JPH07131389A - Echo canceler - Google Patents
Echo cancelerInfo
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- JPH07131389A JPH07131389A JP27392493A JP27392493A JPH07131389A JP H07131389 A JPH07131389 A JP H07131389A JP 27392493 A JP27392493 A JP 27392493A JP 27392493 A JP27392493 A JP 27392493A JP H07131389 A JPH07131389 A JP H07131389A
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- echo
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、エコーキャンセラに係
り、特に、雑音がある環境でも安定なエコー収束が可能
なエコー・キャンセラに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an echo canceller, and more particularly to an echo canceller capable of stable echo convergence even in a noisy environment.
【０００２】一般的な電話回線は、加入者線路が２線
で、中継線路が４線で構成される。この間にハイブリッ
ド・トランスを挿入して２線−４線変換し、電話機から
の音声を送信側の中継線路のみに伝達し、受信側の中継
線路の音声を加入者線路のみに伝達する。しかし、ハイ
ブリッド・トランス自体の特性の不平衡や、ハイブリッ
ド・トランスと線路との間のインピーダンス不整合が原
因で、受信側の中継線路の音声が送信側の中継線路に回
り込む（この回り込んだ音声は後述のように話者の受話
器に到達するのでエコーという）という現象が生ずる。
エコーは送信側の線路、遠端側のハイブリッド・トラン
ス、遠端側の加入者線路を通って遠端側の電話機の受話
器に到達する。エコーは遠端側の通話者の音声であるか
ら、遠端側の通話者は中継線路１往復分の遅延を受け
た、レベルの低い自分の音声を聴きながら通話している
ことになる。当然、近端側の通話者についても同じであ
る。日本国内の場合には、この遅延時間は数十ミリ秒程
度であるから通話者に違和感を与えることは少ないが、
国際通話の場合にはこの遅延時間は数百ミリ秒にも達し
て、通話者は極めて話しにくい環境に置かれる。A general telephone line is composed of two subscriber lines and four relay lines. In the meantime, a hybrid transformer is inserted to perform 2-line to 4-line conversion so that the voice from the telephone is transmitted only to the relay line on the transmitting side and the voice on the relay line on the receiving side is transmitted only to the subscriber line. However, due to the unbalanced characteristics of the hybrid transformer itself and the impedance mismatch between the hybrid transformer and the line, the sound of the relay line on the receiving side wraps around to the relay line on the transmitting side. Is called an echo because it reaches the receiver of the speaker as described later).
The echo reaches the handset of the telephone at the far end through the transmission line, the hybrid transformer at the far end, and the subscriber line at the far end. Since the echo is the voice of the far-end side caller, the far-end side caller is talking while listening to his / her low level voice, which is delayed by one round trip of the relay line. Of course, the same applies to the caller on the near end side. In Japan, this delay time is about several tens of milliseconds, so it is unlikely that the caller will feel uncomfortable.
In the case of an international call, this delay time reaches hundreds of milliseconds, and the caller is placed in an extremely difficult environment to speak.
【０００３】上記のような不具合を解消するために、受
信側の信号を用いて擬似的なエコーを発生させ、受信側
から送信側に回り込んだエコーから差し引くエコー・キ
ャンセラが使用される。エコー・キャンセラはこの他
に、２線中継線に使用される双方向中継器、携帯電話シ
ステム、遠隔会議システムなどにも使用されており、そ
の用途は拡大しつつある。In order to solve the above-mentioned problems, an echo canceller is used which generates a pseudo echo using a signal on the receiving side and subtracts it from the echo sneaking around from the receiving side to the transmitting side. The echo canceller is also used in a two-way relay used for a two-wire relay line, a mobile phone system, a remote conference system, etc., and its application is expanding.
【０００４】従って、エコー・キャンセラの特性向上、
特に、４線側の送信側の雑音に左右されずに安定にエコ
ー収束するエコー・キャンセラの実現が望まれている。Therefore, the characteristics of the echo canceller are improved,
In particular, it is desired to realize an echo canceller that stably converges echoes without being affected by noise on the transmitting side on the 4-line side.
【０００５】[0005]
【従来の技術】図１０は、適応フィルタを用いた、従来
のエコー・キャンセラの構成を示す図で、２線−４線変
換回路（電話システムの場合には加入者回路と呼ばれ
る）、電話機も含めて図示している。2. Description of the Related Art FIG. 10 is a diagram showing a configuration of a conventional echo canceller using an adaptive filter. A 2-wire to 4-wire conversion circuit (called a subscriber circuit in the case of a telephone system) and a telephone are also provided. It is shown inclusive.
【０００６】図１０において、１ａはタップ係数更新
部、２はタップ係数格納部、３は擬似エコー発生部、４
はタップデータ格納部、５は減算部、１１は２線−４線
変換回路、１２は電話機である。尚、２線−４線変換回
路はハイブリッド・トランス１１１以外は省略して図示
しているが、伝送上の主要機能を文章で補足すると、近
端側の電話機からの音声信号はハイブリッド・トランス
を経由した後にアナログ・デジタル変換され、２線−４
線変換回路から出力されてエコー・キャンセラに入力さ
れる。一方、遠端側から伝送されてくる受信信号はデジ
タル・アナログ変換された後、ハイブリッド・トランス
を経由して電話機に導かれる。尚、図１０おいては、本
発明の要旨には無関係なので、通常用いられるダブルト
ーク検出部を省略している。In FIG. 10, 1a is a tap coefficient updating section, 2 is a tap coefficient storing section, 3 is a pseudo echo generating section, and 4 is a pseudo echo generating section.
