. Is applied as a capture signal. The memory circuit 103 receives the reference waveform of the voltage and the current by the auxiliary address signal representing the discrimination between the voltage and the current applied from the auxiliary address circuit 128, in addition to the signal representing the timing information applied from the waveform address counter 102. The reference waveform of (1) is discriminated and output, and is input to the voltage command generation circuit 13 and the current command generation circuit 16 by a capture signal corresponding to the voltage and current output period. Further, in order to operate at different frequencies such as switching between 50 Hz and 60 Hz, the memory circuit 1
It is needless to say that the frequency can be changed by applying the frequency switching discrimination signal to 03. These have the same effects as in the case of the reference waveform generating circuit 121 of FIG.
【００１８】図５、図６は、バイパス切り換え動作時に
おける本実施例の動作説明図である。図５は、インバー
タ出力電圧と商用の交流電源１を同期運転した後、負荷
８に交流電源１で交流電力を供給するときの動作説明図
である。図６は、インバータ出力電圧と商用の交流電源
１を同期運転した後、負荷８にインバータ出力電圧で交
流電力を供給するときの動作説明図である。図５、図６
において、（ａ）は切り換え指令、（ｂ）は位相指令、
（ｃ）はＡＣスイッチ駆動信号、（ｄ）は交流電源、
（ｅ）はインバータ出力電圧である。図５に示すよう
に、負荷８に供給する交流電力をインバータ出力電圧か
ら商用の交流電源１に切り換える場合の動作は、切換指
令発生回路１２６からの切り換え指令に応じて、図５
（ｂ）の如くインバータ出力電圧の位相θが商用の交流
電源１より遅れ位相となるように電圧指令の基準位相で
ある位相指令を位相指令回路１２５で操作し、位相差検
出回路１２２に入力する。位相同期制御回路１２は前述
した動作を行い、位相指令に従ってインバータ出力電圧
の位相が速やかに制御されるため、図５（ｅ）に示すよ
うに交流電源より遅れ位相となる。したがって、交流電
源電圧の方がインバータ出力電圧より図示の如く電位が
高い状態となる期間（例えばｔ10時点）が現われるため
に、その期間は、交流電源側から見た場合、ＡＣスイッ
チ１１に順方向の電圧が印加されることになり、ＡＣス
イッチ１１が速やかにＯＮ状態となる。その後、インバ
ータ側のスイッチ９を開くとともに交流電源側のスイッ
チ１０を閉じ、インバータ出力電圧から商用の交流電源
１に切り換えることができる。図６に示すように、負荷
８に供給する交流電力を商用の交流電源１からインバー
タ出力電圧に切り換える場合の動作は、切換指令発生回
路１２６からの切り換え指令に応じて、図６（ｂ）の如
くインバータ出力電圧の位相θが商用の交流電源１より
進み位相となるように電圧指令の基準位相である位相指
令を位相指令回路１２５で操作し、位相差検出回路１２
２に入力する。この位相指令に従ってインバータ出力電
圧の位相が速やかに制御されるため、図６（ｅ）に示す
ように交流電源より進み位相となる。したがって、イン
バータ出力電圧の方が交流電源電圧より図示の如く電位
が高い状態の期間（例えばｔ20時点）が現われるため
に、その期間は、交流電源側から見た場合、ＡＣスイッ
チ１１に逆電圧が印加されることになり、ＡＣスイッチ
１１が速やかにＯＦＦし、商用の交流電源１からインバ
ータ出力電圧に切り換えることができる。以上の動作に
より、インバータ出力電圧から商用の交流電源に、ある
いはその逆に商用の交流電源からインバータ出力電圧へ
と速やかにバイパス切り換え動作ができるため、電圧変
動を抑制でき、負荷に安定した交流電力を供給すること
が可能となる。FIGS. 5 and 6 are explanatory diagrams of the operation of this embodiment during the bypass switching operation. FIG. 5 is an operation explanatory diagram when AC power is supplied from the AC power supply 1 to the load 8 after the inverter output voltage and the commercial AC power supply 1 are synchronously operated. FIG. 6 is an operation explanatory diagram when AC power is supplied to the load 8 at the inverter output voltage after the inverter output voltage and the commercial AC power supply 1 are synchronously operated. 5 and 6
, (A) is a switching command, (b) is a phase command,
(C) is an AC switch drive signal, (d) is an AC power supply,
(E) is an inverter output voltage. As shown in FIG. 5, when the AC power supplied to the load 8 is switched from the inverter output voltage to the commercial AC power supply 1, the operation is performed in accordance with the switching command from the switching command generation circuit 126.
