JPH06233525A - Minimum on-pulse width-setting circuit of switching power supply - Google Patents
Minimum on-pulse width-setting circuit of switching power supplyInfo
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Abstract
Description
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源の最小
オンパルス幅設定回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a minimum on-pulse width setting circuit for a switching power supply.
【従来技術】従来のスイッチング電源の最小オンパルス
幅設定回路としては例えば図５に示すようなものがあ
り，図６にその動作波形図を示す。これらの図に基づい
て説明すると，このスイッチング電源はスイッチング電
源制御用集積回路１の中の三角波発生回路３から三角波
V3を発生して，これをコンパレータ27の＋入力端子に接
続しておく。このコンパレータ27の−入力端子には抵抗
器25を介して演算増幅器31の出力端子を接続し，この演
算増幅器31の出力電圧レベルV31 に応じてコンパレータ
27のオンパルス幅を変調する。演算増幅器31には，出力
電圧検出信号を＋入力端子に接続し，基準電圧23を−入
力端子に接続して比較誤差増幅を行う。したがって出力
電圧検出信号の値と基準電圧23の値とが等しくなるよう
に，パルス幅変調される。ここで，演算増幅器31の出力
電圧がクランプ用ツェナーダイオード29のツェナー電圧
Vc(29)以上となるとコンパレータ27の−端子の入力電圧
V25はこのツェナーダイオード29によりクランプされ
る。このツェナーダイオード29のツェナー電圧Vc(29)が
三角波V3のピーク値よりも低い電圧であれば，図６の区
間t3-t4 に示すようにコンパレータ27の−端子の入力電
圧V25 は基準発振三角波V3の上側に飛び出すことがなく
なり，予定される周期的なオンパルスの欠落が防止され
る。2. Description of the Related Art As a conventional minimum on-pulse width setting circuit for a switching power supply, there is, for example, one shown in FIG. 5, and its operation waveform diagram is shown in FIG. Explaining with reference to these figures, this switching power supply is a triangular wave generator 3 from a triangular wave generator 3 in a switching power supply control integrated circuit 1.
Generate V3 and connect it to the + input terminal of comparator 27. The negative input terminal of the comparator 27 is connected to the output terminal of the operational amplifier 31 via the resistor 25, and the comparator 27 is connected in accordance with the output voltage level V31 of the operational amplifier 31.
Modulates 27 on-pulse width. In the operational amplifier 31, the output voltage detection signal is connected to the + input terminal and the reference voltage 23 is connected to the-input terminal to perform comparison error amplification. Therefore, pulse width modulation is performed so that the value of the output voltage detection signal and the value of the reference voltage 23 become equal. Here, the output voltage of the operational amplifier 31 is the Zener voltage of the clamp Zener diode 29.
When Vc (29) or more, the input voltage of the-terminal of comparator 27
V25 is clamped by this Zener diode 29. If the Zener voltage Vc (29) of the Zener diode 29 is lower than the peak value of the triangular wave V3, the input voltage V25 of the negative terminal of the comparator 27 is the reference oscillation triangular wave V3 as shown in the section t3-t4 in FIG. No longer jumps to the upper side, and the expected periodic loss of on-pulse is prevented.
【発明が解決しようとする課題】しかしながら，このよ
うな従来の最小オンパルス幅設定回路にあってはクラン
プするツェナー電圧Vc(29)が固定の電圧であり，またこ
のツェナー電圧の温度依存度やロット毎のバラツキが大
きいため，図６(b) の区間t8-t11に示すように，予定さ
れる最小オンパルスが欠落することがある。また基準発
振三角波V3のレベルも同様に変動するときも，図６(a)
の区間t8-t11に示すように，予定される最小オンパルス
が欠落する。本発明は，スイッチング電源の最小オンパ
ルス幅設定回路において，構成部品の温度特性を含めた
安定度を高め，より確実に最小オンパルスの欠落を防止
することを目的とする。However, in such a conventional minimum on-pulse width setting circuit, the Zener voltage Vc (29) to be clamped is a fixed voltage, and the Zener voltage depends on temperature and lot. Since there is a large variation, the planned minimum on-pulse may be missing, as shown in section t8-t11 in FIG. 6 (b). Also, when the level of the reference oscillating triangular wave V3 changes similarly,
As shown in the section t8-t11 of, the minimum scheduled on-pulse is missing. An object of the present invention is to improve stability including temperature characteristics of constituent parts in a minimum on-pulse width setting circuit of a switching power supply, and prevent missing of the minimum on-pulse more reliably.
