JPH0684795U - Ringing choke converter - Google Patents

Ringing choke converter

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JPH0684795U
JPH0684795U JP030166U JP3016693U JPH0684795U JP H0684795 U JPH0684795 U JP H0684795U JP 030166 U JP030166 U JP 030166U JP 3016693 U JP3016693 U JP 3016693U JP H0684795 U JPH0684795 U JP H0684795U
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渉 大石
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株式会社イーアールデイ
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 少数の簡単な回路を追加するだけで、高周波
化しても電力損失を低減でき、雑音の発生を抑制できる
ようにする。 【構成】 自励発振によって直流入力をスイッチングす
るスイッチング部１０と、変圧器Ｔの二次側出力を整流
平滑化する出力部１２と、その出力を安定化させる制御
部１４からなる。変圧器Ｔの一次側に放電回路１６を配
置し、変圧器Ｔの駆動巻線Ｎ３に時定数回路１８を設け
ている。放電回路１６は、小容量の第１のコンデンサＣ
３、容量が第１のコンデンサＣ３よりも大きな第２のコ
ンデンサＣ４、小抵抗値の第１の抵抗Ｒ３、抵抗値が第
１の抵抗Ｒ３よりも大きな第２の抵抗Ｒ４、第１と第２
の充電用ダイオードＤ１，Ｄ２、放電用電界効果トラン
ジスタＱ３からなる。 (57) [Abstract] [Purpose] It is possible to reduce power loss and suppress the generation of noise by adding a small number of simple circuits. [Structure] A switching unit 10 for switching a DC input by self-excited oscillation, an output unit 12 for rectifying and smoothing a secondary side output of a transformer T, and a control unit 14 for stabilizing the output. The discharge circuit 16 is arranged on the primary side of the transformer T, and the drive winding N3 of the transformer T is provided with a time constant circuit 18. The discharge circuit 16 includes a small-capacity first capacitor C.
3, a second capacitor C4 having a larger capacitance than the first capacitor C3, a first resistor R3 having a small resistance value, a second resistor R4 having a resistance value larger than the first resistor R3, first and second
The charging diodes D1 and D2 and the discharging field effect transistor Q3.

Description

【考案の詳細な説明】[Detailed description of the device]

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】[Industrial applications]

本考案は、電子機器等で使用する自励式スイッチング電源であるリンギングチ ョークコンバータに関するものである。更に詳しく述べると、主スイッチング素 子として電界効果トランジスタを使用し、変圧器の一次側に放電回路を設け、駆 動巻線に時定数回路を設けて、前記主スイッチング素子をゼロボルトスイッチン グさせることにより、電力損失及び雑音の低減を図ったリンギングチョークコン バータに関するものである。 The present invention relates to a ringing cheek converter which is a self-excited switching power supply used in electronic devices and the like. More specifically, a field effect transistor is used as the main switching element, a discharge circuit is provided on the primary side of the transformer, and a time constant circuit is provided in the drive winding to switch the main switching element to zero volt. As a result, the present invention relates to a ringing choke converter that reduces power loss and noise.

【０００２】[0002]

【従来の技術】[Prior art]

一般にリンギングチョークコンバータと呼ばれる自励式スイッチング電源は、 構成が簡単になるために、電子機器内の小型電源として広く使用されている。こ うしたリンギングチョークコンバータは、例えば、自励発振によって直流入力を スイッチングするスイッチング部と、変圧器Ｔの二次側出力を整流平滑化する出 力部と、その出力を検出してスイッチング部を制御して出力を安定化させる制御 部からなる。直流入力をスイッチングする主スイッチング素子には、 スイッチングスピードが速く、オフする時間を速くしてその損失を低減でき ること、 駆動電力が少なく駆動回路が簡単になること、 等の理由により、電界効果トランジスタを使用することが多い。 A self-excited switching power supply, generally called a ringing choke converter, is widely used as a small power supply in electronic devices because of its simple structure. Such a ringing choke converter has, for example, a switching unit that switches a DC input by self-excited oscillation, an output unit that rectifies and smoothes the secondary side output of a transformer T, and a switching unit that detects the output and switches the switching unit. It consists of a control unit that controls and stabilizes the output. The main switching element that switches the DC input has a high switching speed and can be turned off for a short time to reduce its loss. It also has a small drive power and a simple drive circuit. Often uses transistors.

【０００３】[0003]

【考案が解決しようとする課題】[Problems to be solved by the device]

ところが、主スイッチング素子として使用する電界効果トランジスタは、その 構造上、ドレイン−ソース間には非常に大きな寄生容量が存在している。このた め主スイッチング素子がオフのときに寄生容量は充電され、オンした瞬間に、そ れに蓄積されている電荷が主スイッチング素子に流れ込む現象が生じる。そのた め主スイッチング素子の電力損失が増大し、且つその時の急峻な電流によって多 大な雑音が発生することになり、電界効果トランジスタを使用した利点が半減し てしまうことになる。 However, the field effect transistor used as the main switching element has a very large parasitic capacitance between the drain and the source due to its structure. For this reason, when the main switching element is off, the parasitic capacitance is charged, and at the moment when the main switching element is turned on, the electric charge accumulated therein flows into the main switching element. Therefore, the power loss of the main switching element is increased, and a large amount of noise is generated due to the steep current at that time, and the advantage of using the field effect transistor is halved.