As shown in (b), the phase command circuit 125 operates the phase command, which is the reference phase of the voltage command, so that the phase θ of the inverter output voltage is delayed from the commercial AC power supply 1, and inputs it to the phase difference detection circuit 122. . The phase synchronization control circuit 12 performs the above-described operation, and the phase of the inverter output voltage is promptly controlled according to the phase command, so that the phase is delayed from the AC power supply as shown in FIG. 5 (e). Therefore, since the period which is state potential as shown from the inverter output voltage higher AC power supply voltage (e.g. t 10 time) appears, that period, when viewed from the AC power supply side, order AC switch 11 The voltage in the direction is applied, and the AC switch 11 is quickly turned on. After that, the switch 9 on the inverter side can be opened and the switch 10 on the AC power source side can be closed to switch from the inverter output voltage to the commercial AC power source 1. As shown in FIG. 6, when the AC power supplied to the load 8 is switched from the commercial AC power supply 1 to the inverter output voltage, the operation of FIG. 6B is performed according to the switching command from the switching command generation circuit 126. As described above, the phase command circuit 125 operates the phase command, which is the reference phase of the voltage command, so that the phase θ of the inverter output voltage becomes a phase ahead of the commercial AC power supply 1, and the phase difference detection circuit 12
Enter 2. Since the phase of the inverter output voltage is promptly controlled according to this phase command, it becomes a phase ahead of the AC power source as shown in FIG. 6 (e). Therefore, a period in which the inverter output voltage has a higher potential than the AC power supply voltage as shown in the figure (for example, at time t 20 ) appears, so that the reverse voltage is applied to the AC switch 11 when viewed from the AC power supply side. Is applied, the AC switch 11 is quickly turned off, and the commercial AC power supply 1 can be switched to the inverter output voltage. With the above operation, the inverter output voltage can be switched to the commercial AC power supply, or vice versa, the bypass switching operation can be quickly performed from the commercial AC power supply to the inverter output voltage, so that the voltage fluctuation can be suppressed and the AC power that is stable to the load can be suppressed. Can be supplied.
【００１９】本実施例によれば、インバータ出力電圧か
ら商用の交流電源に、あるいはその逆に商用の交流電源
からインバータ出力電圧へと速やかに切り換え動作がで
き、負荷に交流電力を供給することが可能となる。した
がって、電圧変動が抑制でき、負荷に安定した電力が供
給できるため、電源装置の信頼性、安全性を高めること
ができるという効果がある。According to this embodiment, the inverter output voltage can be promptly switched to the commercial AC power supply, or vice versa, the commercial AC power supply can be switched to the inverter output voltage to supply the AC power to the load. It will be possible. Therefore, voltage fluctuation can be suppressed, and stable electric power can be supplied to the load, so that the reliability and safety of the power supply device can be improved.
