JPH0638625B2 - Supply current control circuit - Google Patents

Supply current control circuit

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JPH0638625B2
JPH0638625B2 JP62149268A JP14926887A JPH0638625B2 JP H0638625 B2 JPH0638625 B2 JP H0638625B2 JP 62149268 A JP62149268 A JP 62149268A JP 14926887 A JP14926887 A JP 14926887A JP H0638625 B2 JPH0638625 B2 JP H0638625B2
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Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 給電回路からの給電電流を制御するための給電電流制御
回路であって、給電電流を監視して、これが所定値以上
となったとき、所定値以上の過電流分を検出し、この過
電流分に応じて、給電回路に供給すべきバイアス電圧を
変化させることによって、給電電流が所定値を超えない
ようにするものであり、これにより、加入者までの距離
が短くても給電電流の流れ過ぎが生じないようにする。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Outline] A power supply current control circuit for controlling a power supply current from a power supply circuit, wherein the power supply current is monitored, and when it exceeds a predetermined value, an excess of a predetermined value or more is detected. By detecting the current component and changing the bias voltage to be supplied to the power supply circuit according to this overcurrent component, the power supply current is prevented from exceeding the specified value. Make sure that the supply current does not flow too much even if the distance is short.

〔産業上の利用分野〕[Industrial application field]

本発明は給電電流制御回路、特に交換機の加入者回路に
設けられる給電回路からの給電電流を制御するための給
電電流制御回路に関する。
The present invention relates to a power supply current control circuit, and more particularly to a power supply current control circuit for controlling a power supply current from a power supply circuit provided in a subscriber circuit of an exchange.

一般に給電回路は交換機側に置かれ、いわゆるA線およ
びB線(電話線)を通して各加入者の電話機に対し、こ
れを動作させるための直流給電を行うことを目的とす
る。この給電回路は、外部から供給されるA線側のバイ
アス電圧およびB線側のバイアス電圧を受けこれらのバ
イアス電圧が重畳された給電電流を、A線およびB線に
供給する。このバイアス電圧を生成するためにバイアス
回路が設けられる。このバイアス回路は通常、後述する
ように、B線側をアース(零V)から数V低い値に設定
し、A線側を電源電圧(−48V)より数V高い値に設
定するが(この逆の場合もある)、この数Vのバイアス
電圧の存在のため、加入者の電話機までの電話線(A線
およびB線)の距離に応じて給電電流を制御しなければ
ならないという必要性が生じた。本発明はこの必要性に
応え得る回路について言及するものである。
Generally, the power supply circuit is placed on the side of the exchange, and its purpose is to supply direct current power for operating the telephone of each subscriber through so-called A line and B line (telephone line). This power supply circuit receives a bias voltage on the A line side and a bias voltage on the B line side which are supplied from the outside, and supplies a power supply current on which the bias voltages are superimposed to the A line and the B line. A bias circuit is provided to generate this bias voltage. As will be described later, this bias circuit normally sets the B line side to a value several V lower than ground (zero V) and the A line side to a value several V higher than the power supply voltage (-48 V). In some cases, the presence of this bias voltage of several V makes it necessary to control the power supply current according to the distance of the telephone lines (A and B lines) to the subscriber's telephone. occured. The present invention refers to circuits that can meet this need.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

第5図は一般的な給電系の概念を示す図であり、図中の
TELは加入者の電話機、Rは電話機および電話機T
ELの抵抗、いわゆる負荷抵抗である。この負荷抵抗R
に対し給電を行うのが、給電回路であるが、その直流
給電抵抗は例えば220Ωである。なお、図中のIは直流
給電電流、VBBは例えば−48Vの電源電圧である。
この第5図においてはバイアス電圧について何ら記載さ
れていないが、原理的にはバイアス電圧なしに、給電は
行える。
FIG. 5 is a diagram showing a general concept of a power feeding system, in which TEL is a subscriber's telephone, RL is a telephone and a telephone T.
This is the resistance of EL, so-called load resistance. This load resistance R
A power supply circuit supplies power to L , and its DC power supply resistance is 220Ω, for example. Note that I in FIG. Is a DC power supply current, V BB is, for example, the supply voltage of -48V.
Although there is no description about the bias voltage in FIG. 5, power supply can be performed in principle without the bias voltage.

ところで、給電回路についてみると、一般に次のことが
言える。この給電回路は上記電話線をなすA線およびB
線の末端に接続されるために、A線およびB線から見た
交流信号に対する入力インピーダンスが所定の値になる
ように設計されなければならない。この入力インピーダ
ンスは2種(ZDT,ZCT)に大別され、下記条件を
満足しなければならない。
By the way, generally, the following can be said regarding the power supply circuit. This power supply circuit is composed of the above-mentioned telephone lines A and B.
In order to be connected to the ends of the lines, the input impedance for the AC signal viewed from the A and B lines must be designed to have a predetermined value. This input impedance is roughly classified into two types (Z DT and Z CT ) and must satisfy the following conditions.

差動信号(音声信号)に対する交流インピーダンスZ
DTが高いこと、および 同相信号(交流誘導等の有害交流信号)に対する交流
終端インピーダンスZCTが低いことである。また、 直流給電抵抗は、電話機TELが必要とする直流電流を
供給できる値、例えば数100Ωであること。
AC impedance Z for differential signals (voice signals)
The DT is high, and the AC termination impedance Z CT for a common-mode signal (a harmful AC signal such as AC induction) is low. Also, the DC power supply resistance must be a value that can supply the DC current required by the telephone TEL, for example, several hundred Ω.

