JPH069224U - amplifier - Google Patents
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- JPH069224U JPH069224U JP6196092U JP6196092U JPH069224U JP H069224 U JPH069224 U JP H069224U JP 6196092 U JP6196092 U JP 6196092U JP 6196092 U JP6196092 U JP 6196092U JP H069224 U JPH069224 U JP H069224U
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 高入力インピーダンス増幅器の入力部にＦＥ
Ｔをコンプリメンタリ・ペアを使って、オフセット電圧
を打ち消し、ノイズの少ない増幅を行う。又、電流電圧
変換抵抗を外部から変化させて、ノイズや歪の少ない録
音システムを構築する。
【構成】 高抵抗Ｒ２に接続された入力部のＦＥＴＱ
１、Ｑ２をコンプリメンタリ・ペアとし、オフセット電
圧の発生を防止する。アンプの出力に接続された電圧電
流変換抵抗Ｒ３により信号電圧に変換される。この時、
信号電圧は電圧電流変換抵抗Ｒ３によりノイズ電流に比
べて十分に大きな電流に変換する事が出来る。信号電流
は電流電圧変換器（１）に入力され、電流電圧変換抵抗
Ｒ４により電圧に変換される。Ｒ４を外部のコントロー
ル装置（３）に依ってコントロールできるようにして於
けば、外部から自由に増幅度を制御できる。
(57) [Summary] (Modified) [Purpose] FE is used as the input part of a high input impedance amplifier.
By using T as a complementary pair, the offset voltage is canceled and amplification with less noise is performed. In addition, the current-voltage conversion resistance is changed from the outside to build a recording system with less noise and distortion. [Composition] FETQ of the input section connected to the high resistance R2
Complementary pair of 1 and Q2 prevents generation of offset voltage. It is converted into a signal voltage by the voltage-current conversion resistor R3 connected to the output of the amplifier. At this time,
The signal voltage can be converted into a current sufficiently larger than the noise current by the voltage / current conversion resistor R3. The signal current is input to the current-voltage converter (1) and converted into a voltage by the current-voltage conversion resistor R4. If R4 can be controlled by an external control device (3), the amplification degree can be freely controlled from the outside.
Description
【０００１】[0001]
この考案は、マイクロフォンや、ムービングコイル・カートリッジなど微小 な出力電圧をＳ／Ｎよく、しかも低歪で増幅する増幅器と、それを応用したマイ ク・システム、及び、録音システムに関するものである。 The present invention relates to an amplifier that amplifies a minute output voltage such as a microphone or a moving coil cartridge with good S / N and low distortion, a microphone system to which the amplifier is applied, and a recording system.
従来は、図３のようにＮＰＮ、または、ＰＮＰのＦＥＴＱ１のソースフォロ ワで入力された信号は、増幅器（１）で増幅され、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８による減衰 器に依って出力レベルを調整され、増幅器（２）に依って増幅され、トランスＴ １に依って出力されていた。 この信号は図４のように、複数のマイク群（４）から出力された信号は、伝 送ケーブル群（５）に依って調整室まで長距離を伝送され、ミキシングアンプ（ ６）に入力される。ミキシングアンプ内では、トランスＴ２に依って信号は受け られ、マイクアンプ群（７）に依って増幅され、可変抵抗（８）に依ってそれぞ れのマイクの出力を調整されミキシングアンプ（９）に依って、各マイクの出力 を加算され、その全体の出力をマスター可変抵抗（１０）で調整され、出力アン プ（１１）に依って、テープレコーダーなどに出力される。 Conventionally, as shown in FIG. 3, the signal input by the source follower of the FET Q1 of NPN or PNP is amplified by the amplifier (1), and the output level is adjusted by the attenuator by R6, R7, and R8. , Was amplified by the amplifier (2), and was output by the transformer T 1. As shown in FIG. 4, this signal is output from a plurality of microphone groups (4) and transmitted over a long distance to a control room by a transmission cable group (5) and input to a mixing amplifier (6). It In the mixing amplifier, the signal is received by the transformer T2, is amplified by the microphone amplifier group (7), and the output of each microphone is adjusted by the variable resistor (8), and the mixing amplifier (9) is adjusted. Then, the outputs of the respective microphones are added, the overall output is adjusted by the master variable resistor (10), and output to a tape recorder or the like according to the output amplifier (11).
【０００３】[0003]
これには次のような欠点があった。 １．図３に於いてＱ１のＦＥＴからのゲート漏れ電流が発生し、高抵抗Ｒ２にそ の電流が流れ出力にオフセット電圧として表れるので、ゲート漏れ電流を小さく するためには電源電圧を低くせざるを得ず、大きなダイナミックレンジがとり難 かった。 ２．増幅器（１）は、電圧増幅器なので電圧ノイズを低く押さえるには、トラン ジスタやＦＥＴの選別、入力の増幅素子を複数並列化するなど技術的に難しく、 高価であった。又、増幅素子の複数化に依って、入力容量が増え、周波数特性の 悪化、負帰還を掛けたときの安定性の悪化などの問題点もあった。 ３．増幅度の調整を、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８の抵抗による減衰器でおこなっていたの で、減衰分だけＳ／Ｎ比の悪化があった。 ４．電圧増幅器（１）、（２）には負帰還がＲ４、Ｒ５、Ｒ９、Ｒ１０に依って 掛けられており、この負帰還が原因となる過渡特性の悪化などの音質を劣化させ る要因があった。 ５．出力にトランスが接続されているので、インピーダンスを合わせるために、 Ｒ１１による整合抵抗が必要で、これにより、出力電圧が１／２になり、その分 出力電圧が低下し、Ｓ／Ｎの悪化になっていた。 ６．図４に於いてマイク毎に伝送ケーブル（５）が必要で、このケーブルを調整 室まで長距離伸ばさなければならないので、周波数特性の劣化、周囲からのノイ ズの混入などの問題があった。 ７．マイクとテープレコーダーなどの間に、トランス、アンプ、可変抵抗器など の多くの素子が入るので歪やＳ／Ｎ比の悪化が起きていた。 等の欠点があった。 This had the following drawbacks. 1. In FIG. 3, a gate leakage current is generated from the FET of Q1, and the current flows through the high resistance R2 and appears as an offset voltage in the output. Therefore, in order to reduce the gate leakage current, the power supply voltage must be lowered. It was difficult to obtain a large dynamic range. 2. Since the amplifier (1) is a voltage amplifier, it is technically difficult and expensive to keep voltage noise low, such as selecting transistors and FETs and parallelizing a plurality of input amplifying elements. Further, due to the increase in the number of amplifying elements, there is a problem that the input capacitance increases, the frequency characteristic deteriorates, and the stability when negative feedback is applied deteriorates. 3. Since the amplification degree was adjusted by the attenuator using the resistors R6, R7, and R8, the S / N ratio deteriorated by the amount of attenuation. 4. Negative feedback is applied to the voltage amplifiers (1) and (2) by R4, R5, R9, and R10, and there is a factor that deteriorates sound quality such as deterioration of transient characteristics caused by the negative feedback. It was 5. Since a transformer is connected to the output, a matching resistor by R11 is required to match the impedance, which reduces the output voltage to 1/2, which lowers the output voltage and deteriorates S / N. Was becoming. 6. In Fig. 4, a transmission cable (5) is required for each microphone, and since this cable must be extended to the adjustment room for a long distance, there were problems such as deterioration of frequency characteristics and mixing of noise from the surroundings. 7. Since many elements such as transformers, amplifiers, and variable resistors are inserted between the microphone and tape recorder, distortion and S / N ratio deteriorated. There were drawbacks such as.
