JPH0787696B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH0787696B2 JPH0787696B2 JP62158323A JP15832387A JPH0787696B2 JP H0787696 B2 JPH0787696 B2 JP H0787696B2 JP 62158323 A JP62158323 A JP 62158323A JP 15832387 A JP15832387 A JP 15832387A JP H0787696 B2 JPH0787696 B2 JP H0787696B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は３相の交流電力を直流電力に変換する電力変
換装置に関するものである。
換装置に関するものである。
第５図は例えばコンファレンス レコード オブ ザ 1
986 アイイーイーイー インダストリィ アプリケーシ
ョンズ ソサイェテイアニュアル ミーティング パー
ト１（Conference Record of the 1986 IEEE Industry
Applications Society Annual Meeting Part 1）Ｐ−63
0に示された従来の最も代表的な電力変換装置を示す回
路構成図である。図において、１は交流電源、２はこの
交流電源１の電路に直列接続されたリアクトル、３は第
１のダイオード整流器であって、その交流側は前記リア
クトル２を介して交流電源１に接続されている。４はス
イッチであって前記第１のダイオード整流器３の直流出
力端P,N間に並列接続されている。５はインバータであ
ってスイッチS1〜S4で単相ブリッジを構成し、その直流
入力側は前記スイッチ４に並列に接続されている。６は
絶縁変圧器であって、１次側は前記インバータ５の交流
端に接続され、２次側には中点タップが設けられてい
る。７は第２のダイオード整流器であって単相センター
タップ接続で構成され、その交流入力側はこの絶縁変圧
器６の２次側に接続されている。８はコンデンサであっ
て、前記第２のダイオード整流器７の直流出力端と上記
絶縁変圧器６の２次側の中点タップ間に接続されてい
る。
986 アイイーイーイー インダストリィ アプリケーシ
ョンズ ソサイェテイアニュアル ミーティング パー
ト１（Conference Record of the 1986 IEEE Industry
Applications Society Annual Meeting Part 1）Ｐ−63
0に示された従来の最も代表的な電力変換装置を示す回
路構成図である。図において、１は交流電源、２はこの
交流電源１の電路に直列接続されたリアクトル、３は第
１のダイオード整流器であって、その交流側は前記リア
クトル２を介して交流電源１に接続されている。４はス
イッチであって前記第１のダイオード整流器３の直流出
力端P,N間に並列接続されている。５はインバータであ
ってスイッチS1〜S4で単相ブリッジを構成し、その直流
入力側は前記スイッチ４に並列に接続されている。６は
絶縁変圧器であって、１次側は前記インバータ５の交流
端に接続され、２次側には中点タップが設けられてい
る。７は第２のダイオード整流器であって単相センター
タップ接続で構成され、その交流入力側はこの絶縁変圧
器６の２次側に接続されている。８はコンデンサであっ
て、前記第２のダイオード整流器７の直流出力端と上記
絶縁変圧器６の２次側の中点タップ間に接続されてい
る。
次に動作について説明する。まず、スイッチ４及びイン
バータ５を構成するスイッチS1〜S4は具体的にはトラン
ジスタやGTOなどの自己消弧形半導体素子よりなり、交
流電源１の周波数に比べて約10倍以上の高周波でスイッ
チング動作を行い、交流電源１の電流ILの波形歪を低減
し、かつ入力力率がほぼ１になるように制御される。第
６図にスイッチ４の動作波形図を示す。図はスイッチ４
のスイッチング周波数を電源周波数の12倍にして運転し
た場合の波形例である。スイッチ４は第１のダイオード
整流器３の直流出力電流IP,INを破線で示す交流電源電
圧Vaの全波整流波形を相似波形に追従するようにパルス
幅変調PWM制御される。例えば、時刻t1〜t2の期間、ス
イッチ４をオンすると、交流電源１−リアクトル２−ダ
イオードD1−スイッチ４−ダイオードD4−交流電源１の
経路で交流電源１をリアクトル２を介して短絡する閉回
路が形成され、スイッチ４の電流I4は増加し、リアクト
ル２にエネルギーが蓄積される。この電流の瞬時値が破
線で示す電流基準値を越えると、スイッチ４はオフされ
る。このときリアクトル２のエネルギー蓄積作用によ
り、交流電源電流ILはリアクトル２−ダイオードD1−イ