【課題を解決するための手段】この課題を解決するた
め，本発明においては三角波発生回路の信号の先端値を
保持するピークホールド回路と，このピークホールド回
路を分圧器とダイオードとを介して比較誤差増幅器の出
力信号に接続することにより，常に基準発振三角波の値
に合わせてクランプ電圧を追従させるものである。In order to solve this problem, in the present invention, a peak hold circuit for holding the tip value of the signal of the triangular wave generation circuit is compared with this peak hold circuit via a voltage divider and a diode. By connecting to the output signal of the error amplifier, the clamp voltage always follows the value of the reference oscillation triangular wave.
【実施例】図１は本発明の一実施例を示す図である。ま
た図２はその動作説明図である。まず構成の概要を説明
すると，このスイッチング電源はスイッチング電源制御
用集積回路１の中の三角波発生回路３とパルス幅変調用
のコンパレータ27を利用して主スイッチング素子（図示
せず）をオンオフ駆動する。そしてこのスイッチング電
源の出力電圧検出信号を演算増幅器31の＋入力端子に接
続し，基準電圧23を−入力端子に接続して比較誤差増幅
を行い，出力電圧検出信号と基準電圧23とが互いに等し
くなるようパルス幅変調されるものである。最小オンパ
ルス幅設定回路は，演算増幅器５，ダイオード７，抵抗
器９，コンデンサ11，抵抗器13，抵抗器15，演算増幅器
17，ダイオード19から構成される。演算増幅器５と17は
いずれもいわゆるボルテージフォロワ接続され，バッフ
ァアンプとして用いられる。図２は動作説明のための各
構成要素の電圧波形であって，V11 はコンデンサ11の端
子間電圧，V3は三角波発生回路３の電圧，V7はダイオー
ド７のカソードの電圧，V15 は抵抗器15の端子間電圧，
V31 は演算増幅器31の出力電圧をそれぞれ表す。そして
Vc(19)はダイオード19のアノード電圧に作用するクラン
プレベルを表し，V19 ( 太い実線）はクランプが作用し
ている場合の電圧を表す。構成を詳細に説明すると，演
算増幅器５の＋入力端子には三角波発生回路３の信号V3
が入力される。演算増幅器５の出力にはピークホールド
用のダイオード７のアノードが接続される。ダイオード
７のカソードは抵抗器９を通してピークホールド用のコ
ンデンサ11及び分圧用の抵抗器13，15に接続される。た
だし抵抗器９は，演算増幅器５の負荷容量規定値よりコ
ンデンサ11の値が小さい場合は不要（短絡可）である。
抵抗器13と15による分圧出力V15 はクランプ用バッファ
アンプである演算増幅器17の＋入力端子に接続され，演
算増幅器17の出力はクランプ用オアダイオード19のカソ
ードに接続される。ダイオード19のアノードは抵抗器25
の一端とパルス幅変調用のコンパレータ27の−入力端子
に接続される。次に動作を説明すると，基準発振三角波
V3がバッファアンプである演算増幅器５の＋入力端子に
供給され，インピーダンス変換されダイオード７のアノ
ードにV7が出力される。この電圧V7は保護抵抗９を通し
てピークホールド用コンデンサ11にはバッファアンプの
出力する三角波ピークよりダイオード７の順方向電圧降
下分だけ低い電圧V11 となるよう充電が行われる。次に
コンデンサ11に充電された電荷は抵抗13，15を通して放
電される。この抵抗13，15は分圧器も兼ねていて，ここ
で分圧された電圧V15 でクランプ電圧レベルを基準発振
三角波V3のピーク電圧より何ボルト下げた点とするかを
決定している。すなわちクランプレベルが基準発振三角
波V3のピーク値を飛び出してしまうことがなくなり，常
にクランプレベルV15 は三角波のピーク電圧を追従する
（例えば図２のt6-t7 参照) 。そしてこの電圧V15 がバ
ッファアンプである演算アンプ17にてインピーダンス変
換されクランプ用オアダイオード19のカソードにVc(19)
として出力される。今，演算増幅器31の出力電圧が，演
算増幅器17の出力電圧にダイオード19の順方向電圧を加
算した値より低いとき，ダイオード19は逆バイアスされ
るので，誤差増幅器31の出力電圧V31 がそのままコンパ
レータ27の−入力端子に現れる（例えば図２のt1-t2 参
照) 。また逆に出力電圧検出値が極端に高い値となっ
て，演算増幅器31の出力電圧V31 が演算増幅器17の出力
電圧とダイオード19の順方向電圧降下との和より高いと
き，演算増幅器31よりバッファアンプ17に対して電流が
流れ，クランプ電圧より高い分の電圧は制限抵抗９に印
加され，クランプ電圧Vc(19)のみがパルス幅変調用のコ
ンパレータ27に出力され，結果として最小オンパルス幅
が確保される（図２のt3-t4,t9-t10参照) 。尚，ダイオ
ード７はピークホールド用の逆流防止ダイオードである
と共に，クランプ用オアダイオード19との順方向電圧降
下と温度係数を互いに等しくして，電圧方向を逆にする
ことにより，互いに相殺する作用をする。したがって温
度によるクランプレベルの変動をより小さく抑えること