【０００４】[0004]
１．図１のように、入力部におけるＦＥＴのソースフォロワをコンプリメンタリ で使う事により、ゲート漏れ電流どうしが打ち消され、高抵抗Ｒ２には電流が流 れない。従って、オフセット電圧は発生しないので、電源電圧を十分に高くでき るので大きなダイナミックレンジが確保できる。この場合、ＦＥＴ入力部は、ソ ースフォロワに限らなくとも、ソース接地でも可能である。 ２．入力に設置した電圧電流変換抵抗Ｒ３に依って電圧電流変換を行う事により 、電流ノイズよりも遥かに大きな信号電流に変換し、その信号電流を電流電圧変 換器に依って電圧に変換するので大きなＳ／Ｎ比がとれる。 ３．増幅度の調整を、電流電圧変換抵抗Ｒ４の可変抵抗に依って行う事により、 電流電圧変換率を調整し、Ｓ／Ｎ比の悪化無しに増幅度の調整を行う。 ４．図１に於いて、電流電圧変換抵抗Ｒ４を可変抵抗にする事により自由に増幅 度を設定でき、可変抵抗の位置に依ってノイズや歪の劣化が起こらないので、負 帰還を用いなくとも十分な特性を得る事が出来き過渡特性の劣化は起こらない。 ５．バッファアンプ（２）より直接出力するために、出力低下もなく、しかも、 Ｓ／Ｎ比を大きくとれ、電流電圧変換を行う電流電圧変換抵抗Ｒ４を大きくする 事により、ラインレベルの電圧を得る事が出来るので、図３の回路に比べ遥かに 大きい増幅度と大きな出力電圧を得る事が出来る。 ６．図１に於いて、マイクアンプの可変抵抗Ｒ４を、コントロール装置（３）で コントロール入力（４）に依ってコントロールが可能にすることにより、図２の ように、マイク１からマイクｎまでのマイク群のすぐそばにミキシングアンプ（ ２）を置く事が出来るので、マイクの本数分のマイクケーブル（１）を長々と引 く必要がないので周波数特性の劣化が少ない。しかも、図３の回路に比べるとラ インレベルの電圧を得る事が出来るので、ミキシングアンプ（２）からの出力を 調整室にあるテープレコーダーなどに信号ケーブル（４）に依って長距離を伝送 しても外部からのノイズの混入に依ってＳ／Ｎ比を低下させる事がない。 ７．図２のように、ミキシング装置（６）に内蔵された可変抵抗器（７）に依っ て、それぞれのマイクの増幅度を調整し、マスター可変抵抗器（８）に依って、 全てのマイク群の増幅度を調整するような信号をリモート信号として有線、また は、光や、電波などの無線の手段（５）に依って、マイク内部に内蔵した増幅度 調整可変抵抗器をコントロールする事に依って、ミキシングアンプの出力を直接 テープレコーダー等と接続する事が可能となり、Ｓ／Ｎ比や歪の悪化を起こさな い。 1. As shown in FIG. 1, by using the source follower of the FET in the input section in a complementary manner, the gate leakage currents are canceled out, and no current flows in the high resistance R2. Therefore, since no offset voltage is generated, the power supply voltage can be made sufficiently high and a large dynamic range can be secured. In this case, the FET input section is not limited to the source follower, but may be the source grounded. 2. Since the voltage-current conversion is performed by the voltage-current conversion resistor R3 installed at the input, it is converted into a signal current much larger than the current noise, and the signal current is converted into a voltage by the current-voltage converter. A large S / N ratio can be obtained. 3. By adjusting the amplification degree by using the variable resistance of the current-voltage conversion resistor R4, the current-voltage conversion rate is adjusted, and the amplification degree is adjusted without deterioration of the S / N ratio. 4. In Fig. 1, the current-voltage conversion resistor R4 is a variable resistor so that the amplification factor can be set freely, and noise and distortion will not deteriorate depending on the position of the variable resistor. Therefore, it is sufficient without using negative feedback. It is possible to obtain various characteristics and the deterioration of transient characteristics does not occur. 5. Since the output is made directly from the buffer amplifier (2), there is no output drop, the S / N ratio can be made large, and the line-level voltage can be obtained by increasing the current-voltage conversion resistor R4 that performs current-voltage conversion. Therefore, it is possible to obtain a much larger amplification factor and a larger output voltage than the circuit of FIG. 6. In FIG. 1, the variable resistor R4 of the microphone amplifier can be controlled by the control device (3) according to the control input (4), so that the microphones from the microphone 1 to the microphone n can be controlled as shown in FIG. Since the mixing amplifier (2) can be placed right next to the group, it is not necessary to pull out as many microphone cables (1) as the number of microphones, so there is little deterioration in frequency characteristics. Moreover, compared to the circuit in Fig. 3, a line level voltage can be obtained, so the output from the mixing amplifier (2) can be transmitted to a tape recorder in the adjustment room over a long distance via a signal cable (4). However, the S / N ratio is not lowered due to the mixing of noise from the outside. 7. As shown in Fig. 2, the variable resistor (7) built into the mixing device (6) adjusts the amplification of each microphone, and the master variable resistor (8) adjusts all microphone groups. The signal that adjusts the amplification degree is wired as a remote signal, or the amplification degree adjustment variable resistor built into the microphone is controlled by wireless means (5) such as light or radio waves. As a result, the output of the mixing amplifier can be directly connected to a tape recorder, etc., and the S / N ratio and distortion will not deteriorate.