Is a tap data storage unit, 5 is a subtraction unit, 11 is a 2-line to 4-line conversion circuit, and 12 is a telephone. The two-wire to four-wire conversion circuit is omitted in the figure except for the hybrid transformer 111. However, if the main functions of transmission are supplemented with sentences, the voice signal from the telephone on the near end side will be the hybrid transformer. After passing through, it is converted to analog / digital and 2 wire-4
It is output from the line conversion circuit and input to the echo canceller. On the other hand, the received signal transmitted from the far end side is digital-to-analog converted and then guided to the telephone via the hybrid transformer. Note that, in FIG. 10, the double-talk detecting unit that is normally used is omitted because it is irrelevant to the gist of the present invention.
【０００７】エコー・キャンセラは図１０のように、４
線区間に挿入されて、４線側から２線側をみたエコー経
路の伝達特性を受信信号に対して適応的に推定して擬似
エコーを発生し、受信側から送信側へ回り込んだエコー
から差し引くことで実現される。この擬似エコーの推定
はトランスバーサル・フィルタによって行なわれる。こ
のトランスバーサル・フィルタ部を、学習同定法による
構成を例にして、詳細に図示したものが図１１である。As shown in FIG. 10, the echo canceller has 4
It is inserted in the line section and adaptively estimates the transfer characteristics of the echo path from the 4th wire side to the 2nd wire side with respect to the received signal to generate a pseudo echo, and from the echo that wraps around from the receiving side to the transmitting side. It is realized by subtracting. The estimation of this pseudo echo is performed by a transversal filter. FIG. 11 shows the transversal filter unit in detail by taking the configuration by the learning identification method as an example.
【０００８】図１１における符号は図１０の符号と同一
である。そして、擬似エコー発生部はタップデータ格納
部から供給されるタップデータｘi とタップ係数格納部
から供給されるタップ係数ｈi の積をとる乗算器と、複
数の乗算器の出力の和をとる加算器を有する。The reference numerals in FIG. 11 are the same as those in FIG. Then, the pseudo echo generation unit takes the sum of the outputs of the multipliers and the multiplier that takes the product of the tap data x i supplied from the tap data storage unit and the tap coefficient h i supplied from the tap coefficient storage unit. It has an adder.
【０００９】時刻ｎにおける受信信号のベクトル表現を
Ｘn （ｘ1 、ｘ2 、・・、ｘm ）、エコー経路のインパ
ルス応答のベクトル表現をＷ（ｗ1 、ｗ2 、・・、
ｗm ）で表す時、エコーのベクトル表現ｙn はＸn-1 、
Ｗの内積によって与えられるので、次の式のようにな
る。The vector representation of the received signal at time n is X n (x 1 , x 2 , ..., X m ), and the vector representation of the impulse response of the echo path is W (w 1 , w 2 , ...).
w m ), the vector representation y n of the echo is X n−1 ,
Since it is given by the inner product of W, it becomes the following equation.
【００１０】 一方、エコー・キャンセラのタップ係数のベクトル表現
をＨ（ｈ1 、ｈ2 、・・、ｈm ）とすれば、推定した擬
似エコーｙ* n は次式で与えれる。[0010] On the other hand, if the vector expression of the tap coefficient of the echo canceller is H (h 1 , h 2 , ..., H m ), the estimated pseudo echo y * n is given by the following equation.
【００１１】 従って、残留エコーｅn は式（１）と式（２）の差より
次式のようになる。[0011] Therefore, the residual echo e n is given by the following equation from the difference of equations (1) and (2).
【００１２】 そして、タップ係数ｈi は残留エコーとタップデータと
から学習同定法によって次式のように更新される。[0012] Then, the tap coefficient h i is updated from the residual echo and the tap data by the learning identification method as in the following equation.
【００１３】 ｈi+1 ＝ｈi ＋α・（ｅn ・ｘn-i ）／（Ｘn ・Ｘn ） （４） ここでαは学習同定法の制御係数又は利得係数と呼ば
れ、収束の速度と安定性を決める定数である。そして、
図１１におけるタップ係数更新部は式（４）の演算その
ものを行なう。その構成を具体的に図示したものが図１
２である。H i + 1 = h i + α · (e n · x ni ) / (X n · X n ) (4) Here, α is called a control coefficient or a gain coefficient of the learning identification method, and the speed of convergence. Is a constant that determines stability. And
The tap coefficient updating unit in FIG. 11 performs the calculation itself of Expression (4). A concrete illustration of the configuration is shown in FIG.
It is 2.
【００１４】図１２において、１ａ１は残留エコーとタ
ップデータの積をとる乗算器、１ａ２は制御係数αをか
ける乗算器、１ａ３は式（４）の第二項の演算をする乗
算器、１ａ４は１サンプル前のタップ係数ｈi を加える
加算器、１ａ５は１サンプル遅延回路、１ａ６は受信信
号電力の逆数の算出回路である。即ち、図１２の構成は
式（４）の右辺の演算に対応している。In FIG. 12, 1a1 is a multiplier for taking the product of the residual echo and tap data, 1a2 is a multiplier for multiplying the control coefficient α, 1a3 is a multiplier for computing the second term of the equation (4), and 1a4 is An adder for adding the tap coefficient h i of one sample before, 1a5 is a one-sample delay circuit, and 1a6 is a circuit for calculating the reciprocal of the received signal power. That is, the configuration of FIG. 12 corresponds to the calculation on the right side of Expression (4).
【００１５】そして、雑音のない場合には制御係数αが
０と２の間においてエコーが収斂する。また、制御係数
αは１．０の時に最も収束が速いことが、一方、αが小
さい時には収束は遅いが安定性に優れ、収束した時の特
性がよいことが知られている。従って、一般にはαを小
さめに設定することが多いが、収束速度を犠牲にしなけ
ればならないという問題がある。When there is no noise, the echo converges when the control coefficient α is between 0 and 2. Further, it is known that when the control coefficient α is 1.0, the convergence is the fastest, while when α is small, the convergence is slow but the stability is excellent and the characteristics when converged are good. Therefore, in general, α is often set to be small, but there is a problem that the convergence speed must be sacrificed.