ができる。図３には，本発明の第２の実施例を示し，図
４はその動作説明図である。この実施例は，コンパレー
タ27の入力端子の接続および演算増幅器31の入力端子の
接続が逆極性となること，そしてコンデンサ11と抵抗器
15の各一端がVcc に接続されている点だけが，図１と異
なる。図１の実施例が基準発振三角波の極大値を検出し
ていたのに対して，本実施例は基準発振三角波の極小値
を検出して最小オンパルスを得ようとするものである。
その他は図１，２と同様であるので，説明を省く。FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a diagram for explaining the operation. First, the outline of the configuration will be described. This switching power supply drives a main switching device (not shown) on / off using a triangular wave generation circuit 3 and a pulse width modulation comparator 27 in an integrated circuit 1 for switching power supply control. . Then, the output voltage detection signal of this switching power supply is connected to the + input terminal of the operational amplifier 31, the reference voltage 23 is connected to the − input terminal, and the comparison error amplification is performed, and the output voltage detection signal and the reference voltage 23 are equal to each other. The pulse width is modulated so that The minimum on-pulse width setting circuit is operational amplifier 5, diode 7, resistor 9, capacitor 11, resistor 13, resistor 15, operational amplifier.
It consists of 17 and diode 19. The operational amplifiers 5 and 17 are both so-called voltage follower connections and are used as buffer amplifiers. FIG. 2 is a voltage waveform of each component for explaining the operation. V11 is a voltage across the terminals of the capacitor 11, V3 is a voltage of the triangular wave generating circuit 3, V7 is a voltage of the cathode of the diode 7, and V15 is a resistor 15 Voltage between terminals,
V31 represents the output voltage of the operational amplifier 31, respectively. And
Vc (19) represents the clamp level that acts on the anode voltage of diode 19, and V19 (thick solid line) represents the voltage when the clamp is acting. The configuration will be described in detail. The signal V3 of the triangular wave generation circuit 3 is connected to the + input terminal of the operational amplifier 5.
Is entered. The anode of a peak hold diode 7 is connected to the output of the operational amplifier 5. The cathode of the diode 7 is connected through a resistor 9 to a peak holding capacitor 11 and voltage dividing resistors 13 and 15. However, the resistor 9 is not necessary (short circuit is possible) when the value of the capacitor 11 is smaller than the specified load capacitance value of the operational amplifier 5.