【０００５】[0005]
図１において、ＮＰＮ−ＦＥＴＱ１のゲートから流れ出たゲート漏れ電流は 、ＰＮＰ−ＦＥＴＱ２のゲート漏れ電流として吸収されるので、高抵抗Ｒ２には 電流は流れず、従ってオフセット電圧は発生しない。 Ｑ１、Ｑ２のソースフォロアの出力インピーダンスは低いので、電圧電流変換 抵抗Ｒ３の値の設定により、ノイズ電流より十分に大きな電流信号に変換する事 が出来る。電流電圧変換器は入力インピーダンス０で出力にはＲ４と信号電流の 積の電圧が出力される。 Ｒ４を変化させる事により、電流電圧変換率を変化させる事が出来るので、電 圧増幅度をＲ４により自由に変化させる事が可能である。ノイズ電圧も、信号と 同じようにＲ４に比例して変化するので、常にノイズと信号の比（Ｓ／Ｎ比）は 一定である。 Ｒ３をＲ４に比べて小さくする事により、大きな電圧増幅度を得られるので、 一般のマイクの出力に比べて遥かに大きな出力電圧を得る事が出来る。又、マイ ク本体に増幅度の調整用の可変抵抗を内蔵させる事が出来るので、入力の大きさ に合わせて適切な増幅度に調整が出来、しかも、Ｓ／Ｎ比の悪化が起こらない。 図２のにおいて、ミキシング装置（６）に内蔵される可変抵抗（８）により、 各マイク毎に設けられた可変抵抗（７）のスパンを設定できるようにすると、可 変抵抗（７）により、それぞれのマイク毎の増幅度を設定し、可変抵抗（８）に より、マイク１からマイクｎまでの全体の増幅度をコントロールする事が可能と なる。それぞれのマイクの増幅度をコントロールする信号として、電圧や電流、 パルス幅などのアナログ的手段、ＰＣＭ等のデジタル的手段を使用する事が可能 である。それらの信号を、有線または、無線の手段（５）に依ってリモートコン トロールする事により、音声信号の劣化を最小にとどめる事が可能な録音システ ムの構築が可能となる。 In FIG. 1, the gate leakage current flowing out of the gate of the NPN-FET Q1 is absorbed as the gate leakage current of the PNP-FET Q2, so that no current flows through the high resistance R2, and thus no offset voltage is generated. Since the output impedance of the source followers of Q1 and Q2 is low, it can be converted into a current signal sufficiently larger than the noise current by setting the value of the voltage / current conversion resistor R3. The current-voltage converter has an input impedance of 0 and outputs a voltage of a product of R4 and a signal current. Since the current-voltage conversion rate can be changed by changing R4, the voltage amplification degree can be freely changed by R4. Since the noise voltage also changes in proportion to R4 in the same manner as the signal, the ratio of noise to signal (S / N ratio) is always constant. By making R3 smaller than R4, a large voltage amplification degree can be obtained, and thus a much larger output voltage can be obtained compared to the output of a general microphone. In addition, since the variable resistor for adjusting the amplification degree can be built in the microphone body, the amplification degree can be adjusted to an appropriate value according to the input size, and the S / N ratio does not deteriorate. In FIG. 2, if the span of the variable resistor (7) provided for each microphone can be set by the variable resistor (8) built in the mixing device (6), the variable resistor (7) It is possible to set the amplification factor for each microphone and control the overall amplification factor from microphone 1 to microphone n by the variable resistor (8). As a signal for controlling the amplification degree of each microphone, it is possible to use analog means such as voltage, current and pulse width, or digital means such as PCM. By remotely controlling these signals by wired or wireless means (5), it is possible to construct a recording system capable of minimizing deterioration of the audio signal.
