JPH0614577A - Instantaneous current control pwm inverter - Google Patents
Instantaneous current control pwm inverterInfo
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- JPH0614577A JPH0614577A JP4191615A JP19161592A JPH0614577A JP H0614577 A JPH0614577 A JP H0614577A JP 4191615 A JP4191615 A JP 4191615A JP 19161592 A JP19161592 A JP 19161592A JP H0614577 A JPH0614577 A JP H0614577A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、3相電動機を駆動す
るためのインバータに係り、特に電力逆変換器を構成す
る半導体スイッチング素子のスイッチング損失を低減さ
せた瞬時電流制御型PWMインバータに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter for driving a three-phase electric motor, and more particularly to an instantaneous current control type PWM inverter in which the switching loss of a semiconductor switching element forming a power reverse converter is reduced.
【0002】[0002]
【従来の技術】図7は従来の瞬時電流制御型PWMイン
バータのブロック構成図である。図7に示した瞬時電流
制御型PWMインバータ101は、電圧形PWMインバ
ータに電流制御系を設けたもので、各相の電流指令IU
*,IV*,IW*と電流検出器102U,102V,
103Wで検出した各相の電流iu,iv,iwとの差
を演算回路103U,103V,103Wで求め、求め
た差をスイッチング制御手段104内の各ヒステリシス
・コンパレータ104U,104V,104Wへ供給し
て、各ヒステリシス・コンパレータ104U,104
V,104Wの出力に基づいて電力逆変換器105内の
各相のトランジスタをスイッチング駆動することで、3
相電動機106の各巻線へ供給される電流が指令値に追
従するよう制御するものである。符号107は直流電源
である。2. Description of the Related Art FIG. 7 is a block diagram of a conventional instantaneous current control type PWM inverter. The instantaneous current control type PWM inverter 101 shown in FIG. 7 is a voltage type PWM inverter provided with a current control system.
*, IV *, IW * and current detectors 102U, 102V,
Differences from the currents iu, iv, iw of the respective phases detected by 103W are obtained by the arithmetic circuits 103U, 103V, 103W, and the obtained differences are supplied to the hysteresis comparators 104U, 104V, 104W in the switching control means 104. , Each hysteresis comparator 104U, 104
By switching and driving the transistors of each phase in the power inverse converter 105 based on the output of V and 104 W, 3
The current supplied to each winding of the phase motor 106 is controlled so as to follow the command value. Reference numeral 107 is a DC power supply.
【0003】[0003]
【発明が解決しようとする課題】従来の瞬時電流制御型
PWMインバータ101では、各相の電流指令IU*,
IV*,IW*と電動機106へ実際に供給されている
電流との差を監視して、電力逆変換器105内の各相の
トランジスタを独立にオン・オフ制御しているため、不
必要なスイッチングが生ずる可能性がある。実際には2
つの相の電流値が決まれば他の1相の電流は決定される
ので、同時にスイッチングするのは2相で充分である。
このように従来の瞬時電流制御型PWMインバータ10
1では、3相交流電圧の全周期に亘ってスイッチングを
行なう構成であるから、電力逆変換器105内の各相の
スイッチング素子のスイッチング損失が継続的に発生し
ている。In the conventional instantaneous current control type PWM inverter 101, the current command IU * for each phase,
Since the difference between IV *, IW * and the current actually supplied to the electric motor 106 is monitored and the transistors of each phase in the power inverse converter 105 are independently turned on / off, it is unnecessary. Switching can occur. Actually 2
When the current value of one phase is determined, the current of the other one phase is determined, so that two phases are sufficient for switching at the same time.
Thus, the conventional instantaneous current control type PWM inverter 10
In No. 1, since the switching is performed over the entire period of the three-phase AC voltage, the switching loss of the switching element of each phase in the power inverse converter 105 is continuously generated.
【0004】この発明はこのような課題を解決するため
なされたもので、その目的は電力逆変換器を構成するス
イッチング素子のスイッチング損失を低減させることの
できる瞬時電流制御型PWMインバータを提供すること
にある。The present invention has been made to solve such a problem, and an object thereof is to provide an instantaneous current control type PWM inverter capable of reducing the switching loss of the switching element which constitutes the power inverse converter. It is in.
