JPH06232755A - Signal processing system and processing method - Google Patents
Signal processing system and processing methodInfo
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- JPH06232755A JPH06232755A JP1481693A JP1481693A JPH06232755A JP H06232755 A JPH06232755 A JP H06232755A JP 1481693 A JP1481693 A JP 1481693A JP 1481693 A JP1481693 A JP 1481693A JP H06232755 A JPH06232755 A JP H06232755A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は音声・画像信号等の信号
処理技術に係り、より詳細には人間の聴覚等を考慮した
量子化雑音のスペクトル制御を用いた信号の符号化・複
号化等の信号処理及びその応用に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a signal processing technique for voice / image signals and the like, and more particularly to signal coding / decoding using spectrum control of quantization noise in consideration of human hearing. Etc. regarding signal processing and its applications.
【0002】[0002]
【従来の技術】ディジタル信号処理において、量子化雑
音をいかに制御、軽減するかは高忠実度再生を行うため
の本質的課題である。一般に、量子化ステップが十分に
多いか、あるいは的確なディザが重畳・減算されている
場合には、量子化雑音は入力信号と無相関な白色性の雑
音となる。この場合、標本化周波数の1/2の帯域にお
ける量子化雑音の電力は量子化ステップをΔとすると、
Δ2 /12となる。従って、標本化周波数を高くすれば
信号帯域内の量子化雑音を相対的に減少させることがで
き、理論上は1ビット量子化で100dB以上のダイナ
ミックレンジを確保することも可能である。しかし、現
実には標本化周波数が数GHzにもなるため、現実には
ハードウエア化が困難である。そこで、量子化雑音の分
布を高域に集中させることにより現実的な標本化周波数
で十分なダイナミックレンジを確保する試みがなされて
いる。2. Description of the Related Art In digital signal processing, how to control and reduce quantization noise is an essential issue for high fidelity reproduction. In general, when the number of quantization steps is sufficiently large or proper dither is superimposed / subtracted, the quantization noise becomes white noise that is uncorrelated with the input signal. In this case, the power of the quantization noise in the band of ½ of the sampling frequency is Δ when the quantization step is
A Δ 2/12. Therefore, if the sampling frequency is increased, the quantization noise in the signal band can be relatively reduced, and theoretically it is also possible to secure a dynamic range of 100 dB or more with 1-bit quantization. However, in reality, the sampling frequency is as high as several GHz, so that it is difficult to realize hardware in reality. Therefore, attempts have been made to secure a sufficient dynamic range at a realistic sampling frequency by concentrating the quantization noise distribution in a high frequency range.
【0003】図26に、各種のA/D・D/A変換方式
を、図27にその周波数スペクトルを示す。図26(a)
は最も基本的なPCM伝送・処理方法である。図26
(b) は、オーバーサンプリング方式と呼ばれる手法で、
通常より高い周波数で標本化し、帯域制限を兼ねたディ
ジタルローパスフィルタで間引き処理を行うことにより
通常のディジタル信号との整合を図っている。FIG. 26 shows various A / D / D / A conversion systems, and FIG. 27 shows the frequency spectrum thereof. Figure 26 (a)
Is the most basic PCM transmission / processing method. FIG. 26
(b) is a method called oversampling method.
The sampling is performed at a higher frequency than usual, and thinning processing is performed by a digital low-pass filter that also serves as a band limitation to achieve matching with a normal digital signal.
【0004】図22(c) は量子化器を帰還ループ内に設
けることにより量子化雑音に高域上がりの微分特性を与
えるΣΔ変調とよばれる方式である。図28に1〜3次
のΣΔ変調の構成を示す。図28において、量子化器に
より入力信号とは無相関の量子化雑音Nq が発生するも
のと仮定すると、n次のΣΔ変調の出力は、 Y=X+(1−z-1)n ・Nq となり、出力信号に現れる量子化雑音はNq をn次微分
したものとなる。図29にこのようなΣΔ変調の入出力
関係、量子化雑音のスペクトル、標本化周波数をfsとし
た場合の0〜fs/2、0〜fs/32の帯域の量子化雑音
電力を示す。また、図30は0〜4次のΣΔ変調の量子
化雑音のスペクトル分布を現したものであり、図30
(a) は0〜fs、図30(b) は0〜fs/4の帯域を拡大表
示したものである。図29,30からわかるように、Σ
Δ変調の次数を上げると量子化雑音の総電力は増すが、
標本化周波数の1/6の周波数を境に、これより低周波
数帯域の量子化雑音電力は急速に減少する。図31は、
1〜4次の1ビットΣΔ変調における0〜fの帯域の最
大振幅の正弦波と量子化雑音との電力比SNq を示した
ものである。この図より、例えば、一次のΣΔ変調では
20kHzの帯域で100dBのダイナミックレンジを
得るためには112MHzの標本化周波数が必要となる
が、2次では6.7MHZ、3次では2.0Mhz、4
次では1.1MHzの標本化周波数で良いことがわか
る。FIG. 22 (c) shows a method called ΣΔ modulation which gives a quantization noise a high-frequency differential characteristic by providing a quantizer in a feedback loop. FIG. 28 shows the configuration of the first to third order ΣΔ modulation. In FIG. 28, assuming that the quantizer generates quantization noise N q that is uncorrelated with the input signal, the output of the nth-order ΣΔ modulation is Y = X + (1-z −1 ) n · N q , and the quantization noise appearing in the output signal is the n-th derivative of N q . FIG. 29 shows the input / output relationship of such ΣΔ modulation, the spectrum of quantization noise, and the quantization noise power in the band of 0 to fs / 2 and 0 to fs / 32 when the sampling frequency is fs. Further, FIG. 30 shows the spectrum distribution of the quantization noise of 0 to 4th-order ΣΔ modulation.
(a) is an enlarged display of the band from 0 to fs, and FIG. 30 (b) is an enlarged display of the band from 0 to fs / 4. As can be seen from FIGS. 29 and 30, Σ
Increasing the Δ modulation order increases the total quantization noise power,
The quantizing noise power in the lower frequency band rapidly decreases at the frequency of 1/6 of the sampling frequency. FIG. 31 shows
It shows the power ratio SN q between the sine wave with the maximum amplitude and the quantization noise in the band of 0 to f in the 1st to 4th order 1-bit ΣΔ modulation. From this figure, for example, in the first-order ΣΔ modulation, a sampling frequency of 112 MHz is required to obtain a dynamic range of 100 dB in the band of 20 kHz.
Next, it will be understood that a sampling frequency of 1.1 MHz is sufficient.
【0005】[0005]
【発明が解決しようとする課題】上述のA/D,D/A
変換方式は、図26からもわかるように、ローパスフィ
ルタによる帯域制限が行われるため、記録・伝送される
信号帯域に一定の制限がある。また、特にΣΔ変調方式
などではA/D側,D/A側ともに複雑な信号処理が必
要となる。The above-mentioned A / D and D / A
As can be seen from FIG. 26, in the conversion method, the band is limited by the low-pass filter, so that the signal band to be recorded / transmitted has a certain limit. Further, particularly in the ΣΔ modulation method, complicated signal processing is required on both the A / D side and the D / A side.