ンバータ５−ダイオードD4−交流電源１の経路でインバ
ータ５側へ流れ、絶縁変圧器６及び第２のダイオード整
流器７を介してコンデンサ８を充電するとともに該コン
デンサ８に接続される負荷（図示していない）へ電力を
供給する。このようにリアクトル２のエネルギーが放出
されるために各電流IL,IP,IN及びインバータ５に流れる
入力電流I5は減少する。直流出力電流IP,INの瞬時値が
電流基準値よりも低下すると再度、スイッチ４をオンさ
せるように制御し、このようなスイッチ４のオン，オフ
動作を繰返す。交流電源１の電圧極性が反転すると第１
のダイオード整流器３のダイオードD2,D3を介して同様
に電流制御される。
バータ５を構成するスイッチS1〜S4は具体的にはトラン
ジスタやGTOなどの自己消弧形半導体素子よりなり、交
流電源１の周波数に比べて約10倍以上の高周波でスイッ
チング動作を行い、交流電源１の電流ILの波形歪を低減
し、かつ入力力率がほぼ１になるように制御される。第
６図にスイッチ４の動作波形図を示す。図はスイッチ４
のスイッチング周波数を電源周波数の12倍にして運転し
た場合の波形例である。スイッチ４は第１のダイオード
整流器３の直流出力電流IP,INを破線で示す交流電源電
圧Vaの全波整流波形を相似波形に追従するようにパルス
幅変調PWM制御される。例えば、時刻t1〜t2の期間、ス
イッチ４をオンすると、交流電源１−リアクトル２−ダ
イオードD1−スイッチ４−ダイオードD4−交流電源１の
経路で交流電源１をリアクトル２を介して短絡する閉回
路が形成され、スイッチ４の電流I4は増加し、リアクト
ル２にエネルギーが蓄積される。この電流の瞬時値が破
線で示す電流基準値を越えると、スイッチ４はオフされ
る。このときリアクトル２のエネルギー蓄積作用によ
り、交流電源電流ILはリアクトル２−ダイオードD1−イ
ンバータ５−ダイオードD4−交流電源１の経路でインバ
ータ５側へ流れ、絶縁変圧器６及び第２のダイオード整
流器７を介してコンデンサ８を充電するとともに該コン
デンサ８に接続される負荷（図示していない）へ電力を
供給する。このようにリアクトル２のエネルギーが放出
されるために各電流IL,IP,IN及びインバータ５に流れる
入力電流I5は減少する。直流出力電流IP,INの瞬時値が
電流基準値よりも低下すると再度、スイッチ４をオンさ
せるように制御し、このようなスイッチ４のオン，オフ
動作を繰返す。交流電源１の電圧極性が反転すると第１
のダイオード整流器３のダイオードD2,D3を介して同様
に電流制御される。
次にインバータ５の動作について第７図を参照して説明
する。まず、スイッチ４がオンの期間t1〜t2ではインバ
ータ５の直流電圧Vdは零になる。続いて時刻t2〜t3の期
間にスイッチ４がオフになるとインバータ５のスイッチ
S1,S4をオンするとともにインバータ５の出力電流IIは
図示の極性の波形になる。再度時刻t3〜t4の期間、スイ
ッチ４がオンになるとインバータ５の出力電流IIは零に
なる。続いて時刻t4〜t5の期間にスイッチ４がオフにな
ると、今度はインバータ５のスイッチS2,S3をオンする
ことによりインバータ５の出力電流IIは時刻t2〜t3の期
間の波形に対して逆極性の波形が得られる。このように
スイッチ４のオフ期間の度にインバータ５のスイッチ
S1,S4とS2,S3を交互にオンさせることによりインバータ
５の出力には交流出力電流IIが得られる。第２のダイオ
ード整流器７によってインバータ５の出力電流IIは整流
されて、第２のダイオード整流器７の出力電流I0は図示
のような波形となる。スイッチ４がオフ期間のインバー
タ５の直流電圧Vdは絶縁変圧器６の巻線比をｎとし、コ
ンデンサ８の端子電圧Vcを一定とすればnVcとなる。
する。まず、スイッチ４がオンの期間t1〜t2ではインバ
ータ５の直流電圧Vdは零になる。続いて時刻t2〜t3の期
間にスイッチ４がオフになるとインバータ５のスイッチ
S1,S4をオンするとともにインバータ５の出力電流IIは
図示の極性の波形になる。再度時刻t3〜t4の期間、スイ
ッチ４がオンになるとインバータ５の出力電流IIは零に
なる。続いて時刻t4〜t5の期間にスイッチ４がオフにな
ると、今度はインバータ５のスイッチS2,S3をオンする
ことによりインバータ５の出力電流IIは時刻t2〜t3の期
間の波形に対して逆極性の波形が得られる。このように
スイッチ４のオフ期間の度にインバータ５のスイッチ
S1,S4とS2,S3を交互にオンさせることによりインバータ
５の出力には交流出力電流IIが得られる。第２のダイオ
ード整流器７によってインバータ５の出力電流IIは整流
されて、第２のダイオード整流器７の出力電流I0は図示
のような波形となる。スイッチ４がオフ期間のインバー
タ５の直流電圧Vdは絶縁変圧器６の巻線比をｎとし、コ