The divided output V15 by the resistors 13 and 15 is connected to the + input terminal of the operational amplifier 17 which is a buffer amplifier for clamping, and the output of the operational amplifier 17 is connected to the cathode of the OR diode 19 for clamping. The anode of diode 19 is resistor 25
Is connected to the negative input terminal of the pulse width modulation comparator 27. Next, the operation will be described. Reference oscillation triangular wave
V3 is supplied to the + input terminal of the operational amplifier 5, which is a buffer amplifier, and impedance conversion is performed to output V7 to the anode of the diode 7. The voltage V7 is charged to the peak hold capacitor 11 through the protection resistor 9 so that the voltage V11 becomes lower than the triangular wave peak output from the buffer amplifier by the voltage drop in the forward direction of the diode 7. Next, the electric charge charged in the capacitor 11 is discharged through the resistors 13 and 15. The resistors 13 and 15 also serve as a voltage divider, and the voltage V15 divided here determines how many volts the clamp voltage level is lowered from the peak voltage of the reference oscillation triangular wave V3. That is, the clamp level does not jump out of the peak value of the reference oscillation triangular wave V3, and the clamp level V15 always follows the peak voltage of the triangular wave (see, for example, t6 to t7 in FIG. 2). This voltage V15 is impedance-converted by the operational amplifier 17 which is a buffer amplifier, and Vc (19) is applied to the cathode of the clamping OR diode 19.
Is output as. Now, when the output voltage of the operational amplifier 31 is lower than the value obtained by adding the forward voltage of the diode 19 to the output voltage of the operational amplifier 17, the diode 19 is reverse-biased, so the output voltage V31 of the error amplifier 31 remains as it is. It appears at the-input terminal of 27 (see, for example, t1-t2 in FIG. 2). On the contrary, when the output voltage detection value becomes extremely high and the output voltage V31 of the operational amplifier 31 is higher than the sum of the output voltage of the operational amplifier 17 and the forward voltage drop of the diode 19, the buffer than the operational amplifier 31 is buffered. A current flows to the amplifier 17, a voltage higher than the clamp voltage is applied to the limiting resistor 9, and only the clamp voltage Vc (19) is output to the comparator 27 for pulse width modulation, and as a result, the minimum on-pulse width is secured. (See t3-t4, t9-t10 in Fig. 2). In addition, the diode 7 is a backflow prevention diode for peak hold, and the forward voltage drop and the temperature coefficient of the clamping OR diode 19 are made equal to each other, and the voltage directions are reversed to cancel each other. To do. Therefore, the fluctuation of the clamp level due to the temperature can be further suppressed. FIG. 3 shows a second embodiment of the present invention, and FIG. 4 is an operation explanation diagram thereof. In this embodiment, the connection of the input terminal of the comparator 27 and the connection of the input terminal of the operational amplifier 31 have opposite polarities, and the capacitor 11 and the resistor are connected.
It differs from Fig. 1 only in that each end of 15 is connected to Vcc. While the embodiment of FIG. 1 detects the maximum value of the reference oscillation triangular wave, this embodiment detects the minimum value of the reference oscillation triangular wave to obtain the minimum ON pulse.
Others are the same as those in FIGS.
【発明の効果】本発明は以上述べたような特徴を有し，
常に三角波の先端値に合わせてクランプ電圧を追従させ
ているので，温度変化等による実質的な部品定数の偏差
や三角波の電圧レベルの変化に対しても，より確実に最
小オンパルスを発生する。したがって同期パルス信号端
子等を備えない市販のスイッチングレギュレータ用集積
回路を使用しても最小オンパルス幅を温度特性を含め無
調整かつ高信頼に実現することができる。The present invention has the features described above,
Since the clamp voltage is always made to follow the tip value of the triangular wave, the minimum on-pulse is generated more reliably even when the deviation of the actual component constants due to temperature changes and the voltage level of the triangular wave change. Therefore, even if a commercially available integrated circuit for a switching regulator that does not have a synchronous pulse signal terminal or the like is used, the minimum on-pulse width including the temperature characteristic can be realized without adjustment and with high reliability.
【図１】本発明に係るスイッチング電源の最小オンパル
ス幅設定回路の一実施例の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of a minimum on-pulse width setting circuit for a switching power supply according to the present invention.