上記の差動信号に対する交流終端インピーダンスZDT
は、これを減衰させないようにするため高いのが望まし
く、一方、上記の同相信号に対する交流終端インピーダ
ンスZCTは、これを極力減衰させるようにするため低
いのが望ましいのである。さらにまた、近年は同相信号
に対する条件が厳しくなっており、同相信号電流が直流
給電電流Iよりも大きくなったとしても、音声信号に歪
を生じさせないことが要求されている。同相信号が直流
給電電流Iよりも大きくなるということは、電流Iが通
常の場合と逆向きに流れることがあることを意味するも
のであり、このような逆向きの電流も流し得るよう、バ
イアス電圧を、数V(例えば2V)内側に設定するとい
うことが行われている(後述)。
AC termination impedance Z DT for the above differential signal
Is preferably high in order not to attenuate it, while the AC termination impedance Z CT for the in-phase signal is preferably low in order to attenuate it as much as possible. Furthermore, in recent years, the conditions for in-phase signals have become stricter, and even if the in-phase signal current becomes larger than the DC power supply current I, it is required that the audio signal is not distorted. The fact that the in-phase signal becomes larger than the DC power supply current I means that the current I may flow in the opposite direction to the normal case, and such a reverse current may also flow. It is practiced to set the bias voltage inside a few V (for example, 2 V) (described later).

第6図は本発明の前提となる一般的な給電系の概念を示
す図であり、上述した、数V内側に設定されるバイアス
電圧は−2V(B線側)および+2Vの電池として図解
的に示されている。本図において注意すべき点は、直流
給電抵抗が例えば100Ωとなったことであり、第5図の
無バイアスの場合に比して小さくなっている(220Ω→1
00Ω)。この理由は、バイアス分2Vだけ、電話機TEL
への給電電流Iが減衰してしまうのを補うべく、抵抗を
低くしなければならないことに基づく。
FIG. 6 is a diagram showing a concept of a general power feeding system which is a premise of the present invention, and the above-described bias voltage set inside several V is schematically illustrated as a battery of −2 V (B line side) and +2 V. Is shown in. The point to be noted in this figure is that the DC power supply resistance is, for example, 100Ω, which is smaller than that in the case of no bias in FIG. 5 (220Ω → 1).
00Ω). The reason for this is that only the bias voltage of 2V, telephone TEL
This is based on the fact that the resistance has to be low in order to compensate for the attenuation of the power supply current I to the.

第7図は負荷抵抗Rと給電電流Iの関係を示すグラフ
である。電話線の距離が長くなればなる程Rは増大す
るが、想定し得る最長距離でのRを例えば1900Ωとす
ると、このときの給電電流の最低保証値は例えば20mA
に設定される。この20mAは、第6図において100Ωに
低減せしめられた抵抗によって確保される。ところが、
電話線の距離が短い加入者程、本グラフ中のRは図
中、左側にシフトし、給電電流Iは、1/Rに比例し
て急増する(一点鎖線カーブP)。このため、近距離の
加入者に対しては給電電流が流れ過ぎるという不都合が
生ずる。そこでこの不都合を解消するため、本グラフ中
の給電電流Iの特性を、実線カーブQのごとく修正する
ことが試みられている。すなわち、近距離の加入者に対
しては、給電電流Iを例えば50mA程度に抑えてしまう
のである。これにより、上述した給電電流の流れ過ぎと
いう不都合はなくなる。
FIG. 7 is a graph showing the relationship between the load resistance R L and the power supply current I. R L increases as the distance of the telephone line increases, but if R L at the longest possible distance is 1900Ω, the minimum guaranteed value of the power supply current at this time is 20 mA, for example.
Is set to. This 20 mA is secured by the resistance reduced to 100 Ω in FIG. However,
For subscribers with shorter telephone line distances, R L in this graph shifts to the left in the figure, and the power supply current I rapidly increases in proportion to 1 / R L (dashed-dotted curve P). For this reason, there arises an inconvenience that the power supply current flows excessively to subscribers at a short distance. Therefore, in order to eliminate this inconvenience, it has been attempted to modify the characteristics of the power supply current I in this graph as shown by the solid curve Q. That is, the power supply current I is suppressed to, for example, about 50 mA for subscribers in a short distance. This eliminates the above-mentioned inconvenience of excessive flow of the power supply current.

〔発明が解決しようとする問題点〕[Problems to be solved by the invention]

上記の背景をもとに、負荷抵抗Rの大小に応じて給電
電流Iをそれぞれ大きくまたは小さく制御するため、給
電回路内の給電抵抗(第6図の各100Ωに相当)を可変
にすることが従来試みられた。しかしながら、給電回路
内は既述の条件,およびを同時に満足するよう複
雑に構成されており、給電抵抗を変えるという手法は実
際上困難であるという問題がある。
Based on the above background, in order to control the power supply current I to be larger or smaller depending on the magnitude of the load resistance R L , the power supply resistance in the power supply circuit (corresponding to each 100Ω in FIG. 6) should be variable. Was previously tried. However, the inside of the power feeding circuit is complicatedly configured so as to simultaneously satisfy the above conditions and, and there is a problem that the method of changing the power feeding resistance is practically difficult.