ンデンサ８の端子電圧Vcを一定とすればnVcとなる。
上記スイッチ４及びインバータ５の動作をもとに交流電
源電流ILのリップルをリアクトル３のインダクタンスを
Ｌとして求めると次のようになる。
源電流ILのリップルをリアクトル３のインダクタンスを
Ｌとして求めると次のようになる。
従ってPWM制御回路（図示していない）によってスイッ
チ４、インバータ５のスイッチング時間間隔を制御する
ことにより、電流基準値に追従して瞬時電流制御が行え
る。
チ４、インバータ５のスイッチング時間間隔を制御する
ことにより、電流基準値に追従して瞬時電流制御が行え
る。
従来の電力変換装置は以上のように構成されているの
で、第１のダイオード整流器を介して昇圧チョッパ動作
を行う各アーム素子の通流期間は180゜であり、交流電
流を正弦波状に制御することになる。しかしこれを３相
交流電源に適用する場合には単に前記第２のダイオード
整流器を３相ブリッジ構成にしただけでは各アームの通
流期間が120゜となり、交流電流を正弦波状に制御でき
ず、５次,7次等の低次数の高調波成分が多く含まれるこ
とになり、この高調波を除去するためのフイルタが必要
で、また、電力変換装置を３組設けて３相の電力変換器
を構成することも可能であるが、スイッチング素子数が
多いため、装置の価格が高くなるなどの問題点があっ
た。
で、第１のダイオード整流器を介して昇圧チョッパ動作
を行う各アーム素子の通流期間は180゜であり、交流電
流を正弦波状に制御することになる。しかしこれを３相
交流電源に適用する場合には単に前記第２のダイオード
整流器を３相ブリッジ構成にしただけでは各アームの通
流期間が120゜となり、交流電流を正弦波状に制御でき
ず、５次,7次等の低次数の高調波成分が多く含まれるこ
とになり、この高調波を除去するためのフイルタが必要
で、また、電力変換装置を３組設けて３相の電力変換器
を構成することも可能であるが、スイッチング素子数が
多いため、装置の価格が高くなるなどの問題点があっ
た。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、交流電流を正弦波状に制御できるとともに電
源の力率を略１に制御することのできる３相交流の電力
変換装置を得ることを目的とする。
たもので、交流電流を正弦波状に制御できるとともに電
源の力率を略１に制御することのできる３相交流の電力
変換装置を得ることを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、３相ブリッジ接続の第
１のダイオード整流器の直流出力側に２段カスケード接
続された単相ブリッジ構成のインバータを並列接続する
とともに前記両インバータの接続中間点と３相交流電源
間に両方向通電型の３相交流スイッチを設け、かつ前記
インバータの各出力側に絶縁変圧器を設け該絶縁変圧器
の出力側に第２のダイオード整流器を設けて入力側の３
相交流電源と絶縁された直流電力が得られるように構成
したものである。
１のダイオード整流器の直流出力側に２段カスケード接
続された単相ブリッジ構成のインバータを並列接続する
とともに前記両インバータの接続中間点と３相交流電源
間に両方向通電型の３相交流スイッチを設け、かつ前記
インバータの各出力側に絶縁変圧器を設け該絶縁変圧器
の出力側に第２のダイオード整流器を設けて入力側の３
相交流電源と絶縁された直流電力が得られるように構成
したものである。
この発明における電力変換装置は、３相交流電源の正及
び負の出力電圧を第１のダイオード整流器を介して３相
半波整流波形状の整流を行い、前記第１のダイオード整
流器のＰ側及びＮ側の出力電流を夫々正群、負群別の両
インバータによって波形制御する。そして前記第１のダ
イオード整流器のＰ側及びＮ側の直流電流差分を３相交
流スイッチを介して交流電源へ流すように制御する。ま
た前記Ｐ側及びＮ側のインバータは周期的に直流短絡モ
ードを設けて制御される。
び負の出力電圧を第１のダイオード整流器を介して３相
半波整流波形状の整流を行い、前記第１のダイオード整
流器のＰ側及びＮ側の出力電流を夫々正群、負群別の両
インバータによって波形制御する。そして前記第１のダ
イオード整流器のＰ側及びＮ側の直流電流差分を３相交
流スイッチを介して交流電源へ流すように制御する。ま
た前記Ｐ側及びＮ側のインバータは周期的に直流短絡モ
ードを設けて制御される。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図
中、第５図と同一の部分は同一の符号をもって図示した
第１図において、10は３相ブリッジに接続された第１の
ダイオード整流器であって、その交流端は３相交流電源
eu,ev,ewに接続されている。2P,2Nは前記第１のダイオ