【図２】図１に示す回路の動作を説明するための波形図
である。FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation of the circuit shown in FIG.
【図３】本発明に係るスイッチング電源の最小オンパル
ス幅設定回路の第２の実施例の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a second embodiment of a minimum on-pulse width setting circuit for a switching power supply according to the present invention.
【図４】図３に示す回路の動作を説明するための波形図
である。FIG. 4 is a waveform diagram for explaining the operation of the circuit shown in FIG.
【図５】従来のスイッチング電源の最小オンパルス幅設
定回路の一例である。FIG. 5 is an example of a conventional minimum on-pulse width setting circuit for a switching power supply.
【図６】図５に示す回路の動作を説明するための波形図
である。6 is a waveform chart for explaining the operation of the circuit shown in FIG.
１…スイッチング電源制御用集積回路 ３…三角波発生回路 ５…演算増幅器 ７…ダイオード ９…抵抗器 11…コンデンサ 13…抵抗器 15…抵抗器 17…演算増幅器 19…ダイオード 23…基準電圧 25…抵抗器 27…コンパレータ 29…ツェナーダイオード 31…演算増幅器 1 ... Switching power supply control integrated circuit 3 ... Triangular wave generation circuit 5 ... Operational amplifier 7 ... Diode 9 ... Resistor 11 ... Capacitor 13 ... Resistor 15 ... Resistor 17 ... Operational amplifier 19 ... Diode 23 ... Reference voltage 25 ... Resistor 27 ... Comparator 29 ... Zener diode 31 ... Operational amplifier
フロントページの続き (72)発明者 木井 康夫 東京都豊島区高田１丁目18番１号 オリジ ン電気株式会社内 (72)発明者 松本 健治 東京都千代田区内幸町１丁目１番６号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 ▲真▼木 勝郎 東京都千代田区内幸町１丁目１番６号 日 本電信電話株式会社内Front Page Continuation (72) Inventor Yasuo Kii 1-1-18 Takada, Toshima-ku, Tokyo Inside Origin Electric Co., Ltd. (72) Inventor Kenji Matsumoto 1-1-6 Uchiyuki-cho, Chiyoda-ku, Tokyo Telephone Co., Ltd. (72) Inventor ▲ Shin ▼ Katsuro Ki, 1-1-6 Uchisaiwaicho, Chiyoda-ku, Tokyo Nihon Telegraph and Telephone Corporation
Claims (1)
出信号とを比較増幅する比較誤差増幅器と，この比較誤
差増幅器の出力信号と前記三角波発生回路の信号の先端
値とを比較するコンパレータとからなるスイッチング電
源のパルス幅変調回路において， 前記三角波発生回路の信号の先端値を保持するピークホ
ールド回路と，このピークホールド回路を分圧器とダイ
オードとを介して前記比較誤差増幅器の出力信号に接続
することを特徴とするスイッチング電源の最小オンパル
ス幅設定回路。1. A triangle wave generating circuit, a comparison error amplifier for comparing and amplifying a reference voltage and an output voltage detection signal, and a comparator for comparing an output signal of the comparison error amplifier and a tip value of the signal of the triangle wave generating circuit. In a pulse width modulation circuit for a switching power supply, the peak hold circuit holds the tip value of the signal of the triangular wave generation circuit, and the peak hold circuit is connected to the output signal of the comparison error amplifier via a voltage divider and a diode. A minimum on-pulse width setting circuit for a switching power supply, which is characterized by:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3747493A JPH06233525A (en) | 1993-02-02 | 1993-02-02 | Minimum on-pulse width-setting circuit of switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3747493A JPH06233525A (en) | 1993-02-02 | 1993-02-02 | Minimum on-pulse width-setting circuit of switching power supply |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06233525A true JPH06233525A (en) | 1994-08-19 |
Family
ID=12498525
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3747493A Withdrawn JPH06233525A (en) | 1993-02-02 | 1993-02-02 | Minimum on-pulse width-setting circuit of switching power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06233525A (en) |
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1993
- 1993-02-02 JP JP3747493A patent/JPH06233525A/en not_active Withdrawn
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