JPH0785661B2 - Inverter device - Google Patents
Inverter deviceInfo
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- JPH0785661B2 JPH0785661B2 JP60085019A JP8501985A JPH0785661B2 JP H0785661 B2 JPH0785661 B2 JP H0785661B2 JP 60085019 A JP60085019 A JP 60085019A JP 8501985 A JP8501985 A JP 8501985A JP H0785661 B2 JPH0785661 B2 JP H0785661B2
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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Description
【発明の詳細な説明】 〔従来技術〕 この発明は、放電灯の点灯装置などに用いられる１石式
の電圧共振型のインバータ装置に関するものである。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a one-stone voltage resonance type inverter device used in a discharge lamp lighting device or the like.
第７図は、従来例の１石式の電圧共振型インバータ装置
の構成を示す回路図である。直流電源Ｅに発振トランス
Ｔの１次巻線N1と共振コンデンサＣの並列回路と半導体
スイッチ素子であるトランジスタＱとが直列に接続され
ている。トランジスタＱには、ダンパ用ダイオードＤが
逆方向に接続されている。この従来例では、負荷として
発振トランスＴの２枚巻線N2に放電灯FLとチョークコイ
ルＬが接続されている。トランジスタＱがオン／オフ駆
動されることによって、放電灯FLが高周波点灯される。FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional single-stone voltage resonance type inverter device. A direct current source E is connected in series with a parallel circuit of a primary winding N 1 of an oscillating transformer T and a resonance capacitor C, and a transistor Q which is a semiconductor switch element. A damper diode D is connected to the transistor Q in the reverse direction. In this conventional example, the discharge lamp FL and the choke coil L are connected to the two windings N 2 of the oscillation transformer T as a load. By driving the transistor Q on / off, the discharge lamp FL is lit at high frequency.
第８図は、この従来例の動作を説明するための波形図で
ある。第８図（ａ）はトランジスタＱのベースに印加さ
れる電圧V1を示し、第８図（ｂ）はトランジスタＱのコ
レクタ電流I1およびダイオードＤに流れる電流IDを示
し、第８図（ｃ）はトランジスタＱとコンデンサＣの接
続点ａにおける電圧V2を示し、第８図（ｄ）は接続点ａ
からコンデンサＣに流れる電流ICを示す。FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the operation of this conventional example. 8 (a) shows the voltage V 1 applied to the base of the transistor Q, FIG. 8 (b) shows the collector current I 1 of the transistor Q and the current I D flowing in the diode D, and FIG. c) shows the voltage V 2 at the connection point a between the transistor Q and the capacitor C, and FIG. 8 (d) shows the connection point a
Shows the current I C flowing from the capacitor to the capacitor C.
時刻t0で電圧V1がハイレベルとなりトランジスタＱがオ
ンになると、発振トランスＴの１次巻線N1に電源電圧が
印加され、トランジスタＱのコレクタ電流I1が直線的に
増加する。時刻t1では電圧V1がローレベルとなりトラン
ジスタＱがオフになるが、発振トランスＴの１次巻線N1
に電流が流れ続けるため、コンデンサＣが充電され電流
ICが流れる。時刻t2でコンデンサＣの充電が終了し、電
圧V2が最大となると、ここからは第８図（ｄ）に示すよ
うに先程とは逆方向に電流ICが流れる。時刻t3になると
電圧V2が負になろうとするため、ダンパ用ダイオードＤ
がオンし、第８図（ｂ）に示すように電流IDが流れる。
時刻t4で再びトランジスタＱがオンとなり、同様の動作
が繰り返され、放電灯FLに高周波電力が供給される。When the voltage V 1 becomes high level and the transistor Q is turned on at time t 0 , the power supply voltage is applied to the primary winding N 1 of the oscillation transformer T, and the collector current I 1 of the transistor Q increases linearly. At time t 1 , the voltage V 1 goes low and the transistor Q turns off, but the primary winding N 1 of the oscillation transformer T
Since the current continues to flow to the capacitor C, the capacitor C is charged and the current
I C flows. When the charging of the capacitor C is completed at time t 2 and the voltage V 2 becomes maximum, a current I C flows from here onward in the opposite direction as shown in FIG. 8 (d). Since the voltage V 2 at time t 3 is to become a negatively diode damper D
Is turned on, and a current I D flows as shown in FIG. 8 (b).