【００２０】次に、図７、図８、図９により、商用の交
流電源１が停電し、復電した場合の動作を説明する。図
７、図８は、商用の交流電源１が停電し、復電した場合
の動作説明図である。図９は、図７、図８の処理フロー
を示す。図７、図８において、（ａ）は停電復電検出信
号、（ｂ）はＰＷＭキャリア信号用カウンタ１０１を動
作させるカウンタ数の変化を示したものである。交流電
源１が停電した場合、停電復電検出回路１２４によって
図７（ａ）あるいは図８（ａ）に示すような停電復電検
出信号を得る。この停電復電検出信号を周波数補正回路
１２３に入力し、停電期間に応じてＰＷＭキャリア信号
用カウンタ１０１のカウント数Ｎｆを操作する。図７に
示す如く、停電期間(ｔ100〜ｔ20 0)が瞬停あるいは数秒
間と短時間の場合は、停電する時点ｔ100直前に算出、
補正したＰＷＭキャリア信号用カウンタ１０１のカウン
ト数Ｎf(ｔ100)が停電期間(ｔ100〜ｔ200)のカウント数
となるように周波数補正回路１２３の出力を操作して基
準波形発生回路１２１に出力し、このカウント数Ｎf(ｔ
100)で波形アドレスカウンタ１０２を動作させ、基準波
形を出力する。その後、時点ｔ200で交流電源１が復電
すれば、前述の位相同期制御回路１２の動作により新た
なＰＷＭキャリア信号用カウンタのカウント数Ｎf(ｔ
200)を算出、補正し、このカウント数Ｎf(ｔ200)で基準
波形発生回路１２１の波形アドレスカウンタ１０２を動
作させ、基準波形を出力する。これに対し、図８に示す
如く、停電期間(ｔ100〜ｔ210)が数分と長時間の場合、
５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの基準のＰＷＭキャリア信号
用カウンタ１０１のカウント数Ｎf(0)に比べ、停電直前
のカウント数Nf(ｔ100)が大きい場合は、基準のカウン
ト数Ｎf(0)に近づくように周波数補正回路１２３でカウ
ント数をΔＮｆ減算する操作を行い、操作したＰＷＭキ
ャリア信号用カウンタ１０１のカウント数を基準波形発
生回路１２１に出力し、波形アドレスカウンタ１０２を
動作させ、基準波形を出力する。その後、時点ｔ210で
交流電源１が復電すれば、位相同期制御回路１２の動作
により新たなＰＷＭキャリア信号用カウンタ１０１のカ
ウント数Ｎf(ｔ210)を算出、補正し、このカウント数Ｎ
f(ｔ210)を基準波形発生回路１２１に出力して波形アド
レスカウンタ１０２を動作させ、基準波形を出力する。
逆に基準のカウント数Ｎf(0)に比べ、停電直前のカウン
ト数Ｎf(ｔ100)が小さい場合は、基準のカウント数Ｎf(
0)に近づくように周波数補正回路１２３でカウント数を
ΔＮｆ加算する操作を行い、操作したカウント数を基準
波形発生回路１２１に出力し、基準波形を出力する。そ
の後、時点ｔ210で交流電源１が復電すれば、位相同期
制御回路１２の動作により新たなＰＷＭキャリア信号用
カウンタ１０１のカウント数Ｎf(ｔ210)を算出、補正
し、このカウント数Ｎf(ｔ210)を基準波形発生回路１２
１に出力し、基準波形を出力する。Next, referring to FIGS. 7, 8 and 9, the operation when the commercial AC power supply 1 fails and is restored will be described. 7 and 8 are operation explanatory diagrams in the case where the commercial AC power supply 1 fails and is restored. FIG. 9 shows the processing flow of FIGS. 7 and 8. 7 and 8, (a) shows a power failure recovery detection signal, and (b) shows a change in the number of counters for operating the PWM carrier signal counter 101. When the AC power supply 1 fails, the power failure recovery detection circuit 124 obtains a power failure recovery detection signal as shown in FIG. 7A or FIG. 8A. This power failure recovery detection signal is input to the frequency correction circuit 123, and the count number Nf of the PWM carrier signal counter 101 is operated according to the power failure period. As shown in FIG. 7, when the power outage period (t 100 to t 20 0 ) is a momentary power failure or a short time of several seconds, it is calculated immediately before the power failure time t 100 ,
The output of the frequency correction circuit 123 is operated and output to the reference waveform generation circuit 121 so that the corrected count number Nf (t 100 ) of the PWM carrier signal counter 101 becomes the count number of the power failure period (t 100 to t 200 ). This count number Nf (t
The waveform address counter 102 is operated at 100 ) to output the reference waveform. After that, when the AC power supply 1 is restored at time t 200 , the count number Nf (t) of the new PWM carrier signal counter is increased by the operation of the phase synchronization control circuit 12 described above.
200 ) is calculated and corrected, and the waveform address counter 102 of the reference waveform generation circuit 121 is operated with this count number Nf (t 200 ) to output the reference waveform. On the other hand, as shown in FIG. 8, when the power failure period (t 100 to t 210 ) is as long as several minutes,
When the count number Nf (t 100 ) immediately before the power failure is larger than the count number Nf ( 0 ) of the PWM carrier signal counter 101 of 50 Hz or 60 Hz, the frequency is set so as to approach the reference count number Nf ( 0 ). The correction circuit 123 performs an operation of subtracting ΔNf from the count number, outputs the operated count number of the PWM carrier signal counter 101 to the reference waveform generation circuit 121, operates the waveform address counter 102, and outputs the reference waveform. After that, when the AC power supply 1 is restored at time t 210 , the count number Nf (t 210 ) of the new PWM carrier signal counter 101 is calculated and corrected by the operation of the phase synchronization control circuit 12, and this count number N
f (t 210 ) is output to the reference waveform generation circuit 121 to operate the waveform address counter 102 to output the reference waveform.