【０００６】[0006]
実施例 １ 図５は、実際の実施例である。成極電圧＋ＶＰより高抵抗Ｒ１によりコンデン サマイク・カプセルＣ０に電圧が掛けられ、結合コンデンサＣ１により音声成分 が高抵抗Ｒ２に出力される。Ｒ１、Ｒ２の値は、数１００Ｍオームから数Ｇオー ムの高い値なので、バッファーアンプのインピーダンスが低かったり漏れ電流が あると出力が小さくなったり、オフセット電圧が発生する。 ここでは、コンプリメンタリー・ペアのＦＥＴＱ１、Ｑ２を０バイアス・ソー スホロワとして用いる事により、高い入力インピーダンスを得る事が出来る。ま た、コンプリメンタリー・ペアのＮＰＮ−ＦＥＴＱ１からのゲート漏れ電流は、 ＰＮＰ−ＦＥＴＱ２のゲート漏れ電流として吸収されるので、オフセット電圧は 発生しない。 信号電圧は、電圧電流変換抵抗Ｒ３に依って電流に変換される。Ｑ１、Ｑ２に 十分なドライブ能力があれば、Ｒ３を小さくする事に依って、大きな電流信号に 変換する事が出来ので、信号電流をノイズ電流に比べて十分に大きくする事が可 能である。 トランジスタＱ５からＱ８は定電流源ＣＳ１、ＣＳ２とで、電流入力部を構成 している。これらのトランジスタは、ＣＳ１、ＣＳ２の定電流源を流れるバイア ス電流を単に信号電流で変調するだけの働きをするだけである。 Ｑ３、Ｑ４、Ｑ９、Ｑ１０で構成されるカレントミラー回路では、Ｑ４から流 れる出すバイアス電流はＱ１０にそのまま流れ込むので電流電圧変換抵抗Ｒ４に は電流は流れず電圧降下は発生しない。信号電流のみがＲ４に流れ電圧降下によ り信号電圧を発生する。この時、Ｑ１、Ｑ２と出力電圧の比、すなわち、電圧増 幅度はＲ３とＲ４の比、Ｒ４／Ｒ３になる。 Ｒ４に発生した電圧は、他のリアクタンス分や、抵抗分がＲ４に並列に接続さ れると、歪の発生、周波数特性の悪化、電圧増幅度の変化などを起こすので、イ ンピーダンスの高いバッファーアンプをＱ１１、Ｑ１２で構成し、この出力を出 力とする事により、それらの悪影響を排除できる。 又、この増幅回路は、図６、図７、図８、図９、図１０のような他の電流入力 回路や、ＦＥＴとトランジスタを組み合わせたバッファーアンプを利用しても実 現可能である。 Example 1 FIG. 5 is an actual example. A voltage is applied to the capacitor microphone capsule C0 by a resistor R1 having a higher resistance than the polarization voltage + VP, and a voice component is output to a resistor R2 by the coupling capacitor C1. Since the values of R1 and R2 are as high as several 100 M ohms to several G ohms, if the impedance of the buffer amplifier is low or if there is a leakage current, the output becomes small and an offset voltage is generated. Here, a high input impedance can be obtained by using the complementary pair FETs Q1 and Q2 as a 0 bias source follower. Moreover, since the gate leakage current from the complementary pair NPN-FET Q1 is absorbed as the gate leakage current of the PNP-FET Q2, no offset voltage is generated. The signal voltage is converted into a current by the voltage / current conversion resistor R3. If Q1 and Q2 have sufficient drive capability, it is possible to convert into a large current signal by reducing R3, so it is possible to make the signal current sufficiently larger than the noise current. . The transistors Q5 to Q8 form a current input section with constant current sources CS1 and CS2. These transistors merely serve to modulate the bias current flowing through the constant current sources of CS1 and CS2 with the signal current. In the current mirror circuit composed of Q3, Q4, Q9 and Q10, the bias current flowing out from Q4 flows into Q10 as it is, so that no current flows into the current-voltage conversion resistor R4 and no voltage drop occurs. Only the signal current flows into R4 and a signal voltage is generated due to the voltage drop. At this time, the ratio of Q1 and Q2 to the output voltage, that is, the voltage amplification degree becomes the ratio of R3 and R4, R4 / R3. The voltage generated in R4 causes distortion, deterioration of frequency characteristics, and change in voltage amplification when other reactance components and resistance components are connected in parallel with R4. Is composed of Q11 and Q12, and by using this output as output, their adverse effects can be eliminated. Further, this amplifier circuit can be realized by using other current input circuits as shown in FIGS. 6, 7, 8, 9, and 10, or a buffer amplifier in which an FET and a transistor are combined.
【０００７】[0007]
実施例 ２ 図６は、より大きな信号電流がとれるように構成されたコンプリメンタリ・ペ アＦＥＴＱ１、Ｑ２と出力トランジスタＱ３、Ｑ４及びバイアス抵抗Ｒ３に依る バッファーアンプと、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０、及び定電流源ＣＳ１、ＣＳ２ で構成された電流入力部で構成した回路である。 Embodiment 2 FIG. 6 shows a complementary amplifier FETQ1, Q2 configured to take a larger signal current, a buffer amplifier based on output transistors Q3, Q4 and a bias resistor R3, and Q7, Q8, Q9, Q10, and It is a circuit composed of a current input section composed of constant current sources CS1 and CS2.
【０００８】 実施例 ３ 図７は、電流入力回路をＱ５、Ｑ６のＦＥＴによるゲート接地回路にした回路 である。Third Embodiment FIG. 7 is a circuit in which the current input circuit is a grounded gate circuit using FETs Q5 and Q6.
【０００９】 実施例 ４ 図８は、電流入力回路を、定電流源ＣＳ１とコンデンサＣ２、Ｃ３で構成した 回路である。Fourth Embodiment FIG. 8 is a circuit in which a current input circuit is composed of a constant current source CS1 and capacitors C2 and C3.
【００１０】 実施例 ５ 図９は、電流入力回路をツェナーダイオードＤ１、Ｄ２で構成し、カレントミ ラー回路のエミッタ側の定電流源ＣＳ１、ＣＳ２とＣ２、Ｃ３で構成した電流電 圧変換回路である。Fifth Embodiment FIG. 9 shows a current-voltage conversion circuit in which the current input circuit is composed of Zener diodes D1 and D2, and is composed of constant current sources CS1 and CS2 and C2 and C3 on the emitter side of the current mirror circuit. .
【００１１】 実施例 ６ 図１０は、バイアス電流設定と同時に電圧電流変換を電圧電流変換抵抗Ｒ３、 Ｒ４で行った回路である。Sixth Embodiment FIG. 10 shows a circuit in which voltage / current conversion is performed by voltage / current conversion resistors R3 and R4 simultaneously with setting of bias current.
【００１２】 実施例 ７ 図１１は、出力電流は大きいが出力電圧が小さいような電磁変換器などを使う 場合は、この実施例のようにバッファーアンプを用いずに直接電流電圧変換器に 接続する事が可能である。Seventh Embodiment FIG. 11 shows that when an electromagnetic converter having a large output current but a small output voltage is used, it is directly connected to the current-voltage converter without using a buffer amplifier as in this embodiment. Things are possible.