At time t 4 , the transistor Q is turned on again, the same operation is repeated, and high-frequency power is supplied to the discharge lamp FL.
この従来例で負荷に供給する電力を減少するためにはト
ランジスタＱのベースに印加する駆動パルスのデューテ
ィ比を小さくすることが考えられる。つまり、第９図に
示すように１周期におけるオン期間を短くする。デュー
ティ比を小さくすると、第９図（ｃ）に示すように、ト
ランジスタＱのオフ期間である時刻taにおいて、発振ト
ランスＴの１次巻線N1と共振コンデンサＣによる共振で
電圧V2が上昇し始める。時刻T4において、電圧V2が上昇
した状態でトランジスタＱがオンとなると、第９図
（ｄ）に示すようにコンデンサＣを電源電圧まで急速に
充電しようとする電流ICが流れる。そうすると第９図
（ｂ）に示すようにトランジスタＱに突入電流ｉが流れ
込む。In order to reduce the power supplied to the load in this conventional example, it is conceivable to reduce the duty ratio of the drive pulse applied to the base of the transistor Q. That is, as shown in FIG. 9, the ON period in one cycle is shortened. The smaller the duty ratio, as shown in FIG. 9 (c), at time t a is the off period of the transistor Q, the voltage V 2 in the primary winding N 1 and the resonance by the resonant capacitor C of the oscillation transformer T Begins to rise. At time T 4 , when the transistor Q is turned on with the voltage V 2 rising, a current I C for rapidly charging the capacitor C to the power supply voltage flows as shown in FIG. 9 (d). Then, an inrush current i flows into the transistor Q as shown in FIG. 9 (b).
このように負荷に供給する電力を調整するためにトラン
ジスタＱのベースに印加する駆動パルスのデューティ比
を変化させるとトランジスタＱへの突入電流が発生し、
トランジスタＱの破壊などを招いたり、出力効率が低下
したりする。そこで従来ではデューティ比の変化に伴っ
てトランジスタＱの駆動周波数を変化し、突入電流が発
生しないように対処している。しかし、その駆動周波数
が変化すると、他の装置に悪影響を与えることになる。
たとえばラジオ受信機の受信妨害を引き起したり、赤外
線による遠隔操作に障害を招く原因となる。In this way, when the duty ratio of the drive pulse applied to the base of the transistor Q is changed to adjust the power supplied to the load, a rush current to the transistor Q occurs,
The transistor Q may be destroyed or the output efficiency may be reduced. Therefore, conventionally, the drive frequency of the transistor Q is changed in accordance with the change of the duty ratio to prevent the inrush current from occurring. However, if the driving frequency changes, other devices will be adversely affected.
For example, it may cause interference with the reception of the radio receiver or cause a failure in infrared remote control.
この発明の目的は、上述の問題を解決し、突入電流によ
る半導体トランジスタの破壊および出力効率の低下のな
いインバータ装置を提供することである。An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems and to provide an inverter device in which a semiconductor transistor is not destroyed by an inrush current and output efficiency is not reduced.
この発明のインバータ装置は、中間部が直流電源の正極
に接続され一方をエネルギ蓄積用巻線とし他方をエネル
ギ放出用巻線とする単巻トランスと、この単巻トランス
の両端間に接続された負荷と、この負荷に直列接続され
てアノードが前記エネルギ蓄積用巻線側となった第１の
ダイオードと、この第１ダイオードのカソードと前記単
巻トランスの中間部との間に接続した共振コンデンサ
と、前記エネルギ蓄積用巻線と前記直流電源の負極との
間に接続した半導体スイッチ素子と、この半導体スイッ
チ素子をオン／オフ駆動する駆動回路とを備えたもので
ある。The inverter device of the present invention is connected between a single-winding transformer having an intermediate portion connected to a positive electrode of a DC power supply, one of which is an energy storage winding and the other of which is an energy discharging winding, and the both ends of the single-winding transformer. A load, a first diode connected in series to the load and having an anode on the side of the energy storage winding, and a resonance capacitor connected between the cathode of the first diode and an intermediate portion of the autotransformer. A semiconductor switch element connected between the energy storage winding and the negative electrode of the DC power supply; and a drive circuit for driving the semiconductor switch element on / off.