【０００４】 そこで、簡単な放電回路と時定数回路を付加し、主スイッチング素子をゼロボ ルトスイッチングすることにより、電力損失及び雑音を低減するリンギングチョ ークコンバータが考えられる。図４に、このリンギングチョークコンバータの回 路図を示す。このリンギングチョークコンバータは、自励発振によって直流入力 をスイッチングするスイッチング部３０と、変圧器Ｔの二次側出力を整流平滑化 する出力部１２と、その出力部を安定化させる制御部１４からなる。Therefore, a ringing choke converter that reduces power loss and noise by adding a simple discharge circuit and a time constant circuit and performing zero-volt switching of the main switching element can be considered. Figure 4 shows the circuit diagram of this ringing choke converter. This ringing choke converter includes a switching unit 30 that switches a DC input by self-excited oscillation, an output unit 12 that rectifies and smoothes the secondary side output of a transformer T, and a control unit 14 that stabilizes the output unit. .

【０００５】 スイッチング部３０は、直流入力Ｖinに対して変圧器Ｔの一次巻線Ｎ１と主ス イッチング素子Ｓとを直列に接続し、前記変圧器Ｔの駆動巻線Ｎ３に誘起する電 圧を主スイッチング素子Ｓのゲートに印加する構成である。The switching unit 30 connects the primary winding N1 of the transformer T and the main switching element S in series with respect to the DC input V in , and induces a voltage in the drive winding N3 of the transformer T. Is applied to the gate of the main switching element S.

【０００６】 さて、このリンギングチョークコンバータでは、変圧器Ｔの一次側に放電回路 ３６を配置し、変圧器Ｔの駆動巻線Ｎ３に時定数回路１８を設けている。放電回 路３６は、コンデンサＣ６、放電用電界効果トランジスタＱ３、抵抗Ｒ６、ダイ オードＤ６からなる。コンデンサＣ６は直流入力のプラス側に接続した変圧器の 一次巻線の一端に接続し、このコンデンサＣ６に直列に抵抗Ｒ６を接続する。放 電用電界効果トランジスタＱ３は、抵抗Ｒ６にドレインを接続し、変圧器Ｔの一 次巻線Ｎ１にソースを接続する。そして一次巻線Ｎ１の他端に巻き足した巻線の 一端にタップを設け、それにゲートを接続している。ダイオードＤ６は、放電用 電界効果トランジスタＱ３のソースにアノードを接続し、コンデンサＣ６の抵抗 接続側にカソードを接続する。時定数回路１８は、駆動巻線Ｎ３に並列接続した コンデンサＣ５と、直列接続した抵抗Ｒ５からなる。In this ringing choke converter, the discharge circuit 36 is arranged on the primary side of the transformer T, and the time constant circuit 18 is provided in the drive winding N3 of the transformer T. The discharge circuit 36 includes a capacitor C6, a discharging field effect transistor Q3, a resistor R6, and a diode D6. The capacitor C6 is connected to one end of the primary winding of the transformer connected to the positive side of the DC input, and the resistor R6 is connected in series to this capacitor C6. The discharge field effect transistor Q3 has a drain connected to the resistor R6 and a source connected to the primary winding N1 of the transformer T. Then, a tap is provided at one end of the winding added to the other end of the primary winding N1, and the gate is connected to it. The diode D6 has an anode connected to the source of the discharging field effect transistor Q3 and a cathode connected to the resistance connection side of the capacitor C6. The time constant circuit 18 is composed of a capacitor C5 connected in parallel to the drive winding N3 and a resistor R5 connected in series.

【０００７】 このリンギングチョークコンバータの動作は、次の通りである。起動抵抗Ｒ１ を通して主スイッチング素子Ｓのゲートに正電圧が加わると、変圧器Ｔの一次巻 線Ｎ１を通してドレイン電流が流れ、同時に駆動巻線Ｎ３に誘起電圧が発生し、 主スイッチング素子Ｓのゲートに正帰還がかかる。これによって主スイッチング 素子Ｓは急速にオンし、ドレイン電流は増大する。やがて出力部１２の出力電圧 Ｖout を検出した制御部１４によってスイッチング部１０内のトランジスタＱ２ がオンとなり、主スイッチング素子Ｓはカットオフ状態となる。主スイッチング 素子Ｓがオフした直後は、ドレイン電流が零となり、そのドレイン電圧は主スイ ッチング素子Ｓに寄生するコンデンサＣ１と外付けされたコンデンサＣ２を充電 しながら増加する。同時に、放電回路３６はダイオードＤ６を通してコンデンサ Ｃ６に充電を行う。The operation of this ringing choke converter is as follows. When a positive voltage is applied to the gate of the main switching element S through the starting resistor R1, a drain current flows through the primary winding N1 of the transformer T, at the same time an induced voltage is generated in the drive winding N3, and the gate of the main switching element S is generated. Positive feedback is required. As a result, the main switching element S turns on rapidly and the drain current increases. Eventually, the control unit 14 that has detected the output voltage V out of the output unit 12 turns on the transistor Q2 in the switching unit 10 and turns off the main switching element S. Immediately after the main switching element S is turned off, the drain current becomes zero, and the drain voltage increases while charging the capacitor C1 parasitic on the main switching element S and the externally attached capacitor C2. At the same time, the discharging circuit 36 charges the capacitor C6 through the diode D6.