ード整流器10の正側出力端Ｐ及び負側出力端Ｎに各々接
続されたリアクトル、5P,5Nは前記リアクトル2P,2Nの両
端間に直列接続されたインバータ、20は３相交流スイッ
チであって、前記インバータ5P,5Nの中間接続点と前記
３相交流電源eu,ev,ew間に接続される。6P,6Nは絶縁変
圧器であって、前記インバータ5P,5Nの出力端に接続さ
れる。7P,7Nは第２のダイオード整流器であって、前記
絶縁変圧器6P,6Nの２次側に接続され、直流出力端は同
極性共通に並列接続される。８はコンデンサであってこ
の第２のダイオード整流器7P,7N直流出力端に並列に接
続される。
中、第５図と同一の部分は同一の符号をもって図示した
第１図において、10は３相ブリッジに接続された第１の
ダイオード整流器であって、その交流端は３相交流電源
eu,ev,ewに接続されている。2P,2Nは前記第１のダイオ
ード整流器10の正側出力端Ｐ及び負側出力端Ｎに各々接
続されたリアクトル、5P,5Nは前記リアクトル2P,2Nの両
端間に直列接続されたインバータ、20は３相交流スイッ
チであって、前記インバータ5P,5Nの中間接続点と前記
３相交流電源eu,ev,ew間に接続される。6P,6Nは絶縁変
圧器であって、前記インバータ5P,5Nの出力端に接続さ
れる。7P,7Nは第２のダイオード整流器であって、前記
絶縁変圧器6P,6Nの２次側に接続され、直流出力端は同
極性共通に並列接続される。８はコンデンサであってこ
の第２のダイオード整流器7P,7N直流出力端に並列に接
続される。
次に第２図に示す動作波形を参照して動作について説明
する。まず、eu0,ev0,ew0は３相交流電源eu,ev,ewの相
電圧波形を示す。IPはリアクトル2Pの電流波形を示し、
リアクトル2Pと正群のインバータ5Pによって、３相交流
電源eu,ev,ewの正極性の３相半波整流の電圧波形と相似
な電流波形に制御される。INはリアクトル2Nの電流波形
を示し、リアクトル2Nと負群のインバータ5Nによって３
相交流電源eu,ev,ewの負極性の３相半波整流の電圧波形
と相似な電流波形に制御される。ここでリアクトル2P及
び2Nの電流波形IP及びINには実際上、各々正群及び負群
のインバータ5P,5Nのスイッチング周波数成分の電流リ
ップル成分が重畳されているが、簡単のため、第２図で
は省略して示している。I0は３相交流スイッチ20の電流
波形を示し、I0＝IP−INとなる。ここでリアクトル2P及
び2Nの電流波形IP,INは互いに180゜位相差の電源周波数
facの３倍の周波数のリップル成分を有し、大きさは同
一であるため、前記I0は3facの交流波形になる。前記
IP,INのリップル分を無視したときのピーク値を とすれば、３相交流スイッチ20の電流波形I0のピークは となる。ISu、ISv、ISwは３相交流スイッチ20のアーム
素子Su、Sv、Swの電流であり、Ioの電流を60゜毎にアー
ム素子Su、Sw、Svの相順で導通させており、Io＝ISu＋I
Sv＋ISwになる。Iu、Iv、Iwは交流電源の電流波形を示
す。IDu、IDv、IDw、IDx、IDy、IDzはダイオード整流器
10のアーム素子Du、Dv、Dw、Dx、Dy、Dzの電流であり、 Iu＝IDu−IDx−ISu Iv＝IDv−IDy−ISv Iw＝IDw−IDz−ISw になる。Iuはｕ相電流であり、時刻t1〜t2の期間は３相
交流スイッチ20のアーム素子Suをオンすることにより電
流I0を流し、時刻t2〜t4の期間は第１のダイオード整流
器10のアーム素子Duによって電流IPを流し、時刻t4〜t5
の期間は再び３相交流スイッチ20のアーム素子Suをオン
して電流I0を流し、時刻t5〜t7の期間は第１のダイオー
ド整流器10のアーム素子Dxによって電流波形INを流し正
弦波状の交流電流波形を得る。
する。まず、eu0,ev0,ew0は３相交流電源eu,ev,ewの相
電圧波形を示す。IPはリアクトル2Pの電流波形を示し、
リアクトル2Pと正群のインバータ5Pによって、３相交流
電源eu,ev,ewの正極性の３相半波整流の電圧波形と相似
な電流波形に制御される。INはリアクトル2Nの電流波形
を示し、リアクトル2Nと負群のインバータ5Nによって３
相交流電源eu,ev,ewの負極性の３相半波整流の電圧波形
と相似な電流波形に制御される。ここでリアクトル2P及
び2Nの電流波形IP及びINには実際上、各々正群及び負群
のインバータ5P,5Nのスイッチング周波数成分の電流リ
ップル成分が重畳されているが、簡単のため、第２図で
は省略して示している。I0は３相交流スイッチ20の電流
波形を示し、I0＝IP−INとなる。ここでリアクトル2P及
び2Nの電流波形IP,INは互いに180゜位相差の電源周波数
