JPH07509113A - Device for installations for the formation of digital radio links between fixed and mobile radio units - Google Patents
Device for installations for the formation of digital radio links between fixed and mobile radio unitsInfo
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。 (57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.
Description
【発明の詳細な説明】 固定無線ユニットと移動無線ユニットとの間のデジタル無線リンクの形成用設備 向は装置 従来の技術 本発明は、固定無線ユニットと移動無線ユニットとの間のデジタル無線リンクの 形成用設備向は装置に関する。[Detailed description of the invention] Equipment for the formation of digital radio links between fixed and mobile radio units The direction is the device Conventional technology The present invention provides a digital radio link between a fixed radio unit and a mobile radio unit. Forming equipment relates to equipment.
そのような無線リンクを提供する機器は、英国特許第9304901.3号明細 書に記載されている。その明細書は、たとえば広帯域のパイロット信号の同相成 分■および直交相成分Qの振幅を良好に予測するウィーナ一式フィルタ等の使用 について記載している。A device providing such a radio link is described in British Patent No. 9304901.3. It is written in the book. The specification includes, for example, the in-phase composition of a wideband pilot signal. Use of a Wiener set filter etc. that predicts well the amplitude of the minute and quadrature component Q It describes about.
パイロット信号を用いる広帯域のバイナリフェイズシフトキーイング(B P S K)無線受信機に用いられるウィーナ一式フィルタの公知の形態を図1に示 す。Wideband binary phase shift keying using pilot signals (BP) S K) A known form of the Wiener set filter used in radio receivers is shown in Figure 1. vinegar.
RF入力信号はフィルタ2を通り、前記フィルタ2の出力側はハーフリニアの乗 算器4.6の入力側に供給される。局部発振器8は、0/90°のフェーズシフ タ(位相器)9に接続され、前記位相器9は、局部発振器の信号をハーフリニア の乗算器4の第2入力端に供給し、90@位相の信号をハーフリニアの乗算器6 の第2入力端に供給する。ハーフリニアの各乗算器4および6からの出力信号は 、複数のレイクフィンガ10.12.14.16に供給される。各レイクフィン ガは、パイロット相関器18と信号相関器24とを有し、前記パイロット相関器 18の出力側はウィーナ一式フィルタ等20に接続され、前記信号相関器24の 出力側は、遅延回路26に接続されている。各相関器18.24は、ハーフリニ ア乗算器6から出力信号を受信する。ウィーナ一式フィルタ等20および遅延回 路26の出力は、乗算器22で共に乗算され、前記乗算器22の出力は、加算回 路28の第1入力端に供給される。また、各レイクフィンガはパイロット相関器 30を有し、パイロット相関器30の出力側は、ウィーナ一式フィルタ等32に 接続されている。信号相関器36は、遅延回路38に接続された出力側を有する 。パイロット相関器30および信号相関器36は、ハーフリニアの乗算器4から の出力信号を受信する。The RF input signal passes through a filter 2, and the output side of the filter 2 is a half-linear multiplier. It is fed to the input side of the calculator 4.6. The local oscillator 8 has a phase shift of 0/90°. The phase shifter 9 converts the local oscillator signal into a half-linear A signal of 90@phase is supplied to the second input terminal of the multiplier 4 of the half-linear multiplier 6. is supplied to the second input terminal of. The output signals from each half-linear multiplier 4 and 6 are , to a plurality of rake fingers 10.12.14.16. each lake fin The moth has a pilot correlator 18 and a signal correlator 24, and the pilot correlator The output side of the signal correlator 24 is connected to a Wiener set filter 20, etc. The output side is connected to a delay circuit 26. Each correlator 18.24 has a half linear A receives the output signal from the multiplier 6. Wiener set filter etc. 20 and delay circuit The outputs of circuits 26 are multiplied together in a multiplier 22, the output of which is A first input of line 28 is provided. Each rake finger also has a pilot correlator 30, and the output side of the pilot correlator 30 is connected to a Wiener set filter 32, etc. It is connected. Signal correlator 36 has an output connected to delay circuit 38 . The pilot correlator 30 and the signal correlator 36 are connected to each other from the half-linear multiplier 4. receive the output signal of
ウィーナ一式フィルタ32および遅延回路38からの出力信号は、乗算器34で 乗算され、乗算器34の出力は加算回路28の第2入力端に供給される。加算回 路28で生成された出力信号は、別の加算回路40に供給され、前記別の加算回 路40は、残りのレイクフィンガ12.14.16からの全ての出力信号を加算 する0乗算器22.34は入力側に複数のビットの精度を有する4象限乗算器で ある。レイクフィンガ1に示された全ての回路構成は、他のレイクフィンガでも 同様である。それぞれのレイクフィンガの唯一の違いは、異なる経路を介して受 信される信号に相関をとるようにタイミングのとられた擬似ランダム列で相関器 に供給されることである0図1に示されたアーキテクチャは、異なるレイクフィ ンガにわたって加算し、完全にコヒーレントな最大比率を満足させる。ウィーナ 一式フィルタの出力との乗算は、信号の位相を補償するだけでなく、加算前にそ れの信号強度に応じて各レイク(フィンガの)成分の振幅を重み付けする。The output signals from the Wiener set filter 32 and the delay circuit 38 are processed by a multiplier 34. The output of the multiplier 34 is supplied to the second input of the adder circuit 28. addition times The output signal generated in circuit 28 is supplied to another adder circuit 40, which 40 sums all output signals from the remaining rake fingers 12.14.16. The zero multiplier 22.34 is a four-quadrant multiplier with multiple bits of precision on the input side. be. All circuit configurations shown for rake finger 1 also apply to other rake fingers. The same is true. The only difference between each rake finger is that they are received via different routes. A correlator is a pseudorandom sequence timed to correlate with the signal being received. The architecture shown in Figure 1 is intended to be fed to different lake fields. satisfies a fully coherent maximum ratio. Vienna Multiplication with the output of the set of filters not only compensates for the phase of the signal, but also The amplitude of each rake (finger) component is weighted according to its signal strength.
前述の回路は、パイロット信号を用いる場合にだけ適していることが分かる。It can be seen that the circuit described above is suitable only when using pilot signals.
図2を参照すると、ウィーナ一式フィルタ等の構成の別の形態が示されており、 前記の形態はDBP5K(デュアルバイナリフェーズシフトキーイング)の復調 に用いることができる。パイロット参照信号のないDBP5Kを復調する場合で も、キャリア抽出を目的とする判定によりキャリア参照信号を得て利用すること ができる。ここでは、ウィーナ一式フィルタ等に供給されるサンプルは、参照信 号を供給するようにデータ判定に応じて修正される。図2において、複数のレイ クフィンガは42.44.46.48で示されている。各レイクフィンガは同相 信号を処理する信号相関器50と、直交相信号を処理する別の信号相関器52と を有している。相関器50からの出力信号は、1ビツト遅延回路53を介してハ ーフリニアの乗算器54に供給される。ハーフリニアの乗算器54の出力は、ウ ィーナ一式フィルタ等56の入力側に供給される。Referring to FIG. 2, another form of construction such as a Wiener complete filter is shown, The above form is DBP5K (Dual Binary Phase Shift Keying) demodulation. It can be used for. When demodulating DBP5K without pilot reference signal Also, carrier reference signals can be obtained and used by determination for the purpose of carrier extraction. Can be done. Here, the samples fed to the Wiener set filter etc. are the reference signal It is modified according to the data judgment to supply the signal. In Figure 2, multiple rays Kufinga is marked 42.44.46.48. Each rake finger is in phase A signal correlator 50 for processing the signal and another signal correlator 52 for processing the quadrature signal. have. The output signal from the correlator 50 is output via a 1-bit delay circuit 53. - is supplied to a linear multiplier 54. The output of the half-linear multiplier 54 is It is supplied to the input side of a filter set 56.
ウィーナ一式フィルタ等56の出力は、乗算器58に供給される。また、相関器 50の出力は、乗算器58の別の入力側に供給され、前記乗算器58の出力側は 加算回路60の第1入力端に供給される。The output of the Wiener complete filter etc. 56 is provided to a multiplier 58. Also, the correlator The output of 50 is fed to another input of a multiplier 58, the output of which is It is supplied to the first input terminal of the adder circuit 60.
信号相関器52からの出力信号は、1ビツト遅延回路61を介してハーフリニア の乗算器62に供給される。ハーフリニアの乗算器62の出力は別のウィーナ一 式フィルタ等64の入力側に供給される。クィーナ一式フィルタ等64の出力は 、乗算器66の入力側に供給される。また、相関器52からの出力信号は、乗算 器66の別の入力側に供給され、前記乗算器66の出力は、加算回路60の第2 入力端に供給される。加算回路60の出力は、他のレイクフィンガ44.46. 48と共に加算回路68に供給され、前記加算回路68は、全ての入力信号の加 算結果を生成し、判定回路70に供給する。判定回路70は、単に信号がハイか ローかを特定し、判定回路70の出力は、ラッチ回路71を介して、レイクフィ ンガ(1)42内のハーフリニアの各乗算器54.62の第2入力端にフィード バンクされ、同様に他のレイクフィンガ内のハーフリニアの乗算器にもフィード バックされ、レイクフィンガ(1)42内の各ウィーナ一式フィルタ等56.6 4に供給される信号を修正し、他のレイクフィンガにおいても同様に修正される 。判定回路70の出力は、出力線路74にデータを出力するように構成された差 分復号回路72の入力側に供給される。The output signal from the signal correlator 52 is converted into a half-linear signal via a 1-bit delay circuit 61. is supplied to the multiplier 62 of. The output of the half-linear multiplier 62 is It is supplied to the input side of an expression filter or the like 64. The output of Queener set filter etc. 64 is , are supplied to the input side of the multiplier 66. Further, the output signal from the correlator 52 is multiplied by The output of the multiplier 66 is supplied to the second input of the adder 60. Supplied to the input end. The output of the adder circuit 60 is applied to the other rake fingers 44, 46 . 48 to an adder circuit 68, and the adder circuit 68 adds all the input signals. The calculation result is generated and supplied to the determination circuit 70. The determination circuit 70 simply determines whether the signal is high or not. The output of the determination circuit 70 is passed through the latch circuit 71 to (1) 42 to the second input of each half-linear multiplier 54, 62. banked and also feeds half-linear multipliers in other rake fingers as well. back, each Wiener set filter etc. in rake finger (1) 42 56.6 4 and similarly modified in other rake fingers. . The output of decision circuit 70 is a differential signal configured to output data on output line 74. It is supplied to the input side of the decoding circuit 72.
図2に示された回路は、受信信号から変調を除去するために、全てのレイクフィ ンガにおよぶ加算値を用いて実行されるハード判定を用いている。河用の最も最 新の判定値は先行判定値であるので、変調を除去するために、この先行判定値を 、1サンプル遅延している前のサンプルに適用しなければならない。この遅延は 1ステツプ予測器として動作するウィーナ一式フィルタ等を用いることにより、 得られたチャネル予測から除去される。不可避的にこのことは、チャネル予測の 分散が、対称フィルタ処理を適用することのできるパイロット信号を取り込むシ ステムの分散より大きくなることを意味する。The circuit shown in Figure 2 uses all rake filters to remove modulation from the received signal. It uses a hard decision that is performed using summation values that span over 300 Hz. The best for river use Since the new judgment value is the preceding judgment value, in order to remove the modulation, this preceding judgment value is used. , must be applied to the previous sample delayed by one sample. This delay is By using a Wiener set filter etc. that operates as a one-step predictor, removed from the resulting channel prediction. Inevitably, this means that channel prediction The dispersion is a system that captures a pilot signal to which symmetric filtering can be applied. This means that the dispersion of the stem is greater than the dispersion of the stem.
本発明の課題は、従来技術の構成から改苦した機能を有するウィーナ一式フィル タ等の構成を用いた固定無線ユニットと移動無線ユニットとの間のデジタル無線 リンクを提供する機器に用いられる装置を供給することである。The problem of the present invention is to provide a Wiener complete filter having functions improved from the configuration of the prior art. Digital radio between a fixed radio unit and a mobile radio unit using a configuration such as a The aim is to supply equipment used in equipment that provides links.
本発明により、データ出力信号およびフィードバック信号を生成するようにそれ ぞれ構成された複数の回路手段と、処理手段とを有し、前記回路手段は、同相入 力信号と直交相入力信号をそれぞれ受信するように構成された同相チャネルと直 文相チャネルに対するクイナ一式フィルタ等を有し、前記処理手段は、入力信号 を修正するために各回路手段に供給すべき前記フィードバック信号の性質を判定 する、固定無線ユニットと移動無線ユニットとの間のデジタル無線リンクを提供 する機器に用いられる装置において、各ウィナ一式フィルタは、関連する先行サ ンプル対称フィルタを有し、各ウィナ一式フィルタからの出力は、前記処理手段 で処理され、前記先行サンプル対称フィルタからの出力は、前記出力データ信号 を生成するのに用いられることを特徴とする固定無線ユニットと移動無線ユニッ トとの間のデジタル無線リンクを提供する機器に用いられる装置が供給できる。According to the invention, it is adapted to generate a data output signal and a feedback signal. It has a plurality of circuit means and a processing means respectively configured, and the circuit means has an in-phase input. an in-phase channel and a quadrature input signal configured to receive a power signal and a quadrature input signal, respectively. The processing means includes a Kuina set filter for the literary channel, and the processing means receives the input signal. determining the nature of said feedback signal to be supplied to each circuit means to modify the provides a digital radio link between fixed and mobile radio units In equipment used in equipment that symmetrical filters, and the output from each Winner set of filters is and the output from the pre-sample symmetric filter is processed by the output data signal A fixed wireless unit and a mobile wireless unit characterized in that they are used to generate A device can be provided for use in equipment that provides a digital wireless link between clients.
次に、本発明の実施例を添付図面を参照して説明する。Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
図面 図3は、本発明による復調器を企図した2重経路の判定のブロック図を示す。drawing FIG. 3 shows a block diagram of a dual path determination contemplated demodulator according to the invention.
図4は、図3に示す構成に用いる二段のウィナ一式フィルタ等のブロック図を示 す。Figure 4 shows a block diagram of the two-stage Wiener set filter used in the configuration shown in Figure 3. vinegar.
図5は、図3に示す復調器のブロック図を簡単にした別の実施例を示す。FIG. 5 shows an alternative embodiment that is a simplified block diagram of the demodulator shown in FIG.
図6は、図5に示す復調器に用いる図4に示したウィナ一式フィルタ等の別の実 施例を示す。FIG. 6 shows another implementation of the Wiener complete filter shown in FIG. 4 for use in the demodulator shown in FIG. An example is shown.
図7および図8は、図5および図6にそれぞれ示した復調器およびウィナ一式フ ィルタの別の実施例を示す。FIGS. 7 and 8 show the demodulator and winner set files shown in FIGS. 5 and 6, respectively. 3 shows another embodiment of the filter.
図9および図10は、多相差分フェーズシフトキーインク(MDPSK)の処理 に適した本発明の別の実施例のブロック図を示す。9 and 10 illustrate processing of multiphase differential phase shift key ink (MDPSK) 2 shows a block diagram of another embodiment of the present invention suitable for.
図11は、図9および図10に示したブロック図の別の実施例を示す。FIG. 11 shows another embodiment of the block diagram shown in FIGS. 9 and 10.
実施例 図3を参照すると、複数のレイクフィンガ76.78.80.82を有する復調 器が示されている。各レイクフィンガは、同相信号を処理する信号相関器84と 、直交相信号を処理する信号相関器86とを有している。相関器84は、1ビツ ト遅延回路87の入力側と、乗算器90の入力側に接続されている。1ビツト遅 延回路87の出力側は、ハーフリニアの乗算器88の入力側に接続され、前記乗 算器88の出力側は1ステツプ予測フイルタ92と、先行サンプル対称フィルタ 94と、信号シフトレジスタ96とに接続されている。1ステツプ予測フイルタ 92の出力側は、乗算器90の別の入力側に接続されている。先行サンプル対称 フィルタ94の出力側は、乗算器98の入力側に接続され、信号シフトレジスタ 96の出力側は、乗算器98の別の入力側に接続されている0乗算器98の出力 側は加算回路100の入力側に接続されている。Example Referring to FIG. 3, a demodulator with multiple rake fingers 76, 78, 80, 82 equipment is shown. Each rake finger includes a signal correlator 84 that processes the in-phase signal. , and a signal correlator 86 for processing quadrature signals. The correlator 84 has a 1-bit The input side of the delay circuit 87 and the input side of the multiplier 90 are connected to each other. 1 bit slower The output side of the extension circuit 87 is connected to the input side of a half-linear multiplier 88. The output side of the calculator 88 is a one-step prediction filter 92 and a preceding sample symmetric filter. 94 and a signal shift register 96. 1 step prediction filter The output of 92 is connected to another input of multiplier 90. Leading sample symmetry The output side of the filter 94 is connected to the input side of a multiplier 98 and a signal shift register. The output of 96 is the output of a 0 multiplier 98 connected to another input of a multiplier 98. The side is connected to the input side of the adder circuit 100.
信号相関器86は、1ビツト遅延回路101の入力側と、乗算器104の入力側 とに接続されている。1ビツト遅延回路101の出力側は、ハーフリニアの乗算 器102の入力側に接続され、前記乗算器102の出力側は、1ステツプ予測フ イルタ106の入力側と、先行サンプル対称フィルタ108の入力側と、信号シ フトレジスタ110の入力側とに接続されている。1ステツプ予測フイルタ10 6の出力側は、乗算器1゜4の別の入力側に接続されている。乗算器104の出 力側は、加算回路112の入力側に接続され、前記加算回路112は、第2入力 端で乗算回路9oの出力を受信する。先行サンプル対称フィルタ10Bの出方側 は、乗算回路114の入力側に接続され、信号シフトレジスタ110の出力側は 、乗算回路114の別の入力側に接続されている0乗界回路114の出力側は、 加算回路100の別の入力側に接続されている。各レイクフィンガは、前述の回 路構成を有し、各加算回路100からの出力信号は、加算回路116で加算され る。加算回路116の出力側は、リミッタ118に接続され、リミッタ118の 出力側は、各レイクフィンガ内の先行サンプル対称フィルタ94.108の別の 入力側に接続され、不正確なサンプルを反転させる。The signal correlator 86 connects the input side of the 1-bit delay circuit 101 and the input side of the multiplier 104. and is connected to. The output side of the 1-bit delay circuit 101 performs half-linear multiplication. The input side of the multiplier 102 is connected to the input side of the multiplier 102, and the output side of the multiplier 102 is connected to the one-step prediction block. The input side of the filter 106, the input side of the pre-sample symmetric filter 108, and the signal It is connected to the input side of the foot register 110. 1 step prediction filter 10 The output of 6 is connected to another input of multiplier 1.4. The output of multiplier 104 The input side is connected to the input side of an adder circuit 112, and the adder circuit 112 has a second input The output of the multiplication circuit 9o is received at the end. Output side of preceding sample symmetric filter 10B is connected to the input side of the multiplication circuit 114, and the output side of the signal shift register 110 is , the output side of the zero-power field circuit 114 connected to another input side of the multiplication circuit 114 is It is connected to another input side of the adder circuit 100. Each rake finger is The output signals from each adder circuit 100 are added by an adder circuit 116. Ru. The output side of the adder circuit 116 is connected to the limiter 118. The output side is another of the preceding sample symmetric filters 94.108 in each rake finger. Connected to the input side to invert inaccurate samples.
また、加算回路116の出力側は、ハーフリニアの乗算器126の入力側に接続 されている。前述のとおり、各レイクフィンガは、加算回路112を有し、加算 回路112の出力側は加算回路120の入力側に接続され、前記加算回路120 は、リミッタ装置122に接続された出力側を有する。リミッタ装置122の出 力側は、各レイクフィンガ内のハーフリニアの各乗算器88,102の別の入力 側に接続され、さらにデータシフトレジスタ124の入力側に接続されている。Further, the output side of the adder circuit 116 is connected to the input side of the half-linear multiplier 126. has been done. As mentioned above, each rake finger has an adder circuit 112, The output side of the circuit 112 is connected to the input side of the adder circuit 120, and the adder circuit 120 has an output connected to a limiter device 122. Output of limiter device 122 The force side is another input of each half-linear multiplier 88, 102 in each rake finger. The input side of the data shift register 124 is further connected to the input side of the data shift register 124 .
データシフトレジスタ124の出力側は、ハーフリニアの乗算器126の別の入 力側に接続されている。ハーフリニアの乗算器126の出力側は、1ビツト遅延 回路128の入力側と、乗算器130の入力側とに接続されている。1ビツト遅 延回路の出力側は、乗算器130の別の入力側に接続されている。1ビツト遅延 回路128および乗算回路130は、差分復号回路132を構成する。The output side of the data shift register 124 is connected to another input of the half-linear multiplier 126. connected to the power side. The output side of the half-linear multiplier 126 is delayed by 1 bit. It is connected to the input side of circuit 128 and the input side of multiplier 130 . 1 bit slower The output of the extension circuit is connected to another input of the multiplier 130. 1 bit delay Circuit 128 and multiplication circuit 130 constitute differential decoding circuit 132.
次に図3に示された構成の動作を説明する。Next, the operation of the configuration shown in FIG. 3 will be explained.
図3に示された構成は、図1および図2の従来技術の構成の性能を、それらの構 成のそれぞれ有益な作用を兼ね合わせることにより向上させる。このことは、デ ータを復調するために2番目の経路を用いることにより達成される。基本的に、 処理は次のとおりである。The configuration shown in FIG. 3 improves the performance of the prior art configurations of FIGS. It is improved by combining the beneficial effects of each component. This means that This is achieved by using a second path to demodulate the data. fundamentally, The processing is as follows.