【０００８】 一方、主スイッチング素子Ｓのオン期間中に変圧器Ｔに蓄積されたエネルギー は、オフ期間中に二次巻線Ｎ２を通して放出され、出力部１２で整流平滑されて 出力する。そして、変圧器Ｔに蓄積されたエネルギーがすべて放出されると、放 電回路３６の放電用電界効果トランジスタＱ３は一次巻線Ｎ１により駆動されす でにオン状態であるため、コンデンサＣ６から抵抗Ｒ６と放電用電界効果トラン ジスタＱ３を通して、一次巻線Ｎ１に少量の電流が流れ、主スイッチング素子Ｓ のドレイン電圧が低下する。ドレイン電圧が低下する途中で放電回路３６の放電 用電界効果トランジスタＱ３はオフとなるが、一次巻線Ｎ１のインダクタンスに より電流が継続するため、主スイッチング素子Ｓに寄生するコンデンサＣ１と外 付けされたコンデンサＣ２の電荷を放電しながら、主スイッチング素子Ｓのドレ イン電圧はさらにゼロボルトあるいはマイナスの電圧まで低下する。ドレイン電 圧がゼロボルトまで下降する時、駆動巻線Ｎ３は主スイッチング素子Ｓを駆動す べく立ち上がるが、時定数回路１８により遅延され、ドレイン電圧が完全にゼロ あるいはマイナスの電圧になってはじめて駆動される。そして再びドレイン電流 は増大し、上記の動作が繰り返される。On the other hand, the energy stored in the transformer T during the ON period of the main switching element S is released through the secondary winding N2 during the OFF period, rectified and smoothed by the output unit 12, and output. When all the energy stored in the transformer T is released, the discharging field effect transistor Q3 of the discharge circuit 36 is driven by the primary winding N1 and is in the on state. A small amount of current flows through the primary winding N1 through the discharge field effect transistor Q3 and the drain voltage of the main switching element S 1 drops. Although the discharging field effect transistor Q3 of the discharging circuit 36 is turned off while the drain voltage is decreasing, the current continues due to the inductance of the primary winding N1. Therefore, it is externally connected to the capacitor C1 parasitic on the main switching element S. The drain voltage of the main switching device S further decreases to zero volt or a negative voltage while discharging the electric charge of the capacitor C2. When the drain voltage drops to zero volt, the drive winding N3 rises to drive the main switching element S, but it is delayed by the time constant circuit 18 and is driven only when the drain voltage becomes completely zero or a negative voltage. It Then, the drain current increases again, and the above operation is repeated.

【０００９】 図４において、トランジスタＱ１は過電流保護用であり、過負荷などによりド レイン電流が過大になった場合、主スイッチング素子Ｓをオフして該主スイッチ ング素子Ｓ及びその他の装置を保護するものである。過電流状態の発生を、主ス イッチング素子Ｓのソースに接続した過電流検出抵抗Ｒ２で検知し、その電圧降 下がベース−エミッタ間電圧を超えると、過電流保護用のトランジスタＱ１が導 通する。制御部１４は、出力電圧Ｖout が設定値を超えた場合に出力制御トラン ジスタＱ２をオンして主スイッチング素子Ｓのゲート電圧を下げ、該主スイッチ ング素子Ｓをオフすることで、出力電圧を安定化させる。In FIG. 4, the transistor Q1 is for overcurrent protection, and when the drain current becomes excessive due to overload or the like, the main switching element S is turned off to turn off the main switching element S and other devices. To protect. The occurrence of an overcurrent state is detected by the overcurrent detection resistor R2 connected to the source of the main switching element S, and when the voltage drop exceeds the base-emitter voltage, the overcurrent protection transistor Q1 conducts. To do. When the output voltage V out exceeds the set value, the control unit 14 turns on the output control transistor Q2 to reduce the gate voltage of the main switching element S, and turns off the main switching element S to output the output voltage. Stabilize.

【００１０】 さて、上記のように、リンギングチョークコンバータに簡単な放電回路と時定 数回路を付設することにより、主スイッチング素子がオンになる直前にドレイン −ソース間の寄生容量の電荷を放電し、ゼロボルトスイッチングを行うことがで きるため、主スイッチング素子の電力損失を低減させることができる。しかし、 この付設した放電回路は、少量の電流を一瞬の間流すだけなので抵抗で消費する 電力損失は極僅かであるが、スイッチング周波数が著しく高くなるとその電力損 失は無視できなくなる。従って、入力電圧の変動範囲が広い場合、負荷変動が大 きい場合、あるいは小型化のために意図的にスイッチング周波数を高くしたい場 合等に、放電回路の抵抗の電力損失が増大してしまう。これでは、主スイッチン グ素子の電力損失を低減しても、電源全体としての電力損失を低減できないばか りか、小型化も困難になる。As described above, by attaching a simple discharging circuit and a time constant circuit to the ringing choke converter, the charge of the parasitic capacitance between the drain and the source is discharged immediately before the main switching element is turned on. Since the zero-volt switching can be performed, the power loss of the main switching element can be reduced. However, since the attached discharge circuit only passes a small amount of current for a moment, the power loss consumed by the resistor is extremely small, but the power loss cannot be ignored when the switching frequency becomes extremely high. Therefore, when the fluctuation range of the input voltage is wide, when the load fluctuation is large, or when the switching frequency is intentionally increased for downsizing, the power loss of the resistance of the discharge circuit increases. In this case, even if the power loss of the main switching element is reduced, the power loss of the power source as a whole cannot be reduced, and downsizing becomes difficult.

【００１１】 ゼロホルトスイッチングのため充放電の電流は変えないで、抵抗の電力損失を 低減するには、抵抗値とコンデンサの容量を非常に小さな値にすることも考えら れるが、コンデンサの容量を小さくすると主スイッチング素子がオフのとき、変 圧器の一次巻線に内在する漏れインダクタンスによって生ずる過大なフライバッ ク電圧やリンギングを吸収することができないため、大きな雑音を発生してしま う。To reduce the power loss of the resistor without changing the charging / discharging current due to zero halt switching, it is conceivable to make the resistance value and the capacitance of the capacitor very small. When is small, when the main switching element is off, the excessive flyback voltage and ringing caused by the leakage inductance in the primary winding of the transformer cannot be absorbed, resulting in a large noise.

【００１２】 本考案の目的は、少数の簡単な回路を追加するだけで、高周波化しても電力損 失を低減でき、雑音の発生を抑制できるリンギングチョークコンバータを提供す ることである。An object of the present invention is to provide a ringing choke converter that can reduce power loss and suppress noise generation even at high frequencies by adding a small number of simple circuits.