【0006】本発明の目的は、量子化雑音のスペクトル
分布を制御することにより、簡易な構成で高精度の処理
が可能な信号処理システムを提供することにある。An object of the present invention is to provide a signal processing system capable of highly accurate processing with a simple structure by controlling the spectral distribution of quantization noise.
【0007】[0007]
【課題を解決するための手段】上記課題に鑑み、本発明
の第1の態様は、信号の処理システムにおいて、アナロ
グ信号を入力し、前記アナログ入力信号を変調し、量子
化雑音を高域に集中した1ビット高速標本化信号を出力
する符号化手段と、ローパスフィルタを有し、前記1ビ
ット高速標本化信号を入力して原アナログ信号を復元す
る複号化手段と、を有するように構成した。In view of the above problems, a first aspect of the present invention is a signal processing system, wherein an analog signal is input, the analog input signal is modulated, and quantization noise is increased to a high frequency band. A coding means for outputting a concentrated 1-bit high-speed sampling signal, a low-pass filter, and a decoding means for inputting the 1-bit high-speed sampling signal to restore an original analog signal. did.
【0008】また、本発明の第2の態様によれば、複数
チャンネル信号の処理システムにおいて、アナログ信号
を入力し、前記アナログ入力信号を変調し、量子化雑音
を高域に集中した1ビット高速標本化信号を出力する複
数の符号化手段と、前記符号化手段から出力される複数
の1ビット高速標本化信号を時分割多重するマルチプレ
クサと、前記時分割多重信号を複数チャンネルに分配す
るディマルチプレクサと、ローパスフィルタを有し、前
記複数チャンネルの1ビット高速標本化信号から複数チ
ャンネルのアナログ信号を復元する複数の複号化手段
と、を有するように構成した。According to a second aspect of the present invention, in a multi-channel signal processing system, an analog signal is input, the analog input signal is modulated, and quantization noise is concentrated in a high frequency range of 1-bit high speed. A plurality of coding means for outputting sampling signals, a multiplexer for time-division multiplexing a plurality of 1-bit high-speed sampling signals output from the coding means, and a demultiplexer for distributing the time-division multiplexed signals to a plurality of channels. And a plurality of decoding means having a low-pass filter and for restoring analog signals of a plurality of channels from the 1-bit high speed sampling signals of the plurality of channels.
【0009】さらに、本発明の第3の態様によれば、複
数の信号を1ビット高速標本化により時分割多重する方
法において、複数の入力アナログ信号を、前記一定の周
波数間隔毎に量子化雑音がほぼ零まで減衰するように変
調により符号化し、前記複数の符号化信号を時分割多重
し、複数チャンネルの1ビット高速標本化信号を得るよ
う構成した。Further, according to the third aspect of the present invention, in a method of time-division multiplexing a plurality of signals by 1-bit high-speed sampling, a plurality of input analog signals are quantized by a certain number of quantization noise intervals. Are coded by modulation so as to be attenuated to almost zero, and the plurality of coded signals are time-division multiplexed to obtain a 1-bit high-speed sampled signal of a plurality of channels.
【0010】さらに、本発明の第4の態様によれば、信
号を1ビット高速標本化により記録媒体に記録する方法
において、1のアナログ入力信号に変調を行い、量子化
雑音を高域に集中した1ビット高速標本化信号を生成・
記録し、クロスフェード期間中は、前記1ビット高速標
本化信号を複数ビットディジタル信号に変換し、他のア
ナログ入力信号を複数ビットディジタル信号にD/A変
換し、前記1の複数ビットディジタル信号とのクロスフ
ェード処理後記録媒体に記録し、クロスフェード期間後
は、前記他のアナログ信号に変調を行い、量子化雑音を
高域に集中した1ビット高速標本化信号を生成・記録す
るように構成した。Further, according to the fourth aspect of the present invention, in a method of recording a signal on a recording medium by 1-bit high-speed sampling, modulation is performed on one analog input signal to concentrate quantization noise in a high frequency band. Generated 1-bit high-speed sampling signal
During recording and crossfade, the 1-bit high-speed sampling signal is converted into a multi-bit digital signal, and another analog input signal is D / A converted into a multi-bit digital signal to obtain the 1-multibit digital signal. After the cross-fade process, the data is recorded on the recording medium, and after the cross-fade period, the other analog signal is modulated to generate and record a 1-bit high-speed sampling signal in which the quantization noise is concentrated in the high frequency band. did.
【0011】さらに、本発明の第5の態様によれば、信
号の処理システムにおいて、アナログ信号を入力し、前
記アナログ入力信号に変調を行い、量子化雑音を高域に
集中した1ビット高速標本化信号を出力する符号化手段
と、あらかじめ定められたゲート信号を発生する信号発
生手段と、前記1ビット高速標本化信号と前記ゲート信
号との排他的論理和演算を行う第1のEX−OR回路
と、前記第1のEX−OR回路の出力信号に一定の信号
処理を行う信号処理手段と、前記信号処理手段の出力信
号と前記ゲート信号との排他的論理和演算を行う第2の
EX−OR回路と、ローパスフィルタを有し、前記第2
のEX−OR回路の出力信号を入力して元アナログ信号
を復元する複号化手段と、を有するように構成した。Further, according to the fifth aspect of the present invention, in a signal processing system, an analog signal is input, the analog input signal is modulated, and quantization noise is concentrated in a high frequency range, and 1-bit high-speed sampling is performed. A first EX-OR for performing an exclusive OR operation between the 1-bit high-speed sampling signal and the gate signal, the encoding means for outputting the encoded signal, the signal generating means for generating a predetermined gate signal, Circuit, signal processing means for performing constant signal processing on the output signal of the first EX-OR circuit, and second EX for performing an exclusive OR operation of the output signal of the signal processing means and the gate signal. An OR circuit and a low-pass filter,
And a decoding means for receiving the output signal of the EX-OR circuit and restoring the original analog signal.
【0012】[0012]
【作用】本発明によれば、信号を通常より高い周波数に
より標本化するので、通常よりも高速の信号処理が可能
となる。According to the present invention, since the signal is sampled at a frequency higher than usual, it is possible to process the signal faster than usual.
【0013】また、量子化雑音のスペクトル分布を制御
することにより、簡易な構成で高精度の信号処理が可能
となる。また、ΣΔ変調等の出力をそのまま1ビットの
ディジタル信号として処理するので、ΣΔ変調後のディ
ジタルフィルタや処理系後段の逆量子化器(D/A変換
器)等の複雑な処理が不要となる。また、本方式では符
号化側、複号化側のいずれにおいてもローパスフィルタ
等による帯域制限を行わないため、一般的なΣΔ方式等
より高域信号の処理を行うことができる。By controlling the spectral distribution of the quantization noise, it is possible to perform highly accurate signal processing with a simple structure. Further, since the output of ΣΔ modulation or the like is processed as it is as a 1-bit digital signal, complicated processing such as a digital filter after ΣΔ modulation and an inverse quantizer (D / A converter) in the latter stage of the processing system is unnecessary. . Further, in this system, since neither the encoding side nor the decoding side performs band limitation by a low-pass filter or the like, it is possible to process a high frequency signal as compared with a general ΣΔ system or the like.