仮の判定が図2に示されたアーキテクチャに用いられる場合と同様に、1ステツ プ予測フイルタに基づいて仮判定が行われることである。同時に、これらの仮判 定は、対称の前サンプルフィルタ94.108に供給するのに用いられ、前記フ ィルタ94,108は、現在のサンプルに対応するチャネル予測値を、後の時間 に生成する。より正確であるべきこの新しいサンプルが利用できると、前の仮判 定を有効とし、または無効とするのに用いることができる0判定に対するいずれ の修正も出力側だけでなく、より長期のウィーナ一式フィルタの構成部分の2番 目の半分の部分にも供給することができる。Similar to when the tentative decision is used in the architecture shown in Figure 2, one step is required. A tentative determination is made based on a prediction filter. At the same time, these preliminary judgments is used to feed a symmetrical pre-sample filter 94.108, said Filters 94, 108 pass the channel estimate corresponding to the current sample to a later time. to be generated. With this new sample available, the previous trial court should be more accurate. Any test for 0 that can be used to validate or invalidate the The modification is not only on the output side, but also on the second component of the longer-term Wiener complete filter. It can also be supplied to half of the eye.
前述のように、図3に示された構成は、それぞれの動作を目的とした既知のパイ ロット信号、および判定をそれぞれ利用する図1と図2の特徴部分を結合してい る。図3において、76と示されたブロック、つまりレイクフィンガ1は、鏡像 として描かれた寓数部の回路および虚数部の回路を示している。内側の構成要素 は、図2に示された従来技術の回路動作を目的とした判定を実行する一方で、外 側の構成要素は、図1のパイロット参照検出動作を実行する。1ステツプ予測フ イルタと先行サンプル対称フィルタ92.94および106.108は、後に説 明するように2つのフィルタ処理動作を一緒に実行することにより、好適な複雑 さの軽減を達成することができるので、それぞれ1つのブロックに結合して示さ れている。As previously mentioned, the configuration shown in Figure 3 is compatible with known piping for the respective operations. It combines the characteristic parts of Figures 1 and 2 that use lot signals and judgments, respectively. Ru. In FIG. 3, the block labeled 76, rake finger 1, is a mirror image. It shows the circuit of the allegorical part and the circuit of the imaginary part drawn as . inner components performs determinations aimed at the circuit operation of the prior art shown in Figure 2, while The side components perform the pilot reference detection operation of FIG. 1 step prediction ilters and leading sample symmetric filters 92.94 and 106.108 will be explained later. By performing the two filtering operations together, as shown, the desired complexity They are each shown combined into one block, so that a reduction in complexity can be achieved. It is.
動作原理は次のとおりである。1ステツプ予測フイルタ92.106は、チャネ ル予測値を出力し、前記予測値は、各レイクフィンガ76〜82に関する信号の 位相調整および振幅の重み付けに用いられる。1ステツプ予測フイルタからのこ れらの出力信号は、各乗算器90.104を通った後に加算回路112で加算さ れ、ハード(仮)判定が行われる。1ステツプ予測フイルタおよび先行サンプル 対称フィルタに供給されるデータは、判定値によりある程度補正されている。The operating principle is as follows. The one-step prediction filter 92.106 the predicted value of the signal for each rake finger 76-82. Used for phase adjustment and amplitude weighting. From the 1-step prediction filter After passing through each multiplier 90 and 104, these output signals are summed by an adder circuit 112. A hard (provisional) judgment is made. 1-step prediction filter and leading samples The data supplied to the symmetrical filter has been corrected to some extent by the decision value.
受信順序のどのように与えられた位置に対しても、たとえば後の方であっても、 先行サンプル対称フィルタは、新しく、通常より正確なチャネル予測値を生成す る。新しいチャネル予測値は、遅延した受信信号のサンプルを同様に位相調整し 、重み付けするのに用いられる。受信信号のサンプルの遅延は、各信号シフトレ ジスタ96.110で惹起される。乗算器98および114からの出力信号は、 加算回路100で加算され、新しい判定値を生成する。しかし、遅延した各信号 のサンプルは、既に仮判定により補正されていることに注意すべきである。For any given position in the receiving order, e.g. later, The pre-sample symmetric filter produces new, typically more accurate channel estimates. Ru. The new channel estimate similarly phase-adjusts the samples of the delayed received signal. , used for weighting. The sample delay of the received signal is determined by each signal shift level. It is caused by Gista 96.110. The output signals from multipliers 98 and 114 are: The addition circuit 100 adds the values to generate a new judgment value. But each delayed signal It should be noted that the sample has already been corrected by provisional judgment.
このことは、新しい判定値が仮判定と最終判定との差分を示すことを意味する。This means that the new decision value represents the difference between the tentative decision and the final decision.
リミッタ装置122の出力が正であると元の判定値は有効とされ、そうでなけれ ば反転される。リミッタ装置122からの出力信号は、乗算器88.102とシ フトレジスタ124とに供給される。シフトレジスタからの出力は、ハーフリニ アの乗算器126で加算回路116からの出力と乗算され、差分復号回路132 に供給される。次に、新しい判定値をさらに、先行サンプル対称フィルタに含ま れたシフトレジスタの内容を補正するのに用いることができる。このことは、第 2リミツタ装置118からウィナ一式フィルタのブロックまでのフィードバック 経路により達成され、該経路は”不正サンプルの反転(Invent Inco rrect Sample )”と表される。If the output of the limiter device 122 is positive, the original judgment value is valid; It will be reversed. The output signal from limiter device 122 is synchronized with multiplier 88.102. and is supplied to the shift register 124. The output from the shift register is half linear. The output from the adder circuit 116 is multiplied by the multiplier 126 in A, and the differential decoding circuit 132 supplied to Then, the new decision value is further included in the preceding sample symmetric filter. It can be used to correct the contents of the shifted register. This means that 2 Feedback from the limiter device 118 to the Winner complete filter block This is accomplished by a path called “Inversion of Incorrect Samples (Invent Inco rrect Sample)”.
次に、1ステツプ予測フイルタおよび先行サンプル対称フィルタの実施例を、図 4を参照して説明する。Next, examples of the one-step prediction filter and the preceding sample symmetric filter are shown in Fig. This will be explained with reference to 4.
図4は二段のウィナ一式フィルタ等を示す。FIG. 4 shows a two-stage Wiener set filter.
ウィナ一式フィルタ等は、図3の各ハーフリニアの乗算器88.102から入力 信号を受信するシフトレジスタ136を有する。集中サンプルおよびダンプ(i ntegrate snd dump)回路142もその入力信号を受信する。The Winner set filter etc. is input from each half-linear multiplier 88 and 102 in Fig. 3. It has a shift register 136 for receiving signals. Centralized sample and dump (i The integrate snd dump) circuit 142 also receives the input signal.