【００１６】尚、学習同定法については、例えば、野
田、坂本「システムの学習同定法」（計測と制御、Vol.
50 ,No.8 ,pp.597 ,Sept.1968 ）などの文献がある。こ
こで、送信側に電話機の周囲雑音や２線−４線変換回路
の送り側で発生する雑音などの雑音成分ｎn がある場合
には、残留エコーｅn は次式のようになり、雑音成分は
差し引かれない。As for the learning identification method, for example, Noda and Sakamoto, "Learning Identification Method of System" (Measurement and Control, Vol.
50, No.8, pp.597, Sept.1968). Here, when there is a noise component n n such as ambient noise of the telephone set or noise generated on the sending side of the 2-wire to 4-wire conversion circuit on the transmitting side, the residual echo e n is as follows: The ingredients are not subtracted.
【００１７】 ｅn ＝Σ（ｗi −ｈi ）・ｘn-1 ＋ｎn （５） この雑音成分が式（４）のｅi に含まれるので、学習同
定法による理想的なタップ係数更新が行なわれなくな
り、収束が遅くなったり収束しないという問題が生ず
る。E n = Σ (w i −h i ) · x n−1 + n n (5) Since this noise component is included in e i of Expression (4), ideal tap coefficient update by the learning identification method is performed. Is not performed, and there arises a problem that the convergence is slow or does not converge.
【００１８】[0018]
【発明が解決しようとする課題】本発明は、かかる問題
に対処して、送信側に雑音がある場合にも安定に収束
し、且つ、収束速度が速いエコー・キャンセラを提供す
ることを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide an echo canceller which addresses such a problem and stably converges even when there is noise on the transmission side and has a high convergence speed. To do.
【００１９】[0019]
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の第一の
原理である。図１において、１はタップ係数更新部、２
はタップ係数格納部、３は擬似エコー発生部、４はタッ
プデータ格納部、５は減算部、６は電力算出部、７はα
選択部、１１は２線−４線変換回路、１２は電話機であ
る。尚、加入者回路はハイブリッド・トランス１１１以
外は省略して図示している。FIG. 1 shows the first principle of the present invention. In FIG. 1, 1 is a tap coefficient updating unit, 2
Is a tap coefficient storage unit, 3 is a pseudo echo generation unit, 4 is a tap data storage unit, 5 is a subtraction unit, 6 is a power calculation unit, and 7 is α.
A selection unit, 11 is a 2-line to 4-line conversion circuit, and 12 is a telephone. The subscriber circuit is omitted in the figure except for the hybrid transformer 111.
【００２０】本発明の第一の原理の特徴は、２線−４線
変換回路の入出力の信号電力を監視し、両方とも所定の
閾値より低い無音と見られる時の信号電力によって学習
同定法の制御係数αを選択し、選択されたαを用いてタ
ップ係数の更新を行なうことである。The feature of the first principle of the present invention is that the learning and identification method is performed by monitoring the signal power of the input and output of the 2-wire to 4-wire conversion circuit and using the signal power when both are considered to be silent below a predetermined threshold value. That is, the control coefficient α of is selected, and the tap coefficient is updated using the selected α.
【００２１】図２は、本発明の第二の原理である。図２
において、１はタップ係数更新部、２はタップ係数格納
部、３は擬似エコー発生部、４はタップデータ格納部、
５は減算部、６は電力算出部、７はα選択部、８は周期
制御部、１１は２線−４線変換回路、１２は電話機であ
る。尚、加入者回路はハイブリッド・トランス１１１以
外は省略して図示している。FIG. 2 shows the second principle of the present invention. Figure 2
, 1 is a tap coefficient updating unit, 2 is a tap coefficient storing unit, 3 is a pseudo echo generating unit, 4 is a tap data storing unit,
Reference numeral 5 is a subtraction unit, 6 is a power calculation unit, 7 is an α selection unit, 8 is a cycle control unit, 11 is a 2-wire to 4-wire conversion circuit, and 12 is a telephone. The subscriber circuit is omitted in the figure except for the hybrid transformer 111.
【００２２】本発明の第二の原理の特徴は、周期制御部
が指定する周期で制御係数αを選択することである。A feature of the second principle of the present invention is that the control coefficient α is selected in a cycle designated by the cycle control section.
【００２３】[0023]
【作用】本発明の第一の原理においては、２線−４線変
換回路の４線側の送信及び受信信号のレベルを監視し
て、両方とも無音と見られる時間の信号電力（これが無
音時の送信側の雑音レベルである）によって学習同定法
の制御係数αを設定する。従って、無音時の信号電力が
低い時にはαを大きくとって収束を速め、無音時の信号
電力が高く、収束条件が悪い時にはαを小さく設定して
収束の安定性を確保することができる。According to the first principle of the present invention, the levels of the transmission and reception signals on the 4-wire side of the 2-wire to 4-wire conversion circuit are monitored, and the signal power at the time when both appear to be silent (when this is silent) Is the noise level on the transmitting side of the learning identification method. Therefore, when the signal power during silence is low, α can be increased to accelerate the convergence, and when the signal power during silence is high and the convergence condition is poor, α can be set small to ensure the stability of convergence.
【００２４】本発明の第二の原理においては、受信信号
の電力を算出してタップ係数更新部に供給する周期をサ
ンプリング周期と異なる周期に設定することによって、
エコー・キャンセラの系が２次系になることを回避で
き、安定性を改善できる。According to the second principle of the present invention, the power of the received signal is calculated and the cycle supplied to the tap coefficient updating unit is set to a cycle different from the sampling cycle,
It is possible to prevent the system of the echo canceller from becoming a secondary system and improve the stability.