【００１３】 実施例 ８ 図１２は、電流電圧変換を行う可変抵抗Ｒ４を外部からコントロールして増幅 度の可変を可能にした回路で、（１）の無線受信機と、コントロール信号のデコ ーダー（２）で出力される制御電圧は、有線の外部コントロール端子ＥＸとの切 り替え器Ｓ１で無線か有線かを選択されて、抵抗Ｒ５、アンプＡ１、ＬＥＤＤ１ で構成された電圧光変換回路により、制御電圧は光に変換され、その光に依って 、ＣＤＳＲ４がコントロールされる。このとき、Ｒ４の制御は、モータードライ ブ可変抵抗器、電子スイッチによる抵抗の切り替え、電子制御可変抵抗器など、 他の手段でも同じように可能である。 また、Ｒ４の制御に電子スイッチによる抵抗の切り替え等を使用すると制御電 圧の替わりにデジタルデーター等でも同じようにＲ４をコントロール する事が出来る。[Embodiment 8] FIG. 12 is a circuit in which the variable resistor R4 for current-voltage conversion is controlled from the outside to enable the amplification degree to be changed. The wireless receiver of (1) and the control signal decoder ( The control voltage output in 2) is selected as wireless or wired by the switch S1 with the wired external control terminal EX, and by the voltage light conversion circuit composed of the resistor R5, the amplifier A1, and the LEDD1. The control voltage is converted into light, and the CDSR 4 is controlled by the light. At this time, the control of R4 can be similarly performed by other means such as a motor drive variable resistor, resistance switching by an electronic switch, and an electronically controlled variable resistor. If R4 is controlled by using an electronic switch to change the resistance, R4 can be controlled in the same manner using digital data instead of the control voltage.
【００１４】[0014]
この増幅器は、次の効果を持っている。 １．高入力インピーダンス入力部におけるＦＥＴをコンプリメンタリ・ペアで使 う事により、ゲート漏れ電流どうしを打ち消し、入力部の高抵抗には電流が流れ ない。従って、オフセット電圧は発生しないので、電源電圧を十分に高くでき、 大きなダイナミックレンジが確保できる。 ２．入力抵抗に依って電圧電流変換を行う事により、電流ノイズよりも遥かに大 きな信号電流に変換し、それを、電流電圧変換器に依って電圧に変換するので大 きなＳ／Ｎ比がとれる。 ３．増幅度の調整の為、電流電圧変換を行う抵抗を可変抵抗とする事に依って、 電流電圧変換率を調整し、Ｓ／Ｎ比の悪化無しに増幅度の調整を行う事が可能と なる。 ４．可変抵抗の設定により自由に増幅度を設定でき、ノイズや歪の悪化もないの で、負帰還を用いなくとも十分な特性を得る事が出来き、過渡特性の劣化は起こ らない。 ５．バッファアンプより直接出力するために、出力低下もなく、しかも、Ｓ／Ｎ 比を大きくとれるので、従来の回路に比べ遥かに大きい増幅度を設定できる。 ６．マイクアンプの増幅度設定可変抵抗Ｒ４を、コントロール装置でコントロー ル入力に依ってコントロールを可能とすることにより、マイク群のすぐそばにミ キシングアンプを置く事が出来るので、マイクの本数分のマイクケーブルを長々 と引く必要がなく周波数特性の劣化が少ない。しかも、従来の回路に比べると大 きな電圧を得る事が出来るので、ミキシングアンプからの出力を調整室にあるテ ープレコーダーなどに信号ケーブルに依って長距離を伝送しても外部からのノイ ズの混入に依ってＳ／Ｎ比を低下させる事がない。 ７．ミキシング装置に内蔵された可変抵抗器に依って、それぞれのマイクの増幅 度を調整し、主可変抵抗器に依って、全てのマイク群の増幅度を調整するような 信号をリモート信号として有線、または、光や、電波などの無線の手段に依って 、マイク内部に内蔵した増幅度調整可変抵抗器をコントロールする事に依って、 ミキシングアンプの出力を直接テープレコーダー等と接続する事が可能となり、 Ｓ／Ｎ比や歪の悪化を起こさない。 This amplifier has the following effects. 1. High input impedance By using the FET in the input section as a complementary pair, the gate leakage currents are canceled out and no current flows in the high resistance of the input section. Therefore, since no offset voltage is generated, the power supply voltage can be made sufficiently high and a large dynamic range can be secured. 2. By converting the voltage to current by the input resistance, it is converted into a signal current much larger than the current noise, and by converting it into a voltage by the current-voltage converter, a large S / N ratio is obtained. Can be taken. 3. To adjust the amplification degree, by changing the resistance that performs current-voltage conversion to a variable resistance, it is possible to adjust the current-voltage conversion rate and adjust the amplification degree without deteriorating the S / N ratio. . 4. Since the amplification factor can be set freely by setting the variable resistance and there is no deterioration of noise or distortion, sufficient characteristics can be obtained without using negative feedback and transient characteristics do not deteriorate. 5. Since the output is made directly from the buffer amplifier, the output does not decrease and the S / N ratio can be made large, so that a much larger amplification degree can be set as compared with the conventional circuit. 6. By making it possible to control the amplification setting variable resistor R4 of the microphone amplifier by controlling the control input by the control device, it is possible to place a mixing amplifier in the immediate vicinity of the microphone group. There is no need to pull the cable for a long time, and there is little deterioration in frequency characteristics. Moreover, since it is possible to obtain a larger voltage than the conventional circuit, even if the output from the mixing amplifier is transmitted to a tape recorder in the adjustment room over a long distance via a signal cable, noise from the outside can be transmitted. The S / N ratio does not decrease due to the inclusion of the. 7. A variable resistor built into the mixing device adjusts the amplification of each microphone, and a main variable resistor adjusts the amplification of all microphone groups. Alternatively, the output of the mixing amplifier can be directly connected to a tape recorder etc. by controlling the amplification adjustment variable resistor built into the microphone by wireless means such as light or radio waves. , S / N ratio and distortion are not deteriorated.
【図１】本考案の説明図である。FIG. 1 is an explanatory view of the present invention.