シフトレジスタ136の最終段は、ハーフリニアの乗五器138に接続され、前 記乗算器138は、図3に示すように不正サンプルの反転信号を受信する。ハー フリニアの乗算器138の出力側は、シフトレジスタ140と、第2集合サンプ ルおよびダンプ(inleHa+e wad duIIIp)回路146の入力 側とに接続されている。シフトレジスタ140の最終段は、(集合サンプルおよ びダンプ(inle[+*le and dump)回路146の第2入力端に 接続されている。集合サンプルおよびダンプ(integrate and d uo+p)回路142は・シフトレジスタ136の1つの段に接続された第2入 力端を有する。集合サンプルおよびダンプ(i+++e(rste and d ump)回路142の出力側は、シフトレジスタ144の入力側に接続され、集 合サンプルおよびダンプ(in+eg+ue and dump)回路146の 出力側は、シフトレジスタ148の入力側に接続されている。The final stage of the shift register 136 is connected to a half-linear multiplier 138, and Multiplier 138 receives the inverted signal of the illegal sample as shown in FIG. Her The output side of the Frinia multiplier 138 is connected to a shift register 140 and a second set sample. input of the file and dump (inleHa+ewadduIIIp) circuit 146 connected to the side. The final stage of the shift register 140 contains (aggregate samples and at the second input terminal of the inle and dump (inle[+*le and dump) circuit 146. It is connected. aggregate sample and dump uo+p) circuit 142 is connected to a second input connected to one stage of shift register 136; It has a force end. Aggregate samples and dumps (i+++e(rste and d The output side of the ump) circuit 142 is connected to the input side of the shift register 144, and the output side of the of the in+eg+ue and dump circuit 146. The output side is connected to the input side of shift register 148.
150と示されたブロックは、1ステツプ予測器を示し、3つの乗算回路152 .154.156を有しており、各乗算回路は、シフトレジスタ144のそれぞ れの段に接続された入力側を有し、また図に示すように重み付は係数を受信する 第2入力端を有する。各乗算回路の出力側は、加算回路158の入力側に接続さ れ、また前記加算回路158は、集合サンプルおよびダンプ(in+cH−電e ind dump)回路142の出力側に接続された入力側を有する。加算回 路158の出力側は、1ステツプ予測器の出力側であり、該出力側は図3の関連 する乗算回路に接続されている。The block labeled 150 shows a one-step predictor and includes three multiplication circuits 152. .. 154.156, and each multiplication circuit has a respective shift register 144. has an input connected to each stage and also receives the weighting coefficients as shown in the figure. It has a second input end. The output side of each multiplier circuit is connected to the input side of adder circuit 158. , and the adder circuit 158 also includes aggregate samples and dumps (in+cH-electronic e has an input side connected to the output side of the ind dump) circuit 142. addition times The output of path 158 is the output of the one-step predictor, which output corresponds to the connection of FIG. connected to a multiplier circuit.
対称の前サンプルフィルタは、加算回路160.162.164.166を有す る。第2集合サンプルおよびダンプ(in+eg+ue and dump)回 路146の出力側は、加算回路160の入力側に接続され、加算回路】60の第 2入力端は、シフトレジスタ144の最終段に接続されている。加算回路162 および164は、それぞれ1組の入力線路を有し、入力線路の内の1つは、シフ トレジスタ144のそれぞれ異なる段に接続され、それらの第2入力端は、シフ トレジスタ148のそれぞれ異なる段に接続されている。加算回路166は、シ フトレジスタ148の最終段に接続された入力側を有し、別の入力側は集合サン プルおよびダンプ(in+eHa+e and du+ap)回路142の出力 側に接続されている。加算回路162.164.166の出力側特表平7−50 9113 (7) は、各乗算回路168.170.172の入力側に接続されている0乗算回路1 68.170.172は、図に示すように重み付は係数を受信する別の入力側を 有する。乗算回路の出力は、別の加算回路174の入力側に接続され、前記加算 回路174は、加算回路160からの出力も受信する。加算回路174の出力側 は対称の前サンプルフィルタの出力側であり、該出力側は図3の各乗算器に接続 されている。The symmetric pre-sample filter has summing circuits 160.162.164.166 Ru. Second set sample and dump (in+eg+ue and dump) times The output side of the adder circuit 146 is connected to the input side of the adder circuit 160. The second input terminal is connected to the final stage of the shift register 144. Addition circuit 162 and 164 each have a set of input lines, one of which is a shift are connected to different stages of the register register 144, and their second input terminals are connected to different stages of the shift register 144. They are connected to different stages of the register 148, respectively. The adder circuit 166 has an input connected to the last stage of the shift register 148, and another input connected to the aggregate sample. Output of pull and dump (in+eHa+e and du+ap) circuit 142 connected to the side. Output side of adder circuit 162.164.166 Special table Hei 7-50 9113 (7) is the 0 multiplier circuit 1 connected to the input side of each multiplier circuit 168, 170, 172. 68.170.172 has another input side that receives the weighting coefficients as shown in the figure. have The output of the multiplier circuit is connected to the input side of another adder circuit 174, Circuit 174 also receives the output from summing circuit 160. Output side of adder circuit 174 is the output side of the symmetric pre-sample filter, which is connected to each multiplier in Figure 3. has been done.
150と示されるブロックは、要求されるフィルタの早さに応じて、異なる係数 で、たとえば3回繰り返すことができる。The block labeled 150 has different coefficients depending on how fast the filter is required. This can be repeated, for example, three times.
図5を参照すると、この図は図3に示された回路を簡単にした実施例を示す、類 似の回路ブロックは、同一の参照番号で示され、それらの機能は、図3を参照し て説明した機能と同一であることが分かる。Referring to FIG. 5, this figure shows a simplified implementation of the circuit shown in FIG. Similar circuit blocks are designated with the same reference numerals and their functions are described with reference to FIG. It can be seen that the function is the same as that described in .
図5から、各先行サンプル対称フィルタ94.108は、信号相関器84および 86の出力側がそれぞれ接続された付加入力側を有することが分かる。さらに信 号シフトレジスタ96,110も、ハーフリニアの乗算器88.102からの出 力をそれぞれ受信するように接続される代わりに、信号相関器84.86からの 出力をそれぞれ受信する。図に示されるように接続された回路を用いて、2番目 の経路の変調の半分は、リミッタ装置118から供給される信号により除去され 、各先行サンプル対称フィルタに対する付加入力信号は、第2経路の半分の入力 信号を構成している。From FIG. 5, each pre-sample symmetric filter 94.108 has a It can be seen that each of the 86 outputs has an additional input connected thereto. believe even more The number shift registers 96 and 110 also output signals from the half-linear multipliers 88 and 102. from the signal correlators 84, 86 instead of being connected to receive the signals respectively. Receive the output respectively. With the circuit connected as shown in the figure, the second half of the modulation in the path is removed by a signal provided by limiter device 118. , the additional input signal for each pre-sample symmetric filter is the input half of the second path. constitutes a signal.