【0014】[0014]
【実施例】本発明の基本原理 前述したように、一般的には図26(c) に示すようにΣ
Δ変調の後にディジタルフィルタを用いて帯域制限を行
うとともに、間引き処理(decimation)により所望の標本
化周波数との整合が図られるが、このΣΔ変調後の信号
に上述のような処理をせず、そのままディジタル信号と
して扱う簡潔な処理系が考えられる。ΣΔ変調の出力、
特に1ビットのΣΔ変調の出力はディジタル信号であり
ながら、信号帯域には元の信号のスペクトルがそのまま
存在する。従って、復号時にはD/A変換器(逆量子化
器)も不要となり、必要であればフィルタを設けるだけ
でアナログ信号を得ることができる。なお、ここではΣ
Δ変調の場合のみについて説明するが、これ以外の方式
によっても符号化出力が1ビットでさえあれば量子化雑
音のスペクトルが変化するだけで同様の処理が可能であ
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Basic Principle of the Present Invention As described above, in general, as shown in FIG.
While performing band limitation using a digital filter after Δ modulation, the thinning process (decimation) achieves matching with a desired sampling frequency, but the signal after this ΣΔ modulation is not processed as described above, A simple processing system that handles the digital signal as it is can be considered. ΣΔ modulation output,
In particular, the output of the 1-bit ΣΔ modulation is a digital signal, but the spectrum of the original signal remains in the signal band. Therefore, a D / A converter (inverse quantizer) is not required at the time of decoding, and an analog signal can be obtained only by providing a filter if necessary. Here, Σ
Only the case of the Δ modulation will be described, but the same processing can be performed by a method other than this, if the encoded output has only 1 bit, only by changing the spectrum of the quantization noise.
【0015】図1に本発明に係る高速標本化1ビット方
式のブロック図を示す。ΣΔ変調出力をそのまま1ビッ
トのディジタル信号として処理するので、図26(c) と
比較してΣΔ変調後のディジタルフィルタや処理系後段
の逆量子化器(D/A変換器)等が不要となる。図2に
この方式による周波数スペクトルを示す。量子化雑音が
高域に集中されているため信号帯域内の量子化雑音電力
が相対的に減少している。また、本方式では符号化側、
複号化側のいずれにおいてもローパスフィルタ等による
帯域制限を行わないため、一般的なΣΔ方式(図26
(c)) より高域信号の処理を行うことができる。また、
本方式では標本化周波数が高いので、高速処理が可能と
なる利点もある。基本構成 図3に、本発明に係る1ビット高速標本化方式の基本構
成を示す。このシステムは大別して、エンファシス部
1、ΣΔ変調部2、信号処理部3、復号化部4及びディ
エンファシス部5から成る。エンファシス部1、ディエ
ンファシス部5は、一般に音響信号では高域成分が少な
いこと、及び量子化雑音の抑制のために設けられるもの
であり、その特性は例えば図4のようなものが考えられ
るが、処理する信号の特性に依存し、省略も可能であ
る。ΣΔ変調部2は、2〜7次程度ののΣΔ変調を行
い、具体的な構成としては図5(a) に示すようなものが
ある。信号処理部3は、原信号の記録・伝送等を行う部
分であり、DAT、CD、衛星通信等が対応する。ま
た、復号化部4は通常のD/A変換器に相当する部分で
ある。例えば、図5(b) に示すように、1ビットの逆量
子化器としてフリップフロップを用いることができる。FIG. 1 shows a block diagram of a high-speed sampling 1-bit system according to the present invention. Since the ΣΔ modulation output is processed as it is as a 1-bit digital signal, a digital filter after ΣΔ modulation and an inverse quantizer (D / A converter) at the latter stage of the processing system are not required as compared with FIG. 26 (c). Become. FIG. 2 shows a frequency spectrum according to this method. Since the quantization noise is concentrated in the high frequency band, the quantization noise power in the signal band is relatively reduced. Also, in this method, the encoding side,
Since no band limitation is performed by a low-pass filter or the like on either side of the decoding, a general ΣΔ method (see FIG.
(c)) Higher frequency signals can be processed. Also,
Since the sampling frequency is high in this method, there is also an advantage that high-speed processing is possible. Basic Configuration FIG. 3 shows the basic configuration of the 1-bit high speed sampling system according to the present invention. This system is roughly divided into an emphasis section 1, a ΣΔ modulation section 2, a signal processing section 3, a decoding section 4 and a de-emphasis section 5. The emphasis unit 1 and the de-emphasis unit 5 are generally provided to reduce the high frequency components in an acoustic signal and to suppress quantization noise, and the characteristics thereof may be, for example, those shown in FIG. , Can be omitted depending on the characteristics of the signal to be processed. The .SIGMA..DELTA. Modulator 2 performs .SIGMA..DELTA. Modulation of the 2nd to 7th order, and has a concrete configuration as shown in FIG. The signal processing unit 3 is a unit that records and transmits an original signal, and corresponds to DAT, CD, satellite communication, and the like. The decoding unit 4 is a part corresponding to a normal D / A converter. For example, as shown in FIG. 5B, a flip-flop can be used as a 1-bit inverse quantizer.
【0016】図3における各部の信号波形(S1〜S
4)及び周波数特性を図6に示す。このように本方式は
数個のオペアンプとフリップフロップという簡易な構成
で実現でき、複雑なマルチビット量子化器やディジタル
フィルタを必要としない。図7に4次のΣΔ変調による
1.536MHz,1ビットの場合の周波数特性を、図
8に10kHzの方形波を本方式と通常方式でDATに
記録・再生した場合の波形を示す。図7より、本方式で
は100kHz程度までの高域信号の処理が可能である
ことがわかる。また、図8では、本方式による波形がほ
ぼ原波形をそのまま再生しているのに対し、通常方式で
はその出力が帯域制限されるため基本波のみとなってい
る。Signal waveforms (S1 to S) of the respective parts in FIG.
4) and frequency characteristics are shown in FIG. In this way, this system can be realized with a simple configuration of several operational amplifiers and flip-flops, and does not require a complicated multi-bit quantizer or digital filter. FIG. 7 shows the frequency characteristics in the case of 1.536 MHz, 1 bit by the fourth-order .SIGMA..DELTA. Modulation, and FIG. 8 shows the waveforms when a square wave of 10 kHz is recorded / reproduced on / from the DAT by this method and the normal method. It can be seen from FIG. 7 that this method can process high frequency signals up to about 100 kHz. Further, in FIG. 8, the waveform according to the present method reproduces almost the original waveform as it is, whereas in the normal method the output is band-limited, and thus only the fundamental wave is obtained.
【0017】次に、本方式による複数チャンネル信号の
処理について説明する。図9に、4チャンネルの場合の
信号処理システムを示す。各チャンネルの入力アナログ
信号は1bitA/D部2a〜2dにおいて、1bit
のディジタル信号Sa〜Sdに変換される。これらの信
号は、マルチプレクサ6により時分割多重され、4チャ
ンネル信号Smとして処理系3へ送られる。信号Sa〜
Sd及びSmを図10に示す。周波数fの4チャンネル
信号を多重化するには、制御信号Stの周波数は4・f
必要である。処理系3では、CD、DAT等の記録・再
生や、伝送等の処理が行われる。処理系3から得られた
信号は、ディマルチプレクサ7により各チャンネルの信
号に分割され、それぞれが1bitA/D部4a〜4d
によりアナログ信号に複号化される。Next, the processing of multiple channel signals according to this method will be described. FIG. 9 shows a signal processing system for four channels. The input analog signal of each channel is 1 bit in the 1 bit A / D units 2a to 2d.