（１） 電流電圧変換器 （２） 出力バッファアンプ （３） コントロール装置 ＯＵＴ 出力端子 Ｒ１ 高抵抗 Ｒ２ 高抵抗 Ｒ３ 電圧電流変換抵抗 Ｒ４ 電流電圧変換抵抗 ＋ＶＣＣ 正極電源 −ＶＣＣ 負極電源 ＋ＶＰ 成極電圧 Ｃ０ コンデンサマイクカプセル Ｃ１ 入力コンデンサ Ｑ１ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ２ ＰＮＰ−ＦＥＴ (1) Current-voltage converter (2) Output buffer amplifier (3) Control device OUT output terminal R1 High resistance R2 High resistance R3 Voltage-current conversion resistance R4 Current-voltage conversion resistance + VCC Positive power supply −VCC Negative power supply + VP Polarization voltage C0 Capacitor Microphone Capsule C1 Input Capacitor Q1 NPN-FET Q2 PNP-FET
【図２】本考案の説明図である。FIG. 2 is an explanatory view of the present invention.
マイク１ マイク群の１番目のマイク マイクｎ マイク群のｎ番目のマイク （１） マイク信号伝送ケーブル群 （２） ミキサー・アンプ （３） ミキシング・アンプ （４） 信号出力ケーブル （５） コントロールケーブル群 （６） ミキシング・コントローラー （７） 増幅度コントロール可変抵抗群 （８） マスター可変抵抗 テープレコーダーなど テープレコーダーなどの記録装置や、アンプ、スピーカ
ーなどの再生装置。Microphone 1 The first microphone in the microphone group Microphone n The nth microphone in the microphone group (1) Microphone signal transmission cable group (2) Mixer amplifier (3) Mixing amplifier (4) Signal output cable (5) Control cable group (6) Mixing controller (7) Amplitude control variable resistance group (8) Master variable resistance Tape recorders Recording devices such as tape recorders, playback devices such as amplifiers and speakers.
【図３】従来の技術の説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram of a conventional technique.
（１） 増幅器 （２） 増幅器 ＯＵＴＰＵＴ 出力端子 Ｒ１ 高抵抗 Ｒ２ 高抵抗 Ｒ３ 負荷抵抗 Ｒ４ 負帰還抵抗 Ｒ５ 負帰還抵抗 Ｒ６ 減衰器抵抗 Ｒ７ 減衰器抵抗 Ｒ８ 減衰器抵抗 Ｒ９ 負帰還抵抗 Ｒ１０ 負帰還抵抗 Ｒ１１ 出力インピーダンス・マッチング抵抗 ＋ＶＣＣ 正極電源 −ＶＣＣ 負極電源 ＋ＶＰ 成極電圧 Ｃ０ コンデンサマイクカプセル Ｃ１ 入力コンデンサ Ｃ２ 結合コンデンサ Ｑ１ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ２ ＰＮＰ−ＦＥＴ Ｔ１ 出力トランス (1) Amplifier (2) Amplifier OUTPUT output terminal R1 High resistance R2 High resistance R3 Load resistance R4 Negative feedback resistance R5 Negative feedback resistance R6 Attenuator resistance R7 Attenuator resistance R8 Attenuator resistance R9 Negative feedback resistance R10 Negative feedback resistance R11 Output Impedance matching resistance + VCC Positive power supply -VCC Negative power supply + VP Polarization voltage C0 Capacitor microphone capsule C1 Input capacitor C2 Coupling capacitor Q1 NPN-FET Q2 PNP-FET T1 Output transformer
【図４】実施例１の説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram of the first embodiment.
マイク１ マイク群の１番目のマイク マイクｎ マイク群のｎ番目のマイク （４） マイク群 （５） マイク信号伝送ケーブル群 （６） ミキサー・アンプ （７） マイク・アンプ群 （８） 音量調整器 （９） ミキシングアンプ （１０） マスター可変抵抗 （１１） 出力アンプ テープレコーダーなど テープレコーダーなどの記録装置や、アンプ、スピーカ
ーなどの再生装置。Microphone 1 The first microphone in the microphone group Microphone n The nth microphone in the microphone group (4) Microphone group (5) Microphone signal transmission cable group (6) Mixer amplifier (7) Microphone amplifier group (8) Volume adjuster (9) Mixing amplifier (10) Master variable resistor (11) Output amplifier Tape recorder, etc. Recording devices such as tape recorders, and playback devices such as amplifiers and speakers.
【図５】実施例１の説明図である。FIG. 5 is an explanatory diagram of the first embodiment.
ＯＵＴ 出力端子 Ｒ１ 高抵抗 Ｒ２ 高抵抗 Ｒ３ 電圧電流変換抵抗 Ｒ４ 電流電圧変換抵抗 ＋ＶＣＣ 正極電源 −ＶＣＣ 負極電源 ＋ＶＰ 成極電圧 Ｃ０ コンデンサマイクカプセル Ｃ１ 入力コンデンサ Ｑ１ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ２ ＰＮＰ−ＦＥＴ Ｑ３ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ４ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ５ 電流入力部を構成するトランジスタ Ｑ６ 電流入力部を構成するトランジスタ Ｑ７ 電流入力部を構成するトランジスタ Ｑ８ 電流入力部を構成するトランジスタ Ｑ９ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ１０ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ１１ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ１２ ＰＮＰ−ＦＥＴ ＣＳ１ 定電流源 ＣＳ２ 定電流源OUT Output terminal R1 High resistance R2 High resistance R3 Voltage current conversion resistance R4 Current voltage conversion resistance + VCC Positive power supply −VCC Negative power supply + VP Polarization voltage C0 Capacitor Microphone capsule C1 Input capacitor Q1 NPN-FET Q2 PNP-FET Q3 Current mirror circuit Transistor configuring Q4 Transistor configuring current mirror circuit Q5 Transistor configuring current input unit Q6 Transistor configuring current input unit Q7 Transistor configuring current input unit Q8 Transistor configuring current input unit Q9 Configuring current mirror circuit Transistor Q10 Transistor forming current mirror circuit Q11 NPN-FET Q12 PNP-FET CS1 constant current source CS2 constant current source
【図６】実施例１の説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram of the first embodiment.