図5において、図3に示されるデータシフトレジスタ124およびハーフリニア の乗算器126の必要はない。加算回路116の出力側は、差分復号回路132 の1ビツト遅延回路1280入力側に直接接続されている。図5の動作は、基本 的に図3を参照して説明したものであることが分かる。入力信号の第1経路の半 分は、ハーフリニアの乗算器8日および102の出力側から生成されたものであ ることに注意すべきである。In FIG. 5, the data shift register 124 shown in FIG. There is no need for the multiplier 126. The output side of the addition circuit 116 is a differential decoding circuit 132. The 1-bit delay circuit 1280 is connected directly to the input side of the 1-bit delay circuit 1280. The operation in Figure 5 is basically It can be seen that this is the same as described above with reference to FIG. Half of the first path of the input signal The minutes are generated from the output side of the half-linear multiplier 8 and 102. It should be noted that
図5を参照して説明したような図3に対する修正により、図4に示された二段の ウィナ一式フィルタ等を修正する必要がある。図6に示された二段のクイナ一式 フィルタ等は、基本的に図4を参照して説明した方法と同様の動作をし、したが って類似の回路の構成要素は、図4の参照番号と同一の参照番号で示されている ことが分かる。図6を参照することにより、シフトレジスタ136は、第2経路 の半分の入力信号を受信し、第1経路の半分の入力信号は、別のシフトレジスタ 175に直接供給され、該別のシフトレジスタ175は、集中サンプルおよびダ ンプ(inle(tile and duIIIP)回路142の入力側に接続 された最終出力段を有する。集中サンプルおよびダンプ(integrate !nd dump)回路142の別の入力側は、第1経路の半分の入力信号を直 接受信する。Modifications to FIG. 3 as described with reference to FIG. It is necessary to modify the Winner set filter, etc. A set of two-tiered Kuina shown in Figure 6 Filters etc. basically operate in the same manner as described with reference to FIG. Components of similar circuits are designated with the same reference numerals as in FIG. I understand that. Referring to FIG. 6, the shift register 136 is half of the input signals of the first path are input to another shift register. 175, and the separate shift register 175 has a lumped sample and Connected to the input side of the inle (tile and duIIIP) circuit 142 has a final output stage. integrate sample and dump ! Another input side of the nd dump) circuit 142 directly receives the input signal of half of the first path. Receive and receive messages.
図5および図6に示された回路構成の別の実施例を図7および図8に示す。同様 の方法で動作する回路および類似の構成要素は、同一の参照番号で与えられてい ることが分かる。第2経路の半分の入力信号に関して図6を図8と比較すること により、シフトレジスタ136、および第2経路の半分の入力信号の変調を除去 するのに用いられたハーフリニアの乗算器138の必要がないことが分かる。図 8を参照すると、第2経路の半分の入力信号は、シフトレジスタ140と集中サ ンプルおよびダンプ(i+++cgri+e and dump)回路146と に直接供給されている。この回路構成の簡潔さを達成するために、図7に示され たブロック図は、同相チャネルに関する1ビツト遅延回路97および別の乗算器 99と、直文相チャネルに関する別の1ビツト遅延回路111およびハーフリニ アの乗算器113とを有する。各場合において、1ビツト遅延回路97.111 は、シフトレジスタ96および110からの出力をそれぞれ受信し、1ビツト遅 延回路からの出力は、ハーフリニアの各乗算器99.113で、リミッタ回路1 18から供給される信号と乗算される。ハーフリニアの乗算器99.113から の出力は、図8に示された第2経路の半分の入力信号のように、先行サンプル対 称フィルタ94.108に供給される。Another embodiment of the circuit configuration shown in FIGS. 5 and 6 is shown in FIGS. 7 and 8. similar Circuits and similar components operating in this manner are given the same reference numbers. I understand that. Comparing FIG. 6 with FIG. 8 for the input signal of the second path half , the modulation of the input signal in the shift register 136 and half of the second path is removed. It can be seen that there is no need for the half-linear multiplier 138 used to do this. figure 8, the input signal for half of the second path is transferred to the shift register 140 and the centralized signal. sample and dump (i+++cgri+e and dump) circuit 146 and is supplied directly to To achieve the simplicity of this circuit configuration, as shown in FIG. The block diagram shown below shows a one-bit delay circuit 97 and another multiplier for the common mode channel. 99 and another 1-bit delay circuit 111 for the direct phase channel and a half linear It has a multiplier 113. In each case, a 1-bit delay circuit 97.111 receives the outputs from shift registers 96 and 110, respectively, and delays them by 1 bit. The outputs from the extension circuits are sent to half-linear multipliers 99 and 113, and to the limiter circuit 1. It is multiplied by the signal supplied from 18. From half linear multiplier 99.113 The output of 94.108.
図9を参照すると、多相差分フェーズシフトキーイング(MDPSK)を処理す るのに適する本発明の別の実施例のブロック図が示されている。Referring to FIG. 9, processing polyphase differential phase shift keying (MDPSK) A block diagram of another embodiment of the invention suitable for use is shown.
複数のレイクフィンガが参照番号180,182.183.184で示され、各 レイクフィンガはレイクフィンガ180を参照する説明と同様に示される回路構 成を有することが分かる。各レイクフィンガは信号相関器186を有し、前記相 関器186は、その入力側でダウンコンバータからの同相信号Iを受信する。A plurality of rake fingers are shown with reference numbers 180, 182, 183, 184, each The rake finger has a circuit structure shown similar to that described with reference to rake finger 180. It can be seen that it has a certain structure. Each rake finger has a signal correlator 186 and the phase The converter 186 receives at its input the in-phase signal I from the downconverter.
信号相関器186の出力側は、1ビツト遅延回路188の入力側と、信号シフト レジスタ190の入力側と、乗算器192の入力側とに接続されている。信号シ フトレジスタ190の出力側は乗算器194の入力側に接続され、1ビツト遅延 回路188の出力側は、複素リニア乗算回路196の第1入力端に接続されてい る。The output side of the signal correlator 186 is connected to the input side of the 1-bit delay circuit 188 and the signal shift It is connected to the input side of register 190 and the input side of multiplier 192. Signal The output side of the shift register 190 is connected to the input side of the multiplier 194, and a 1-bit delay is applied to the input side of the multiplier 194. The output side of the circuit 188 is connected to the first input terminal of the complex linear multiplier circuit 196. Ru.
第2信号相関器198は、その入力側でダウンコンバータからの直交相信号を受 信し、信号相関器198の出力側は、1ビツト遅延回路200の入力側と、乗算 器202の入力側と、信号シフトレジスタ204の入力側とに接続されている。The second signal correlator 198 receives at its input the quadrature signal from the down converter. The output side of the signal correlator 198 is connected to the input side of the 1-bit delay circuit 200 and the multiplier The input side of the signal shift register 204 is connected to the input side of the signal shift register 204 .
信号シフトレジスタ204の出力側は、乗算器206の入力側に接続されている 。The output side of the signal shift register 204 is connected to the input side of the multiplier 206. .
1ビツト遅延回路200の出力側は、複素リニア乗算回路196の第2入力端に 接続されている。複素リニア乗算回路196は、先行サンプル対称フィルタ20 8と、1ステツプ予測フイルタ210とに接続された特表千7−509113 (8) 第1出力側を有する。先行サンプル対称フィルタ208の出力側は、乗算回路1 94の別の入力側に接続されている。1ステツプ予測フイルタ210の出力側は 、乗算回路192の別の入力側に接続されている。複素リニア乗算回路196の 第2出力側は、別の先行サンプル対称フィルタ212の入力側と、1ステツプ予 測フイルタ214の入力側とに接続されている。先行サンプル対称フィルタ21 2の出力側は、乗算回路206の別の入力側に接続され、1ステツプ予測フイル タ214の出力側は、乗算回路202の別の入力側に接続されている。乗算回路 194.206の出力は、加算回路216.218の入力側にそれぞれ供給され る。The output side of the 1-bit delay circuit 200 is connected to the second input terminal of the complex linear multiplication circuit 196. It is connected. The complex linear multiplication circuit 196 includes a pre-sample symmetric filter 20 8 and the 1-step prediction filter 210. (8) It has a first output. The output side of the preceding sample symmetric filter 208 is connected to the multiplication circuit 1 94 is connected to another input side of 94. The output side of the 1-step prediction filter 210 is , is connected to another input side of the multiplier circuit 192. The complex linear multiplication circuit 196 The second output side is connected to the input side of another pre-sample symmetric filter 212 and to the one-step pre-sampling filter 212. It is connected to the input side of the measurement filter 214. Preliminary sample symmetric filter 21 The output side of 2 is connected to another input side of the multiplier circuit 206, and the 1-step prediction filter The output side of the multiplier 214 is connected to another input side of the multiplier circuit 202 . multiplication circuit The outputs of 194 and 206 are respectively supplied to the input sides of adder circuits 216 and 218. Ru.