Are converted into digital signals Sa to Sd. These signals are time-division multiplexed by the multiplexer 6 and sent to the processing system 3 as a 4-channel signal Sm. Signal Sa ~
Sd and Sm are shown in FIG. To multiplex 4-channel signals of frequency f, the frequency of the control signal St is 4 · f
is necessary. In the processing system 3, processing such as recording / reproduction of CD, DAT, etc., transmission, etc. is performed. The signal obtained from the processing system 3 is divided into signals of each channel by the demultiplexer 7, and each is divided into 1-bit A / D units 4a to 4d.
Is decoded into an analog signal by.
【0018】1bitA/D部2の基本構成は図11
(a) のようであり、積分回路27、量子化器28及び遅
延回路29から成る。また、図11(a) は1次のΣΔ変
調によるものであるが、図11(b) の如く複数の次数の
構成とすることもでき、実際の構成は量子化雑音の分布
をどの様に制御するかによって定められる。The basic configuration of the 1-bit A / D unit 2 is shown in FIG.
It is like (a), and is composed of an integrating circuit 27, a quantizer 28, and a delay circuit 29. Further, although FIG. 11 (a) is based on the first-order ΣΔ modulation, a configuration of a plurality of orders as shown in FIG. 11 (b) is also possible, and the actual configuration shows how the distribution of the quantization noise is Determined by controlling.
【0019】図12、14に高次のΣΔ変調を行なうA
/D部の回路構成例を示す。図13、15はそれぞれ図
12、14の回路による量子化雑音の周波数特性を示
す。これらからわかるように、A/D部の構成を任意に
設定することにより、量子化雑音のスペクトル分布を制
御することができる。12 and 14, A for performing high-order ΣΔ modulation
An example of the circuit configuration of the / D section is shown. 13 and 15 show the frequency characteristics of the quantization noise by the circuits of FIGS. 12 and 14, respectively. As can be seen from these, the spectrum distribution of the quantization noise can be controlled by arbitrarily setting the configuration of the A / D unit.
【0020】なお、以上の説明においてはΣΔ変調によ
り、量子化雑音のスペクトル分布を制御する場合を示し
たが、他の変調方式を用いても良い。次に、1bitA
/D部4の構成を図16に示す。各チャンネルに分配さ
れた1bitのディジタル信号は、ゲート41により反
転した信号を作り、後段の差動アンプにより0Vを中心
として正負の振幅を持つ信号として出力される。また、
この回路はディエンファシス回路も兼ねており、抵抗値
又はコンデンサの値を変えることにより、所望のディエ
ンファシス特性(図4参照)を得ることができる。In the above description, the case where the spectral distribution of the quantization noise is controlled by ΣΔ modulation has been shown, but other modulation methods may be used. Next, 1bitA
The configuration of the / D unit 4 is shown in FIG. The 1-bit digital signal distributed to each channel forms an inverted signal by the gate 41 and is output as a signal having positive and negative amplitudes with 0 V as the center by the differential amplifier in the subsequent stage. Also,
This circuit also serves as a de-emphasis circuit, and a desired de-emphasis characteristic (see FIG. 4) can be obtained by changing the resistance value or the capacitor value.
【0021】なお、図9では処理系3からの信号をディ
マルチプレクサ7により各チャンネルの信号に分配して
から複号化しているが、4チャンネルのままD/A変換
すれば、4チャンネルのミックス信号を得ることもで
き、ミキシング回路としても動作する。クロスフェード、フェードイン・フェードアウト テープ等への信号記録の際、1の信号から他の信号に信
号の切り替えを行う場合にクロスフェード処理がなされ
る。本方式におけるクロスフェード処理の方法を図17
〜20に基づいて説明する。本方式では図17、18に
示すようにCH1の信号とCH2の信号の入力を切り替
えることにより行う。すなわち、CH1の信号のみを入
力する状態(ステップ1)から、徐々にCH2の信号を
入力し始め(ステップ2)、さらにその頻度を増してい
き(ステップ3〜6)、最後にはCH2の信号のみを入
力するようにする(ステップ7)。In FIG. 9, the signals from the processing system 3 are distributed to the signals of the respective channels by the demultiplexer 7 and then decoded, but if the four channels are D / A converted, the four channels are mixed. It can also obtain a signal and operates as a mixing circuit. When signals are recorded on a crossfade, fade-in / fade-out tape, or the like, crossfade processing is performed when the signal is switched from one signal to another signal. FIG. 17 shows the method of crossfade processing in this method.
~ 20 will be described. In this method, as shown in FIGS. 17 and 18, the input of the CH1 signal and the input of the CH2 signal are switched. That is, from the state where only the CH1 signal is input (step 1), the CH2 signal is gradually input (step 2), the frequency is further increased (steps 3 to 6), and finally the CH2 signal is input. Only enter (step 7).
【0022】上記のようなクロスフェード処理を行うに
あたっては、量子化雑音分布の制御が必要となる。一般
に標本化周波数fsで原信号を標本化すると、その高調
波のスペクトルが現れるため、標本化周波数の1/2
(fs/2)を境に折りかえし雑音が発生する。今、図
19(a) に示すような量子化雑音分布を持つ1bit信
号をfsの標本化周波数で標本化すると、周波数fs/
2を中心に折り返し雑音が生じるが、そのスペクトルは
原信号のスペクトルと重なるため、信号帯域(低周波数
帯域)には量子化雑音の折り返し成分が重なることはな
い。これは、標本化周波数の正数倍の周波数で標本化す
れば同様の結果となる。一方、同じ信号を標本化周波数
の1/4、あるいは1/3等の標本化周波数の正数倍以
外の周波数で標本化した場合には、図19(b),(c) に示
すように折り返し雑音成分が信号帯域に重なってしまう
ため大きな雑音を含むことになる。In performing the crossfade processing as described above, it is necessary to control the quantization noise distribution. In general, when the original signal is sampled at the sampling frequency fs, the spectrum of its harmonics appears, so 1/2 of the sampling frequency
Noise is generated by folding around (fs / 2). Now, if a 1-bit signal having a quantization noise distribution as shown in FIG. 19 (a) is sampled at a sampling frequency of fs, the frequency fs /
Although aliasing noise occurs around 2, the spectrum overlaps with the spectrum of the original signal, and therefore the aliasing component of the quantization noise does not overlap in the signal band (low frequency band). This results in the same result if sampling is performed at a frequency that is a positive multiple of the sampling frequency. On the other hand, when the same signal is sampled at a frequency other than a positive multiple of the sampling frequency such as 1/4 or 1/3 of the sampling frequency, as shown in FIGS. 19 (b) and 19 (c). Since the aliasing noise component overlaps the signal band, large noise is included.