【００２５】[0025]
【実施例】本発明の第一の実施例においては、図１の電
力算出部において２線−４線変換回路の４線側き送信及
び受信信号のレベルを常に監視し、所定の閾値と比較
し、２線−４線変換回路の送信及び受信信号のレベルが
共に閾値以下である無音と判定される時間の信号電力を
算出して、この信号電力の算出値をα選択部に供給す
る。α選択部は、受けた無音区間の信号電力値を、その
信号電力値が含まれる既定の信号電力の幅に対応する符
号に変換し、この符号をアドレスとしてメモリに格納し
ている値を読み出して制御係数αとして用いる。例え
ば、最小信号電力をμ則ＰＣＭの最小雑音電力である−
７８ｄＢｍ０に定め、無音と判定する閾値を−４２ｄＢ
ｍ０とし、レベルの幅を６ｄＢとすれば、６種類のαを
選択できる。その一例を図３に示す。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS In the first embodiment of the present invention, the power calculator of FIG. 1 constantly monitors the levels of the 4-wire side transmission and reception signals of the 2-wire to 4-wire conversion circuit and compares them with a predetermined threshold value. Then, the signal power at the time when it is determined that there is no sound when both the levels of the transmission and reception signals of the 2-wire to 4-wire conversion circuit are equal to or less than the threshold value is calculated, and the calculated value of the signal power is supplied to the α selection unit. The α selection unit converts the received signal power value in the silent period into a code corresponding to a predetermined signal power width including the signal power value, and reads the value stored in the memory using this code as an address. Used as the control coefficient α. For example, the minimum signal power is the minimum noise power of μ-law PCM −
Set to 78 dBm0 and set the threshold value for silence determination to -42 dB
If m0 and the width of the level is 6 dB, 6 kinds of α can be selected. An example thereof is shown in FIG.
【００２６】本発明の第二の実施例においては、図１の
電力算出部が算出した信号電力値を用いて、α選択部に
おいて数値演算を行なってαを求める。例えば、図３に
示した無音時の信号電力とαの関係を近似式に置き換え
ると、次の式のように無音時の信号電力を対数変換した
項の線型結合で近似的に表すことができる。In the second embodiment of the present invention, the signal power value calculated by the power calculator of FIG. 1 is used to perform numerical calculation in the α selector to obtain α. For example, when the relationship between the signal power during silence and α shown in FIG. 3 is replaced with an approximate expression, the signal power during silence can be approximately represented by a linear combination of terms logarithmically converted as shown in the following expression. .
【００２７】 α＝１．０＋（２／３）×ｌｏｇ（最小雑音電力／無音
時の信号電力）（６） 即ち、α選択部において無音時の信号電力の対数変換項
を含む線型結合式を用いてαを計算する。Α = 1.0 + (2/3) × log (minimum noise power / silent signal power) (6) That is, a linear combination equation including a logarithmic conversion term of the silent signal power in the α selection unit is used. Is used to calculate α.
【００２８】第一の実施例と比較して、線型結合式を用
いてαを演算で求める第二の実施例の利点は、無音時の
信号電力に完全に適応した値を制御係数αとして選択で
きる点にある。Compared with the first embodiment, the advantage of the second embodiment in which α is calculated by using the linear combination formula is that a value which is completely adapted to the signal power during silence is selected as the control coefficient α. There is a point that can be done.
【００２９】図４は、本発明の第三の実施例である。図
４において、１はタップ係数更新部、２はタップ係数格
納部、３は擬似エコー発生部、４はタップデータ格納
部、５は減算部、６は電力算出部、７はα選択部、９は
収束監視部、１１は２線−４線変換回路、１２は電話機
である。尚、加入者回路はハイブリッド・トランス１１
１以外は省略して図示している。FIG. 4 shows a third embodiment of the present invention. In FIG. 4, 1 is a tap coefficient update unit, 2 is a tap coefficient storage unit, 3 is a pseudo echo generation unit, 4 is a tap data storage unit, 5 is a subtraction unit, 6 is a power calculation unit, 7 is an α selection unit, and 9 is Is a convergence monitoring unit, 11 is a 2-line to 4-line conversion circuit, and 12 is a telephone. The subscriber circuit is a hybrid transformer 11.
Other than 1 are omitted in the drawing.
【００３０】本発明の第三の実施例の特徴は、無音と判
定される時間における送信信号の電力によって学習同定
法の制御係数の初期値を選択し、収束監視部において受
信信号と残留エコーの電力を監視し、（受信信号の電
力）／（残留エコーの電力）であるエコー・リターンロ
ス（以降、ＥＲＬＥと略記する）を求め、求められたＥ
ＲＬＥが所定の値に達した時に信号を出力して、α選択
部において制御係数αを変更することである。通常、Ｅ
ＲＬＥが所定の値以下の時にはαを大き目に設定して収
束を速め、ＥＲＬＥが所定の値以上の時にはαを小さく
して収束の安定性を高めるようにする。そして、αの初
期値を選択する方法としては、既に述べた、表を参照す
る方法によっても、無音時の信号電力を対数変換した項
を含む線型結合式から求める方法によってもよい。The feature of the third embodiment of the present invention is that the initial value of the control coefficient of the learning identification method is selected according to the power of the transmission signal at the time when it is determined that there is no sound, and the convergence monitoring unit detects the reception signal and the residual echo. The power is monitored, the echo return loss (hereinafter, abbreviated as ERLE), which is (power of received signal) / (power of residual echo), is calculated, and the calculated E
A signal is output when the RLE reaches a predetermined value, and the control coefficient α is changed in the α selector. Usually E
When RLE is equal to or less than a predetermined value, α is set to a large value to accelerate the convergence, and when ERLE is equal to or more than a predetermined value, α is decreased to improve convergence stability. As a method of selecting the initial value of α, the method of referring to the table, which has already been described, or the method of obtaining from the linear combination formula including the term obtained by logarithmically converting the signal power at the time of silence may be used.