この発明の構成によれば、つぎの作用がある。共振条件
のくずれによって発生する突入電流が共振コンデンサか
ら半導体スイッチ素子へ直接流れないように第１ダイオ
ードで阻止され、共振コンデンサから負荷および単巻ト
ランスを介して半導体スイッチ素子へ流れる。したがっ
て突入電流が負荷で消費されるとともに単巻トランスで
抑制されるので、突入電流が低減され、突入電流による
半導体スイッチ素子の破壊が生じなくなる。また突入電
流が負荷に供給されることによって、その出力効率の低
下が防がれる。According to the configuration of the present invention, there are the following effects. The inrush current generated due to the collapse of the resonance condition is blocked by the first diode so as not to directly flow from the resonance capacitor to the semiconductor switch element, and flows from the resonance capacitor to the semiconductor switch element via the load and the autotransformer. Therefore, the inrush current is consumed by the load and is suppressed by the single-turn transformer, so that the inrush current is reduced and the semiconductor switch element is not destroyed by the inrush current. Further, the inrush current is supplied to the load, so that the reduction of the output efficiency can be prevented.
実施例 第１図は、この発明の一実施例の構成を示す回路図であ
る。直流電源Ｅの正極に単巻トランスTRの中間部を接続
し、単巻トランスTRの一方をエネルギ蓄積用巻線N1と
し、その他方をエネルギ放出用巻線N2とする。エネルギ
蓄積用巻線N1には、その蓄積エネルギが充電されるよう
に、単巻トランスTRの一端部側にアノードが接続された
第１ダイオードD1と、単巻トランスTRの中間部側に接続
された共振コンデンサC1の直列回路が並列に接続されて
いる。エネルギ放出用巻線N2には、前記共振コンデンサ
C1と単巻トランスTRの他端側に接続された負荷Ｚの直列
回路が並列に接続されている。また単巻トランスTRの一
端側と直流電源Ｅの負極との間には、半導体スイッチ素
子であるトランジスタQ1と、逆方向に接続されたダンパ
用ダイオードの並列回路が接続されている。トランジス
タQ1は、直流電源Ｅに抵抗R1を介して接続された駆動回
路Ａから出力される駆動パルスが、そのベースに与えら
れてオン／オフ駆動される。Embodiment FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention. The intermediate portion of the single-winding transformer TR is connected to the positive electrode of the DC power source E, one of the single-winding transformer TR is used as the energy storage winding N 1 , and the other is used as the energy discharging winding N 2 . The energy storage winding N 1 has a first diode D 1 whose anode is connected to one end of the single-winding transformer TR and an intermediate portion of the single-winding transformer TR so that the stored energy is charged. A series circuit of connected resonant capacitors C 1 is connected in parallel. The resonance capacitor is connected to the energy discharge winding N 2.
A series circuit of C 1 and a load Z connected to the other end of the autotransformer TR is connected in parallel. Further, between the one end of the autotransformer TR and the negative electrode of the DC power source E, a parallel circuit of a transistor Q 1 which is a semiconductor switching element and a damper diode connected in the reverse direction is connected. The drive pulse output from the drive circuit A connected to the DC power supply E via the resistor R 1 is applied to the base of the transistor Q 1 to be turned on / off.
次に第２図の波形図を参照して、この実施例の動作を説
明する。第２図（ａ）は駆動回路Ａから出力される電圧
V1を示し、第２図（ｂ）はトランジスタQ1のコレクタ電
流I1およびダンパ用ダイオードD2に流れる電流IDを示
し、第２図（ｃ）はトランジスタQ1のコレクタ・エミッ
タ間の電圧V2を示す。さらに第２図（ｄ）は第１ダイオ
ードD1側から共振コンデンサC1に流れる電流I2を示し、
第２図（ｅ）は第１ダイオードD1に流れる電流I3を示
し、第２図（ｆ）はエネルギ蓄積用巻線N1に流れる電流
I4を示し、第２図（ｇ）は負荷電流IRを示す。Next, the operation of this embodiment will be described with reference to the waveform chart of FIG. FIG. 2A shows the voltage output from the drive circuit A.