On the contrary, when the count number Nf (t 100 ) immediately before the power failure is smaller than the reference count number Nf ( 0 ), the reference count number Nf (
The frequency correction circuit 123 adds ΔNf to the count number so as to approach 0 ), outputs the manipulated count number to the reference waveform generation circuit 121, and outputs the reference waveform. After that, when the AC power supply 1 is restored at time t 210 , the count number Nf (t 210 ) of the new PWM carrier signal counter 101 is calculated and corrected by the operation of the phase synchronization control circuit 12, and this count number Nf ( t 210 ) to the reference waveform generating circuit 12
1 to output the reference waveform.
【００２１】図７、図８の処理フローを図９を用いて説
明する。周波数補正回路１２３では、停電復電検出回路
１２４からの停電復電検出信号に応じて、次のような処
理を行う。停電復電検出回路１２４からの停電復電検出
信号により判断処理１００で商用の交流電源１が停電か
否か判断し、停電でない場合は演算処理２００で、図１
に示す位相同期制御回路１２の処理を実行して、周波数
補正回路１２３でＰＷＭキャリア信号用カウンタ１０１
のカウント数を算出、補正し、出力処理３００を介して
基準波形発生回路１２１に出力し、基準波形を出力す
る。停電の場合は、判断処理４００で停電復電検出回路
１２４の停電復電検出信号から停電時間を判断し、短時
間の場合は、処理５００に示すように、停電期間のＰＷ
Ｍキャリア信号用カウンタ１０１のカウント数は停電直
前のカウント数Ｎｆ(ｔ100)をそのまま出力処理３００
を介して基準波形発生回路１２１に出力する。これに対
し、停電時間が長時間となった場合は、処理６００に示
すように、前述の如く停電直前のカウント数Ｎｆ
(ｔ100)にΔＮｆを加算あるいは減算してから出力処理
３００を介して基準波形発生回路１２１に出力する。こ
のとき、処理６００の最終値は基準のＰＷＭキャリア信
号用カウンタ１０１のカウント数Ｎf(0)とする。その
後、交流電源１が復電した場合は、再び演算処理２００
で位相同期制御回路１２の処理を実行し、周波数補正回
路１２３で新たなＰＷＭキャリア信号用カウンタ１０１
のカウント数を算出、補正し、出力処理３００を介して
基準波形発生回路１２１に出力する。このように交流電
源１の停電時間に応じて周波数補正回路１２３から出力
するＰＷＭキャリア信号用カウンタ１０１のカウント数
を操作し、その時のカウント数を基準波形発生回路１２
１に出力して基準波形を出力する。ΔＮｆは周波数変化
率ｄｆ／ｄｔを満足する所定の値とする。以上の動作に
より、コンバータあるいはインバータは、商用の交流電
源の停電時間が短時間の場合は停電直前の動作周波数で
決まる電流、電圧指令パターンで動作することになるた
め、復電した時に速やかに交流電源と同期状態に入るこ
とが可能となる。さらに、停電時間が長時間の場合でも
停電直前の動作周波数から基準の動作周波数に近づくよ
うに動作するため、復電した時に速やかに商用の交流電
源と同期状態に入ることが可能となる。The processing flow of FIGS. 7 and 8 will be described with reference to FIG. The frequency correction circuit 123 performs the following processing according to the power failure / recovery detection signal from the power failure / recovery detection circuit 124. Based on the power failure recovery detection signal from the power failure recovery detection circuit 124, it is determined whether or not the commercial AC power supply 1 has a power failure in the determination processing 100.
The processing of the phase synchronization control circuit 12 shown in FIG.
The count number is calculated and corrected, and is output to the reference waveform generation circuit 121 via the output processing 300 to output the reference waveform. In the case of a power failure, the judgment processing 400 judges the power failure time from the power failure recovery detection signal of the power failure recovery detection circuit 124, and when it is short, as shown in the processing 500, the PW of the power failure period is set.