【００３１】又、αの変更値は、予め設定しておくこと
も、αの初期値に定率をかけて求めても、αの初期値か
ら一定値を差し引いて求めてもよい。図５は、ＥＲＬＥ
によってαを更新する様子を示す図である。The changed value of α may be set in advance, may be obtained by multiplying the initial value of α by a fixed rate, or may be obtained by subtracting a constant value from the initial value of α. Figure 5 shows ERLE
It is a figure which shows a mode that (alpha) is updated by.
【００３２】図５の（イ）は、ＥＲＬＥの変化を示す図
で、ここではＥＲＬＥの閾値としてＥ1 、Ｅ2 の二つを
設定した場合を例にしており、αの初期値としてα0 を
選択してエコー収束を開始し、ＥＲＬＥがＥ1 になった
時にαをα1 に変更し、ＥＲＬＥがＥ2 になった時にα
をα2 に更新することを示している。実用的には、Ｅ 1
は、ＥＲＬＥの許容限界値に等しく設定すればよい。FIG. 5A shows the change in ERLE.
So here, E is used as the threshold of ERLE.1, E2Two of
The case where it is set is taken as an example, and α is set as the initial value of α.0To
Select and start echo convergence, and ERLE becomes E1Became
Sometimes α is α1ERLE is E2When it becomes α
Α2It indicates that it will be updated to. Practically, E 1
May be set equal to the allowable limit value of ERLE.
【００３３】図４は、本発明の第四の実施例も表わす。
本発明の第四の実施例の特徴は、学習同定法の制御係数
αを、受信信号と送信信号の双方が所定の閾値以下であ
る無音状態と判定される時の送信信号の信号電力を対数
変換し、該無音状態の送信信号の信号電力を対数変換し
た項を含む線型結合式を用いて選択し、無音状態の信号
電力が変化する度に該線型結合式によってαを更新し、
且つ、収束監視部においてエコー・リターンロスの収束
度を監視し、エコー・リターンロスが所定の値になった
時に該収束監視部からタイミング信号を出力し、該タイ
ミング信号によって前記線型結合式の係数を変更して学
習同定法の制御係数αを変更することである。FIG. 4 also represents a fourth embodiment of the invention.
The feature of the fourth embodiment of the present invention is that the control coefficient α of the learning identification method is the logarithm of the signal power of the transmission signal when it is determined that both the reception signal and the transmission signal are in a silent state in which both are below a predetermined threshold. Selected by using a linear combination formula including a term obtained by logarithmically converting the signal power of the transmission signal in the silent state, and updating α by the linear combination formula each time the signal power in the silent state changes.
Further, the convergence monitoring unit monitors the degree of convergence of the echo / return loss, and outputs a timing signal from the convergence monitoring unit when the echo / return loss reaches a predetermined value. The timing signal outputs the coefficient of the linear coupling equation. To change the control coefficient α of the learning identification method.
【００３４】上記のように、無音状態とみなされる信号
電力に応じてαを適応的に変更することにより、常に無
音状態の信号電力に対する適切な条件で収束させること
ができ、且つ、収束度合いに応じて収束条件を合わせる
ことができるので、収束の速度を改善できるとともに、
最終的に収束する特性を良好なものにすることができ
る。As described above, by adaptively changing α in accordance with the signal power regarded as the silent state, it is possible to always converge under the appropriate condition for the signal power in the silent state, and the convergence degree is Since the convergence conditions can be adjusted accordingly, the speed of convergence can be improved and
It is possible to improve the property of finally converging.
【００３５】図６は、第四の実施例におけるαの変更の
様子を示す図で、線型結合式の係数を変更する方法を適
用した例で示している。ＥＲＬＥがＥ1 以下の時には、
ＥＲＬＥによるα変更の制御がかからないので、無音状
態の信号電力を線型結合式に代入して得られるαが選択
されている。ＥＲＬＥがＥ1 以下の時間０〜ｔ1 におい
てもαが変化しているのは、その間にも無音状態での信
号電力の変化により異なるαが選択されているためであ
る。そして、ＥＲＬＥがＥ1 、Ｅ2 になると線型結合式
の係数が変更されて、αの平均的な値が変更されてい
る。FIG. 6 is a diagram showing how α is changed in the fourth embodiment, and shows an example in which the method of changing the coefficient of the linear coupling equation is applied. When ERLE is less than E 1 ,
Since the change of α by ERLE is not controlled, α obtained by substituting the signal power in the silent state into the linear coupling equation is selected. The reason that α changes even during the time 0 to t 1 when ERLE is E 1 or less is that a different α is selected due to the change in signal power in the silent state during that time. Then, when ERLE becomes E 1 and E 2 , the coefficient of the linear coupling equation is changed and the average value of α is changed.
【００３６】図７は、本発明の第五の実施例である。図
７において、１はタップ係数更新部、２はタップ係数格
納部、３は擬似エコー発生部、４はタップデータ格納
部、５は減算部、６は電力算出部、７はα選択部、８は
周期制御部、９は収束監視部、１１は２線−４線変換回
路、１２は電話機である。尚、加入者回路はハイブリッ
ド・トランス１１１以外は省略して図示している。FIG. 7 shows a fifth embodiment of the present invention. In FIG. 7, 1 is a tap coefficient update unit, 2 is a tap coefficient storage unit, 3 is a pseudo echo generation unit, 4 is a tap data storage unit, 5 is a subtraction unit, 6 is a power calculation unit, 7 is an α selection unit, 8 Is a cycle control unit, 9 is a convergence monitoring unit, 11 is a 2-line to 4-line conversion circuit, and 12 is a telephone. The subscriber circuit is omitted in the figure except for the hybrid transformer 111.