ＯＵＴ 出力端子 Ｒ１ 高抵抗 Ｒ２ 高抵抗 Ｒ３ バイアス抵抗 Ｒ４ 電圧電流変換抵抗 Ｒ５ 電流電圧変換抵抗 ＋ＶＣＣ 正極電源 −ＶＣＣ 負極電源 ＋ＶＰ 成極電圧 Ｃ０ コンデンサマイクカプセル Ｃ１ 入力コンデンサ Ｑ１ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ２ ＰＮＰ−ＦＥＴ Ｑ３ エミッタホロワ Ｑ４ エミッタホロワ Ｑ５ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ６ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ７ 電流入力部を構成するトランジスタ Ｑ８ 電流入力部を構成するトランジスタ Ｑ９ 電流入力部を構成するトランジスタ Ｑ１０ 電流入力部を構成するトランジスタ Ｑ１１ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ１２ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ１３ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ１４ ＰＮＰ−ＦＥＴ ＣＳ１ 定電流源 ＣＳ２ 定電流源OUT Output terminal R1 High resistance R2 High resistance R3 Bias resistance R4 Voltage current conversion resistance R5 Current voltage conversion resistance + VCC Positive power supply −VCC Negative power supply + VP Polarization voltage C0 Capacitor Microphone C1 Input capacitor Q1 NPN-FET Q2 PNP-FET Q3 Emitter follower Q4 Emitter follower Q5 Transistor forming current mirror circuit Q6 Transistor forming current mirror circuit Q7 Transistor forming current input section Q8 Transistor forming current input section Q9 Transistor forming current input section Q10 Transistor forming current input section Q11 Transistor configuring current mirror circuit Q12 Transistor configuring current mirror circuit Q13 NPN-FET Q14 PNP-FET CS1 constant current CS2 constant current source
【図７】実施例２の説明図である。FIG. 7 is an explanatory diagram of the second embodiment.
【符号の説明】 ＯＵＴ 出力端子 Ｒ１ 高抵抗 Ｒ２ 高抵抗 Ｒ３ 電圧電流変換抵抗 Ｒ４ 電流電圧変換抵抗 ＋ＶＣＣ 正極電源 −ＶＣＣ 負極電源 ＋ＶＰ 成極電圧 Ｃ０ コンデンサマイクカプセル Ｃ１ 入力コンデンサ Ｑ１ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ２ ＰＮＰ−ＦＥＴ Ｑ３ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ４ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ５ 電流入力部を構成するＦＥＴ Ｑ６ 電流入力部を構成するＦＥＴ Ｑ７ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ８ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ９ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ１０ ＰＮＰ−ＦＥＴ[Description of symbols] OUT output terminal R1 high resistance R2 high resistance R3 voltage / current conversion resistance R4 current / voltage conversion resistance + VCC positive power supply −VCC negative power supply + VP polarization voltage C0 capacitor microphone capsule C1 input capacitor Q1 NPN-FET Q2 PNP-FET Q3 transistor forming a current mirror circuit Q4 transistor forming a current mirror circuit Q5 FET forming a current input section Q6 FET forming a current input section Q7 transistor forming a current mirror circuit Q8 transistor forming a current mirror circuit Q9 NPN -FET Q10 PNP-FET
【図８】実施例３の説明図である。FIG. 8 is an explanatory diagram of the third embodiment.
ＯＵＴ 出力端子 Ｒ１ 高抵抗 Ｒ２ 高抵抗 Ｒ３ 電圧電流変換抵抗 Ｒ４ 電流電圧変換抵抗 ＋ＶＣＣ 正極電源 −ＶＣＣ 負極電源 ＋ＶＰ 成極電圧 Ｃ０ コンデンサマイクカプセル Ｃ１ 入力コンデンサ Ｃ２ 電流入力部を構成するコンデンサ Ｃ３ 電流入力部を構成するコンデンサ ＣＳ１ 電流入力部を構成する定電流源 Ｑ１ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ２ ＰＮＰ−ＦＥＴ Ｑ３ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ４ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ５ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ６ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ７ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ８ ＰＮＰ−ＦＥＴOUT Output terminal R1 High resistance R2 High resistance R3 Voltage-current conversion resistance R4 Current-voltage conversion resistance + VCC Positive power supply −VCC Negative power supply + VP Polarization voltage C0 Capacitor microphone capsule C1 Input capacitor C2 Capacitor C3 current input part Capacitors to be composed CS1 Constant current source to compose the current input section Q1 NPN-FET Q2 PNP-FET Q3 Transistors to compose the current mirror circuit Q4 Transistors to compose the current mirror circuit Q5 Transistors to compose the current mirror circuit Q6 Compose the current mirror circuit Composing transistor Q7 NPN-FET Q8 PNP-FET
【図９】実施例４の説明図である。FIG. 9 is an explanatory diagram of the fourth embodiment.
ＯＵＴ 出力端子 Ｒ１ 高抵抗 Ｒ２ 高抵抗 Ｒ３ 電圧電流変換抵抗 Ｒ４ 電流電圧変換抵抗 ＋ＶＣＣ 正極電源 −ＶＣＣ 負極電源 ＋ＶＰ 成極電圧 Ｃ０ コンデンサマイクカプセル Ｃ１ 入力コンデンサ Ｃ２ バイパスコンデンサ Ｃ３ バイパスコンデンサ Ｄ１ 電流入力部を構成するツェナー・ダイ
オード Ｄ２ 電流入力部を構成するツェナー・ダイ
オード ＣＳ１ 定電流源 ＣＳ２ 定電流源 Ｑ１ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ２ ＰＮＰ−ＦＥＴ Ｑ３ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ４ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ５ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ６ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ７ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ８ ＰＮＰ−ＦＥＴOUT Output terminal R1 High resistance R2 High resistance R3 Voltage current conversion resistance R4 Current voltage conversion resistance + VCC Positive power supply −VCC Negative power supply + VP Polarization voltage C0 Capacitor Microphone capsule C1 Input capacitor C2 Bypass capacitor C3 Bypass capacitor D1 Configure current input section Zener diode D2 Zener diode constituting current input section CS1 constant current source CS2 constant current source Q1 NPN-FET Q2 PNP-FET Q3 transistor forming current mirror circuit Q4 transistor forming current mirror circuit Q5 current mirror circuit Transistor configuring Q6 Transistor configuring current mirror circuit Q7 NPN-FET Q8 PNP-FET
【図１０】実施例５の説明図である。FIG. 10 is an explanatory diagram of the fifth embodiment.