As the count number of the M carrier signal counter 101, the count number Nf (t 100 ) immediately before the power failure is output as it is.
Is output to the reference waveform generation circuit 121 via. On the other hand, when the power failure time is long, as shown in process 600, the count number Nf immediately before the power failure is as described above.
After adding or subtracting ΔNf to (t 100 ), it is output to the reference waveform generating circuit 121 via the output processing 300. At this time, the final value of the process 600 is the count number Nf ( 0 ) of the reference PWM carrier signal counter 101. After that, when the AC power supply 1 is restored, the calculation processing 200 is performed again.
Then, the process of the phase synchronization control circuit 12 is executed by the frequency correction circuit 123, and the new PWM carrier signal counter 101 is generated by the frequency correction circuit 123.
The count number is calculated, corrected, and output to the reference waveform generation circuit 121 via the output processing 300. In this way, the count number of the PWM carrier signal counter 101 output from the frequency correction circuit 123 is operated according to the power failure time of the AC power supply 1, and the count number at that time is used as the reference waveform generation circuit 12.
1 to output the reference waveform. ΔNf is a predetermined value that satisfies the frequency change rate df / dt. With the above operation, the converter or inverter operates with the current and voltage command pattern determined by the operating frequency immediately before the power failure when the commercial AC power supply has a short power failure time. It becomes possible to enter the state of synchronization with the power supply. Further, even when the power failure time is long, it operates so as to approach the reference operation frequency from the operation frequency immediately before the power failure, so that it is possible to promptly enter the synchronous state with the commercial AC power supply when the power is restored.
【００２２】本実施例によれば、コンバータあるいはイ
ンバータは、停電直前の動作周波数で決まる電流、電圧
指令パターンで動作することになるため、復電した時に
速やかに商用の交流電源と同期状態に入ることが可能と
なる。したがって、コンバータは復電した時にすぐに入
力電流の力率を１近傍の所定の値で動作させることがで
き、所定の直流電圧を供給することができ、インバータ
出力電圧は安定に出力できる。したがって、負荷に安定
した電力が供給でき、電源装置の信頼性、安全性を高め
ることができるという効果がある。なお、図１において
同一構成の位相同期制御回路１２をインバータ、コンバ
ータに別個に設けた場合も、同様な効果が得られる。According to this embodiment, since the converter or the inverter operates with the current and voltage command pattern determined by the operating frequency immediately before the power failure, it immediately enters the synchronous state with the commercial AC power source when the power is restored. It becomes possible. Therefore, the converter can immediately operate the power factor of the input current at a predetermined value near 1 when power is restored, can supply a predetermined DC voltage, and can stably output the inverter output voltage. Therefore, there is an effect that stable power can be supplied to the load, and the reliability and safety of the power supply device can be improved. The same effect can be obtained when the phase synchronization control circuit 12 having the same configuration is separately provided in the inverter and the converter in FIG.
【００２３】[0023]
【発明の効果】以上詳述したように、本発明によれば、
演算によりコンバータの入力電流と商用の交流電源、イ
ンバータ出力電圧と商用の交流電源を同期状態にするこ
とが可能となり、コンバータは入力電流の力率を１近傍
の所定の値で動作させることができ、所定の直流電圧を
供給することができる。さらに、電流波形、電圧波形の
正側波形と負側波形を対称にすることにより、トランス
などの偏磁を抑制できることになる。したがって、負荷
に安定した電力が供給でき、電源装置の信頼性、安全性
を高めることができる。また、本発明によれば、インバ
ータ出力電圧から商用の交流電源に、あるいはその逆に
商用の交流電源からインバータ出力電圧へと速やかに切
り換え動作ができ、負荷に交流電力を供給することが可
能となる。したがって、電圧変動が抑制でき、負荷に安
定した電力が供給できるため電源装置の信頼性、安全性
を高めることができる。さらに、本発明によれば、コン
バータあるいはインバータは、商用の交流電源が停電し
た場合でも、停電直前の動作周波数で決まる電流、電圧
指令パターンで動作することになるため、復電した時に
速やかに商用の交流電源と同期状態に入ることが可能と
なる。したがって、コンバータは復電した時にすぐに入
力電流の力率を１近傍の所定の値で動作させることがで
き、所定の直流電圧を供給することができ、インバータ
出力電圧を安定に出力することができる。したがって、
負荷に安定した電力が供給でき、電源装置の信頼性、安
全性を高めることができる。As described in detail above, according to the present invention,
It becomes possible to synchronize the input current of the converter with the commercial AC power supply and the inverter output voltage with the commercial AC power supply by calculation, and the converter can operate the power factor of the input current at a predetermined value near 1 , A predetermined DC voltage can be supplied. Further, by making the positive-side waveform and the negative-side waveform of the current waveform and the voltage waveform symmetrical, it is possible to suppress the demagnetization of the transformer or the like. Therefore, stable power can be supplied to the load, and the reliability and safety of the power supply device can be improved. Further, according to the present invention, it is possible to perform a switching operation from the inverter output voltage to the commercial AC power supply, or vice versa, from the commercial AC power supply to the inverter output voltage, and to supply the AC power to the load. Become. Therefore, voltage fluctuation can be suppressed, and stable power can be supplied to the load, so that the reliability and safety of the power supply device can be improved. Furthermore, according to the present invention, the converter or the inverter operates according to the current and voltage command patterns determined by the operating frequency immediately before the power failure even when the commercial AC power supply fails, so that the commercial power can be promptly restored when the power is restored. It becomes possible to enter a synchronous state with the AC power supply of. Therefore, the converter can operate the power factor of the input current at a predetermined value near 1 immediately after the power is restored, can supply a predetermined DC voltage, and can stably output the inverter output voltage. it can. Therefore,
Stable electric power can be supplied to the load, and the reliability and safety of the power supply device can be improved.
【図１】本発明の一実施例を示す図面FIG. 1 is a drawing showing an embodiment of the present invention.
【図２】本実施例の基準波形発生回路を示す図面FIG. 2 is a drawing showing a reference waveform generating circuit of the present embodiment.
【図３】本実施例の動作を説明する図面FIG. 3 is a drawing for explaining the operation of this embodiment.
【図４】本実施例の動作周波数を決定するカウント数の
算出方法を説明する図面FIG. 4 is a diagram illustrating a method of calculating a count number that determines an operating frequency according to the present embodiment.
【図５】本実施例の切り換え動作を説明する図面FIG. 5 is a diagram for explaining a switching operation according to this embodiment.
【図６】本実施例の切り換え動作を説明する図面FIG. 6 is a diagram for explaining a switching operation of this embodiment.
【図７】本実施例の停電時の動作を説明する図面FIG. 7 is a diagram for explaining the operation during a power failure in this embodiment.
【図８】本実施例の停電時の動作を説明する図面FIG. 8 is a diagram for explaining the operation during a power failure in this embodiment.
【図９】図７、図８の処理内容を説明する図面FIG. 9 is a drawing for explaining the processing contents of FIGS. 7 and 8;
１ 交流電源 ３ コンバータ ４ インバータ ６ トランス ７ 蓄電池 ８ 負荷 ９、１０ スイッチ １１ ＡＣスイッチ １２ 位相同期制御回路 １３ 電圧指令発生回路 １４ 電圧制御回路 １５、１８ ＰＷＭ回路 １６ 電流指令発生回路 １７ 電流制御回路 １２０ 位相点検出回路 １２１ 基準波形発生回路 １２２ 位相差検出回路 １２３ 周波数補正回路 １２４ 停電復電検出回路 １２５ 位相指令回路 １２６ 切換指令発生回路 1 AC power supply 3 Converter 4 Inverter 6 Transformer 7 Storage battery 8 Load 9, 10 Switch 11 AC switch 12 Phase synchronization control circuit 13 Voltage command generation circuit 14 Voltage control circuit 15, 18 PWM circuit 16 Current command generation circuit 17 Current control circuit 120 Phase Point detection circuit 121 Reference waveform generation circuit 122 Phase difference detection circuit 123 Frequency correction circuit 124 Power failure recovery detection circuit 125 Phase command circuit 126 Switching command generation circuit
Claims (9)
タと、この直流電力を交流電源に変換するインバータか
らなる電源装置において、商用の交流電源の位相基準点
を検出し、該位相基準点で検出した電流、電圧指令の検
出位相と予め設定した基準位相との位相差を検出し、該
位相差から電流、電圧指令の基準波形の動作周波数を算
出、補正し、該補正した動作周波数に応じて電流、電圧
指令の基準波形を出力し、商用の交流電源の周波数と一
致、同期させることを特徴とする電源装置。1. A power supply device comprising a converter for converting AC power into DC power and an inverter for converting this DC power into AC power supply. The phase reference point of a commercial AC power supply is detected and detected at the phase reference point. The phase difference between the detected current / voltage command detection phase and the preset reference phase is detected, and the operating frequency of the reference waveform of the current / voltage command is calculated and corrected from the phase difference, according to the corrected operating frequency. A power supply device that outputs a reference waveform of current and voltage commands, and matches and synchronizes with the frequency of a commercial AC power supply.
荷に直接供給する回路を設け、負荷に供給する交流電力
をインバータ出力電圧から商用の交流電源に、あるいは
商用の交流電源からインバータ出力電圧に切り換える際
に、切り換え指令を発生し、該切り換え指令に応じて、
インバータ出力電圧から交流電源に切り換えるときはイ
ンバータ出力電圧が交流電源より遅れ位相となるよう
に、交流電源からインバータ出力電圧に切り換えるとき
はインバータ出力電圧が交流電源より進み位相となるよ
うに位相指令を変化させることを特徴とする電源装置。2. The circuit according to claim 1, wherein a circuit for directly supplying the commercial AC power to the load is provided, and the AC power supplied to the load is converted from the inverter output voltage to the commercial AC power supply or from the commercial AC power supply to the inverter output voltage. When switching to, a switching command is generated, and in response to the switching command,
When switching from the inverter output voltage to the AC power supply, set the phase command so that the inverter output voltage is in the phase behind the AC power supply, and when switching from the AC power supply to the inverter output voltage, the inverter output voltage is in the phase ahead of the AC power supply. A power supply device characterized by being changed.
電復電状態を監視し、前記商用の交流電源の停電復電状
態を現わす信号に応じて、電流、電圧指令の基準波形の
動作周波数を算出するに際し、停電期間が短時間の場合
は停電直前の動作周波数とし、停電期間が長時間の場合
は停電直前の動作周波数から基準動作周波数に近づける
加・減算を行うことを特徴とする電源装置。3. The operation according to claim 1, wherein the commercial AC power supply is monitored for power failure / recovery status, and the reference waveform of the current / voltage command is operated according to the signal representing the power failure / power recovery status of the commercial AC power supply. When calculating the frequency, when the power outage period is short, the operating frequency immediately before the power outage is used, and when the power outage period is long, the operating frequency immediately before the power outage is added / subtracted to approach the reference operating frequency. Power supply.
タと、この直流電力を交流電源に変換するインバータか
らなる電源装置において、商用の交流電源の位相基準点
を検出する位相検出手段と、該検出手段の位相基準点で
検出した電流、電圧指令の検出位相と予め設定した基準
位相との位相差を検出する手段と、該位相差から電流、
電圧指令の基準波形の動作周波数を算出、補正する手段
と、該補正した動作周波数に応じて電流、電圧指令の基
準波形を出力する手段と、電圧、電流指令の基準位相を
予め設定して与える手段を備えたことを特徴とする電源
装置。4. A phase detection unit for detecting a phase reference point of a commercial AC power supply in a power supply device comprising a converter for converting AC power into DC power and an inverter for converting this DC power into AC power supply, and the detection. Current detected at the phase reference point of the means, means for detecting the phase difference between the detected phase of the voltage command and the preset reference phase, and the current from the phase difference,
A means for calculating and correcting the operating frequency of the reference waveform of the voltage command, a means for outputting the reference waveform of the current and the voltage command according to the corrected operating frequency, and a reference phase of the voltage and the current command being preset and given. A power supply device comprising means.
準波形を出力する手段は、電流、電圧指令の基準波形の
動作周波数を算出する手段により補正した動作周波数で
動作し、ＰＷＭ回路のキャリアを形成する手段と、該Ｐ
ＷＭ回路のキャリアを形成する手段のカウント動作に応
じて基準波形のアドレスをカウント動作する手段と、該
カウント動作手段のカウント動作に従って基準波形を形
成、出力する記憶手段を備え、前記ＰＷＭ回路のキャリ
アのカウント数を補正して、電流、電圧指令の基準波形
の動作周波数を変更することを特徴とする電源装置。5. The carrier of a PWM circuit according to claim 4, wherein the means for outputting the reference waveform of the current and voltage commands operates at the operating frequency corrected by the means for calculating the operating frequency of the reference waveform of the current and voltage commands. And a means for forming
The carrier of the PWM circuit is provided with means for counting the address of the reference waveform according to the counting operation of the carrier forming means of the WM circuit, and storage means for forming and outputting the reference waveform according to the counting operation of the counting operation means. The power supply device is characterized in that the operating frequency of the reference waveform of the current and voltage commands is changed by correcting the count number of.