【００３７】本発明の第一の実施例から第四の実施例ま
での説明においては、電力算出部の電力算出結果を基に
してタップ係数更新部に与える制御係数αを選択する周
期は設定された周期であることを想定していたが、制御
係数αを選択する周期を系の状態によって選択すること
も可能である。In the description of the first to fourth embodiments of the present invention, the cycle for selecting the control coefficient α to be given to the tap coefficient updating section is set based on the power calculation result of the power calculating section. However, it is also possible to select the cycle for selecting the control coefficient α according to the state of the system.
【００３８】ＥＲＬＥが許容限界値以下の時には早く収
束状態に近づける必要があり、許容限界値を超えれば安
定に、良好な特性に収束することが重要になる。制御係
数αを更新する周期が短い方が状態の変化に追随し易く
収束の応答性がよくなるため、制御係数αを更新する周
期が短い方が収束が早く、制御係数αを更新する周期が
長い方がゆっくり収束するため系を安定に保てる。この
性質を利用して、本発明の第五の実施例においては、収
束監視部によってＥＲＬＥを監視し、ＥＲＬＥが許容限
界値以下では、制御係数αの選択周期を短く設定し、許
容限界値以上では長い周期に更新する。When ERLE is less than or equal to the allowable limit value, it is necessary to approach the convergent state quickly, and when it exceeds the allowable limit value, it is important to stably converge to good characteristics. The shorter the cycle of updating the control coefficient α, the easier it is to follow changes in the state, and the better the response of convergence. Therefore, the shorter the cycle of updating the control coefficient α, the faster the convergence and the longer the cycle of updating the control coefficient α. Since it converges more slowly, the system can be kept stable. Utilizing this property, in the fifth embodiment of the present invention, the convergence monitoring unit monitors ERLE, and when ERLE is less than or equal to the allowable limit value, the selection cycle of the control coefficient α is set to be shorter than the allowable limit value. Then update to a long cycle.
【００３９】図８は、第五の実施例における制御係数α
の選択の周期の更新の様子を示す図で、図８（イ）はＥ
ＲＬＥの変化を、（ロ）はαの更新を示す。制御係数α
の変更の周期は、図８（ロ）において、αの値を示す水
平な線の長さによって表されている。図８では、αの変
更の周期は有限な値であるように図示しているが、例え
ば、ＥＲＬＥがＥ2 以上になったらαを変更しない、即
ち、無限大の周期でαを変更することも本発明の技術に
当然含まれるものである。FIG. 8 shows the control coefficient α in the fifth embodiment.
8A is a diagram showing how the selection cycle of E is updated.
The change in RLE and (b) indicate the update of α. Control coefficient α
The change cycle of is represented by the length of the horizontal line indicating the value of α in FIG. Although FIG. 8 illustrates that the changing cycle of α is a finite value, for example, when ERLE becomes E 2 or more, α is not changed, that is, α is changed at an infinite cycle. Are naturally included in the technology of the present invention.
【００４０】図９は、本発明の第六の実施例である。図
９において、１はタップ係数更新部、２はタップ係数格
納部、３は擬似エコー発生部、４はタップデータ格納
部、５は減算部、６は電力算出部、７はα選択部、８は
周期制御部、１１は２線−４線変換回路、１２は電話機
である。尚、加入者回路はハイブリッド・トランス１１
１以外は省略して図示している。FIG. 9 shows a sixth embodiment of the present invention. In FIG. 9, 1 is a tap coefficient update unit, 2 is a tap coefficient storage unit, 3 is a pseudo echo generation unit, 4 is a tap data storage unit, 5 is a subtraction unit, 6 is a power calculation unit, 7 is an α selection unit, 8 Is a cycle control unit, 11 is a 2-line to 4-line conversion circuit, and 12 is a telephone. The subscriber circuit is a hybrid transformer 11.
Other than 1 are omitted in the drawing.
【００４１】本発明の第六の実施例は、２線−４線変換
回路の４線側の入力である受信信号と、該２線−４線変
換回路の４線側の出力である送信信号の信号電力を監視
して得られる、受信信号と送信信号の双方が所定の閾値
以下である無音状態と判定される時の送信信号の信号電
力によって周期制御部が設定する制御係数αの変更の周
期を選択することを特徴とする。具体的には、無音状態
の送信信号の信号電力が小さい時には収束が早く進むの
で、制御係数αの変更の周期を短く選択し、無音状態の
信号電力が大きい時には制御係数αの変更の周期を長く
選択する。The sixth embodiment of the present invention is a reception signal which is an input on the 4-wire side of a 2-wire to 4-wire conversion circuit and a transmission signal which is an output on the 4-wire side of the 2-wire to 4-wire conversion circuit. Of the change of the control coefficient α set by the cycle control unit by the signal power of the transmission signal when both the reception signal and the transmission signal are determined to be in the silent state in which both the reception signal and the transmission signal are equal to or less than a predetermined threshold value. It is characterized by selecting a cycle. Specifically, when the signal power of the transmission signal in the silent state is small, the convergence proceeds quickly. Therefore, the cycle for changing the control coefficient α is selected to be short, and when the signal power in the silent state is large, the cycle for changing the control coefficient α is set. Choose long.
【００４２】さて、２線−４線変換回路の受信信号が所
定の閾値以下である場合には、ＥＲＬＥはいわば零を零
で割算するようなもので不定となる。従って、雑音など
ほんの少しの条件の違いでＥＲＬＥが無意味に悪く評価
されることがある。このような時に、ＥＲＬＥに閾値を
設けてαの更新や電力算出の周期の更新を行なうと、無
意味なＥＲＬＥの劣化によってエコー収束に支障をきた
すという問題が生ずる。When the received signal of the 2-wire to 4-wire conversion circuit is equal to or lower than the predetermined threshold value, ERLE is, so to speak, a value obtained by dividing zero by zero, which is indefinite. Therefore, ERLE may be meaninglessly evaluated poorly due to a slight difference in conditions such as noise. In such a case, if a threshold value is set in ERLE and α is updated or the cycle of power calculation is updated, there is a problem that echo convergence is hindered by meaningless deterioration of ERLE.