本発明は上記問題点に鑑みなされたもので、上記の50
mA程度での電流制限を簡単に無理なく行えると共に、こ
れ以外の付加機能(後述するレバース給電やバランス−
アンバランスモード)を容易に兼ね備えることのできる
給電電流制御回路を提供することを目的とするものであ
る。
The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and the above 50
You can easily and reasonably limit the current at about mA, and add other functions (such as reversing power supply and balance-
It is an object of the present invention to provide a power supply current control circuit that can easily have an unbalanced mode).

〔問題点を解決するための手段〕[Means for solving problems]

第1図は本発明に係る給電電流制御回路の原理構成ブロ
ックとその周辺回路を示す図であり、周辺回路としては
給電回路10、バイアス回路13等が示されている。給電回
路10は、バイアス回路13からのバイアス電圧VB1,V
B2を受けるバイアス入力端B1,B2と、A線14およ
びB線15を介して、電話機TELに給電電流Iを送出する
給電端OUT1およびOUT2を備える。また給電回路
10内の11および12は既述の給電抵抗を表す。ただ
し、本来の音声信号の入出力部分(トランス等)につい
ては記載を省略する。
FIG. 1 is a diagram showing a principle configuration block of a power supply current control circuit according to the present invention and its peripheral circuits. As the peripheral circuits, a power supply circuit 10, a bias circuit 13 and the like are shown. The power feeding circuit 10 uses the bias voltages V B1 and V B from the bias circuit 13.
Bias input terminals B1 and B2 for receiving B2 and power supply terminals OUT1 and OUT2 for supplying a power supply current I to the telephone TEL via A line 14 and B line 15 are provided. Also the power supply circuit
11 and 12 in 10 represent the above-mentioned power feeding resistance. However, description of the original input / output portion (transformer or the like) of the audio signal is omitted.

本発明の主題である給電電流制御回路20は、給電電流I
を検出する検出部21と、給電電流Iが所定値Ith
上となったとき、その過電流分(I−Ith)を検出す
る検出部22と、バイアス回路13からのバイアス電圧V
B1,VB2を、その過電流分(I−Ith)に応じて
変化させるバイアス電圧制御部23とから構成される。
The power supply current control circuit 20 which is the subject of the present invention,
A detection unit 21 for detecting a power supply current when I becomes the predetermined value I th or more, the detecting unit 22 for detecting the over-current component (I-I th), the bias voltage V from the bias circuit 13
B1, and V B2, consisting of the over-current component (I-I th) bias voltage control unit 23 that is changed according to.

〔作用〕[Action]

既述のように従来は、第1図の給電抵抗11および12
の抵抗値を変えて給電電流Iを変えることを試みたが、
本発明ではバイアス電圧VB1,VB2を変えることに
より、給電電流Iを変えることとする。この方が、容易
に回路を実現でき、しかも付加機能を実現することも可
能となる。
As described above, the conventional power supply resistors 11 and 12 shown in FIG.
I tried to change the power supply current I by changing the resistance value of
In the present invention, the power supply current I is changed by changing the bias voltages V B1 and V B2 . This makes it possible to easily realize the circuit and also realize the additional function.

第2図は本発明に係る作用を説明するためのグラフであ
り、その上半分は第7図のグラフに相当する。その下半
分は、本発明によってバイアス電圧Vが制御されるこ
とを表す。アースEの電位(零V)は一点鎖線のEで示
され、電源電圧VBBは横軸に一致させてある。加入者
が近距離にある程、負荷抵抗Rは小さくなり、給電電
流Iは増大するが、給電電流制御回路20により、Iが所
定値Ith以上になったとき、B線側のバイアス電圧V
B2およびA線側のバイアス電圧VB1の少なくとも一
方を相互に近付き合うように変化させ、給電電流Iを小
さくする方向に制御する。第2図では、VB1およびV
B2の双方が近付き合う場合を示す。
FIG. 2 is a graph for explaining the operation according to the present invention, and the upper half thereof corresponds to the graph of FIG. The lower half shows that the bias voltage V B is controlled by the present invention. The potential (zero V) of the ground E is indicated by the dashed-dotted line E, and the power supply voltage V BB is made to coincide with the horizontal axis. Higher the subscriber is in a short distance, the load resistance R L is small, the supply current I is increased, the power supply current control circuit 20, when I exceeds a predetermined value I th, the bias voltage of the line B side V
At least one of the bias voltage V B1 on the B2 side and the A line side is changed so as to approach each other, and the feeding current I is controlled to be reduced. In FIG. 2, V B1 and V
The case where both B2 approach each other is shown.