【0023】前述のクロスフェード処理においては、図
18に示すように一定時間毎に信号を切り替える処理を
行うが、この様な処理は原信号をそれと異なる標本化周
波数で標本化するのと等価となる。例えば、図18にお
いて信号A(CH1)に着目すると、ステップ4では信
号Aを2倍の周波数(2fs)で標本化していることと
なるので問題はないが、ステップ5、6では、信号Aを
それぞれ1/3、1/4の周波数(fs/3,fs/
4)で標本化しているのと等価となるため、図19(b),
(c) のように折り返し雑音成分が信号帯域に重なること
になる。この様な不具合を防止するため、クロスフェー
ド処理を行う期間は、折り返し雑音成分が信号帯域に重
ならないよう量子化雑音の分布を制御することが必要と
なる。図20(a) は原信号の1/4、図20(b) は原信
号の1/3の周波数で信号の切り替えをした場合に折り
返し雑音が信号帯域に重ならないよう量子化雑音分布を
制御したスペクトルを示す。この様な量子化雑音分布の
制御は、図9に示す1bitA/D部の構成を変えるこ
とにより実現できる。したがって、クロスフェードの段
階(図18の各ステップ)毎に、切り替えの周波数に応
じた量子化雑音分布を有するようなA/D変換を行って
やれば、折り返し雑音の影響を受けずにクロスフェード
処理が可能となる。In the above-described cross-fade processing, as shown in FIG. 18, the processing of switching the signal is performed at regular intervals, but such processing is equivalent to sampling the original signal at a sampling frequency different from that. Become. For example, when focusing on the signal A (CH1) in FIG. 18, there is no problem because the signal A is sampled at twice the frequency (2fs) in step 4, but the signal A is sampled in steps 5 and 6. Frequency of 1/3 and 1/4 (fs / 3, fs /
Since it is equivalent to sampling in 4),
As shown in (c), the aliasing noise component overlaps the signal band. In order to prevent such a problem, it is necessary to control the distribution of quantization noise so that the aliasing noise component does not overlap the signal band during the crossfade process. Fig. 20 (a) shows the quantization noise distribution so that the aliasing noise does not overlap the signal band when switching the signal at 1/4 of the original signal and Fig. 20 (b) at the frequency of 1/3 of the original signal. The obtained spectrum is shown. Such control of the quantization noise distribution can be realized by changing the configuration of the 1-bit A / D unit shown in FIG. Therefore, if A / D conversion having a quantization noise distribution according to the switching frequency is performed at each crossfade stage (each step in FIG. 18), the crossfade will not be affected by aliasing noise. Processing becomes possible.
【0024】また、以下の方法によってもクロスフェー
ド処理が可能である。図21にその構成を示す。DAT
等のディジタルレコーダでは16bit、48kHzの
信号によるクロスフェード処理が行われるように構成さ
れている。そこで、クロスフェード区間においては本方
式の1bitの信号としてではなく16bit、48k
Hzの信号でクロスフェードを行う。図21において、
Aの信号からBの信号に切り替える場合を考える。A/
Dコンバータ20には本方式による1bit、768k
Hzの信号A、Bが入力されている。SW1は通常(信
号Aのみの場合)は端子a側に接続されているが、クロ
スフェード期間においては端子b側に切り替えられる。
クロスフェード時は、信号A、Bはビット変換器21に
よりそれぞれ1ビット、768kHzの信号から16ビ
ット、48kHzの信号へ変換され、クロスフェード処
理がなされる。クロスフェード後の信号は、ビット変換
器23により1ビット、768kHzの信号に再変換さ
れ、モジュレータ24を介してテープに録音される。本
方式による1ビット信号処理の特徴は量子化雑音が低域
で少ないこと、高域までの信号処理が可能なこと等にあ
るが、クロスフェードを行う期間では、2つの信号がミ
ックスされている状態であり、雑音の多少等を問題とす
べき状態ではないため、より簡易な方法として上記の方
法が用いうる。Crossfade processing can also be performed by the following method. FIG. 21 shows its configuration. DAT
The digital recorders such as the above are configured to perform crossfade processing using a 16-bit, 48 kHz signal. Therefore, in the crossfade section, 16-bit, 48k is not used as the 1-bit signal of this system.
Crossfade with Hz signal. In FIG. 21,
Consider the case where the A signal is switched to the B signal. A /
1-bit, 768k according to this method for the D converter 20
The Hz signals A and B are input. SW1 is normally connected to the terminal a side (in the case of only the signal A), but is switched to the terminal b side during the crossfade period.
At the time of crossfade, the signals A and B are converted by the bit converter 21 from a 1-bit signal of 768 kHz to a 16-bit signal of 48 kHz, respectively, and a crossfade process is performed. The signal after crossfading is reconverted into a 1-bit signal of 768 kHz by the bit converter 23 and recorded on the tape via the modulator 24. The features of the 1-bit signal processing by this method are that the quantization noise is small in the low frequency band, the signal processing up to the high frequency band is possible, etc., but two signals are mixed during the crossfade period. The above method can be used as a simpler method because it is in a state and it is not a state in which some noise or the like should be a problem.
【0025】以上ではクロスフェード処理の場合につい
て説明した。この他に、例えばテープへの録音の開始・
終了時等には瞬間的に発生するノイズ防止のため、フェ
ードイン・フェードアウト等の処理が行われるが、その
場合はミックスされる信号の一方を零の信号とすること
によりクロスフェードと同様の方法で処理が可能であ
る。バースト符号誤り時等のノイズ抑制 一般のDAT等においては、再生時にバースト状の符号
誤りが生じた場合や、信号の記録されていない部分を再
生する場合にはディジタルの零データを出力する、いわ
ゆるミューティング処理が行われる。DAT等では符号
化に2の補数系(2´ complement system) を用いている
ため、ディジタルの零データは“ 000〜000 ”または
“ 111〜111 ”を出力することになる。従って、本方式
の1ビット信号を記録・再生する場合には各ビットがデ
ータであるため、正また負のフルスケールの信号とな
り、ノイズとなって再生される。そこで、このようなノ
イズを防止するための回路を図22に示す。図22(a)
で端子L、Rからの信号はいずれも本方式による1ビッ
ト信号であり、マルチプレクサ51により2チャンネル
の信号にミックスされ、EX−OR回路52に入力され
る。EX−OR回路52のもう1つの入力端子にはゲー
ト信号発生器56からの信号S3が入力される。信号S
3は一定周波数(例えば、信号S1と同一周波数)の正
負の繰り返し信号であり、EX−OR回路52からの出
力は、信号S2の反転信号となる。この信号は処理系を
通り再生側のEX−OR回路54に入力される。EX−
OR回路54の他の入力端子には、ゲート信号発生器5
6と同一の信号発生器からの信号S3が入力されてお
り、信号S4は再度反転されるため、その出力信号S5
は信号S2と同一の信号となる。信号S5はディマルチ
プレクサ55により2チャンネルに分配される。ここ
で、再生系において符号誤り等の原因によりミューティ
ングがかかった場合には信号S4は前述のようにフルス
ケールの信号となるが、この場合でもEX−OR回路5
4の出力は信号S3により正負の繰り返し信号となるた
め、大きなノイズの出力を防止できる。図22(b) は、
EX−OR回路を各チャンネル毎に挿入したもので、図
22(a) と同一の機能を有する。The case of crossfade processing has been described above. In addition to this, for example, start recording on tape
At the end, etc., processing such as fade-in / fade-out is performed to prevent momentary noise, but in that case, one of the mixed signals is set to zero signal, and the same method as cross-fade is performed. Can be processed with. Noise suppression at the time of burst code error In general DAT and the like, so-called digital zero data is output when a burst code error occurs at the time of reproduction or when a portion where no signal is recorded is reproduced. Muting processing is performed. Since DAT and the like use a 2'complement system for encoding, digital zero data outputs "000 to 000" or "111 to 111". Therefore, when recording / reproducing a 1-bit signal according to this method, since each bit is data, it becomes a positive or negative full-scale signal and is reproduced as noise. Therefore, a circuit for preventing such noise is shown in FIG. Figure 22 (a)
Then, the signals from the terminals L and R are both 1-bit signals according to this method, and are mixed by the multiplexer 51 into 2-channel signals and input to the EX-OR circuit 52. The signal S3 from the gate signal generator 56 is input to the other input terminal of the EX-OR circuit 52. Signal S
3 is a positive and negative repetitive signal having a constant frequency (for example, the same frequency as the signal S1), and the output from the EX-OR circuit 52 is an inverted signal of the signal S2. This signal passes through the processing system and is input to the EX-OR circuit 54 on the reproducing side. EX-
The gate signal generator 5 is connected to the other input terminal of the OR circuit 54.