【００１３】[0013]

【課題を解決するための手段】[Means for Solving the Problems]

本考案は、直流入力に対して変圧器の一次巻線と電界効果トランジスタからな る主スイッチング素子を直列に接続し、前記変圧器の駆動巻線に誘起する電圧を 主スイッチング素子のゲートに印加することにより自励発振するスイッチング部 と、該スイッチング部の自励発振に伴い変圧器の二次巻線に発生するフライバッ ク電圧を整流平滑化する出力部を備えたリンギングチョークコンバータである。 上記目的を達成するため本考案は、第１及び第２のコンデンサと放電用電界効果 トランジスタと第１及び第２の抵抗と第１及び第２のダイオードからなる変圧器 の一次側に設ける放電回路と、変圧器の駆動巻線に接続する時定数回路を具備し ており、この点に特徴がある。 The present invention connects a primary winding of a transformer and a main switching element consisting of a field effect transistor in series to a DC input, and applies a voltage induced in the drive winding of the transformer to the gate of the main switching element. By doing so, the ringing choke converter includes a switching unit that oscillates by self-excitation and an output unit that rectifies and smoothes the flyback voltage generated in the secondary winding of the transformer due to the self-excited oscillation of the switching unit. In order to achieve the above object, the present invention provides a discharge circuit provided on the primary side of a transformer including first and second capacitors, a field effect transistor for discharging, first and second resistors, and first and second diodes. And a time constant circuit connected to the drive winding of the transformer.

【００１４】 放電回路は、次のような構成である。直流入力のプラス側に接続した前記変圧 器の一次巻線の一端に第１のコンデンサを接続し、該第１のコンデンサに直列に 第１の抵抗を接続する。該第１の抵抗に直列に放電用電界効果トランジスタのド レインを接続し、前記変圧器の一次巻線の他端にソースを接続し、前記一次巻線 の他端に巻き足した巻線にゲートを接続する。放電用電界効果トランジスタのソ ースに第１のダイオードのアノードを接続し、第１のコンデンサの抵抗接続側に カソードを接続する。第１のコンデンサよりも大きな容量を有する第２のコンデ ンサを前記一次巻線の一端に接続し、第１の抵抗よりも大きな抵抗値を有する第 ２の抵抗を、第２のコンデンサと放電用電界効果トランジスタのドレインとの間 に接続する。放電用電界効果トランジスタのソースに第２のダイオードのアノー ドを接続し、第２のコンデンサの抵抗接続側にカソードを接続する。The discharge circuit has the following configuration. A first capacitor is connected to one end of the primary winding of the transformer connected to the positive side of the DC input, and a first resistor is connected in series to the first capacitor. A drain of a field effect transistor for discharge is connected in series to the first resistor, a source is connected to the other end of the primary winding of the transformer, and a winding is added to the other end of the primary winding. Connect the gate. The anode of the first diode is connected to the source of the discharging field effect transistor, and the cathode is connected to the resistance connection side of the first capacitor. A second capacitor having a capacitance larger than that of the first capacitor is connected to one end of the primary winding, and a second resistor having a resistance value larger than that of the first resistor is connected to the second capacitor for discharging. Connect to the drain of the field effect transistor. The anode of the second diode is connected to the source of the field effect transistor for discharge, and the cathode is connected to the resistance connection side of the second capacitor.

【００１５】 ここで、第１のコンデンサの容量と第１の抵抗の抵抗値は可能な限り小さい値 に設定し、第２のコンデンサの容量は第１のコンデンサの十倍以上に、第２の抵 抗の抵抗値は第１の抵抗の十倍以上に設定するのが好ましい。Here, the capacitance of the first capacitor and the resistance value of the first resistor are set to values as small as possible, and the capacitance of the second capacitor is ten times or more that of the first capacitor, The resistance value of the resistor is preferably set to be ten times or more the first resistance.

【００１６】 放電回路は、第１のコンデンサを最適に設計することにより第１の抵抗を用い ない構成でもよい。The discharge circuit may have a configuration in which the first resistor is optimally designed so that the first resistor is not used.

【００１７】 時定数回路は、前記変圧器の駆動巻線に抵抗を直列接続し、コンデンサを並列 接続した構成でもよいし、または駆動巻線に抵抗とインダクタを直列接続した構 成でもよい。The time constant circuit may have a configuration in which a resistor is connected in series to the drive winding of the transformer and a capacitor is connected in parallel, or a configuration in which a resistor and an inductor are connected in series to the drive winding.

【００１８】[0018]

【作用】[Action]