これらの加算回路は他のレイクフィンガ182.183.184からの出力を受 信することが分かる0乗算回路192.202の出力側は、別の加算回路220 .222にそれぞれ接続され、前記加算回路220.222は、他のレイクフィ ンガ回路182.183.184からの出力をそれぞれ受信する。加算回路21 6゜218の出力側は、差分復号回路224の各入力側に接続され、前記差分復 号回路224は、出力導線226上にデータを生成する。また加算回路216. 218の出力側は、振幅の正規化および英字内の最も近い位相へのスレショルド 回路228の各入力側に接続され、前記回路の出力側は複素共役回路230の各 入力側に接続されている。加算回路220.222の出力側は、別の振幅の正規 化および英字内の最も近い位相に対するスレショルド回路232の入力側にそれ ぞれ接続され、前記回路の出力側は、別の複素共役回路234の各入力側と、各 遅延回路236.238の入力側とに接続されている。複素共役回路234の出 力側は、レイクフィンガ1内の回路196のような各レイクフィンガ内の複素リ ニア乗算回路の各入力側に接続されている。遅延回路236.238の出力側は 、別の複素リニア乗算回路245の各入力側に接続され、また前記乗算回路24 5は、複素共役回路230からの出力を受信する。前記複素リニア乗算回路24 5は2つの出力線路を有し、前記線路は、複素共役回路234から生成される信 号の代わりに、各レイクフィンガ内の196のような複素リニア乗算回路に接続 することができる。この後者の接続を用いる場合、複素リニア乗算回路196は 、先行サンプル対称フィルタ20日の上にI COMP INと表示された入力 側と、先行サンプル対称フィルタ212の上にQ COMPINと表示された入 力側とにそれぞれ接続された2つの出力線路を有する。先行サンプル対称フィル タ20日のI COMP OUTと表示された出力側は、複素リニア乗算回路1 96の入力側に接続され、同様に先行サンプル対称フィルタ212のQ COM POUTと表示された出力側は、複素リニア乗算回路196の別の入力側に接続 される。These adder circuits receive outputs from other rake fingers 182.183.184. The output side of the 0 multiplier circuit 192, 202 is connected to another adder circuit 220. .. 222, respectively, and the adder circuits 220 and 222 are connected to other rake filters. 182, 183, and 184, respectively. Addition circuit 21 The output side of 6°218 is connected to each input side of the differential decoding circuit 224, and the output side of the differential decoding circuit 224 is Signal circuit 224 produces data on output conductor 226 . Also, the addition circuit 216. The output side of 218 is the amplitude normalization and threshold to the nearest phase within the alphabet. The output side of said circuit is connected to each input side of circuit 228 , and the output side of said circuit is connected to each input side of circuit 228 . Connected to the input side. The output side of the adder circuits 220 and 222 is a normalized signal of another amplitude. and the input side of the threshold circuit 232 for the nearest phase within the alphabetic character. The output side of said circuit is connected to each input side of another complex conjugate circuit 234 and each It is connected to the input side of delay circuits 236 and 238. Output of complex conjugate circuit 234 The force side includes complex circuits within each rake finger, such as circuit 196 within rake finger 1. Connected to each input side of the near multiplier circuit. The output side of the delay circuits 236 and 238 is , is connected to each input side of another complex linear multiplication circuit 245, and the multiplication circuit 24 5 receives the output from complex conjugate circuit 230. The complex linear multiplication circuit 24 5 has two output lines, the lines being used for the signals generated from the complex conjugate circuit 234. 196-like complex linear multiplier in each rake finger. can do. When using this latter connection, the complex linear multiplier circuit 196 is , input labeled I COMP IN above the preceding sample symmetric filter 20th side and the input labeled Q COMPIN above the preceding sample symmetric filter 212. It has two output lines connected to the power side and the power side, respectively. Lead sample symmetric fill The output side labeled I COMP OUT on data 20 is the complex linear multiplier circuit 1. 96 and similarly connected to the input side of the preceding sample symmetric filter 212. The output side labeled POUT is connected to another input side of the complex linear multiplier circuit 196. be done.
次に、回路動作を図9および図10を参照して説明する。Next, circuit operation will be explained with reference to FIGS. 9 and 10.
図9を用いて多相差分フェーズシフトキーインク(MDPSK)を処理するよう に構成された本発明の新しい実施例を説明した0MDPSKは情報を1チヤネル とQチャネルとに別々に変調するので、完全な複素復調機能が要求される。チャ ネル予測経路内の第1の動作は、前述のようにデータへの作用を除去し、受信信 号から変調を除去することである。変調は複素的であるので、完全な複素復調機 能は複素リニア乗算回路196で実行しなければならない、後に説明するように 、この回路は第1前復調器からの入方を受信する。To process multiphase differential phase shift key ink (MDPSK) using Fig. 0MDPSK describes a new embodiment of the present invention configured to transmit information in one channel. Full complex demodulation capability is required as the Q and Q channels are modulated separately. Cha The first operation in the channel prediction path removes the effect on the data as described above and The goal is to remove the modulation from the signal. Since the modulation is complex, a complete complex demodulator The function must be performed in a complex linear multiplier circuit 196, as will be explained later. , this circuit receives input from the first pre-demodulator.
複素リニア乗算回路196の出力は、前述のように1組の先行サンプル対称フィ ルタ208.212と1ステツプ予測フイルタ210.214とに供給され、第 1前出力および第2前出力に関して、従来のように位相補償および振幅の重み付 けが施される。前記前出力は乗算器192.202を介し、加算回路220.2 22で他のレイクフィンガを含めて加算される。この段階で補償された位相であ り、かつレイク構成部分を介して最適に加算されている複素信号を得る。受信信 号から変調を除去するためには、これらの出方に対し判定を実施する必要がある 。加算回路220,222の出力は回路232に供給され、該回路232は複素 信号の振幅を正規化し、英字内の最も近い位相へスレショルディングする。たと えば8相のDPSKに対して、スレショルディングは8相っまりπ/4の位相と ほとんど同じ位相に対して行われる。前記回路232がこの機能を実行した後に 、出力は回路234に送出され、前記回路234は、この出力の複素共役を算出 し、関連する位相を反転する。この回路234はQチャネルを、通過の間に反転 させる。この信号は、変調を除去するために複素リニア乗算器196に送出され る。2回目の循環で、乗算回路194.206からの出力は、再度加算回路21 6.218でこれらのレイクフィンガにわたって加算され、本来の目的である復 調のために、出力信号は差分復号回路224に供給され、該回路224は差分復 号化を実行する。この動作は、現在の複素サンプルと、先行する複素サンプルの 共役複素数との複素乗算から成り、現在の複素サンプルをZ、、先行する複素サ ンプルをZ、−1とすると、出力はZ、XZ*、、である。復調を適切なスレシ ョルディングを介して実行することができ、誤り制御符号化の形態が供給される 場合は、この複素信号を復号器に直接供給することができる。The output of the complex linear multiplier circuit 196 is a set of preceding sample symmetric filters as described above. filter 208.212 and one-step prediction filter 210.214. For the first and second outputs, phase compensation and amplitude weighting are performed as before. Injuries are administered. The previous output is passed through a multiplier 192.202 to an adder circuit 220.2. 22, the other rake fingers are added together. At this stage, the phase is compensated. and obtain a complex signal that is optimally summed through the rake component. Received message In order to remove modulation from the signal, it is necessary to perform judgment on these outputs. . The outputs of adder circuits 220 and 222 are supplied to circuit 232, which Normalize the amplitude of the signal and threshold to the closest phase within the alphabet. and For example, for 8-phase DPSK, the thresholding is 8 phases with a phase of π/4. This is done for almost the same phase. After said circuit 232 performs this function , the output is sent to a circuit 234, which calculates the complex conjugate of this output. and invert the relevant phase. This circuit 234 inverts the Q channel between passes. let This signal is sent to a complex linear multiplier 196 to remove the modulation. Ru. In the second cycle, the outputs from the multiplier circuits 194 and 206 are again sent to the adder circuit 21. 6.218 is added across these rake fingers to accomplish the original purpose of recovery. For the differential decoding, the output signal is provided to a differential decoding circuit 224, which performs differential decoding. Execute encryption. This behavior is based on the current complex sample and the preceding complex sample. It consists of a complex multiplication with the conjugate complex number, Z, the current complex sample, and the previous complex sample. If the sample is Z, -1, the output is Z, XZ*, . Demodulate the demodulation to the appropriate threshold. A form of error control encoding is provided. If so, this complex signal can be fed directly to the decoder.