Since the signal S3 from the same signal generator as 6 is input and the signal S4 is inverted again, its output signal S5
Is the same signal as the signal S2. The signal S5 is distributed to two channels by the demultiplexer 55. Here, when muting is caused in the reproduction system due to a code error or the like, the signal S4 becomes a full-scale signal as described above, but even in this case, the EX-OR circuit 5
Since the output of No. 4 becomes a positive and negative repetitive signal by the signal S3, the output of large noise can be prevented. Figure 22 (b) shows
An EX-OR circuit is inserted for each channel and has the same function as that shown in FIG.
【0026】以上の説明は主として1ビット信号の記録
・再生におけるノイズ防止を目的としたが、同様の考え
方を無線通信等の信号伝送系に積極的に応用することに
より、通信内容の盗聴防止(一種のスクランブル処理)
を行うこともできる。すなわち、ゲート信号発生器から
の信号としてM系列等の疑似ランダム系列等を用いれ
ば、EX−OR回路の出力信号を一種の暗号化した信号
とすることができる。従って、受信側で同一の信号を基
にして暗号の複号化を行えば元の信号を得ることができ
る。但し、ここでの信号は確定した既知の信号であるこ
とが必要である。 乗算あるいはたたみこみを必要とするシステムへの応用 ディジタル信号処理において、ディジタル信号、特に複
数ビット信号同士の乗算は複雑な演算をが必要であり、
演算時間も要する。本方式の高速標本化1ビット方式で
は、高い標本化周波数で標本化するため高速処理が可能
な点、演算が1ビット信号同士の演算ですむ点で有利で
あるが、アナログ信号との乗算(たたみこみ演算)にお
いては、本方式の特徴を利用して高い周波数帯域までの
高精度の信号処理が可能である。以下にその応用例を示
す。The above description is mainly for recording a 1-bit signal.
・ The same idea was used to prevent noise during playback
To actively apply signal transmission systems such as wireless communication
Prevents eavesdropping on communication contents (a type of scramble processing)
You can also do That is, from the gate signal generator
Use a pseudo random sequence such as M sequence as the signal of
For example, the output signal of the EX-OR circuit is a kind of encrypted signal
Can be Therefore, the same signal is
If you decrypt the encryption with and you can get the original signal
It However, the signal here is a fixed known signal.
And are required. Application to systems requiring multiplication or convolution In digital signal processing, digital signals, especially
Multiplication of several bit signals requires complicated operations,
Calculation time is also required. This method uses high-speed sampling 1-bit method
Can be processed at high speed because it samples at a high sampling frequency
In addition, it is advantageous in that it only needs to calculate 1-bit signals.
However, for multiplication with analog signals (convolution operation)
In addition, the features of this method are used to
High-precision signal processing is possible. The application example is shown below.
You
【0027】図23は、本方式に係る1ビット信号を騒
音のアクティブコントロールシステムに用いた場合を示
す。図で34を着目点とし、付加音源を用いてこの点で
の雑音を制御する。雑音源30からの信号はマイク31
により集音され、フィルタ32に入力される。また、フ
ィルタ32からの信号は付加音源33から出力される。
ここで、雑音源30からマイク31への伝達特性をH1
(f) 、フィルタ32の特性をH2 (f) 、付加音源33か
ら着目点34への伝達特性をH3 (f) とし、雑音源30
から着目点34への伝達特性をH(f) とすると、 H(f) =−H1 (f) ・H2 (f) ・H3 (f) が成り立つようにフィルタ特性H2 (f) を制御すれば着
目点の雑音をキャンセルすることができる。フィルタ3
2の出力Y(n) はフィルタの係数をNとすると、 Y(n) =Σ X(n) ・H2 (n-k) で表される。ここで、X(n) はアナログ信号であり、フ
ィルタ特性H2 と、フィルタ係数N回分のたたみこみ演
算が必要となる。よって、フィルタ特性H2 を本方式の
1ビットディジタル信号としてたたみこみ演算を行え
ば、本方式の特徴である、量子化雑音が高域に集中し、
信号帯域の雑音の少ない信号が得られる。なお、フィル
タ32の係数の更新方法については、LMS等の方法が
ある。FIG. 23 shows a case where the 1-bit signal according to this method is used in an active noise control system. In the figure, 34 is a point of interest, and the noise at this point is controlled using an additional sound source. The signal from the noise source 30 is a microphone 31.
Is collected by and input to the filter 32. The signal from the filter 32 is output from the additional sound source 33.
Here, the transfer characteristic from the noise source 30 to the microphone 31 is H 1
(f), the characteristic of the filter 32 is H 2 (f), and the transfer characteristic from the additional sound source 33 to the point of interest 34 is H 3 (f).
The transfer characteristic of the target point 34 from the H When (f), H (f) = -H 1 (f) · H 2 (f) · H 3 (f) As is true filter characteristic H 2 (f) The noise at the point of interest can be canceled by controlling. Filter 3
The output Y (n) of 2 is represented by Y (n) = ΣX (n) H 2 (nk) where N is the filter coefficient. Here, X (n) is an analog signal, and the filter characteristic H 2 and the convolution operation for the filter coefficient N times are required. Therefore, if the filter characteristic H 2 is used as a 1-bit digital signal in the present method and a convolution operation is performed, the quantization noise, which is a feature of the present method, is concentrated in a high frequency range.
A signal with less noise in the signal band can be obtained. As a method of updating the coefficient of the filter 32, there is a method such as LMS.
【0028】図24に、本方式に係る1ビット信号をハ
ンドフリー電話等のハウリングのキャンセルに応用した
場合を示す。マイク41から入力された音声はアンプ4
3により増幅され、スピーカ44より出力されるが、ス
ピーカ44からマイク41への特性(部屋の伝達特性
等)を演算器45でたたみこみ演算し、これを入力から
減算すればハウリングのキャンセルが可能である。ここ
で、信号x、yは共にアナログ信号であり、たたみこみ
の信号に本方式の1ビット信号を用いれば、上記と同様
の高精度の処理が可能である。FIG. 24 shows a case where the 1-bit signal according to this method is applied to canceling howling in a hands-free telephone or the like. The voice input from the microphone 41 is the amplifier 4
It is amplified by 3 and output from the speaker 44, but howling can be canceled by convolving the characteristics from the speaker 44 to the microphone 41 (transmission characteristics of the room, etc.) by the calculator 45 and subtracting this from the input. is there. Here, the signals x and y are both analog signals, and if the 1-bit signal of this method is used for the convolutional signal, the same highly accurate processing as described above can be performed.