主スイッチング素子がオフした直後は、ドレイン電流が零となり、ドレイン電 圧はドレイン−ソース間の寄生容量に充電をしながら増加し始める。同時に、放 電回路では、第１のコンデンサには第１のダイオードを、第２のコンデンサには 第２のダイオードを通して充電される。ここで、容量の小さな第１のコンデンサ はインピーダンスが高いため、変圧器の一次巻線に内在する漏れインダクタンス によって生ずる過大で急峻なフライバック電圧やリンギングのすべては吸収でき ないために、その大分部の電流は容量の大きな第２のコンデンサに流れ吸収され る。変圧器に蓄積されたエネルギーが二次側に放出されてしまうと、放電回路の 両コンデンサに蓄積されていた電荷が、それぞれの抵抗と放電用電界効果トラン ジスタを通して放電されるため、ピーク値の大きな電流が一瞬流れる。しかし、 第１の抵抗は小さな抵抗値のため電力損失も小さい。また、第２のコンデンサは 大きな抵抗値の抵抗を通して放電されるため、電流値は小さく、従って第２の抵 抗の電力損失も小さい。その両方の放電電流の合成電流が変圧器の一次巻線に流 れ、放電用電界効果トランジスタがオフとなっても一次巻線のインダクタンスに より電流は継続し、主スイッチング素子のドレイン−ソース間のコンデンサの電 荷を放電しながら、ドレイン電圧は零あるいはマイナスになって始めて主スイッ チング素子を駆動することになる。 Immediately after the main switching element is turned off, the drain current becomes zero, and the drain voltage begins to increase while charging the drain-source parasitic capacitance. At the same time, in the discharge circuit, the first capacitor is charged through the first diode and the second capacitor is charged through the second diode. Since the first capacitor, which has a small capacitance, has a high impedance, it cannot absorb all of the excessive and steep flyback voltage and ringing caused by the leakage inductance that is inherent in the primary winding of the transformer. Current flows into the second capacitor with a large capacity and is absorbed. When the energy stored in the transformer is released to the secondary side, the charge stored in both capacitors of the discharge circuit is discharged through the respective resistors and the field effect transistor for discharge, so the peak value of A large current flows for a moment. However, since the first resistor has a small resistance value, the power loss is small. Further, since the second capacitor is discharged through the resistor having a large resistance value, the current value is small and therefore the power loss of the second resistor is also small. The combined current of both discharge currents flows in the primary winding of the transformer, and even if the discharge field effect transistor is turned off, the current continues due to the inductance of the primary winding, and the drain-source of the main switching element The main switching element will be driven only when the drain voltage becomes zero or negative while discharging the charge of the capacitor.

【００１９】[0019]

【実施例】【Example】

図１は本考案に係るリンギングチョークコンバータの一実施例を示す回路図で ある。このリンギングチョークコンバータの本体部分は、基本的には図４に示す 技術とほぼ同様であってよいので、説明を簡略化するため対応する部品には同一 符号を付す。自励発振によって直流入力をスイッチングするスイッチング部１０ と、変圧器Ｔの二次側出力を整流平滑化する出力部１２と、その出力を安定化さ せる制御部１４からなる。スイッチング部１０は、直流入力Ｖinに対して変圧器 Ｔの一次巻線Ｎ１と主スイッチング素子Ｓとを直列に接続し、前記変圧器Ｔの駆 動巻線Ｎ３に誘起する電圧を主スイッチング素子Ｓのゲートに印加する構成であ り、変圧器Ｔの一次側に放電回路１６を配置し、変圧器Ｔの駆動巻線Ｎ３に時定 数回路１８を設けている。 FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a ringing choke converter according to the present invention. Since the main body of this ringing choke converter may be basically similar to the technique shown in FIG. 4, corresponding parts are designated by the same reference numerals to simplify the description. It includes a switching unit 10 that switches a DC input by self-oscillation, an output unit 12 that rectifies and smoothes the secondary side output of the transformer T, and a control unit 14 that stabilizes the output. The switching unit 10 connects the primary winding N1 of the transformer T and the main switching element S in series to the DC input Vin, and applies the voltage induced in the driving winding N3 of the transformer T to the main switching element S. The discharge circuit 16 is arranged on the primary side of the transformer T, and the time constant circuit 18 is provided in the drive winding N3 of the transformer T.

【００２０】 放電回路１６は、小容量の第１のコンデンサＣ３、容量が第１のコンデンサＣ ３よりも大きな第２のコンデンサＣ４、小抵抗値の第１の抵抗Ｒ３、抵抗値が第 １の抵抗Ｒ３よりも大きな第２の抵抗Ｒ４、第１と第２のダイオードＤ１，Ｄ２ 、放電用電界効果トランジスタＱ３からなる。第１と第２のコンデンサＣ３，Ｃ ４を、直流入力のＶinのプラス側に接続した変圧器Ｔの一次巻線Ｎ１に接続し、 第１と第２のコンデンサＣ３，Ｃ４を、それぞれ直列に第１と第２の抵抗Ｒ３， Ｒ４に接続する。さらに第１と第２の抵抗Ｒ３，Ｒ４を放電用電界効果トランジ スタＱ３のドレインにそれぞれ直列に接続し、変圧器Ｔの一次巻線Ｎ１の他端に ソースを接続する。そして一次巻線Ｎ１の他端に巻き足した巻線の一端にタップ を設け、それにゲートを接続する。第１のダイオードＤ１のアノードは放電用電 界効果トランジスタＱ３のソースに、カソードは第１のコンデンサＣ３の抵抗接 続側に接続する。第２のダイオードＤ２のアノードは放電用電界効果トランジス タＱ３のソースに、カソードは第２のコンデンサＣ４の抵抗接続側に接続する。 時定数回路１８は、図４に示した技術と同様に、駆動巻線Ｎ３に並列接続したコ ンデンサＣ５と、直列接続した抵抗Ｒ５からなる。The discharge circuit 16 includes a first capacitor C3 having a small capacity, a second capacitor C4 having a capacity larger than that of the first capacitor C3, a first resistor R3 having a small resistance value, and a first resistance value R3. A second resistor R4, which is larger than the resistor R3, first and second diodes D1 and D2, and a discharging field effect transistor Q3. The first and second capacitors C3 and C4 are connected to the primary winding N1 of the transformer T which is connected to the plus side of V in of the DC input, and the first and second capacitors C3 and C4 are connected in series, respectively. To the first and second resistors R3 and R4. Further, the first and second resistors R3 and R4 are respectively connected in series to the drain of the discharge field effect transistor Q3, and the source is connected to the other end of the primary winding N1 of the transformer T. Then, a tap is provided at one end of the winding wound around the other end of the primary winding N1, and the gate is connected to it. The anode of the first diode D1 is connected to the source of the discharging field effect transistor Q3, and the cathode is connected to the resistance connection side of the first capacitor C3. The anode of the second diode D2 is connected to the source of the discharge field effect transistor Q3, and the cathode is connected to the resistance connection side of the second capacitor C4. The time constant circuit 18 includes a capacitor C5 connected in parallel with the drive winding N3 and a resistor R5 connected in series, as in the technique shown in FIG.