準波形を出力する手段が備える基準波形のアドレスをカ
ウント動作する手段は、波形アドレスカウンタからな
り、該波形アドレスカウンタを動作させる際、位相基準
点で検出した電流、電圧位相と基準位相との位相差から
算出した動作周波数の変更は、前記波形アドレスカウン
タをリセットし、再びカウントを開始する時点としたこ
とを特徴とする電源装置。6. The method according to claim 5, wherein the means for counting the address of the reference waveform provided in the means for outputting the reference waveform of the current and voltage commands comprises a waveform address counter, and when operating the waveform address counter, the phase The power supply device is characterized in that the change of the operating frequency calculated from the phase difference between the current / voltage phase detected at the reference point and the reference phase is performed at the time when the waveform address counter is reset and the counting is started again.
準波形を出力する手段は、電流指令と電圧指令を弁別し
て出力する手段を有し、電流指令の基準波形と電圧指令
の基準波形を弁別出力することを特徴とする電源装置。7. The means for outputting the reference waveform of the current and voltage commands according to claim 4, comprising means for discriminating and outputting the current command and the voltage command, and outputting the reference waveform of the current command and the reference waveform of the voltage command. A power supply device characterized by differential output.
て、商用の交流電力を負荷に直接供給する回路と共に、
負荷に供給する交流電力をインバータ出力電圧から商用
の交流電源に、あるいは商用の交流電源からインバータ
出力電圧に切り換える際に、切り換え指令を発生する手
段を設け、前記基準位相を予め設定して与える手段に、
前記切り換え指令に応じて、インバータ出力電圧から交
流電源に切り換えるときはインバータ出力電圧が交流電
源より遅れ位相となるように、交流電源からインバータ
出力電圧に切り換えるときはインバータ出力電圧が交流
電源より進み位相となるように位相指令を変化する機能
を具備させたことを特徴とする電源装置。8. The circuit according to claim 4, wherein the commercial AC power is directly supplied to the load,
Means for generating a switching command when the AC power supplied to the load is switched from the inverter output voltage to the commercial AC power supply or from the commercial AC power supply to the inverter output voltage, and means for presetting and providing the reference phase To
In response to the switching command, when the inverter output voltage is switched to the AC power supply, the inverter output voltage is in a phase behind the AC power supply, and when the AC power supply is switched to the inverter output voltage, the inverter output voltage is in a phase ahead of the AC power supply. A power supply device having a function of changing the phase command so that
て、商用の交流電源の停電復電状態を監視する手段を設
け、電流、電圧指令の基準波形の動作周波数を算出する
手段に、前記監視手段からの系統の停電復電状態を現わ
す信号に応じて、停電期間が短時間の場合は停電直前の
動作周波数とし、停電期間が長時間の場合は停電直前の
動作周波数から基準動作周波数に近づける加・減算を行
う機能を具備させたことを特徴とする電源装置。9. The device according to claim 4, further comprising means for monitoring a power failure / recovery state of a commercial AC power source, wherein the means for calculating the operating frequency of the reference waveform of the current / voltage command is provided with the above-mentioned means. Depending on the signal from the monitoring means that indicates the power recovery status of the system, if the power failure period is short, the operating frequency immediately before the power failure is set, and if the power failure period is long, the operating frequency immediately before the power failure is used as the reference operating frequency. A power supply device characterized by having a function of performing addition / subtraction close to the above.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6280054A JPH08126228A (en) | 1994-10-19 | 1994-10-19 | Power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6280054A JPH08126228A (en) | 1994-10-19 | 1994-10-19 | Power supply |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08126228A true JPH08126228A (en) | 1996-05-17 |
Family
ID=17619668
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6280054A Pending JPH08126228A (en) | 1994-10-19 | 1994-10-19 | Power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08126228A (en) |
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1994
- 1994-10-19 JP JP6280054A patent/JPH08126228A/en active Pending
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