facの３倍の周波数のリップル成分を有し、大きさは同
一であるため、前記I0は3facの交流波形になる。前記
IP,INのリップル分を無視したときのピーク値を とすれば、３相交流スイッチ20の電流波形I0のピークは となる。ISu、ISv、ISwは３相交流スイッチ20のアーム
素子Su、Sv、Swの電流であり、Ioの電流を60゜毎にアー
ム素子Su、Sw、Svの相順で導通させており、Io＝ISu＋I
Sv＋ISwになる。Iu、Iv、Iwは交流電源の電流波形を示
す。IDu、IDv、IDw、IDx、IDy、IDzはダイオード整流器
10のアーム素子Du、Dv、Dw、Dx、Dy、Dzの電流であり、 Iu＝IDu−IDx−ISu Iv＝IDv−IDy−ISv Iw＝IDw−IDz−ISw になる。Iuはｕ相電流であり、時刻t1〜t2の期間は３相
交流スイッチ20のアーム素子Suをオンすることにより電
流I0を流し、時刻t2〜t4の期間は第１のダイオード整流
器10のアーム素子Duによって電流IPを流し、時刻t4〜t5
の期間は再び３相交流スイッチ20のアーム素子Suをオン
して電流I0を流し、時刻t5〜t7の期間は第１のダイオー
ド整流器10のアーム素子Dxによって電流波形INを流し正
弦波状の交流電流波形を得る。
ここで３相交流スイッチ20がない場合には第１のダイオ
ード整流器10によってのみしか交流電流Iuを流すことが
できないため、正弦波電流は得られないことが分る。Ｖ
相の交流電流Ivはｕ相の交流電流Iuに対して120゜の位
相遅れの波形であり、同様にして第１のダイオード整流
器10のアーム素子Dv及びDyと３相交流スイッチ20のアー
ム素子Suによって正弦波状の波形が得られる。ｗ相の交
流電流Iwはｕ相の交流電流Iuに対して240゜の位相遅れ
の波形であり、同様にして第１のダイオード整流器10の
アーム素子Dw及びDzと３相交流スイッチ20のアーム素子
Swによって正弦波状の波形が得られる。なお、第１のダ
イオード整流器10の各アーム素子Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dzの
転流は通常のダイオード整流器の動作と同様に行なわれ
るが、３相交流スイッチ20の各アーム素子Su,Sv,Swの転
流は強制的に行なわれなければならない。例えば、時刻
t5においてスイッチSuからスイッチSwへの転流を考える
と、この時刻ではev0＝ew0であるため電源転流は行えな
い。他の転流タイミングでも同様であり、各相電圧のク
ロス点で転流しなければならないため、電源転流は行え
ない。時刻t1〜t7は交流電源の１周期を６等分したもの
に相当し、各交流スイッチSu,Sv,Swは60゜間づつ導通さ
れる。第１のダイオード整流器10の各アーム素子Du,Dv,
Dw,Dx,Dy,Dzは通常のダイオード整流器と同様に120゜づ
つ導通するため、この第１のダイオード整流器10のアー
ム素子の導通の休止期間中は各交流スイッチSu,Sv,Swに
よって交流電流を流せばよい。
ード整流器10によってのみしか交流電流Iuを流すことが
できないため、正弦波電流は得られないことが分る。Ｖ
相の交流電流Ivはｕ相の交流電流Iuに対して120゜の位
相遅れの波形であり、同様にして第１のダイオード整流
器10のアーム素子Dv及びDyと３相交流スイッチ20のアー
ム素子Suによって正弦波状の波形が得られる。ｗ相の交
流電流Iwはｕ相の交流電流Iuに対して240゜の位相遅れ
の波形であり、同様にして第１のダイオード整流器10の
アーム素子Dw及びDzと３相交流スイッチ20のアーム素子
Swによって正弦波状の波形が得られる。なお、第１のダ
イオード整流器10の各アーム素子Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dzの
転流は通常のダイオード整流器の動作と同様に行なわれ
るが、３相交流スイッチ20の各アーム素子Su,Sv,Swの転
流は強制的に行なわれなければならない。例えば、時刻
t5においてスイッチSuからスイッチSwへの転流を考える
と、この時刻ではev0＝ew0であるため電源転流は行えな
い。他の転流タイミングでも同様であり、各相電圧のク
ロス点で転流しなければならないため、電源転流は行え
ない。時刻t1〜t7は交流電源の１周期を６等分したもの
に相当し、各交流スイッチSu,Sv,Swは60゜間づつ導通さ
れる。第１のダイオード整流器10の各アーム素子Du,Dv,
Dw,Dx,Dy,Dzは通常のダイオード整流器と同様に120゜づ
つ導通するため、この第１のダイオード整流器10のアー
ム素子の導通の休止期間中は各交流スイッチSu,Sv,Swに
よって交流電流を流せばよい。
次にインバータ5P,5Nの動作について、第３図の動作波
形を参照して説明する。インバータ5Pと5Nは単相ブリッ