【００２１】 このリンギングチョークコンバータの基本的動作は図４に示した技術で説明し た通りであるので、ここでは放電回路１６の動作を中心に説明する。図２は、主 スイッチング素子Ｓのドレイン電圧Ｖds、ドレイン電流Ｉd 、及び第２のコンデ ンサＣ４を流れる電流ＩC4、第１のコンデンサＣ３を流れる電流ＩC3、及び放電 用電界効果トランジスタＱ３のドレイン電流ＩQ3の波形図である。主スイッチン グ素子Ｓがオフした直後は、ドレイン電流Ｉｄが急減して零となり、ドレイン電 圧Ｖdsは寄生容量Ｃ１及び等価的に付加したコンデンサＣ２を充電しながら増大 する。同時に、放電回路１６の第２のコンデンサＣ４には第２のダイオードＤ２ を通って電流が流れ、第１のコンデンサＣ３には第１のダイオードＤ１を通って 電流が流れ、それぞれ充電される。ここで、小容量の第１のコンデンサＣ３はイ ンピーダンスが高いため、変圧器Ｔの一次巻線Ｎ１に内在する漏れインダクタン スによって生ずる過大で急峻なフライバック電圧やリンギングのすべては吸収で きないため、その大部分の電流は容量の大きな第２のコンデンサＣ４に吸収され る。Since the basic operation of this ringing choke converter is as described in the technique shown in FIG. 4, the operation of the discharge circuit 16 will be mainly described here. FIG. 2 shows the drain voltage Vds of the main switching device S, the drain current Id, the current I C4 flowing through the second capacitor C4, the current I C3 flowing through the first capacitor C3 , and the drain of the discharge field effect transistor Q3. It is a wave form diagram of current IQ3 . Immediately after the main switching element S is turned off, the drain current Id suddenly decreases to zero, and the drain voltage Vds increases while charging the parasitic capacitance C1 and the equivalently added capacitor C2. At the same time, a current flows through the second capacitor C4 of the discharge circuit 16 through the second diode D2, and a current flows through the first capacitor C3 through the first diode D1 to be charged respectively. Here, since the small-capacity first capacitor C3 has a high impedance, it is possible to absorb all the excessive and steep flyback voltage and ringing caused by the leakage inductance contained in the primary winding N1 of the transformer T. Since it is not present, most of the current is absorbed by the second capacitor C4 having a large capacitance.

【００２２】 変圧器Ｔに蓄積されたエネルギーが二次側に放出されると、放電回路１６の両 コンデンサＣ３、Ｃ４に蓄積されていた電荷が、それぞれ第１と第２の抵抗Ｒ３ ，Ｒ４さらに放電用電界効果トランジスタＱ３を通して変圧器の一次巻線Ｎ１に 瞬間的に流れる。ここで小容量の第１のコンデンサＣ３は小さな抵抗値の第１の 抵抗Ｒ３を通して放電されるため、ピーク値の大きな電流が一瞬流れる。しかし 第１の抵抗Ｒ３は小さな抵抗値のため電力損失も小さい。また大容量の第２のコ ンデンサＣ４は大きな抵抗値の第２の抵抗Ｒ４を通して放電されるため、電流値 は小さく、第２の抵抗Ｒ４の電力損失も小さい。その両方の放電電流の合成電流 が、放電用電界効果トランジスタＱ３を通して一次巻線Ｎ1 に流れ、放電用電界 効果トランジスタＱ３がオフとなっても一次巻線Ｎ１のインダクタンスにより電 流は継続し、主スイッチング素子Ｓのドレイン電圧Ｖdsは、寄生容量Ｃ１及び等 価的に付加したコンデンサＣ２の電荷を放出しながら、急激に零あるいはマイナ スにまで降下する。ドレイン電圧が降下する途中で、変圧器Ｔの駆動巻線Ｎ３の 誘起電圧は、主スイッチング素子Ｓを駆動すべく立ち上がるが、時定数回路１８ により遅延されるため、ドレイン電圧Ｖdsが零あるいはマイナスになってはじめ て、主スイッチング素子Ｓが駆動される。こうして主スイッチング素子Ｓがオン し、ドレイン電流Ｉd が増加し始める。When the energy stored in the transformer T is released to the secondary side, the electric charges stored in both capacitors C3 and C4 of the discharge circuit 16 are transferred to the first and second resistors R3 and R4, respectively. It instantaneously flows to the primary winding N1 of the transformer through the discharging field effect transistor Q3. Here, since the small-capacity first capacitor C3 is discharged through the first resistor R3 having a small resistance value, a current having a large peak value flows for a moment. However, since the first resistor R3 has a small resistance value, the power loss is small. Further, since the large-capacity second capacitor C4 is discharged through the second resistor R4 having a large resistance value, the current value is small and the power loss of the second resistor R4 is also small. Composite current of both the discharge current through the discharging field effect transistor Q3 flows to the primary winding N 1, more current to the inductance of the discharge field effect transistor Q3 is one even turned off winding N1 continues, The drain voltage Vds of the main switching element S rapidly drops to zero or negative while discharging the charge of the parasitic capacitance C1 and the equivalently added capacitor C2. While the drain voltage is decreasing, the induced voltage of the drive winding N3 of the transformer T rises to drive the main switching element S, but it is delayed by the time constant circuit 18, so that the drain voltage Vds becomes zero or negative. Only then is the main switching element S driven. In this way, the main switching element S is turned on, and the drain current Id starts to increase.