前述のとおりの本発明の別の特徴は、先行サンプル対称フィルタでの第2経路の ウィナ−フィルタの半分の内容に対する第2経路のデータ補正を実行する性能で あり、この動作は本発明を実施するのに不可欠ではないが、性能を向上させる。Another feature of the invention, as described above, is that the second path in the pre-sample symmetric filter The ability to perform second path data correction for half the content of the Wiener filter. Although this operation is not essential to implementing the invention, it improves performance.
必要ならば外枠の破線242内に示されるブロックが用いられる。加算回路21 6.218の出力は回路228に供給され、前記回路228は前述のものと同一 の機能を実行し、前記回路228に供給される正しい判定を有するフェーサを出 力する。今、この信号は変調を受けており、変調の除去の行われた信号を補償す ることがめられるので、もとの信号から変調のオリジナル(もとの)ストリビン グ(original 5tripPinりを除去する必要がある。If necessary, the block shown within the outer broken line 242 is used. Addition circuit 21 6. The output of 218 is fed to a circuit 228, said circuit 228 being identical to that previously described. performs the function of Strengthen. Now this signal is modulated and we need to compensate for the signal with the modulation removed. The original (original) stribin of the modulation from the original signal can be It is necessary to remove the original 5tripPin.
オリジナルストリビング(otiginsl 5ltippln客)信号は回路 232の出力側から得られ、遅延回路236゜238で保持される。2つの出力 側のデータ間の差分は複素リニア乗算回路245で計算される。中央フィルタ補 正線路とラベリングされた複素乗算回路245の出力を、I COMP OUT 、I COMP IN、Q COMP OUT、Q COMP IN(7)各出 力側および入力側を介して、先行サンプル対称フィルタの中間点内の信号の位相 を補償するために適用することができる。明確にするためにこれらの動作を図1 0に別に示す、ここに出力、つまりI COMPOUTお、11.びQ COM P OUTが、中央フィルタ補正線路からの出力で処理するために、どのように 複素リニア乗算器に供給され、I COMP IN線路とQ COMP IN線 路をそれぞれ介して、フィルタにフィードバックされる様子を示す。Original striving (otiginsl 5ltippln customer) signal is circuit 232 and held by delay circuits 236 and 238. 2 outputs The difference between the side data is calculated by the complex linear multiplication circuit 245. central filter supplement The output of the complex multiplier circuit 245 labeled as the positive line is connected to I COMP OUT , I COMP IN, Q COMP OUT, Q COMP IN (7) each output The phase of the signal within the midpoint of the preceding sample symmetrical filter through the output side and the input side can be applied to compensate. For clarity, these operations are illustrated in Figure 1. 0 is shown separately, here is the output, namely I COMPOUT, 11. BiQ COM How can P OUT be processed with the output from the central filter correction line? It is supplied to the complex linear multiplier, and the I COMP IN line and Q COMP IN line The diagram shows how the signals are fed back to the filter via the respective channels.
図11を参照すると、図9に示されたブロック図の別の構成が示されている。再 度、類似の構成要素は同一の参照番号を与えられ、図9を参照した説明と同様に 動作する。その構成は主に242と示された囲み線に関するものであることが分 かる。複素リニア乗算回路245は、もはや中央フィルタ補正線路上に信号を生 成するのには用いられないが、前述のように複素共役回路230からの出力信号 を受信する。複素リニア乗算回路は、各1ビツト遅延回路236.238から信 号を受信し、前記回路236.238の入力側は、■信号チャネルの信号シフト レジスタ190の出力側と、Q信号チャネルの信号シフトレジスタ204の出力 側にそれぞれ接続されている。複素リニア乗算回路230は、E、Fと示された 2つの出力信号を生成し、先行サンプル対称フィルタ208.212の各入力側 に供給される。Referring to FIG. 11, an alternative configuration of the block diagram shown in FIG. 9 is shown. Re Similar components are given the same reference numerals and similar to the description with reference to FIG. Operate. It turns out that its composition mainly concerns the boxed line marked 242. Karu. Complex linear multiplier circuit 245 no longer produces a signal on the center filter correction line. Although the output signal from the complex conjugate circuit 230 is not used to receive. The complex linear multiplier circuit receives signals from each 1-bit delay circuit 236 and 238. The input side of the circuits 236 and 238 receives the signal, and the input side of the circuits 236 and 238 is The output side of register 190 and the output of signal shift register 204 of the Q signal channel connected to each side. The complex linear multiplier circuit 230 is designated E, F. Generating two output signals, each input side of the pre-sample symmetrical filter 208.212 supplied to
本発明の要旨と範囲から外れることなく様々な変形ができることは、当業者に明 らかである。たとえば図4において、乗算器138をこの図から取外し、入力側 をI COMP OUTとし、出力側をI COMP INとし、または他のフ ィルタに対してQ CoMP OUTおよびQ COMP INとする点を除い て、先行サンプル対称フィルタと1ステツプ予測フイルタとを組み合わせた構成 を図4に示すようにすることができる。It will be apparent to those skilled in the art that various modifications can be made without departing from the spirit and scope of the invention. It is clear. For example, in FIG. 4, the multiplier 138 is removed from the diagram and the input side be ICOMP OUT, the output side be ICOMP IN, or other except that it is Q CoMP OUT and Q COMP IN for the filter. A configuration that combines a preceding sample symmetric filter and a 1-step predictive filter. can be made as shown in FIG.
Fig、 2 Fig、4 特表千7−509113 (12) フロントページの続き (81)指定国 EP(AT、BE、CH,DE。Fig, 2 Fig, 4 Special Table Sen7-509113 (12) Continuation of front page (81) Designated countries EP (AT, BE, CH, DE.
DK、ES、FR,GB、GR,IE、IT、LU、MC,NL、PT、 SE )、FI、JP、 USDK, ES, FR, GB, GR, IE, IT, LU, MC, NL, PT, SE ), FI, JP, US
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