ジに構成されており、同様な動作を行う。第３図は従来
の電力変換器の動作波形を示す第７図に対応させてイン
バータ5Pのアーム素子であるスイッチSp1〜Sp4の動作を
示している。時刻t1〜t2の期間はスイッチSp1とスイッ
チSp3をオンすることにより、第１のダイオード整流器1
0のＰ側直流出力端と３相交流スイッチ20間を短絡して
直流出力電流Ipを上記（１）式に示される関係式に従い
ΔIAだけ増加させる。ここで（１）式中のVaは第１のダ
イオード整流器10のＰ側出力端と３相交流スイッチ20間
の電圧になり、例えばダイオードDuと交流スイッチSvが
導通している時には交流電源のUV相間の電圧になる。次
に時刻t2〜t3の期間はスイッチSp3をオフする代りにス
イッチSp4をオンすることにより図示の極性のインバー
タ5Pの出力電流IIPが得られ、直流出力電流Ipは上記
（２）式に示される関係式に従い、ΔIBだけ減少する。
続いてスイッチSp1をオフする代りにスイッチSp2をオン
することによりスイッチSp2とスイッチSp4が同時にオン
されて直流出力電流Ipは再び増加する。次の時刻t4〜t5
の期間ではスイッチSp4をオフする代りにスイッチSp3を
おンすることにより、スイッチSp2及びスイッチSp3を通
ってインバータ5Pの出力電流IIPは流れ時刻t2〜t3の期
間のインバータ5Pの出力電流IIPの極性と逆極性にな
る。このインバータ5Pの出力電流IIPは絶縁変圧器6Pを
介して第２のダイオード整流器7Pによって整流され、前
記第２のダイオード整流器7Pの出力電流Iopは図示の如
き波形となる。このように従来の昇圧チョッパの動作を
行うスイッチ４の動作期間t1〜t2及びt3〜t4に相当する
期間では各々スイッチSp1とSp3、及びSp3とSp4を同時に
オンすることにより、従来のスイッチ４と同一の作用を
している。インバータ5Nの動作もインバータ5Pの動作と
同様であり、各スイッチSN1とSN3及びスイッチSN2とSN4
を同時にオンすることにより従来のスイッチ４と同一の
作用を行う。コンデンサ８へ流入するリップル電流は第
２のダイオード整流器7P,7Nの各出力電流IOP,IONのリッ
プル成分の和の電流となるため、このリップル成分を低
減するためにはインバータ5P,5Nのスイッチングのタイ
ミングをずらせて運転する（例えば互いに180゜の位相
差をもたせる）ことが好まして。
形を参照して説明する。インバータ5Pと5Nは単相ブリッ
ジに構成されており、同様な動作を行う。第３図は従来
の電力変換器の動作波形を示す第７図に対応させてイン
バータ5Pのアーム素子であるスイッチSp1〜Sp4の動作を
示している。時刻t1〜t2の期間はスイッチSp1とスイッ
チSp3をオンすることにより、第１のダイオード整流器1
0のＰ側直流出力端と３相交流スイッチ20間を短絡して
直流出力電流Ipを上記（１）式に示される関係式に従い
ΔIAだけ増加させる。ここで（１）式中のVaは第１のダ
イオード整流器10のＰ側出力端と３相交流スイッチ20間
の電圧になり、例えばダイオードDuと交流スイッチSvが
導通している時には交流電源のUV相間の電圧になる。次
に時刻t2〜t3の期間はスイッチSp3をオフする代りにス
イッチSp4をオンすることにより図示の極性のインバー
タ5Pの出力電流IIPが得られ、直流出力電流Ipは上記
（２）式に示される関係式に従い、ΔIBだけ減少する。
続いてスイッチSp1をオフする代りにスイッチSp2をオン
することによりスイッチSp2とスイッチSp4が同時にオン
されて直流出力電流Ipは再び増加する。次の時刻t4〜t5
の期間ではスイッチSp4をオフする代りにスイッチSp3を
おンすることにより、スイッチSp2及びスイッチSp3を通
ってインバータ5Pの出力電流IIPは流れ時刻t2〜t3の期
間のインバータ5Pの出力電流IIPの極性と逆極性にな
る。このインバータ5Pの出力電流IIPは絶縁変圧器6Pを
介して第２のダイオード整流器7Pによって整流され、前
記第２のダイオード整流器7Pの出力電流Iopは図示の如
き波形となる。このように従来の昇圧チョッパの動作を
行うスイッチ４の動作期間t1〜t2及びt3〜t4に相当する
期間では各々スイッチSp1とSp3、及びSp3とSp4を同時に
オンすることにより、従来のスイッチ４と同一の作用を
している。インバータ5Nの動作もインバータ5Pの動作と
同様であり、各スイッチSN1とSN3及びスイッチSN2とSN4
を同時にオンすることにより従来のスイッチ４と同一の
作用を行う。コンデンサ８へ流入するリップル電流は第
２のダイオード整流器7P,7Nの各出力電流IOP,IONのリッ
プル成分の和の電流となるため、このリップル成分を低
減するためにはインバータ5P,5Nのスイッチングのタイ