V 1 is shown, FIG. 2 (b) shows the collector current I 1 of the transistor Q 1 and the current I D flowing through the damper diode D 2, and FIG. 2 (c) is between the collector and emitter of the transistor Q 1 . Indicates the voltage V 2 . Further, FIG. 2 (d) shows a current I 2 flowing from the first diode D 1 side to the resonant capacitor C 1 ,
2 (e) shows the current I 3 flowing through the first diode D 1, and FIG. 2 (f) shows the current flowing through the energy storage winding N 1.
I 4 is shown, and FIG. 2 (g) shows the load current I R.
時刻t0で電圧V1がハイレベルになると、トランジスタQ1
がオンする。トランジスタQ1がオンするとエネルギ蓄積
用巻線N1に電流I4が流れエネルギが蓄えられている。そ
の間トランジスタQ1のコレクタ電流I1は直接的に増加す
る時刻t1で電圧V1が零になるとトランジスタQ1がオフと
なる。そうするとエネルギ蓄積用巻線N1で蓄積されたエ
ネルギが放出され、第１ダイオードD1を介して共振コン
デンサC1が充電される。時刻t2になると共振コンデンサ
C1の充電電圧が最高となり、ここから共振コンデンサC1
から負荷Ｚ、エネルギ放出用巻線N2の閉回路で放電が始
まる。時刻t3では電圧V2が負の方向に向うためダンパ用
ダイオードD2がオンし電流IDが流れる。時刻t4で再びト
ランジスタQ1がオンするとまた同様の動作が繰り返さ
れ、第２図（ｇ）に示すように負荷Ｚに対して交流負荷
電流IRが供給される。When the voltage V 1 goes high at time t 0 , the transistor Q 1
Turns on. When the transistor Q 1 is turned on, a current I 4 flows in the energy storage winding N 1 and energy is stored. Meanwhile the collector current I 1 of transistor Q 1 is the voltages V 1 becomes zero at time t 1 that increases directly the transistor Q 1 is turned off. Then, the energy stored in the energy storage winding N 1 is released, and the resonance capacitor C 1 is charged via the first diode D 1 . Resonance capacitor at time t 2
The charging voltage of C 1 becomes the highest, from which the resonant capacitor C 1
Then, the discharge starts in the closed circuit of the load Z and the energy emission winding N 2 . Damper diode D 2 for the voltage V 2 at time t 3 is directed in the negative direction is turned on current flows I D. When the transistor Q 1 is turned on again at time t 4 , the same operation is repeated, and the AC load current I R is supplied to the load Z as shown in FIG. 2 (g).
次に負荷Ｚに供給される電力を減少するために、トラン
ジスタQ1の駆動周波数を一定に保ち、そのデューティ比
を小さくした場合の動作について、第３図の波形図を参
照しながら説明する。第３図（ａ）〜第３図（ｇ）は第
２図（ａ）〜第２図（ｇ）にそれぞれ対応している。ト
ランジスタQ1がオフとなって時刻t1から時刻t3間で共振
コンデンサC1で充放電が行なわれ、時刻t3でダイオード
D2に電流IDが流れ始める。時刻taで電流IDが零となるが
トランジスタQ1がまだオフ状態であるため、共振作用に
よってエネルギ蓄積用巻線N1から第１ダイオードD1を介
して共振コンデンサC1に電流I2が流れる。この結果電圧
V2が上昇していく。時刻t4においてトランジスタQ1がオ
ンした状態では、共振コンデンサC1の電圧が電源電圧よ
り低いため、直流電源Ｅから共振コンデンサC1に流れる
電流によって、トランジスタQ1への突入電流が生じる。
しかしこの実施例では、その突入電流が第１ダイオード
で阻止され、負荷Ｚから単巻トランスTRを介してトラン
ジスタQ1に直流電源Ｅからの電流が流れるので、第３図
（ｂ）に示すようにトランジスタQ1への突入電流は小さ
なものとなる。時刻t5になると共振コンデンサC1の両端
電圧が零となり突入電流がなくなる。Next, the operation when the driving frequency of the transistor Q 1 is kept constant and the duty ratio thereof is made small in order to reduce the power supplied to the load Z will be described with reference to the waveform diagram of FIG. FIGS. 3 (a) to 3 (g) correspond to FIGS. 2 (a) to 2 (g), respectively. When the transistor Q 1 is turned off, the resonant capacitor C 1 is charged and discharged between time t 1 and time t 3 , and at time t 3 the diode
Current I D begins to flow in D 2 . Since Although current I D becomes zero at time t a is a transistor Q 1 is still turned off, via the first diode D 1 from the energy accumulating coil N 1 by resonance effect resonant capacitor C 1 to the current I 2 Flows. This results in voltage
V 2 rises. At time t 4 , when the transistor Q 1 is turned on, the voltage of the resonance capacitor C 1 is lower than the power supply voltage, so that the current flowing from the DC power supply E to the resonance capacitor C 1 causes an inrush current to the transistor Q 1 .