【００２３】 こうした動作をより効果的に行うには、第１のコンデンサＣ３の容量と第１の 抵抗Ｒ３の抵抗値をできる限り小さい値にすると同時に、第２のコンデンサＣ４ を第１のコンデンサＣ３の十倍以上に設定し、第２の抵抗Ｒ４の抵抗値を第１の 抵抗Ｒ３の十倍以上に設定するのが好ましい。こうすることで、第２のコンデン サＣ４によって一次巻線に発生するフライバック電圧やリンギングを吸収できる し、両抵抗Ｒ３，Ｒ４による電力損失を非常に小さくできる。In order to perform such an operation more effectively, the capacitance of the first capacitor C3 and the resistance value of the first resistor R3 are made as small as possible, and at the same time, the second capacitor C4 is set to the first capacitor C3. It is preferable to set the resistance value of the second resistor R4 to 10 times or more of that of the first resistor R3. By doing so, the flyback voltage and ringing generated in the primary winding can be absorbed by the second capacitor C4, and the power loss due to the resistors R3 and R4 can be made extremely small.

【００２４】 図３は、本考案に係るリンギングチョークコンバータの他の実施例を示す回路 図である。このリンギングチョークコンバータが前記例と異なる点は、以下の通 りである。 スイッチング部２０の放電回路２６は、小容量の第１のコンデンサＣ３を最適 に設計することにより、図１に示した第１の抵抗Ｒ３を用いない構成である。第 １のダイオードＤ１として、放電用電界効果トランジスタＱ３に内蔵しているダ イオードを使用する。 図１に示した時定数回路１８の代わりに、抵抗Ｒ５とインダクタＬ１を直列接 続した時定数回路１９を用いる。 このリンギングチョークコンバータの動作は、図１に示す前記実施例と同様であ るので、説明を省略する。FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the ringing choke converter according to the present invention. The ringing choke converter is different from the above example in the following points. The discharge circuit 26 of the switching unit 20 has a configuration in which the first capacitor C3 having a small capacity is optimally designed so that the first resistor R3 shown in FIG. 1 is not used. As the first diode D1, a diode incorporated in the discharging field effect transistor Q3 is used. Instead of the time constant circuit 18 shown in FIG. 1, a time constant circuit 19 in which a resistor R5 and an inductor L1 are connected in series is used. The operation of this ringing choke converter is the same as that of the embodiment shown in FIG.

【００２５】[0025]

【考案の効果】[Effect of device]

本考案は上記のように、主スイッチング素子の寄生容量の放電回路と、主スイ ッチング素子の立ち上がりを遅延する時定数回路を付設したので、主スイッチン グ素子がオンになる直前にドレイン−ソース間の寄生容量の電荷を放電し、ゼロ ボルトスイッチングを行うことができる。そのため主スイッチング素子に発生す る電力損失を低減でき、且つ主スイッチング素子に流れ込む急峻な電流や電圧を 抑えることができ、雑音の発生を抑制できる。 As described above, the present invention is provided with the discharge circuit for the parasitic capacitance of the main switching element and the time constant circuit for delaying the rising of the main switching element. Zero-volt switching can be performed by discharging the electric charge of the parasitic capacitance between them. Therefore, the power loss generated in the main switching element can be reduced, the steep current and voltage flowing into the main switching element can be suppressed, and the generation of noise can be suppressed.

【００２６】 また本考案では、放電回路において、主にゼロボルトスイッチングさせるのに 必要な電流を確保するための回路と、主に変圧器の漏れインダクタンスによって 発生する電圧を吸収するための回路との分担を行うことにより、放電回路の電力 損失を更に低減したため、更に高周波化及び小型化が図れる。しかも、追加する 部品はいずれも電流定格の小さなものが使用でき、大型化することはなく、小型 化に有利で、コスト上昇も極く僅かで済む。Further, in the present invention, in the discharging circuit, the sharing of the circuit mainly for securing the current necessary for the zero volt switching and the circuit mainly for absorbing the voltage generated by the leakage inductance of the transformer. By further reducing the power loss of the discharge circuit, it is possible to further increase the frequency and downsize. Moreover, all the additional components can be used that have a low current rating, do not increase in size, are advantageous for miniaturization, and raise the cost very little.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本考案に係るリンギングチョークコンバータの
一実施例を示す回路図。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a ringing choke converter according to the present invention.

【図２】主スイッチング素子と放電回路のコンデンサの
動作波形図。FIG. 2 is an operation waveform diagram of a main switching element and a capacitor of a discharge circuit.

【図３】本考案に係るリンギングチョークコンバータの
他の実施例を示す回路図。FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the ringing choke converter according to the present invention.

【図４】従来のリンギングチョークコンバータの一例を
示す回路図。FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a conventional ringing choke converter.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１０ スイッチング部 １２ 出力部 １６ 放電回路 １８ 時定数回路 Ｃ３ 第１のコンデンサ Ｃ４ 第２のコンデンサ Ｄ１ 第１のダイオード Ｄ２ 第２のダイオード Ｎ１ 一次巻線 Ｎ２ 二次巻線 Ｎ３ 駆動巻線 Ｑ３ 放電用電界効果トランジスタ Ｒ３ 第１の抵抗 Ｒ４ 第２の抵抗 Ｓ 主スイッチング素子 Ｔ 変圧器 ｔ タップ Ｖin 直流入力10 switching unit 12 output unit 16 discharge circuit 18 time constant circuit C3 first capacitor C4 second capacitor D1 first diode D2 second diode N1 primary winding N2 secondary winding N3 drive winding Q3 discharge electric field Effect transistor R3 First resistance R4 Second resistance S Main switching element T Transformer t Tap V in DC input

Claims (2)