ミングをずらせて運転する（例えば互いに180゜の位相
差をもたせる）ことが好まして。
なお、上記実施例としてインバータ5P,5Nのアーム素子
としてトランジスタを用いたものを示したがこのトラン
ジスタに逆並列にダイオードを接続して構成し、スイッ
チング時に逆電圧が印加されるのを防止するように構成
しても上記実施例と同様の効果を奏する。またトランジ
スタの代りにその他の自己消弧形半導体素子（例えば、
GTO,SIT,SITH,MOSFETなど）を用いても上記実施例と同
様の効果を奏する。
としてトランジスタを用いたものを示したがこのトラン
ジスタに逆並列にダイオードを接続して構成し、スイッ
チング時に逆電圧が印加されるのを防止するように構成
しても上記実施例と同様の効果を奏する。またトランジ
スタの代りにその他の自己消弧形半導体素子（例えば、
GTO,SIT,SITH,MOSFETなど）を用いても上記実施例と同
様の効果を奏する。
第４図（ａ），（ｂ）に３相交流スイッチ20のスイッチ
手段としてゲートターンオフサイリスタGTOを適用した
場合の回路例を示した。このスイッチ手段としてはトラ
ンジスタ、MOSFETなどの自己消弧形半導体素子であって
もよく、両方向に通電可能にする必要がある。第４図
（ａ）はアーム素子Su,Sv,Swとしてゲートターンオフサ
イリスタを逆並列接続した例である。また第４図（ｂ）
は単相ダイオードブリッジの直流端間にゲートターンオ
フサイリスタを１個を接続した例で、上記実施例と同様
の効果を奏する。なお、前記３相交流スイッチ20のスイ
ッチ手段の動作責務としてはインバータ5P,5Nに比べて
低電流で低周波動作のものでもよい。
手段としてゲートターンオフサイリスタGTOを適用した
場合の回路例を示した。このスイッチ手段としてはトラ
ンジスタ、MOSFETなどの自己消弧形半導体素子であって
もよく、両方向に通電可能にする必要がある。第４図
（ａ）はアーム素子Su,Sv,Swとしてゲートターンオフサ
イリスタを逆並列接続した例である。また第４図（ｂ）
は単相ダイオードブリッジの直流端間にゲートターンオ
フサイリスタを１個を接続した例で、上記実施例と同様
の効果を奏する。なお、前記３相交流スイッチ20のスイ
ッチ手段の動作責務としてはインバータ5P,5Nに比べて
低電流で低周波動作のものでもよい。
また、第２のダイオード整流器7P,7Nの構成として単相
全波ブリッジで構成したものを示したが、単相センタタ
ップ接続構成のものであってもよい。
全波ブリッジで構成したものを示したが、単相センタタ
ップ接続構成のものであってもよい。
また、上記実施例では３相交流電源の交流電力を絶縁さ
れた直流電力に変換する例について説明し、電力変換装
置の負荷の説明は省略したが、コンデンサ８の出力側に
直流負荷やバッテリなどを設けてあってもよく、またイ
ンバータを設けて該インバータ直流電力を交流電力に変
換するようにしてもよい。この場合にはコンデンサ８の
電圧を一定になるように交流入力電流の値を電力変換装
置のインバータ5P,5NでPWM制御するようにしてもよい。
れた直流電力に変換する例について説明し、電力変換装
置の負荷の説明は省略したが、コンデンサ８の出力側に
直流負荷やバッテリなどを設けてあってもよく、またイ
ンバータを設けて該インバータ直流電力を交流電力に変
換するようにしてもよい。この場合にはコンデンサ８の
電圧を一定になるように交流入力電流の値を電力変換装
置のインバータ5P,5NでPWM制御するようにしてもよい。
また、交流電源側に正群及び負群のインバータ5P,5Nの
スイッチング周波数に依存する交流電流の高調波成分を
抑制するためのフイルタが設けられてあってもよい。
スイッチング周波数に依存する交流電流の高調波成分を
抑制するためのフイルタが設けられてあってもよい。
以上のように、この発明によれば、３相ブリッジ構成の
第１のダイオード整流器の直流出力側に２段カスケード
接続された単相ブリッジ構成のインバータを並列接続す
るとともにこの両インバータの中間点と３相交流電源端
間に３相交流スイッチを設け、かつ、前記インバータの
各出力側に絶縁変圧器を介して第２のダイオード整流器
を設けて主回路部を構成したので、３相交流電源の力率
を１にできるとともに高調波電流を縮減でき、また３相
交流電源から絶縁された直流電力が得られる効果があ
る。
第１のダイオード整流器の直流出力側に２段カスケード
接続された単相ブリッジ構成のインバータを並列接続す
るとともにこの両インバータの中間点と３相交流電源端
間に３相交流スイッチを設け、かつ、前記インバータの
各出力側に絶縁変圧器を介して第２のダイオード整流器
を設けて主回路部を構成したので、３相交流電源の力率
を１にできるとともに高調波電流を縮減でき、また３相