However, in this embodiment, the inrush current is blocked by the first diode, and the current from the DC power source E flows from the load Z to the transistor Q 1 through the autotransformer TR, as shown in FIG. 3 (b). At the same time, the inrush current into the transistor Q 1 is small. At time t 5 , the voltage across resonant capacitor C 1 becomes zero and the inrush current disappears.
この実施例の負荷Ｚが放電灯である場合、単巻トランス
TRのエネルギ蓄積用巻線N1とエネルギ放出用巻線N2のリ
ーケージインダクタンスによって、安定器を必要としな
い利点もある。In the case where the load Z in this embodiment is a discharge lamp, a single winding transformer
Due to the leakage inductance of the TR energy storage winding N 1 and energy release winding N 2 , there is also the advantage of not requiring a ballast.
第４図はこの発明の他の実施例の構成を示す回路図であ
る。この実施例では、共振コンデンサC1と単巻トランス
TRの他端との間にトランスT1の１次巻線n1を接続し、そ
の２次巻線n2に負荷Ｚを接続している。この実施例で
は、トランスT1の巻線比によって負荷電圧を調整するこ
とができる。FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of another embodiment of the present invention. In this example, the resonant capacitor C 1
The primary winding n 1 of the transformer T 1 is connected to the other end of TR, and the load Z is connected to the secondary winding n 2 . In this embodiment, the load voltage can be adjusted by the turns ratio of the transformer T 1 .
第５図および第６図はこの発明のさらに他の実施例とし
て、負荷Ｚに直流電力を供給することができるようにし
た構成を示す回路図である。第５図に示される実施例で
は負荷Ｚに第２ダイオードD3が並列に接続されており、
エネルギ放出用巻線N2から共振コンデンサC1に向って流
れる電流は、第２ダイオードD3を流れ負荷Ｚには供給さ
れない。また第６図に示される実施例では負荷Ｚに第３
ダイオードD4が直列に接続されており、エネルギ放出用
線N2から共振コンデンサC1に向って流れる電流は、第３
ダイオードD4によって阻止され負荷Ｚには供給されな
い。これらの実施例はスイッチングレギュレータなどに
有利に用いることができ、直流出力電力を高効率で容易
に変化することができる利点を有する。FIG. 5 and FIG. 6 are circuit diagrams showing a structure capable of supplying a DC power to the load Z as still another embodiment of the present invention. In the embodiment shown in FIG. 5, a second diode D 3 is connected in parallel to the load Z,
The current flowing from the energy discharge winding N 2 toward the resonance capacitor C 1 flows through the second diode D 3 and is not supplied to the load Z. Further, in the embodiment shown in FIG.
The diode D 4 is connected in series, and the current flowing from the energy emission line N 2 toward the resonance capacitor C 1 is the third
It is blocked by diode D 4 and is not supplied to load Z. These embodiments can be advantageously used in switching regulators and the like, and have the advantage that the DC output power can be changed easily with high efficiency.
この発明のインバータ装置によれば、突入電流が半導体
スイッチ素子に直接流れ込まず、負荷および単巻トラン
スを介して半導体スイッチ素子に流れるので、半導体ス
イッチ素子に流れ込む突入電流が減少し、半導体スイッ
チ素子の破壊が防止されるとともに、突入電流が負荷に
供給されることによって出力効率の低下を防ぐことがで
きる。より詳しく述べると、負荷に共振による連続した
電流の供給が可能であること、出力を変化しても共振崩
れによる共振コンデンサへの突入電流を制限可能である
こと、スイッチング素子の電圧がスイッチング素子オフ
時に、常にゼロから立ち上がるので、スイッチングロス
が少なく、スイッチの破壊もなく、ノイズも少なくなる
ことなどの効果がある。According to the inverter device of the present invention, the inrush current does not flow directly into the semiconductor switch element, but flows into the semiconductor switch element via the load and the autotransformer, so that the inrush current flowing into the semiconductor switch element is reduced, and The destruction can be prevented, and the output efficiency can be prevented from being lowered by supplying the inrush current to the load. More specifically, it is possible to supply a continuous current to the load due to resonance, to limit the inrush current to the resonance capacitor due to resonance collapse even if the output is changed, and to turn off the switching element voltage. Since it always starts from zero, there are effects such as less switching loss, no switch damage, and less noise.