【0029】図25に、本方式の1ビット信号を用いた
音楽情報等への残響付加方法を示す。図25(a) に示す
ように、従来は音響信号をAD変換し、DSPプロセッ
サにより特定の残響特性(コンサートホール等でのイン
パルス応答等)をたたみこみ演算し、さらにDA変換し
て残響の付加された信号を得ていた。本方式によれば、
図25(b) に示すように、アナログの音響信号に対し、
1ビットの残響特性信号をスイッチを切り替える等によ
り演算すれば、AD変換や複数ビット同士の畳み込み演
算等の処理が不要となる。FIG. 25 shows a method of adding reverberation to music information and the like using the 1-bit signal of this system. As shown in FIG. 25 (a), conventionally, an acoustic signal is AD-converted, a specific reverberation characteristic (impulse response in a concert hall or the like) is convoluted by a DSP processor, and DA conversion is further performed to add reverberation. Was getting a signal. According to this method,
As shown in Fig. 25 (b),
If the 1-bit reverberation characteristic signal is calculated by switching a switch or the like, processing such as AD conversion or convolution calculation of a plurality of bits becomes unnecessary.
【0030】なお、以上の説明においては、音声信号処
理について説明したが、人間の視覚上の特徴に着目して
量子化雑音分布を制御することにより画像信号について
本発明を適用することも可能である。In the above description, the audio signal processing has been described. However, the present invention can be applied to an image signal by controlling the quantization noise distribution while paying attention to human visual characteristics. is there.
【0031】[0031]
【発明の効果】上述したように、本発明によれば、量子
化雑音のスペクトル分布を制御することにより、簡易な
構成で高精度の信号処理が可能となる。また、ΣΔ変調
等の出力をそのまま1ビットのディジタル信号として処
理するので、高速処理が可能となり、ΣΔ変調後のディ
ジタルフィルタや処理系後段の逆量子化器(D/A変換
器)等の複雑な処理が不要となる。また、1ビットの信
号であるため、アナログ信号との乗算を単純な構成で行
うことができる。さらに、本方式では符号化側、複号化
側のいずれにおいてもローパスフィルタ等による帯域制
限を行わないため、一般的なΣΔ方式等より高域信号の
処理を行うことができる。As described above, according to the present invention, by controlling the spectral distribution of quantization noise, it is possible to perform highly accurate signal processing with a simple configuration. Further, since the output of ΣΔ modulation or the like is directly processed as a 1-bit digital signal, high-speed processing becomes possible, and a complicated digital filter after ΣΔ modulation or an inverse quantizer (D / A converter) in the latter stage of the processing system is complicated. Unnecessary processing becomes unnecessary. Further, since it is a 1-bit signal, multiplication with an analog signal can be performed with a simple configuration. Further, in this method, since neither the encoding side nor the decoding side performs band limitation by a low-pass filter or the like, it is possible to process a high frequency signal as compared with a general ΣΔ method or the like.
【図1】本発明に係る高速標本化1ビット方式のブロッ
ク図である。FIG. 1 is a block diagram of a high-speed sampling 1-bit method according to the present invention.
【図2】本発明に係る高速標本化1ビット方式の周波数
スペクトルを示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a frequency spectrum of the high-speed sampling 1-bit method according to the present invention.
【図3】本発明に係る高速標本化1ビット方式の基本構
成図である。FIG. 3 is a basic configuration diagram of a high-speed sampling 1-bit system according to the present invention.
【図4】本発明に係る高速標本化1ビット方式のエンフ
ァシス・ディエンファシス特性を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing emphasis / de-emphasis characteristics of the high-speed sampling 1-bit method according to the present invention.
【図5】ΣΔ変調部・複号化部の構成図である。FIG. 5 is a configuration diagram of a ΣΔ modulation unit / decoding unit.
【図6】図5における信号波形および周波数特性を示す
図である。6 is a diagram showing signal waveforms and frequency characteristics in FIG.
【図7】本発明に係る高速標本化1ビット方式の周波数
特性を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing frequency characteristics of the high-speed sampling 1-bit method according to the present invention.
【図8】本発明に係る高速標本化1ビット方式の信号波
形図である。FIG. 8 is a signal waveform diagram of the high-speed sampling 1-bit method according to the present invention.
【図9】本発明に係る高速標本化1ビット方式の多チャ
ンネル信号処理システムの構成図である。FIG. 9 is a block diagram of a high-speed sampling 1-bit multi-channel signal processing system according to the present invention.
【図10】本発明に係る高速標本化1ビット方式の多チ
ャンネル信号処理システムの説明図である。FIG. 10 is an explanatory diagram of a high-speed sampling 1-bit multi-channel signal processing system according to the present invention.
【図11】1ビットA/D部の構成図である。FIG. 11 is a configuration diagram of a 1-bit A / D unit.
【図12】1ビットA/D部の他の構成図である。FIG. 12 is another configuration diagram of the 1-bit A / D unit.
【図13】図12に示す1ビットA/Dによる量子化雑
音スペクトルを示す図である。13 is a diagram showing a quantization noise spectrum by the 1-bit A / D shown in FIG.
【図14】1ビットA/D部の他の構成図である。FIG. 14 is another configuration diagram of a 1-bit A / D unit.
【図15】図14に示す1ビットA/Dによる量子化雑
音スペクトルを示す図である。15 is a diagram showing a quantization noise spectrum by the 1-bit A / D shown in FIG.
【図16】1ビットD/A部の構成図である。FIG. 16 is a configuration diagram of a 1-bit D / A unit.
【図17】1本方式によるクロスフェード処理の説明図
である。FIG. 17 is an explanatory diagram of a crossfade process according to the single method.
【図18】本方式によるクロスフェード処理システムの
動作説明図である。FIG. 18 is an operation explanatory diagram of the crossfade processing system according to the present system.
【図19】本方式によるクロスフェード処理システムの
周波数スペクトルを示す図である。FIG. 19 is a diagram showing a frequency spectrum of the crossfade processing system according to the present method.
【図20】本方式によるクロスフェード処理システムの
周波数スペクトルを示す他の図である。FIG. 20 is another diagram showing the frequency spectrum of the cross-fade processing system according to the present method.
【図21】本方式によるクロスフェード処理システムの
他の構成図である。FIG. 21 is another configuration diagram of the crossfade processing system according to the present system.
【図22】バースト符号誤りのノイズ抑制回路の構成図
である。FIG. 22 is a configuration diagram of a noise suppression circuit for burst code error.
【図23】本方式の応用例を示す図である。FIG. 23 is a diagram showing an application example of this system.
【図24】本方式の他の応用例を示す図である。FIG. 24 is a diagram showing another application example of the present system.
【図25】本方式の他の応用例を示す図である。FIG. 25 is a diagram showing another application example of the present system.