【００４３】本発明の第七の実施例は、このような問題
を回避するもので、２線−４線変換回路の４線側の受信
信号の電力が所定の閾値を超える、有音状態と判定され
る時においてのみタイマーの歩進を進め、ＥＲＬＥによ
る制御係数αの変更や、αを変更する周期の変更を行う
ことを特徴とする。The seventh embodiment of the present invention avoids such a problem, and the power of the reception signal on the 4-wire side of the 2-wire to 4-wire conversion circuit exceeds a predetermined threshold value, and a voiced state is generated. Only when the determination is made, the timer advances, and the control coefficient α by ERLE is changed, or the cycle for changing α is changed.
【００４４】以上、タップ係数更新の制御係数αの選
択、変更について、無音状態と判定した時の４線側の送
信信号の信号電力によってαを選択し、収束度によって
αを変更し、又、収束度によってαを変更する周期を変
更するようにして、エコー・キャンセラの収束を速くす
ると共に、安定な収束を実現できる構成について説明し
てきた。その中では、適応フィルタのタップ係数更新の
アルゴリズムを学習同定法を例にして説明してきたが、
上記の構成は学習同定法によるタップ係数更新に限定さ
れるものではない。即ち、最小二乗法やサイン法などに
おいても、送信側の雑音による収束への影響や、エコー
収束の状況により制御係数を変更した方が最終的には良
好な特性に収束することにおいては同じである。従っ
て、本発明の技術はそれらのアルゴリズムを利用するエ
コー・キャンセラにも当然適用が可能である。As described above, in selecting and changing the control coefficient α for updating the tap coefficient, α is selected according to the signal power of the transmission signal on the 4-line side when it is determined that there is no sound, and α is changed according to the degree of convergence. The configuration has been described in which the convergence period of the echo canceller is increased and the stable convergence is realized by changing the period for changing α according to the degree of convergence. While the learning identification method was used as an example to explain the algorithm for updating the tap coefficients of the adaptive filter,
The above configuration is not limited to the tap coefficient update by the learning identification method. That is, even in the least-squares method, the sine method, etc., it is the same in that the effect on the convergence due to the noise on the transmitting side and the change in the control coefficient depending on the situation of the echo convergence will eventually converge to good characteristics. is there. Therefore, the technique of the present invention can naturally be applied to the echo canceller utilizing those algorithms.
【００４５】[0045]
【発明の効果】以上説明したように、本発明により、雑
音がある環境においても安定にエコー収束するエコー・
キャンセラを実現することができるようになる。As described above, according to the present invention, an echo that stably converges even in an environment with noise
It becomes possible to realize a canceller.
【図１】 本発明の第一の原理。FIG. 1 is a first principle of the present invention.
【図２】 本発明の第二の原理。FIG. 2 is the second principle of the present invention.
【図３】 αを求めるテーブル。FIG. 3 is a table for obtaining α.
【図４】 本発明の第三の実施例。FIG. 4 is a third embodiment of the present invention.
【図５】 ＥＲＬＥによってαを更新する様子。FIG. 5 shows how α is updated by ERLE.
【図６】 第四の実施例におけるαの変更の様子。FIG. 6 shows how α is changed in the fourth embodiment.
【図７】 本発明の第五の実施例。FIG. 7 is a fifth embodiment of the present invention.
【図８】 第五の実施例における制御係数αの選択の周
期の変更の様子。FIG. 8 shows how the cycle of selecting the control coefficient α is changed in the fifth embodiment.
【図９】 本発明の第六の実施例。FIG. 9 is a sixth embodiment of the present invention.
【図１０】 従来のエコー・キャンセラ。FIG. 10 A conventional echo canceller.
【図１１】 擬似エコーを発生する回路。FIG. 11 is a circuit for generating a pseudo echo.
【図１２】 タップ係数を求める演算。FIG. 12 is an operation for obtaining a tap coefficient.
１ タップ係数更新部 ２ タップ係数格納部 ３ 擬似エコー発生部 ４ タップデータ格納部 ５ 減算部 ６ 電力算出部 ７ α選択部 １１ ２線−４線変換回路 １２ 電話機 １１１ ハイブリッド・トランス 1 Tap Coefficient Update Section 2 Tap Coefficient Storage Section 3 Pseudo Echo Generation Section 4 Tap Data Storage Section 5 Subtraction Section 6 Power Calculation Section 7 α Selection Section 11 2-Wire to 4-Wire Conversion Circuit 12 Telephone 111 Hybrid Transformer
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 西田 文昭 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 西池 理香 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Fumiaki Nishida Inventor Fumiaki Nishida 1015 Kamiodanaka, Nakahara-ku, Kawasaki, Kanagawa Fujitsu Limited
Claims (10)
て、適応フィルタを用いて擬似エコーを生成し、該擬似
エコーを４線側の受信側から送信側に回り込むエコーか
ら適応的に差し引くエコー・キャンセラであって、 ２線−４線変換回路（１１）の４線側の入力である受信
信号と、該２線−４線変換回路の４線側の出力である送
信信号の信号電力を求める電力算出部（６）と、 該電力算出部が無音状態と判定した時の、４線側の送信
信号の信号電力に適応して、適応フィルタのタップ係数
更新の制御係数αを決定するα選択部（７）を設けたこ
とを特徴とするエコー・キャンセラ。1. A 2-wire to 4-wire conversion circuit is inserted into the 4-wire side to generate a pseudo echo using an adaptive filter, and the pseudo echo is adapted from an echo that wraps around from the 4-wire side receiving side to the transmitter side. Which is an echo canceller to be subtracted, which is the input signal on the 4-wire side of the 2-wire to 4-wire conversion circuit (11) and the transmission signal which is the output on the 4-wire side of the 2-wire to 4-wire conversion circuit. And a control coefficient α for updating the tap coefficient of the adaptive filter, adapted to the signal power of the transmission signal on the 4-line side when the power calculation section (6) determines the signal power of An echo canceller, characterized in that an α selector (7) for determining is provided.