ＯＵＴ 出力端子 Ｒ１ 高抵抗 Ｒ２ 高抵抗 Ｒ３ 電圧電流変換抵抗 Ｒ４ 電圧電流変換抵抗 Ｒ５ 電流電圧変換抵抗 ＋ＶＣＣ 正極電源 −ＶＣＣ 負極電源 ＋ＶＰ 成極電圧 Ｃ０ コンデンサマイクカプセル Ｃ１ 入力コンデンサ Ｑ１ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ２ ＰＮＰ−ＦＥＴ Ｑ３ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ４ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ５ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ６ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ７ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ８ ＰＮＰ−ＦＥＴOUT Output terminal R1 High resistance R2 High resistance R3 Voltage-current conversion resistance R4 Voltage-current conversion resistance R5 Current-voltage conversion resistance + VCC Positive power supply −VCC Negative power supply + VP Polarization voltage C0 Capacitor microphone capsule C1 Input capacitor Q1 NPN-FET Q2 PNP-FET Q3 Transistor configuring current mirror circuit Q4 Transistor configuring current mirror circuit Q5 Transistor configuring current mirror circuit Q6 Transistor configuring current mirror circuit Q7 NPN-FET Q8 PNP-FET
【図１１】実施例６の説明図である。FIG. 11 is an explanatory diagram of the sixth embodiment.
ＯＵＴ 出力端子 Ｌ０ 信号源 Ｑ１ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ２ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ３ 電流入力部を構成するＦＥＴ Ｑ４ 電流入力部を構成するＦＥＴ Ｑ５ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ６ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ７ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ８ ＰＮＰ−ＦＥＴ Ｒ１ 電流電圧変換抵抗 ＋ＶＣＣ 正極電源 −ＶＣＣ 負極電源OUT Output terminal L0 Signal source Q1 Transistor forming a current mirror circuit Q2 Transistor forming a current mirror circuit Q3 FET forming a current input section Q4 FET forming a current input section Q5 Transistor forming a current mirror circuit Q6 Current mirror circuit Q7 NPN-FET Q8 PNP-FET R1 Current-voltage conversion resistance + VCC Positive power supply −VCC Negative power supply
【図１２】実施例７の説明図である。FIG. 12 is an explanatory diagram of Example 7.
ＯＵＴ 出力端子 Ｒ１ 高抵抗 Ｒ２ 高抵抗 Ｒ３ 電圧電流変換抵抗 Ｒ４ 電流電圧変換抵抗 ＋ＶＣＣ 正極電源 −ＶＣＣ 負極電源 ＋ＶＰ 成極電圧 Ｃ０ コンデンサマイクカプセル Ｃ１ 入力コンデンサ Ｑ１ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ２ ＰＮＰ−ＦＥＴ Ｑ３ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ４ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ５ 電流入力部を構成するＦＥＴ Ｑ６ 電流入力部を構成するＦＥＴ Ｑ７ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ８ カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ Ｑ９ ＮＰＮ−ＦＥＴ Ｑ１０ ＰＮＰ−ＦＥＴ Ｄ１ ＬＥＤ ＥＸ 外部制御端子 （１） 無線リモートコントロール受信機 （２） 変換回路 Ｓ１ 切り替えスイッチ Ｒ５ 入力抵抗 Ａ１ 増幅器OUT Output terminal R1 High resistance R2 High resistance R3 Voltage current conversion resistance R4 Current voltage conversion resistance + VCC Positive power supply −VCC Negative power supply + VP Polarization voltage C0 Capacitor Microphone capsule C1 Input capacitor Q1 NPN-FET Q2 PNP-FET Q3 Current mirror circuit Transistor Q4 configuring a current mirror circuit Q5 FET configuring a current input section Q6 FET configuring a current input section Q7 Transistor configuring a current mirror circuit Q8 Transistor configuring a current mirror circuit Q9 NPN-FET Q10 PNP- FET D1 LED EX External control terminal (1) Wireless remote control receiver (2) Conversion circuit S1 changeover switch R5 Input resistance A1 Amplifier
Claims (4)
おいて、ＦＥＴのゲート漏れ電流に依って、オフセット
電圧が発生するのを、コンプリメンタリーの１組のＦＥ
Ｔにより、ゲート電流どうしをを打ち消し、オフセット
電圧の発生を防ぐ手段。1. A pair of FEs that are complementary to the generation of an offset voltage due to the gate leakage current of a FET in the input section of a high input impedance amplifier.
A means for canceling the gate currents by T and preventing the occurrence of offset voltage.
ってで微小電圧をＳ／Ｎよく歪を少なく増幅する手段。2. A means for amplifying a minute voltage with good S / N and with little distortion by voltage-current conversion and current-voltage conversion.
幅度の連続可変を可能としたマイク・システム3. A microphone system including claim 1 and claim 2, wherein the amplification degree of the amplifier is continuously variable.
テム4. A recording system using the microphone system.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6196092U JPH069224U (en) | 1992-07-07 | 1992-07-07 | amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6196092U JPH069224U (en) | 1992-07-07 | 1992-07-07 | amplifier |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH069224U true JPH069224U (en) | 1994-02-04 |
Family
ID=13186265
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6196092U Pending JPH069224U (en) | 1992-07-07 | 1992-07-07 | amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH069224U (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006067166A (en) * | 2004-08-26 | 2006-03-09 | Sanyo Electric Co Ltd | Amplifying device |
| JP2013519327A (en) * | 2010-02-09 | 2013-05-23 | トーシバ・リサーチ・ヨーロッパ・リミテッド | High power broadband amplifier and method |
-
1992
- 1992-07-07 JP JP6196092U patent/JPH069224U/en active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006067166A (en) * | 2004-08-26 | 2006-03-09 | Sanyo Electric Co Ltd | Amplifying device |
| JP4573602B2 (en) * | 2004-08-26 | 2010-11-04 | 三洋電機株式会社 | Amplifier |
| JP2013519327A (en) * | 2010-02-09 | 2013-05-23 | トーシバ・リサーチ・ヨーロッパ・リミテッド | High power broadband amplifier and method |
| US8907728B2 (en) | 2010-02-09 | 2014-12-09 | Kabushiki Kaisha Toshiba | High power wideband amplifier and method |
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