【実用新案登録請求の範囲】[Scope of utility model registration request] 【請求項１】 直流入力に対して変圧器の一次巻線と電
界効果トランジスタからなる主スイッチング素子とを直
列に接続し、前記変圧器の駆動巻線に誘起する電圧を主
スイッチング素子のゲートに印加することにより自励発
振するスイッチング部と、該スイッチング部の自励発振
に伴い変圧器の二次巻線に発生するフライバック電圧を
整流平滑化する出力部を備えたリンギングチョークコン
バータにおいて、前記変圧器の一次側に設けた放電回路
と駆動巻線に設けた時定数回路とを具備し、前記放電回
路は、 (A) 直流入力のプラス側に接続した前記変圧器の一次巻
線の一端に接続した第１のコンデンサと、 (B) 該第１のコンデンサに直列に接続した第１の抵抗
と、 (C) 該第１の抵抗に直列にドレインを接続し、前記変圧
器の一次巻線の他端にソースを接続し、該一次巻線の他
端に巻き足した巻線にゲートを接続した放電用電界効果
トランジスタと、 (D) 該放電用電界効果トランジスタのソースにアノード
を接続し、第１のコンデンサの抵抗接続側にカソードを
接続した第１のダイオードと、 (E) 第１のコンデンサよりも大きな容量を有し、前記一
次巻線の一端に接続した第２のコンデンサと、 (F) 第１の抵抗よりも大きな抵抗値を有し、第２のコン
デンサと放電用電界効果トランジスタのドレインとの間
に接続した第２の抵抗と、 (G) 放電用電界効果トランジスタのソースにアノードを
接続し、第２のコンデンサの抵抗接続側にカソードを接
続した第２のダイオードと、 からなることを特徴とするリンギングチョークコンバー
タ。1. A primary winding of a transformer and a main switching element composed of a field effect transistor are connected in series to a DC input, and a voltage induced in a drive winding of the transformer is applied to a gate of the main switching element. A ringing choke converter comprising: a switching section that oscillates by self-excitation when applied; and an output section that rectifies and smoothes a flyback voltage generated in a secondary winding of a transformer due to self-excited oscillation of the switching section. A discharge circuit provided on the primary side of the transformer and a time constant circuit provided on the drive winding, wherein the discharge circuit is (A) one end of the primary winding of the transformer connected to the positive side of the DC input. A first capacitor connected to the first capacitor, (B) a first resistor connected in series to the first capacitor, and (C) a drain connected in series to the first resistor, and the primary winding of the transformer Saw at the other end of the line A discharge field effect transistor having a gate connected to a winding wound around the other end of the primary winding, and (D) an anode connected to the source of the discharge field effect transistor. A first diode having a cathode connected to the resistance connection side of the capacitor; (E) a second capacitor having a larger capacity than the first capacitor and connected to one end of the primary winding; A second resistor having a resistance value larger than that of the first resistor and connected between the second capacitor and the drain of the discharge field effect transistor, and (G) an anode connected to the source of the discharge field effect transistor. And a second diode having a cathode connected to the resistance connection side of the second capacitor, and a ringing choke converter. 【請求項２】 直流入力に対して変圧器の一次巻線と電
界効果トランジスタからなる主スイッチング素子とを直
列に接続し、前記変圧器の駆動巻線に誘起する電圧を主
スイッチング素子のゲートに印加することにより自励発
振するスイッチング部と、該スイッチング部の自励発振
に伴い変圧器の二次巻線に発生するフライバック電圧を
整流平滑化する出力部を備えたリンギングチョークコン
バータにおいて、前記変圧器の一次側に設けた放電回路
と駆動巻線に設けた時定数回路とを具備し、前記放電回
路は、 (A) 直流入力のプラス側に接続した前記変圧器の一次巻
線の一端に接続した第１のコンデンサと、 (B) 該第１のコンデンサに直列にドレインを接続し、前
記変圧器の一次巻線の他端にソースを接続し、該一次巻
線の他端に巻き足した巻線にゲートを接続した放電用電
界効果トランジスタと、 (C) 該放電用電界効果トランジスタのソースにアノード
を接続し、第１のコンデンサのドレイン接続側にカソー
ドを接続した第１のダイオードと、 (D) 第１のコンデンサよりも大きな容量を有し、前記一
次巻線の一端に接続した第２のコンデンサと、 (E) 該第２のコンデンサと放電用電界効果トランジスタ
のドレインとの間に接続した抵抗と、 (F) 放電用電界効果トランジスタのソースにアノードを
接続し、第２のコンデンサの抵抗接続側にカソードを接
続した第２のダイオードと、 からなることを特徴とするリンギングチョークコンバー
タ。2. A primary winding of a transformer and a main switching element composed of a field effect transistor are connected in series to a DC input, and a voltage induced in a drive winding of the transformer is applied to a gate of the main switching element. A ringing choke converter comprising: a switching section that oscillates by self-excitation when applied; and an output section that rectifies and smoothes a flyback voltage generated in a secondary winding of a transformer due to self-excited oscillation of the switching section. A discharge circuit provided on the primary side of the transformer and a time constant circuit provided on the drive winding, wherein the discharge circuit is (A) one end of the primary winding of the transformer connected to the positive side of the DC input. (B) a drain connected in series to the first capacitor, a source connected to the other end of the primary winding of the transformer, and a winding connected to the other end of the primary winding. Winding added A discharge field-effect transistor having a gate connected thereto, (C) a first diode having an anode connected to the source of the discharge field-effect transistor and a cathode connected to the drain connection side of the first capacitor, (D) A second capacitor having a capacitance larger than that of the first capacitor and connected to one end of the primary winding; and (E) a resistor connected between the second capacitor and the drain of the discharging field effect transistor. And (F) a second diode in which an anode is connected to the source of the discharge field effect transistor and a cathode is connected to the resistance connection side of the second capacitor, and a ringing choke converter.
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