って、 α選択部において、 前記無音状態と判定した時の４線側の送信信号の信号電
力を参照して、テーブルからタップ係数更新の制御係数
α選択することを特徴とするエコー・キャンセラ。2. The echo canceller according to claim 1, wherein the α selection unit refers to the signal power of the transmission signal on the 4-wire side when it is determined to be in the silent state, and updates the tap coefficient from the table. An echo canceller characterized by selecting a control coefficient α.
って、 α選択部において、 前記無音状態と判定した時の４線側の送信信号の信号電
力を対数変換した項を含む線型結合式を用いてタップ係
数更新の制御係数αを求めることを特徴とするエコー・
キャンセラ。3. The echo canceller according to claim 1, wherein the α selection unit has a linear combination formula including a term obtained by logarithmically converting the signal power of the transmission signal on the 4-line side when it is determined to be in the silent state. An echo characterized by obtaining a control coefficient α for updating the tap coefficient using
Canceller.
って、 周期制御部を設け、 該周期制御部によって設定されたタイミングに、タップ
係数更新の制御係数αを変更することを特徴とするエコ
ー・キャンセラ。4. The echo canceller according to claim 1, wherein a cycle control unit is provided, and the control coefficient α for updating the tap coefficient is changed at a timing set by the cycle control unit.・ Canceller.
って、 残留エコーの収束状態を監視する収束監視部を設け、 該収束監視部が所定の収束度に達したことを検出した時
に、該収束監視部が出力する信号によって、タップ係数
更新の制御係数αを変更することを特徴とするエコー・
キャンセラ。5. The echo canceller according to claim 1, further comprising a convergence monitor for monitoring the convergence state of the residual echo, and when the convergence monitor detects that the convergence has reached a predetermined level, The echo output characterized by changing the control coefficient α for updating the tap coefficient according to the signal output from the convergence monitoring unit.
Canceller.
って、 無音状態と判定する時ごとに、４線側の送信信号の信号
電力に適応して制御係数αを変更することを特徴とする
エコー・キャンセラ。6. The echo canceller according to claim 1, wherein the control coefficient α is changed in accordance with the signal power of the transmission signal on the 4-line side every time when the silence state is determined. Echo canceller.
って、 無音状態と判定する時ごとに、４線側の送信信号の信号
電力に適応して制御係数αを変更することを特徴とする
エコー・キャンセラ。前記収束監視部が所定の収束度に
達したことを検出した時に、該収束監視部が出力する信
号によって、タップ係数更新の制御係数αを変更するこ
とを特徴とするエコー・キャンセラ。7. The echo canceller according to claim 1, wherein the control coefficient α is changed in accordance with the signal power of the transmission signal on the 4-line side every time when the silence state is determined. Echo canceller. An echo canceller, characterized in that, when the convergence monitor detects that a predetermined degree of convergence has been reached, the control coefficient α for updating the tap coefficient is changed by a signal output by the convergence monitor.
って、 残留エコーの収束状態を監視する収束監視部を設け、 該収束監視部が所定の収束度に達したことを検出した時
に、該収束監視部が出力する信号によって、前記周期制
御部が指定する周期を変更し、該変更された周期でタッ
プ係数更新の制御係数αを変更することを特徴とするエ
コー・キャンセラ。8. The echo canceller according to claim 4, further comprising a convergence monitoring section for monitoring the convergence state of the residual echo, and when the convergence monitoring section detects that the convergence level has reached a predetermined level, An echo canceller characterized in that a cycle designated by the cycle control section is changed by a signal output from a convergence monitoring section, and a control coefficient α for updating a tap coefficient is changed at the changed cycle.
って、 前記無音状態と判定した時の４線側の送信信号の信号電
力によって周期制御部が設定する制御係数α変更の周期
を変更することを特徴とするエコー・キャンセラ。9. The echo canceller according to claim 4, wherein the cycle of changing the control coefficient α set by the cycle controller is changed by the signal power of the transmission signal on the four-wire side when the silent state is determined. Echo canceller characterized by that.
ンセラであって ２線−４線変換回路の４線側の受信信号が有音状態と判
定される時においてのみ、タップ係数更新のためのタイ
ミングの歩進を行なうことを特徴とするエコー・キャン
セラ。10. The echo canceller according to claim 5, 7, or 8, wherein the tap coefficient is updated only when it is determined that the received signal on the 4-line side of the 2-line to 4-line conversion circuit is in the voiced state. An echo canceller, which is characterized by performing a step of timing for.
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|---|---|---|---|
| JP27392493A JP3477763B2 (en) | 1993-11-02 | 1993-11-02 | Echo canceller |
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2738695A1 (en) * | 1995-09-13 | 1997-03-14 | France Telecom | Adaptive identification method for system response estimation |
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| JP2010045804A (en) * | 1998-07-13 | 2010-02-25 | Telefon Ab L M Ericsson | Digital adaptive filter and acoustic echo canceller using the same |
-
1993
- 1993-11-02 JP JP27392493A patent/JP3477763B2/en not_active Expired - Fee Related
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| JP2010045804A (en) * | 1998-07-13 | 2010-02-25 | Telefon Ab L M Ericsson | Digital adaptive filter and acoustic echo canceller using the same |
| US6993126B1 (en) | 2000-04-28 | 2006-01-31 | Clearsonics Pty Ltd | Apparatus and method for detecting far end speech |
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| JP3477763B2 (en) | 2003-12-10 |
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