第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、第２
図および第３図は第１図に示された一実施例の動作を説
明するための波形図、第４図〜第６図はこの発明の他の
実施例の構成を示す回路図、第７図は従来例の構成を示
す回路図、第８図および第９図は従来例の動作を説明す
るための波形図である。 C1……共振コンデンサ、D1……第１ダイオード、D3……
第３ダイオード、D4……第３ダイオード、Ｅ……直流電
流、Ｑ……トランジスタ（半導体スイッチ素子）、Ｔ…
…トランス、TR……単巻トランス、N1……エネルギ蓄積
用巻線、N2……エネルギ放出用巻線、Ｚ……負荷FIG. 1 is a circuit diagram showing the structure of an embodiment of the present invention, and FIG.
FIG. 3 and FIG. 3 are waveform charts for explaining the operation of the embodiment shown in FIG. 1, and FIGS. 4 to 6 are circuit diagrams showing the construction of another embodiment of the present invention. FIG. 8 is a circuit diagram showing the configuration of the conventional example, and FIGS. 8 and 9 are waveform charts for explaining the operation of the conventional example. C 1 …… Resonance capacitor, D 1 …… First diode, D 3 ……
Third diode, D 4 ...... third diode, E ...... direct current, Q ...... transistor (semiconductor switch element), T ...
… Transformer, TR …… Single-turn transformer, N 1 …… Energy storage winding, N 2 …… Energy discharge winding, Z… Load
Claims (3)
エネルギ蓄積用巻線とし他方をエネルギ放出用巻線とす
る単巻トランスと、この単巻トランスの両端間に接続さ
れた負荷と、この負荷に直列接続されてアノードが前記
エネルギ蓄積用巻線側となった第１のダイオードと、こ
の第１のダイオードのカソードと前記単巻トランスの中
間部との間に接続した共振コンデンサと、前記エネルギ
蓄積用巻線と前記直流電源の負極との間に接続した半導
体スイッチ素子と、この半導体スイッチ素子をオンオフ
駆動する駆動回路とを備えたインバータ装置。1. A single-winding transformer, an intermediate portion of which is connected to a positive electrode of a DC power source, one of which is an energy storage winding and the other of which is an energy discharging winding, and a load connected between both ends of the single-winding transformer. A first diode connected in series to the load and having an anode on the side of the energy storage winding, and a resonance capacitor connected between the cathode of the first diode and an intermediate portion of the autotransformer An inverter device comprising a semiconductor switch element connected between the energy storage winding and a negative electrode of the DC power supply, and a drive circuit for driving the semiconductor switch element on and off.
請求の範囲第（１）項記載のインバータ装置。2. The inverter device according to claim 1, wherein the negative electrode is coupled via a transformer.
方向に第２のダイオードを接続した特許請求の範囲第
（１）項記載のインバータ装置。3. The inverter device according to claim 1, wherein a second diode is connected in parallel with the load in a direction opposite to the first diode.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP60085019A JPH0785661B2 (en) | 1985-04-19 | 1985-04-19 | Inverter device |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP60085019A JPH0785661B2 (en) | 1985-04-19 | 1985-04-19 | Inverter device |
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| JPS61244278A JPS61244278A (en) | 1986-10-30 |
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| JP60085019A Expired - Fee Related JPH0785661B2 (en) | 1985-04-19 | 1985-04-19 | Inverter device |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60174486U (en) * | 1984-04-23 | 1985-11-19 | ソニー株式会社 | Switching power supply circuit |
-
1985
- 1985-04-19 JP JP60085019A patent/JPH0785661B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100429864C (en) * | 2006-02-10 | 2008-10-29 | 奇景光电股份有限公司 | Current exchanger |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61244278A (en) | 1986-10-30 |
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