〔実施例〕〔Example〕

第3図は本発明に係る給電電流制御回路およびその周辺
回路の一実施例を示す図である。まず本図の回路の全体
構成を見ると、給電回路10は、給電抵抗11,12、A線側
演算増幅器OP1(第1図の給電回路10内の下側に示す三
角形に相当)、B線側演算増幅器OP2(第1図の給電回
路10内の上側に示す三角形に相当)、および給電端OUT
1,OUT2ならびにバイアス入力端B1,B2として示され
る。バイアス回路13は、参照番号130〜134,130′〜13
4′,135〜139ならびに33〜35を付した構成要素で表さ
れる。給電電流検出部21は、参照番号211〜215を付した
構成要素で表される。過電流検出部22は、参照番号221
〜224を付した構成要素で表される。またバイアス電圧
制御部23は、参照番号231〜237ならびに36〜39を付した
構成要素で表される。
FIG. 3 is a diagram showing an embodiment of the power supply current control circuit and its peripheral circuits according to the present invention. First, looking at the overall configuration of the circuit shown in this figure, the power supply circuit 10 includes power supply resistors 11 and 12, an operational amplifier OP1 on the A line side (corresponding to the triangle shown in the lower side of the power supply circuit 10 in FIG. 1), and a B line. Side operational amplifier OP2 (corresponding to the triangle shown on the upper side in the power feeding circuit 10 in FIG. 1), and the power feeding end OUT
1, OUT2 as well as bias inputs B1, B2. The bias circuit 13 has reference numerals 130 to 134 and 130 'to 13
4 ', 135-139 and 33-35. The power supply current detector 21 is represented by the components with reference numerals 211 to 215. The overcurrent detection unit 22 has a reference number 221.
Represented by components labeled with ~ 224. Further, the bias voltage control unit 23 is represented by the components denoted by reference numerals 231-237 and 36-39.

給電電流検出部21は、給電電流Iの大きさが分かれば良
いのであるが、本実施例では、この電流Iにより検出抵
抗214および215に生ずる電圧降下を、それぞれ電圧/電
流交換器(VI)211および212により電流値に変換し、
さらにこれらを電流ミキサ(CMIX)213で合成したもの
を、検出電流iとしており、このiは給電電流Iに比例
する。この検出電流iがカレントミラー回路222(図の
右端上部)の第1端子224より流出せしめられる。な
お、電圧/電流変換器211,212をA線14およびB線15側
に設け、かつ、これらをミキサ213で合成するようにし
たのは、既述の同相信号を相殺するためである。
It suffices for the power supply current detector 21 to know the magnitude of the power supply current I. In the present embodiment, the voltage drop caused in the detection resistors 214 and 215 by the current I is detected by the voltage / current exchanger (VI). Converted to current value by 211 and 212,
Further, a combination of these by the current mixer (CMIX) 213 is set as a detection current i, and this i is proportional to the feeding current I. This detection current i is caused to flow out from the first terminal 224 of the current mirror circuit 222 (upper right end of the figure). The reason why the voltage / current converters 211 and 212 are provided on the A line 14 and B line 15 sides and they are combined by the mixer 213 is to cancel the in-phase signal described above.

検出電流iは、過電流検出部(22)の一部をなす第6カレ
ントミラー回路(CM6)222の第1端子(224)に印加さ
れる。その第2端子(223)には定電流源221が接続され、
給電電流(I)の既述の所定値Ithに比例する定電流
thが常時流出せしめられる。そして給電電流(I)
が所定値Ithを過電流分(ΔI)(=I−Ith)だ
け上まわると、これに相当する過電流Δi(=i−i
th)が発生する。このΔiがバイアス電圧制御、すな
わち給電電流制御の制御要因となる。なお、カレントミ
ラー回路を採用しているのは、それ自身高出力インピー
ダンスであり、電源ノイズがバイアス回路側に侵入する
ことを抑えるのに有効だからである。
The detection current i is applied to the first terminal (224) of the sixth current mirror circuit (CM6) 222 which is a part of the overcurrent detection unit (22). A constant current source 221 is connected to the second terminal (223),
The constant current i th, which is proportional to the above-described predetermined value I th of the power supply current (I), is constantly caused to flow out. And power supply current (I)
Exceeds the predetermined value I th by an overcurrent (ΔI) (= I−I th ), the corresponding overcurrent Δi (= i−i)
th ) occurs. This Δi becomes a control factor for bias voltage control, that is, power supply current control. The reason why the current mirror circuit is adopted is that it has a high output impedance and is effective in suppressing power source noise from entering the bias circuit side.

上記過電流Δiは次のように処理され、バイアス電圧を
制御する。まず、バイアス電圧制御部23の一部をなす
第5カレントミラー回路(CM5)231の第1端子234
に、過電流Δiが引き込まれる。このΔiと等量の電流
が制御電流iとして、その第2端子232に引き込ま
れ、バイアス回路(13)内の電流・電圧状態を変化させ
る。
The overcurrent Δi is processed as follows to control the bias voltage. First, the first terminal 234 of the fifth current mirror circuit (CM5) 231 forming a part of the bias voltage control unit 23.
The overcurrent Δi is drawn in. A current equal to this Δi is drawn into the second terminal 232 as a control current i c , and changes the current / voltage state in the bias circuit (13).

バイアス回路(13)は、電流源をなす第3カレントミラー
回路(CM3)135とトランジスタ138と抵抗139とバッ
ファ用トランジスタ33とをバイアス電圧制御部(23)側
に有し、給電回路(10)側には第1カレントミラー回路
(CM1)130、抵抗133および電圧ホロワ回路134(い
ずれもA線用)と、これらと同様の構成要素130′,133
および134′(いずれもB線用)とを有する。A線(14)
側についてみると、抵抗133の一端には基準電圧VBR
の基準電圧源が接続され、このVBRはアース電位より
2〜3V低い−2〜−3Vの間の一定値に保持される。
ここに抵抗133の抵抗値をRとすると、VBRよりI
×Rだけ電圧降下した値がバイアス電圧VB1となり、
電圧ホロワ回路134を介してバイアス入力端B1に印加
される。このときの電流Iは、カレントミラー回路13
0の第2端子131に流入する電流であり、その第1端子13
2に流入する電流と等しい。この第1端子132に流入する
電流は、トランジスタ34(トランジスタ35はオフ)
および33を通して、第3カレントミラー回路135の第
2端子136より送出される電流Iであり、この電流は
その第1端子137側で作られる電流と等量である。これ
はトランジスタ138を流れる電流であり、その大きさは
BR/Rである(Rは抵抗139の抵抗値)。以上
はA線14側について述べたものであるが、B線15側
では、今トランジスタ35がオフであり、第2カレント
ミラー回路130′の第1端子132′に全く電流が流れない
から、第2端子131′にも電流は流れず、抵抗133′での
電圧降下はなく、電圧VBRがそのままバイアス電圧V
B2となる。この状態は第2図のグラフの下半分におい
て、VB1とVB2が所定の一定値を保っている状態
(IがIthよりも小のとき)に等しい。
The bias circuit (13) has a third current mirror circuit (CM3) 135 forming a current source, a transistor 138, a resistor 139, and a buffer transistor 33 on the bias voltage control section (23) side, and the power supply circuit (10). On the side, a first current mirror circuit (CM1) 130, a resistor 133, a voltage follower circuit 134 (all for A line), and components 130 'and 133 similar to these components.
And 134 '(both for B line). Line A (14)
As for the side, one end of the resistor 133 has a reference voltage V BR.
Of the reference voltage source is connected, and this V BR is held at a constant value between −2 and −3 V, which is 2 to 3 V lower than the ground potential.
Here, if the resistance value of the resistor 133 is R, I B can be calculated from V BR.
The value dropped by × R becomes the bias voltage V B1 ,
The voltage is applied to the bias input terminal B1 via the voltage follower circuit 134. The current I B at this time is the current mirror circuit 13
0 is the current flowing into the second terminal 131 and its first terminal 13
Equal to the current flowing into 2. The current flowing into the first terminal 132 is the transistor 34 (the transistor 35 is off).
And through 33, a current I B sent from the second terminal 136 of the third current mirror circuit 135, the current is a current with an equal volume made at the first terminal 137 side. This is a current flowing through the transistor 138, and its magnitude is V BR / R r (R r is the resistance value of the resistor 139). The above is the description on the A line 14 side, but on the B line 15 side, the transistor 35 is now off, and no current flows through the first terminal 132 'of the second current mirror circuit 130'. No current flows through the two terminals 131 ', there is no voltage drop across the resistor 133', and the voltage V BR remains the bias voltage V
It becomes B2 . This state is equal to the state where V B1 and V B2 maintain a predetermined constant value (when I is smaller than I th ) in the lower half of the graph of FIG.

ここで、負荷抵抗Rが小になり、給電電流(I)がI
thよりもΔIだけ大になったとすると、既述の制御電
流iが、バイアス電圧制御部23に引き込まれる。し
たがって、カレントミラー(CM3)135からの電流I
はI−iに減少する。減少した電流I−i
は、トランジスタ34よりカレントミラー回路130に
至り、抵抗133での電圧降下はi×Rだけ以前より小
となる。つまり、バイアス電圧VB1は、i×Rだけ
上昇する(第2図のVB1の上昇を参照)。
Here, the load resistance R L becomes small and the feeding current (I) becomes I
If ΔI becomes larger than th , the control current i c described above is drawn into the bias voltage control unit 23. Therefore, the current I from the current mirror (CM3) 135
B is reduced to I B -i c. Reduced current I B −i
c reaches the current mirror circuit 130 from the transistor 34, and the voltage drop in the resistor 133 becomes smaller by i c × R than before. That is, the bias voltage V B1 increases by i c × R (see the increase of V B1 in FIG. 2).

一方、バイアス電圧VB2側についてみると、第5カレ
ントミラー回路(CM5)231の第3端子233に、第4カ
レントミラー回路(CM4)235の第1端子237から流出
した電流(Δ、すなわちiに等しい)がトランジス
タ39(トランジスタ38はオフ)を介して流入する。
このため、カレントミラー回路235の第2端子236からi
が流出し、トランジスタ36(トランジスタ37はオ
フ)を通して、バイアス回路(13)内のカレントミラー回
路130′に流入する。このため、抵抗133′(抵抗値R)
にi×Rとなる電圧降下が生じ、第2図のグラフのV
B2の下降を生じさせる。
On the other hand, looking at the bias voltage V B2 side, the current (Δ i , that is, Δ i , which flows out from the first terminal 237 of the fourth current mirror circuit (CM4) 235 to the third terminal 233 of the fifth current mirror circuit (CM5) 231, equal to i c ) flows in through transistor 39 (transistor 38 is off).
Therefore, from the second terminal 236 of the current mirror circuit 235, i
c flows out and flows into the current mirror circuit 130 'in the bias circuit (13) through the transistor 36 (transistor 37 is off). Therefore, the resistance 133 '(resistance value R)
A voltage drop of i c × R occurs and V of the graph of FIG.
B2 is lowered.

以上が本発明の基本的動作である。この他にレバース給
電やバランス−アンバランスモードにも対応できる。レ
バース(Reverse)給電とは、通常、B線(15)からA線(1
4)に向って直流給電電流Iを流すのに対し、その電流の
向きを逆(A→B)にすることを言い、例えば自動着信
等の高度なサービス提供の場合に用いられる。このよう
に電流Iを逆転させるため、トランジスタ34および3
5によりカレントスイッチを形成し、これらをN/R
(Normal/Reverse)入力により択一的にオン、オフす
る。ノーマル(N)給電時はN/R=“L”であり、ト
ランジスタ34がオン(トランジスタ35がオフ)であ
り、レバース(R)給電のときは、トランジスタ35が
オン(トランジスタ34がオフ)となり、第2図のグラ
フのVB1とVB2のレベルが逆転する。
The above is the basic operation of the present invention. In addition to this, it is also possible to support reversal power supply and balanced-unbalanced mode. Reverse feeding is usually the B line (15) to the A line (1
The DC power supply current I is made to flow toward 4), but the direction of the current is reversed (A → B), which is used for providing advanced services such as automatic incoming calls. Thus, to reverse the current I, the transistors 34 and 3
5 forms a current switch, and these are N / R
(Normal / Reverse) input turns on or off alternatively. During normal (N) power feeding, N / R = “L”, the transistor 34 is on (transistor 35 is off), and during revers (R) power feeding, the transistor 35 is on (transistor 34 is off). , The levels of V B1 and V B2 in the graph of FIG. 2 are reversed.

このレバース給電に対応するため、バイアス電圧制御部
(23)においても、カレントスイッチをなすトランジスタ
36および37を形成し、トランジスタ36を流れる既
述の電流iは、レバース給電時において、トランジス
タ37の方に切り替えらえれる(トランジスタ36はオ
フ)。
To support this reversal power supply, the bias voltage controller
Also in (23), the transistors 36 and 37 forming a current switch are formed, and the above-described current i c flowing through the transistor 36 can be switched to the transistor 37 during the reversal power supply (the transistor 36 is off). .

次にバランス−アンバランスモードとは、バイアス電圧
B1とVB2をバランスとするか、アンバランスとす
るかを意味し、上述の動作は全てバランスモードでの説
明である。
Next, the balanced-unbalanced mode means whether the bias voltages V B1 and V B2 are balanced or unbalanced, and all the above operations are described in the balanced mode.

第4図はアンバランスモードを説明するためのグラフで
あり、前述の第2図に対応する。第2図のグラフでは、
バイアス電圧VB1とVB2が同じように変化せしめら
れているが、第4図のアンバランスモードでは、バイア
ス電圧VB2はそのままで、バイアス電圧VB1のみを
上昇せしめて、給電電流(I)を所定値Ithに抑え込
むようにしている。このアンバランスモードを実現する
には、ノーマル給電の場合をもって説明すると、トラン
ジスタ34を流れる電流を、前述したバランスモードに
おけるI−iから、I−2iにすればよい。つ
まり、抵抗133による電圧上昇分をi×Rから2i
×Rに引き上げてやればよい。一方、B線側では、前述
したバランスモードにおけるカレントミラー130′への
流入電流がiであったのを0にすればよい。つまり抵
抗133′による電圧降下分を0にすればよい。このため
に、カレントスイッチをなすトランジスタ38および3
9を設け、これらをU/B(Unbalance/Balance)入力
により択一的にオン、オフする。バランスモードではU
/B入力がU/B=“L”であり、トランジスタ39が
オンであり、トランジスタ38がオフであって、既述の
動作説明の条件と同じである。一方、U/B=“H”と
なり、アンバランスモードになると、トランジスタ38
がオン、トランジスタ39がオフとなる。トランジスタ
39がオフとなったことから、カレントミラー回路(C
M4)235の第1端子237から流出した既述の電流
(Δ、すなわちiと等量)は0となり、カレントス
イッチ(36,37)への供給電流は0となる。これによ
り、上述した、抵抗133′による電圧降下を0にすると
いう条件が満足される。トランジスタ39のオフととも
にトランジスタ38がオンになることから、カレントミ
ラー135からの制御電流は、カレントミラー231の第3端
子233に流入するiと、もともとその第2端子232に流
入するiとの和、すなわち2iに倍増する。このた
め、トランジスタ33およびトランジスタ34(ノーマ
ル給電時)を介して流れる電流は、バランスモード時の
−iから、I−2iへと減少する。これによ
り前述した、I−2iにするという条件が満足さ
れ、アンバランスモードが形成される。アンバランスモ
ードでは、A線のバイアス電圧VB1と電源電圧VBB
との間に相当大きな電圧差を生じさせることができ、第
4図の場合、電源電圧VBB(−48V)に対し、例え
ば−24Vにまでレベルを上昇させることができる。こ
れはすなわち給電回路等での電力消費の減少をもたら
す。ただし、−48Vから−24Vへの減少(電圧値の
減少)を抵抗分圧で行ったのでは、この分圧抵抗での電
力損失(発熱)が生じ意味がない。したがって−48V
から−24Vへの減少は、いわゆるDC−DCコンバー
タ等の低損失変換器を用いることを要する。
FIG. 4 is a graph for explaining the unbalance mode and corresponds to FIG. 2 described above. In the graph of Figure 2,
Although the bias voltages V B1 and V B2 are changed in the same manner, in the unbalanced mode shown in FIG. 4, the bias voltage V B2 remains unchanged and only the bias voltage V B1 is increased to supply the power supply current (I). Is suppressed to a predetermined value I th . To achieve this imbalance mode, will be described with a case of the normal power supply, the current through transistor 34, the I B -i c in balance mode described above, it may be set to I B -2i c. That is, the amount of voltage increase due to the resistance 133 is calculated from i c × R to 2 i c
It may be raised to × R. On the other hand, on the B line side, the inflow current to the current mirror 130 'in the balance mode described above may be set to 0, which was i c . That is, the voltage drop due to the resistor 133 'may be set to zero. To this end, the transistors 38 and 3 forming the current switch
9 is provided, and these are selectively turned on and off by U / B (Unbalance / Balance) input. U in balance mode
The / B input is U / B = “L”, the transistor 39 is on, and the transistor 38 is off, which is the same as the above-described conditions for the operation description. On the other hand, when U / B = "H" and the unbalance mode is entered, the transistor 38
Is turned on and the transistor 39 is turned off. Since the transistor 39 is turned off, the current mirror circuit (C
The current (Δ i , that is, the same amount as i c ) flowing out from the first terminal 237 of M4) 235 becomes 0, and the supply current to the current switch (36, 37) becomes 0. As a result, the above-described condition that the voltage drop due to the resistor 133 'is set to 0 is satisfied. Since the transistor 38 is turned on when the transistor 39 is turned off, the control current from the current mirror 135 flows into the third terminal 233 of the current mirror 231 i c and originally flows into the second terminal 232 thereof i c . , I.e., 2 ic . Therefore, the current flowing through the transistor 33 and transistor 34 (when normal power supply) from the I B -i c at balance mode, decreases to I B -2i c. As a result, the above-described condition of I B -2 ic is satisfied, and the unbalanced mode is formed. In the unbalanced mode, the bias voltage V B1 of the A line and the power supply voltage V BB
Can yield the corresponding large voltage difference between the case of FIG. 4, with respect to supply voltage V BB (-48V), can raise the levels eg up to -24V. This results in a reduction in power consumption in the power supply circuit and the like. However, if the reduction from -48V to -24V (decrease in voltage value) is performed by resistance voltage division, power loss (heat generation) occurs in this voltage division resistance, which is meaningless. Therefore -48V
To -24V requires the use of low loss converters such as so-called DC-DC converters.

〔発明の効果〕〔The invention's effect〕

以上説明したように本発明によれば、給電回路そのもの
に制御を加えることなく、比較的簡単に給電電流を制御
でき、特に短距離の加入者の場合に生ずる給電電流の流
れ過ぎを抑えることができる。また、レバース給電やバ
ランス−アンバランスモードも容易に実現可能となる。
As described above, according to the present invention, it is possible to control the power supply current relatively easily without adding control to the power supply circuit itself, and it is possible to suppress the excessive flow of the power supply current that occurs particularly in the case of a short distance subscriber. it can. In addition, reversal power supply and balanced-unbalanced mode can be easily realized.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第1図は本発明に係る給電電流制御回路の原理構成ブロ
ックとその周辺回路を示す図、 第2図は本発明に係る作用を説明するためのグラフ、 第3図は本発明に係る給電電流制御回路およびその周辺
回路の一実施例を示す図、 第4図はアンバランスモードを説明するためのグラフ、 第5図は一般的な給電系の概念を示す図、 第6図は本発明の前提となる一般的な給電系の概念を示
す図、 第7図は負荷抵抗Rと給電電流Iの関係を示すグラフ
である。 10…給電回路、13…バイアス回路、 14…A線、15…B線、 20…給電電流制御回路、 21…給電電流検出部、 22…過電流検出部、 23…バイアス電圧制御部。
FIG. 1 is a diagram showing a principle configuration block of a power supply current control circuit according to the present invention and its peripheral circuits, FIG. 2 is a graph for explaining the operation according to the present invention, and FIG. 3 is a power supply current according to the present invention. FIG. 4 is a diagram showing an embodiment of a control circuit and its peripheral circuits, FIG. 4 is a graph for explaining an unbalanced mode, FIG. 5 is a diagram showing the concept of a general feeding system, and FIG. 6 is a diagram showing the present invention. FIG. 7 is a diagram showing a concept of a general power feeding system as a premise, and FIG. 7 is a graph showing a relationship between a load resistance R L and a power feeding current I. 10 ... Feeding circuit, 13 ... Bias circuit, 14 ... A line, 15 ... B line, 20 ... Feeding current control circuit, 21 ... Feeding current detection part, 22 ... Overcurrent detection part, 23 ... Bias voltage control part.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】加入者の電話機(TEL)に対しA線(14)およ
びB線(15)を介して給電回路(10)より供給される給電電
流(I)に、該A線(14)側用の第1のバイアス電圧(V
B1)および該B線(15)側用の第2のバイアス電圧(V
B2)をそれぞれ重畳するためのバイアス回路(13)に接
続され、所定の前記給電電流(I)を前記給電回路(10)
より供給せしめるように該バイアス回路(13)を制御する
給電電流制御回路(20)において、 前記給電電流(I)の大きさを検出する給電電流検出部
(21)と、 検出された該給電電流(I)が予め定めた所定値(I
th)以上になったとき、その過電流分(ΔI)を検出
する過電流検出部(22)と、 検出された前記過電流分(ΔI)の大きさに応じて、前
記第1のバイアス電圧(VB1)および前記第2のバイ
アス電圧(VB2)の相互間のレベルが近付き合うよう
に該第1のバイアス電圧(VB1)および該第2のバイ
アス電圧(VB2)の少なくとも一方を変化させるバイ
アス電圧制御部(23)とから前記給電電流制御回路(20)を
構成し、 イ)前記給電電流(I)を前記B線(15)から前記A線(1
4)に向かって通電するノーマル給電の場合、前記バイア
ス電圧制御部(23)は、 前記第1のバイアス電圧(VB1)および前記第2のバ
イアス電圧(VB2)の双方を変化させるバランスモー
ドのもとでは、検出された前記過電流分(ΔI)の大き
さに応じて、前記第1のバイアス電圧(VB1)および
前記第2のバイアス電圧(VB2)の各レベルが近付き
合うように該第1のバイアス電圧(VB1)および該第
2のバイアス電圧(VB2)の双方を変化させ、また 前記第1のバイアス電圧(VB1)のみを変化させるア
ンバランスモードのもとでは、検出された前記過電流分
(ΔI)の大きさに応じて、前記第1のバイアス電圧
(VB1)および前記第2のバイアス電圧(VB2)の
相互間のレベルが近付き合うように該第1のバイアス電
圧(VB1)のみを変化させるように構成し、 ロ)前記給電電流(I)を前記A線(14)から前記B線(1
5)に向かって通電するレバース給電の場合、前記バイア
ス電圧制御部(23)は、 前記バランスモードのもとでは、検出された前記過電流
分(ΔI)の大きさに応じて、前記第1のバイアス電圧
(VB1)および前記第2のバイアス電圧(VB2)の
各レベルが近付き合うように該第1のバイアス電圧(V
B1)および該第2のバイアス電圧(VB2)の双方を
変化させた上で、また 前記アンバランスモードのもとでは、検出された前記過
電流分(ΔI)の大きさに応じて、前記第1のバイアス
電圧(VB1)および前記第2のバイアス電圧