【図26】各種のA/D・D/A変換方式を示す図であ
る。FIG. 26 is a diagram showing various A / D / D / A conversion systems.
【図27】各A/D・D/A変換方式の周波数スペクト
ルを示す図である。FIG. 27 is a diagram showing a frequency spectrum of each A / D / D / A conversion method.
【図28】ΣΔ変調方式の構成図である。FIG. 28 is a configuration diagram of a ΣΔ modulation method.
【図29】各次数のΣΔ変調の特性を示す図である。FIG. 29 is a diagram showing characteristics of ΣΔ modulation of each order.
【図30】各次数のΣΔ変調方式の量子化雑音スペクト
ルを示す図である。FIG. 30 is a diagram showing a quantization noise spectrum of a ΣΔ modulation method of each order.
【図31】各次数のΣΔ変調の雑音電力の特性を示す図
である。FIG. 31 is a diagram showing characteristics of noise power of ΣΔ modulation of each order.
1…エンファシス回路 2…ΣΔ変調器 3…処理系 4…フリップフロップ 5…D/A変換部 6、51…マルチプレクサ 7、55…ディマルチプレクサ 52、54…EXーOR回路 56、57…ゲート信号発生回路 1 ... Emphasis circuit 2 ... ΣΔ modulator 3 ... Processing system 4 ... Flip-flop 5 ... D / A converter 6, 51 ... Multiplexer 7, 55 ... Demultiplexer 52, 54 ... EX-OR circuit 56, 57 ... Gate signal generation circuit
Claims (6)
し、量子化雑音を高域に集中した1ビット高速標本化信
号を出力する符号化手段と、 ローパスフィルタを有し、前記1ビット高速標本化信号
を入力して原アナログ信号を復元する複号化手段と、を
有することを特徴とする信号処理システム。1. A signal processing system, comprising: a coding means for inputting an analog signal, modulating the analog input signal, and outputting a 1-bit high-speed sampling signal in which quantization noise is concentrated in a high range, and a low-pass filter. And a decoding unit that receives the 1-bit high-speed sampling signal and restores an original analog signal.
て、さらに、前記符号化手段の前段に設けられ、入力さ
れたアナログ信号うちの一定周波数以上の帯域の信号を
強調させるエンファシス回路と、 前記複号化手段の後段に設けられ、前記複号化されたア
ナログ信号の一定周波数以上の信号を、前記エンファシ
ス回路と逆の特性で減衰させるディエンファシス回路
と、を有することを特徴とする信号処理システム。2. The signal processing system according to claim 1, further comprising an emphasis circuit, which is provided before the encoding means and emphasizes a signal in a band of a predetermined frequency or more among the input analog signals, And a de-emphasis circuit which is provided at a subsequent stage of the encoding means and attenuates a signal of a certain frequency or more of the decoded analog signal with a characteristic opposite to that of the emphasis circuit. .
いて、 アナログ信号を入力し、前記アナログ入力信号を変調
し、量子化雑音を高域に集中した1ビット高速標本化信
号を出力する複数の符号化手段と、 前記符号化手段から出力される複数の1ビット高速標本
化信号を時分割多重するマルチプレクサと、 前記時分割多重信号を複数チャンネルに分配するディマ
ルチプレクサと、 ロ−パスフィルタを有し、前記複数チャンネルの1ビッ
ト高速標本化信号から複数チャンネルのアナログ信号を
復元する複数の複号化手段と、を有することを特徴とす
る信号処理システム。3. A multi-channel signal processing system, wherein a plurality of coding means are provided for inputting an analog signal, modulating the analog input signal, and outputting a 1-bit high-speed sampling signal in which quantization noise is concentrated in a high frequency band. A multiplexer for time division multiplexing a plurality of 1-bit high speed sampling signals output from the encoding means, a demultiplexer for distributing the time division multiplexed signal to a plurality of channels, and a low pass filter, A plurality of decoding means for restoring analog signals of a plurality of channels from 1-bit high-speed sampling signals of a plurality of channels, and a signal processing system.
時分割多重する信号、処理方法であって、 複数の入力アナログ信号を、一定の周波数間隔毎に量子
化雑音がほぼ零まで減衰するように変調により符号化
し、 前記複数の符号化信号を時分割多重し、複数チャンネル
の1ビット高速標本化信号を得ることを特徴とする信号
処理方法。4. A signal and processing method for time-division-multiplexing a plurality of signals by 1-bit high-speed sampling, wherein a plurality of input analog signals are attenuated to substantially zero quantization noise at regular frequency intervals. And a plurality of encoded signals are time-division multiplexed to obtain a 1-bit high-speed sampling signal of a plurality of channels.
体に記録するための信号処理方法であって、 1のアナログ入力信号に変調を行い、量子化雑音を高域
に集中した1ビット高速標本化信号を生成・記録し、 クロスフェード期間中は、前記1ビット高速標本化信号
を通常の標本化周波数による複数ビットディジタル信号
に変換し、 他のアナログ入力信号を複数ビットディジタル信号にA
/D変換し、前記1の複数ビットディジタル信号とのク
ロスフェード処理後記録媒体に記録し、 クロスフェード期間後は、前記他のアナログ信号に変調
を行い、量子化雑音を高域に集中した1ビット高速標本
化信号を生成・記録することを特徴とする信号処理方
法。5. A signal processing method for recording a signal on a recording medium by 1-bit high-speed sampling, wherein 1-bit high-speed sampling is performed by modulating an analog input signal of 1 to concentrate quantization noise in a high frequency band. Generate and record the converted signal, convert the 1-bit high-speed sampling signal into a multi-bit digital signal at a normal sampling frequency during the crossfade period, and convert another analog input signal into a multi-bit digital signal.
After D / D conversion and cross-fading with the 1-bit digital signal, it is recorded on a recording medium. After the cross-fade period, modulation is performed on the other analog signal to concentrate the quantization noise in the high frequency range. A signal processing method characterized by generating and recording a bit high-speed sampling signal.
行い、量子化雑音を高域に集中した1ビット高速標本化
信号を出力する符号化手段と、 あらかじめ定められたゲート信号を発生する信号発生手
段と、 前記1ビット高速標本化信号と前記ゲート信号との排他
的論理和演算を行う第1のEX−OR回路と、 前記第1のEX−OR回路の出力信号に一定の信号処理
を行う信号処理手段と、前記信号処理手段の出力信号と
前記ゲート信号との排他的論理和演算を行う第2のEX
ーOR回路と、 ローパスフィルタを有し、前記第2のEX−OR回路の
出力信号を入力して原アナログ信号を復元する複号化手
段と、を有することを特徴とする信号処理システム。6. In a signal processing system, an encoding means for inputting an analog signal, modulating the analog input signal, and outputting a 1-bit high-speed sampling signal in which quantization noise is concentrated in a high frequency band, and a predetermined means. Of the first EX-OR circuit, a first EX-OR circuit for performing an exclusive OR operation of the 1-bit high-speed sampling signal and the gate signal, A signal processing means for performing a certain signal processing on the output signal, and a second EX for performing an exclusive OR operation of the output signal of the signal processing means and the gate signal.
-OR circuit, and a decoding means that has a low-pass filter and receives the output signal of the second EX-OR circuit to restore the original analog signal.
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