交流電源から絶縁された直流電力が得られる効果があ
る。
第１図はこの発明の一実施例による電力変換装置の回路
構成図、第２図及び第３図は第１図の動作を示す要部の
波形図、第４図は３相交流スイッチの具体例を示す回路
構成図、第５図は従来の電力変換装置を示す回路構成
図、第６図及び第７図は第５図の動作波形図である。 図において、eu,ev,ewは３相交流電源、2P,2Nはリアク
トル、10は第１のダイオード整流器、5P,5Nはインバー
タ、6P,6Nは絶縁変圧器、7P,7Nは第２のダイオード整流
器、８はコンデンサ、20は３相交流スイッチである。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。
構成図、第２図及び第３図は第１図の動作を示す要部の
波形図、第４図は３相交流スイッチの具体例を示す回路
構成図、第５図は従来の電力変換装置を示す回路構成
図、第６図及び第７図は第５図の動作波形図である。 図において、eu,ev,ewは３相交流電源、2P,2Nはリアク
トル、10は第１のダイオード整流器、5P,5Nはインバー
タ、6P,6Nは絶縁変圧器、7P,7Nは第２のダイオード整流
器、８はコンデンサ、20は３相交流スイッチである。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。
Claims (3)
- 【請求項１】３相交流電源に接続された第１のダイオー
ド整流器と、前記第１のダイオード整流器の正極及び負
極の出力端間に各々リアクトルを介して２段カスケード
接続された正群及び負群のインバータと、前記正群及び
負群のインバータの接続中間点と前記３相交流電源間に
接続された３相交流スイッチと、前記正群及び負群のイ
ンバータの出力側に絶縁変圧器を介して接続された第２
のダイオード整流器とを備えた電力変換装置。 - 【請求項２】前記３相交流電源の電圧の正及び負の３相
半波整流波形状に前記第１のダイオード整流器のＰ側及
びＮ側の出力電流を前記正群及び負群インバータにより
波形制御し、かつ前記Ｐ側及びＮ側の出力電流の差分を
前記３相交流スイッチを介して前記３相交流電源へ流す
ように制御すると共に、前記夫々のインバータは周期的
に同一インバータ内のアーム素子を交互に直流短絡する
モードを設け、スイッチング制御するようにしたことを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電力変換装置。 - 【請求項３】前記第１のダイオード整流器を３相ブリッ
ジ接続で構成し、かつ前記インバータを単相ブリッジで
構成したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62158323A JPH0787696B2 (ja) | 1987-06-25 | 1987-06-25 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62158323A JPH0787696B2 (ja) | 1987-06-25 | 1987-06-25 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS645359A JPS645359A (en) | 1989-01-10 |
| JPH0787696B2 true JPH0787696B2 (ja) | 1995-09-20 |
Family
ID=15669128
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62158323A Expired - Fee Related JPH0787696B2 (ja) | 1987-06-25 | 1987-06-25 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0787696B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0616413B1 (en) * | 1993-03-19 | 1998-01-07 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Power supply comprising at least two switching bridges |
-
1987
- 1987-06-25 JP JP62158323A patent/JPH0787696B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS645359A (en) | 1989-01-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |