JPH06303036A - Detection circuit - Google Patents
Detection circuitInfo
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- JPH06303036A JPH06303036A JP5086623A JP8662393A JPH06303036A JP H06303036 A JPH06303036 A JP H06303036A JP 5086623 A JP5086623 A JP 5086623A JP 8662393 A JP8662393 A JP 8662393A JP H06303036 A JPH06303036 A JP H06303036A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は例えば移動電話装置に用
いて好適な検波回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a detection circuit suitable for use in, for example, mobile telephone devices.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図７は、例えば米国特許５，０４３，６
７２に開示されている従来の移動電話装置の送信系の構
成例を示している。同図に示すように、送信すべきＲＦ
信号は利得調整増幅器１により増幅された後、アンテナ
２を介して伝送されるようになされている。カプラ３は
アンテナ２を介して伝送されるＲＦ信号を検出し、検波
回路４に出力する。検波回路４は入力されるＲＦ信号を
検波し、検波レベルを比較回路５に出力する。比較回路
５は基準電圧発生回路６が出力する基準電圧と、検波回
路４の出力とをレベル比較し、その比較結果に対応して
利得調整増幅器１における利得を調整する。このように
してアンテナ２より出力されるＲＦ信号の強度が所定の
強度になるように制御される。2. Description of the Related Art FIG. 7 shows, for example, US Pat. No. 5,043,6.
72 shows a configuration example of a transmission system of the conventional mobile telephone device disclosed in No. 72. As shown in the figure, the RF to be transmitted
The signal is amplified by the gain adjusting amplifier 1 and then transmitted through the antenna 2. The coupler 3 detects the RF signal transmitted via the antenna 2 and outputs it to the detection circuit 4. The detection circuit 4 detects the input RF signal and outputs the detection level to the comparison circuit 5. The comparison circuit 5 compares the level of the reference voltage output by the reference voltage generation circuit 6 with the output of the detection circuit 4, and adjusts the gain in the gain adjustment amplifier 1 according to the comparison result. In this way, the strength of the RF signal output from the antenna 2 is controlled to have a predetermined strength.
【０００３】図８は検波回路４の構成例を示している。
この回路においてはカプラ３が、信号源１１と信号源１
１の内部抵抗１２とにより等価的に示されている。FIG. 8 shows a configuration example of the detection circuit 4.
In this circuit, the coupler 3 includes the signal source 11 and the signal source 1.
Equivalently indicated by an internal resistance 12 of 1.
【０００４】カプラ３の出力は並列共振回路２１に入力
される。並列共振回路２１は、コンデンサ３１（例えば
３３ｐＦ）、抵抗３２（例えば５１Ω）、コイル３３
（例えば６ｎＨ）、及びコンデンサ３４（例えば３３ｐ
Ｆ）により構成されている。またこの回路には、整流用
ダイオード２２の等価容量としてのコンデンサ３５が実
質的に接続されているものとみなすことができる。この
ため抵抗３２、コイル３３、コンデンサ３４，３５によ
り並列共振回路が構成されている。並列共振回路２１
は、例えば図９に示すような伝達特性を有している。こ
の例においては９５０Ｈｚの周波数成分を中心として分
離し出力する。The output of the coupler 3 is input to the parallel resonant circuit 21. The parallel resonant circuit 21 includes a capacitor 31 (for example, 33 pF), a resistor 32 (for example, 51Ω), a coil 33.
(Eg 6 nH), and the capacitor 34 (eg 33 p
F). Further, it can be considered that a capacitor 35 as an equivalent capacitance of the rectifying diode 22 is substantially connected to this circuit. Therefore, the parallel resonance circuit is configured by the resistor 32, the coil 33, and the capacitors 34 and 35. Parallel resonant circuit 21
Has a transfer characteristic as shown in FIG. 9, for example. In this example, the frequency component of 950 Hz is separated and output.
【０００５】電圧調整回路（ＲＥＧ）２５の出力電圧
は、ノイズ抑制用のコンデンサ２６により不要なノイズ
成分が除去された後、抵抗２７と抵抗２３により分圧さ
れ、ダイオード２２にバイアス電圧として印加される。
ダイオード２２は並列共振回路２１より供給された電圧
を整流し、コンデンサ２４に充電する。その結果コンデ
ンサ２４からアンテナ２より出力される高周波信号（Ｒ
Ｆ信号）の包絡線検波信号が出力されることになる。The output voltage of the voltage regulator circuit (REG) 25 is divided by the resistors 27 and 23 after unnecessary noise components are removed by the noise suppressing capacitor 26, and applied as a bias voltage to the diode 22. It
The diode 22 rectifies the voltage supplied from the parallel resonance circuit 21 and charges the capacitor 24. As a result, the high frequency signal (R
An envelope detection signal of (F signal) is output.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】従来の検波回路は、図
９に示すような伝達特性を有しているため、アンテナ２
より出力される高周波成分の周波数が変化すると、その
検出レベルが大きく変化する課題があった。Since the conventional detection circuit has a transfer characteristic as shown in FIG.
When the frequency of the output high frequency component changes, there is a problem that the detection level changes greatly.
【０００７】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、アンテナ２より出力される高周波信号の周
波数が変化したとしても、その強度を正確に検出できる
ようにするものである。The present invention has been made in view of such a situation, and makes it possible to accurately detect the strength of the high frequency signal output from the antenna 2 even if the frequency of the high frequency signal changes.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】本発明の検波回路は、高
周波信号を整流し、そのレベルを検出する検波回路にお
いて、高周波信号を整流する整流手段としてのダイオー
ド２２と、ダイオード２２の等価容量としてのコンデン
サ３５を要素の１つとして、所定の周波数で並列共振す
る並列共振手段としての並列共振回路２１と、並列共振
回路２１の前段に接続され、所定の周波数で直列共振す
る直列共振手段としての直列共振回路４１とを備え、並
列共振回路２１と直列共振回路４１がその接続点におい
て整合していることを特徴とする。The detection circuit of the present invention is a detection circuit for rectifying a high frequency signal and detecting the level thereof. As a rectifying means for rectifying the high frequency signal, a diode 22 and an equivalent capacitance of the diode 22 are provided. The capacitor 35 as one of the elements is used as a parallel resonance circuit 21 as a parallel resonance circuit that resonates in parallel at a predetermined frequency, and a series resonance circuit that is connected to the preceding stage of the parallel resonance circuit 21 and that performs series resonance at a predetermined frequency. A series resonance circuit 41 is provided, and the parallel resonance circuit 21 and the series resonance circuit 41 are matched at their connection points.
【０００９】並列共振回路２１に含まれる抵抗成分Ｒ1
を、直列共振回路４１に含まれる抵抗成分Ｒ2に対し
て、Ｒ1≧Ｒ2の関係に設定することができる。A resistance component R 1 included in the parallel resonance circuit 21.
Can be set such that R 1 ≧ R 2 with respect to the resistance component R 2 included in the series resonance circuit 41.
【００１０】また並列共振回路２１に含まれる誘導成分
をＬ1、容量成分をＣ1とし、また直列共振回路４１に含
まれる誘導成分をＬ2、容量成分をＣ2とするとき、次式 Ｌ2＝Ｃ1Ｒ2 2 Ｃ2＝Ｌ1／Ｒ2 2 を満足させるようにすることができる。When the inductive component included in the parallel resonant circuit 21 is L 1 and the capacitive component is C 1, and the inductive component included in the series resonant circuit 41 is L 2 and the capacitive component is C 2 , the following equation L is obtained. 2 = C 1 R 2 2 C 2 = L 1 / R 2 2 can be satisfied.
【００１１】[0011]
【作用】上記構成の検波回路においては、並列共振回路
２１と直列共振回路４１が、その接続点において整合す
るように調整されている。従って並列共振回路２１と直
列共振回路４１との合成された伝達特性が、広い周波数
範囲にわたって平坦となり、周波数の変化にかかわら
ず、高周波信号の強度を正確に検出することが可能とな
る。In the detection circuit having the above construction, the parallel resonance circuit 21 and the series resonance circuit 41 are adjusted so as to be matched at their connection points. Therefore, the combined transfer characteristic of the parallel resonant circuit 21 and the series resonant circuit 41 becomes flat over a wide frequency range, and the strength of the high frequency signal can be accurately detected regardless of the frequency change.
【００１２】[0012]
【実施例】図１は本発明の検波回路の一実施例の構成を
示す回路図であり、図８における場合と対応する部分に
は同一の符号を付してある。この検波回路４も、図７に
示すように、アンテナ２より出力される高周波信号（Ｒ
Ｆ信号）のレベルを検出するものである。1 is a circuit diagram showing the configuration of an embodiment of a detection circuit according to the present invention, in which parts corresponding to those in FIG. 8 are designated by the same reference numerals. As shown in FIG. 7, this detection circuit 4 also has a high-frequency signal (R
The level of the F signal) is detected.
【００１３】この実施例においては、信号源１１と抵抗
１２とにより等価的に構成されるカプラ３と、並列共振
回路２１との間に、直列共振回路４１が挿入されてい
る。この直列共振回路４１は、直列接続されたコイル５
１とコンデンサ５２とにより構成されているが、実質的
にはカプラ３の抵抗１２も直列共振回路の一部を構成し
ている。In this embodiment, a series resonance circuit 41 is inserted between the parallel resonance circuit 21 and the coupler 3 equivalently composed of the signal source 11 and the resistor 12. The series resonance circuit 41 includes coils 5 connected in series.
Although it is composed of 1 and the capacitor 52, the resistor 12 of the coupler 3 substantially also constitutes a part of the series resonance circuit.
【００１４】また並列共振回路２１は、コンデンサ３１
が省略された点を除き、図８に示した場合と同様に構成
されている。その他の構成は図８における場合と同様で
ある。The parallel resonance circuit 21 includes a capacitor 31.
The configuration is the same as that shown in FIG. 8 except that is omitted. Other configurations are similar to those in FIG.
【００１５】図１における直列共振回路４１と並列共振
回路２１は等価的に、図２に示すように表すことができ
る。即ち、直列共振回路４１は、抵抗１２（Ｒ2）、コ
イル５１（Ｌ2）、およびコンデンサ５２（Ｃ2）により
構成されている。これらの素子はそれぞれ直列に接続さ
れている。The series resonance circuit 41 and the parallel resonance circuit 21 in FIG. 1 can be equivalently expressed as shown in FIG. That is, the series resonance circuit 41 is composed of the resistor 12 (R 2 ), the coil 51 (L 2 ), and the capacitor 52 (C 2 ). These elements are connected in series.
【００１６】また並列共振回路２１は、抵抗３２
（Ｒ1）、コイル３３（Ｌ1）、およびコンデンサ３４と
３５の合成コンデンサ３６（Ｃ1）とにより構成されて
いる。これらの抵抗、コイル及びコンデンサは、それぞ
れ並列に接続されている。The parallel resonance circuit 21 includes a resistor 32.
(R 1 ), the coil 33 (L 1 ), and the combined capacitor 36 (C 1 ) of the capacitors 34 and 35. These resistors, coils and capacitors are connected in parallel.
【００１７】この直列共振回路４１と並列共振回路２１
は、接続点４０において接続されており、接続点４０か
ら見たインピーダンス（アドミッタンス）が整合するよ
うになされている。This series resonance circuit 41 and parallel resonance circuit 21
Are connected at the connection point 40, and the impedance (admittance) viewed from the connection point 40 is matched.
【００１８】即ち、接続点４０から見た並列共振回路２
１のアドミッタンスＹPは、次式により表すことができ
る。 ＹP＝１／Ｒ1＋ｊ（ωＣ1−１／（ωＬ1））＝Ｇ1＋ｊＢ1 …（１） 従って、 Ｇ1＝１／Ｒ1 …（２） Ｂ1＝ωＣ1−１／（ωＬ1） …（３） となる。That is, the parallel resonant circuit 2 viewed from the connection point 40.
The admittance Y P of 1 can be expressed by the following equation. Y P = 1 / R 1 + j (ωC 1 −1 / (ωL 1 )) = G 1 + jB 1 (1) Therefore, G 1 = 1 / R 1 (2) B 1 = ωC 1 −1 / ( ωL 1 ) (3)
【００１９】一方、接続点４０から見た直列共振回路４
１のアドミッタンスＹSは、次式により表すことができ
る。 ＹS＝Ｒ2／（Ｒ2 2＋（ωＬ2−１／（ωＣ2））2）−ｊ（ωＬ2−１／（ωＣ2 ））／（Ｒ2 2＋（ωＬ2−１／（ωＣ2））2）＝Ｇ2＋ｊＢ2 …（４）On the other hand, the series resonance circuit 4 viewed from the connection point 40.
The admittance Y S of 1 can be expressed by the following equation. Y S = R 2 / (R 2 2 + (ωL 2 −1 / (ωC 2 )) 2 ) −j (ωL 2 −1 / (ωC 2 )) / (R 2 2 + (ωL 2 −1 / ( ωC 2 )) 2 ) = G 2 + jB 2 (4)
【００２０】従って、次式が成立する。 Ｇ2＝Ｒ2／（Ｒ2 2＋（ωＬ2−１／（ωＣ2））2） …（５） Ｂ2＝−（ωＬ2−１／（ωＣ2））／（Ｒ2 2＋（ωＬ2−１／（ωＣ2））2） …（６）Therefore, the following equation holds. G 2 = R 2 / (R 2 2 + (ωL 2 −1 / (ωC 2 )) 2 ) ... (5) B 2 = − (ωL 2 −1 / (ωC 2 )) / (R 2 2 + ( ωL 2 −1 / (ωC 2 )) 2 ) (6)
【００２１】並列共振回路２１と直列共振回路４１は、
ＹPとＹSが複素共役の関係になるとき整合するので、次
式を満足するとき整合される。 Ｇ1＝Ｇ2 …（７） Ｂ1＝−Ｂ2 …（８）The parallel resonant circuit 21 and the series resonant circuit 41 are
Since it is matched when Y P and Y S are in a complex conjugate relationship, they are matched when the following equation is satisfied. G 1 = G 2 ... (7 ) B 1 = -B 2 ... (8)
【００２２】アドミタッンスＹSとＹPを、コンダクタン
スＧとサセプタンスＢの平面上にプロットすると、図３
に示すようになる。即ちＹPは、（２），（３）式より
明かなように、コンダクタンスＧ1が常に１／Ｒ1とな
り、サセプタンスＢ1はωの値が大きくなる程大きくな
るので直線になる。When admittances Y S and Y P are plotted on the plane of conductance G and susceptance B, FIG.
As shown in. That is, as is clear from the equations (2) and (3), Y P becomes a straight line because the conductance G 1 is always 1 / R 1 and the susceptance B 1 increases as the value of ω increases.
【００２３】一方、ＹSは、（５），（６）式より明ら
かなように、次式が成立するため円となる。 Ｂ2＝±（Ｇ2／Ｒ2−Ｇ2 2）1/2 …（９）On the other hand, Y S becomes a circle because the following equation is established, as is clear from the equations (5) and (6). B 2 = ± (G 2 / R 2 −G 2 2 ) 1/2 (9)
【００２４】アドミッタンスＹPに対応する直線とアド
ミツタンスＹSに対応する円は、Ｒ1＜Ｒ2のとき、１／
Ｒ2＞１／Ｒ1となるため、図３（a）に示すように交差
しない。即ち、この場合においては並列共振回路２１と
直列共振回路４１の整合がとれないことになる。A straight line corresponding to the admittance Y P and a circle corresponding to the admittance Y S are 1 / R when R 1 <R 2.
Since R 2 > 1 / R 1 , it does not intersect as shown in FIG. That is, in this case, the parallel resonance circuit 21 and the series resonance circuit 41 cannot be matched.
【００２５】これに対して、Ｒ1＝Ｒ2の場合、ＹPの直
線とＹSの円は接することになり（図３（ｂ））、Ｒ1＞
Ｒ2の場合、ＹPの直線とＹSの円は２点で交差する（図
３（ｃ））。即ち、並列共振回路２１と直列共振回路４
１は、Ｒ1≧Ｒ2のとき整合することができる。On the other hand, when R 1 = R 2 , the straight line of Y P and the circle of Y S are in contact with each other (FIG. 3B), and R 1 >
In the case of R 2 , the straight line of Y P and the circle of Y S intersect at two points (Fig. 3 (c)). That is, the parallel resonance circuit 21 and the series resonance circuit 4
1 can be matched when R 1 ≧ R 2 .
【００２６】また、ω0（＝１／（ω（Ｌ2Ｃ2）1/2））
の近傍においては、 （ωＬ2−１／（ωＣ2）2≒０ …（１０） とみなすことができる。このため ωＣ1−１／（ωＬ1）＝（ωＬ2−１／（ωＣ2））／（Ｒ2 2＋（ωＬ2−１／ （ωＣ2））2） …（１１） はω0付近においては、次式のようになる。 ωＣ1−１／（ωＬ1）＝ωＬ2／Ｒ2 2−１／（ωＣ2Ｒ2 2） …（１２） 従って、次式が成立する。 Ｌ2＝Ｃ1Ｒ2 2 …（１３） Ｃ2＝Ｌ1／Ｒ2 2 …（１４）Ω 0 (= 1 / (ω (L 2 C 2 ) 1/2 ))
In the vicinity of, it can be considered that (ωL 2 −1 / (ωC 2 ) 2 ≈0 (10), so ωC 1 −1 / (ωL 1 ) = (ωL 2 −1 / (ωC 2 )) ) / (R 2 2 + (ωL 2 −1 / (ωC 2 )) 2 ) ... (11) becomes as follows in the vicinity of ω 0 : ωC 1 −1 / (ωL 1 ) = ωL 2 / R 2 2 -1 / (ωC 2 R 2 2) ... (12) Therefore, the following equation is satisfied. L 2 = C 1 R 2 2 ... (13) C 2 = L 1 / R 2 2 ... (14 )
【００２７】そこで、次のようにしてＬ2とＣ2を求める
ことができる。 （１）Ｃ1を測定する。 （２）Ｃ1と共振するＬ1を決定する。 （３）Ｒ2（既知）を求める。 （４）（１３）式よりＬ2を演算する。 （５）（１４）よりＣ2を演算する。Therefore, L 2 and C 2 can be obtained as follows. (1) Measure C 1 . (2) Determine L 1 that resonates with C 1 . (3) Determine R 2 (known). (4) L 2 is calculated from the equations (13). (5) Calculate C 2 from (14).
【００２８】次に、具体的数値について説明する。Ｃ1
＝４．７ｐＦ，Ｌ1＝６ｎＨ，Ｒ1＝５１Ω，Ｒ2＝５０
Ωである場合において、ω0＝２π×９５０×１０6ｒad
／secのときにおける、Ｌ2とＣ2を求めると、次のよう
になる。 Ｌ2＝４．７×１０-12×５０2＝１１．７ｎＨ …（１５） Ｃ2＝６×１０-9／５０2＝２．４ｐＦ …（１６）Next, specific numerical values will be described. C 1
= 4.7 pF, L 1 = 6 nH, R 1 = 51 Ω, R 2 = 50
Ω 0 = 2π × 950 × 10 6 rad in the case of Ω
When L 2 and C 2 at the time of / sec are obtained, it becomes as follows. L 2 = 4.7 × 10 -12 × 50 2 = 11.7 nH (15) C 2 = 6 × 10 -9 / 50 2 = 2.4 pF (16)
【００２９】この場合における伝達特性は、図４に示す
ようになる。図９に示す場合と比較して明らかなよう
に、より広い周波数帯域にわたつて平坦な特性となって
いる。The transfer characteristic in this case is as shown in FIG. As is clear from the comparison with the case shown in FIG. 9, the characteristics are flat over a wider frequency band.
【００３０】上記した直列共振回路４１を構成するコイ
ル５１とコンデンサ５２を、例えば図５に示すように、
チップ積層ＬＣフィルタ６０により構成するようにする
ことができる。このようにすると、各素子のばらつきよ
る伝達特性の乱れを抑制することができる。As shown in FIG. 5, for example, the coil 51 and the capacitor 52 forming the series resonance circuit 41 described above are arranged as follows.
It may be configured by the chip laminated LC filter 60. In this way, it is possible to suppress the disturbance of the transfer characteristic due to the variation of each element.
【００３１】さらにまた、周波数がＧＨｚオーダとな
り、素子のばらつきにより共振回路をディスクリートの
部品で構成することが困難になる場合においては、図６
に示すように、検波回路４をＭＭＩＣ（ｍｉｃｒｏｗａ
ｖｅ ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃ
ｉｒｃｕｉｔ）７０とすることができる。Furthermore, in the case where the frequency is in the GHz order and it is difficult to form the resonance circuit with discrete components due to variations in elements, FIG.
As shown in FIG.
ve monolithic integrated c
ircuit) 70.
【００３２】[0032]
【発明の効果】以上の如く、請求項１に記載の検波回路
によれば、並列共振手段と直列共振手段を設け、両者を
その接続点において整合するようにしたので、高周波信
号をより広い周波数帯域にわたって正確に検出すること
が可能となる。As described above, according to the detection circuit of the first aspect, since the parallel resonance means and the series resonance means are provided and both of them are matched at their connection points, the high frequency signal is transmitted over a wider frequency range. It is possible to detect accurately over the band.
【００３３】請求項２に記載の検波回路によれば、Ｒ1
≧Ｒ2の関係を設定するようにしたので、並列共振手段
と直列共振手段を確実に整合させることができる。According to the detection circuit of the second aspect, R 1
Since the relation of ≧ R 2 is set, the parallel resonance means and the series resonance means can be reliably matched.
【００３４】請求項３に記載の検波回路によれば、上記
した式Ｌ2＝Ｃ1／Ｒ2 2，Ｃ2＝Ｌ1／Ｒ2 2を満足させるよ
うにしたので、並列共振手段と直列共振手段を確実に整
合させることができる。According to the detection circuit of the third aspect, the above expressions L 2 = C 1 / R 2 2 and C 2 = L 1 / R 2 2 are satisfied. The resonance means can be reliably matched.
【図１】本発明の検波回路の一実施例の構成を示す回路
図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an embodiment of a detection circuit of the present invention.
【図２】図１の並列共振回路２１と直列共振回路４１の
等価回路の構成を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a configuration of an equivalent circuit of a parallel resonant circuit 21 and a series resonant circuit 41 of FIG.
【図３】図２の並列共振回路２１と直列共振回路４１の
整合の条件を説明する図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a matching condition between the parallel resonant circuit 21 and the series resonant circuit 41 of FIG.
【図４】図１の実施例における伝達特性を示す図であ
る。FIG. 4 is a diagram showing a transfer characteristic in the embodiment of FIG.
【図５】図２の実施例の具体的構成例を示す回路図であ
る。5 is a circuit diagram showing a specific configuration example of the embodiment of FIG.
【図６】図２の実施例の他の具体的構成例を示す回路図
である。FIG. 6 is a circuit diagram showing another specific configuration example of the embodiment of FIG.
【図７】従来の移動電話装置の送信系の構成例を示すブ
ロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing a configuration example of a transmission system of a conventional mobile telephone device.
【図８】図７の検波回路４の構成例を示す回路図であ
る。8 is a circuit diagram showing a configuration example of a detection circuit 4 of FIG.
【図９】図８の例の伝達特性を示す図である。9 is a diagram showing a transfer characteristic of the example of FIG.
１ 利得調整増幅器 ２ アンテナ ３ カプラ ４ 検波回路 ５ 比較回路 ６ 基準電圧発生回路 １１ 信号源 １２ 抵抗 ２１ 並列共振回路 ２２ ダイオード ２５ 電圧調整回路 ３１ コンデンサ ３２ 抵抗 ３３ コイル ３４，３５ コンデンサ ４１ 直列共振回路 ５１ コイル ５２ コンデンサ ４０ 接続点 ６０ チップ積層ＬＣフィルタ ７０ ＭＭＩＣ 1 gain adjustment amplifier 2 antenna 3 coupler 4 detection circuit 5 comparison circuit 6 reference voltage generation circuit 11 signal source 12 resistance 21 parallel resonance circuit 22 diode 25 voltage adjustment circuit 31 capacitor 32 resistance 33 coil 34, 35 capacitor 41 series resonance circuit 51 coil 52 capacitor 40 connection point 60 chip laminated LC filter 70 MMIC
Claims (3)
する検波回路において、 前記高周波信号を整流する整流手段と、 前記整流手段の等価容量を要素の１つとして、所定の周
波数で並列共振する並列共振手段と、 前記並列共振手段の前段に接続され、所定の周波数で直
列共振する直列共振手段とを備え、 前記並列共振手段と直列共振手段は、その接続点におい
て整合していることを特徴とする検波回路。1. A detection circuit for rectifying a high-frequency signal and detecting the level thereof, wherein rectifying means for rectifying the high-frequency signal and an equivalent capacitance of the rectifying means as one of the elements resonate in parallel at a predetermined frequency. It is provided with a parallel resonance means and a series resonance means that is connected to the preceding stage of the parallel resonance means and resonates in series at a predetermined frequency, and the parallel resonance means and the series resonance means are matched at their connection points. And a detection circuit.
1を、前記直列共振手段に含まれる抵抗成分Ｒ2に対し
て、Ｒ1≧Ｒ2の関係に設定することを特徴とする請求項
１に記載の検波回路。2. A resistance component R included in the parallel resonance means.
Detection circuit according to claim 1 1, with the resistance component R 2 included in the series resonance means, and sets the relationship of R 1 ≧ R 2.
Ｌ1、容量成分をＣ1とし、また、前記直列共振手段に含
まれる誘導成分をＬ2、容量成分をＣ2とするとき、次式 Ｌ2＝Ｃ1Ｒ2 2 Ｃ2＝Ｌ1／Ｒ2 2 が満足されることを特徴とする請求項２に記載の検波回
路。3. When the inductive component contained in the parallel resonant means is L 1 and the capacitive component is C 1, and the inductive component contained in the series resonant means is L 2 and the capacitive component is C 2 , The detection circuit according to claim 2, wherein the formula L 2 = C 1 R 2 2 C 2 = L 1 / R 2 2 is satisfied.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5086623A JPH06303036A (en) | 1993-04-14 | 1993-04-14 | Detection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5086623A JPH06303036A (en) | 1993-04-14 | 1993-04-14 | Detection circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06303036A true JPH06303036A (en) | 1994-10-28 |
Family
ID=13892157
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5086623A Withdrawn JPH06303036A (en) | 1993-04-14 | 1993-04-14 | Detection circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06303036A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000025383A1 (en) * | 1998-10-27 | 2000-05-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Detector |
| WO2004030205A1 (en) * | 2002-09-25 | 2004-04-08 | Denso Corporation | Start signal output circuit |
-
1993
- 1993-04-14 JP JP5086623A patent/JPH06303036A/en not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000025383A1 (en) * | 1998-10-27 | 2000-05-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Detector |
| US6476614B1 (en) | 1998-10-27 | 2002-11-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd | Detector for detecting frequencies in more than one band |
| WO2004030205A1 (en) * | 2002-09-25 | 2004-04-08 | Denso Corporation | Start signal output circuit |
| US7215162B2 (en) | 2002-09-25 | 2007-05-08 | Denso Corporation | Start signal outputting circuit |
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