(VB2)の相互間のレベルが近付き合うように該第1
のバイアス電圧(VB1)のみを変化させた上で、前記
第1のバイアス電圧(VB1)のレベルと前記第2のバ
イアス電圧(VB2)のレベルとを逆転させるように構
成することを特徴とする給電電流制御回路。
1. A power supply current (I) supplied from a power supply circuit (10) to a subscriber's telephone (TEL) via an A line (14) and a B line (15), the A line (14) Side first bias voltage (V
B1 ) and the second bias voltage (V
B2 ) are respectively connected to a bias circuit (13) for superimposing them, and the predetermined feeding current (I) is applied to the feeding circuit (10).
In the feeding current control circuit (20) for controlling the bias circuit (13) so as to supply more power, the feeding current detection unit for detecting the magnitude of the feeding current (I)
(21) and the detected feeding current (I) is a predetermined value (I
th ) or more, an overcurrent detection unit (22) for detecting the overcurrent component (ΔI), and the first bias voltage according to the magnitude of the detected overcurrent component (ΔI). At least one of the first bias voltage (V B1 ) and the second bias voltage (V B2 ) so that the levels of (V B1 ) and the second bias voltage (V B2 ) approach each other. The power supply current control circuit (20) is composed of a bias voltage control section (23) for changing, and (a) the power supply current (I) is supplied from the B line (15) to the A line (1).
4) In the case of normal power supply that energizes toward, the bias voltage controller (23) changes the first bias voltage (V B1 ) and the second bias voltage (V B2 ) in a balance mode. Under the condition, each level of the first bias voltage (V B1 ) and the second bias voltage (V B2 ) approaches each other according to the magnitude of the detected overcurrent component (ΔI). Under an unbalanced mode in which both the first bias voltage (V B1 ) and the second bias voltage (V B2 ) are changed, and only the first bias voltage (V B1 ) is changed. , The level of the first bias voltage (V B1 ) and the level of the second bias voltage (V B2 ) approach each other according to the magnitude of the detected overcurrent (ΔI). First Configured so as to change the bias voltage only (V B1), b) the line B the supply current (I) is from the A line (14) (1
In the case of the reversal power supply that energizes toward 5), the bias voltage control unit (23), in the balance mode, according to the magnitude of the detected overcurrent (ΔI), Of the first bias voltage (V B1 ) and the second bias voltage (V B2 ) of the first bias voltage (V B1 ) are close to each other.
B1 ) and the second bias voltage (V B2 ) are both changed, and under the unbalanced mode, depending on the magnitude of the detected overcurrent (ΔI), The levels of the first bias voltage (V B1 ) and the second bias voltage (V B2 ) are close to each other.
Only in terms of the varying bias voltage (V B1), to configure it to reverse the level of the said second bias voltage of the first bias voltage (V B1) (V B2) Characteristic power supply current control circuit.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JPS6242661A (en) * 1985-08-20 1987-02-24 Fujitsu Ltd Feeding electric current limit circuit

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