【0005】[0005]
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
請求項1に係る瞬時電流制御型PWMインバータは、各
相の供給電圧を検出する電圧検出手段と、各相の電圧検
出出力に基づいて最も電圧が低い相を選択する相電圧比
較手段とを備えるとともに、選択された相に対応する正
極側のスイッチング素子を非導通状態に、選択された相
の負極側のスイッチング素子を導通状態へ保持するPW
Mスイッチング停止手段を備えたことを特徴とする。In order to solve the above problems, an instantaneous current control type PWM inverter according to a first aspect of the present invention is based on voltage detection means for detecting the supply voltage of each phase and voltage detection output of each phase. A phase voltage comparison unit for selecting the phase with the lowest voltage is provided, and the switching element on the positive electrode side corresponding to the selected phase is held in the non-conducting state and the switching element on the negative electrode side in the selected phase is held in the conducting state. PW
It is characterized in that it is provided with M switching stop means.
【0006】請求項2に係る瞬時電流制御型PWMイン
バータは、各相の電圧のうち最も高い相に対応する正極
側のスイッチング素子を導通状態に保持へ、負極側のス
イッチング素子を非導通状態へそれぞれ保持するPWM
スイッチング停止手段を備えたことを特徴とする。In the instantaneous current control type PWM inverter according to a second aspect of the present invention, the switching element on the positive electrode side corresponding to the highest phase of the voltage of each phase is held in the conducting state and the switching element on the negative side is placed in the non-conducting state. PWM to hold respectively
A switching stop means is provided.
【0007】なお、電圧検出手段は、PWM変調によっ
て脈動が生じている電圧信号を入力とし脈動分を除去し
た電圧信号を生成するためのフィルタ手段を備えるとと
もに、前記相電圧比較手段は前記フィルタ手段の入出力
信号遅延時間によって生ずる検出電圧の実際値とのずれ
分の補正を含めて最も電圧の低い相または最も電圧の高
い相を選択するよう構成するのが望ましい。The voltage detecting means includes a filter means for inputting a voltage signal in which pulsations are generated by PWM modulation and generating a voltage signal with pulsations removed, and the phase voltage comparing means is the filter means. It is desirable to select the phase with the lowest voltage or the phase with the highest voltage, including the correction of the deviation from the actual value of the detected voltage caused by the input / output signal delay time.
【0008】さらに、相電圧比較手段は、速度指令また
は3相電動機の実際の回転速度に基づいて前記フィルタ
手段の入出力信号遅延時間によって生ずる検出電圧の実
際値とのずれ分の補正量を異ならしめるよう構成するの
が望ましい。Further, the phase voltage comparing means differs from the actual speed of the three-phase motor based on the speed command or the correction amount of the deviation from the actual value of the detected voltage caused by the input / output signal delay time of the filter means. It is desirable to configure it so as to close it.
【0009】[0009]
【作用】請求項1および2に係る瞬時電流制御型PWM
インバータは、3相電動機の各相に供給される電圧を検
出し、最も低い相または最も高い相に対応する正極側お
よび負極側のスイッチング素子のPWMスイッチング動
作を停止させるので、この期間はスイッチング素子のス
イッチング損失が発生しない。1相のPWMスイッチン
グを停止させても他の2相がPWMスイッチング制御さ
れていれば、3相電動機へ指令電流に対応する電流を供
給することができる。Action: Instantaneous current control type PWM according to claims 1 and 2.
The inverter detects the voltage supplied to each phase of the three-phase electric motor and stops the PWM switching operation of the switching elements on the positive electrode side and the negative electrode side corresponding to the lowest phase or the highest phase. No switching loss occurs. Even if the one-phase PWM switching is stopped, the current corresponding to the command current can be supplied to the three-phase electric motor if the other two phases are PWM-switched.
【0010】なお、3相電動機の各相に供給される電圧
は脈動しているので、フィルタ手段を用いて脈動線分を
除去した電圧信号を抽出して、各相の電圧比較を行な
う。フィルタ手段は入出力遅延時間を有するので、3相
電動機に実際に供給されている電圧と相電圧比較手段に
入力される電圧とが異なりる。このため、電圧検出手段
の出力を単に比較しただけでは、電圧の最も高いまたは
低い相の選択期間にずれを生じる。スイッチング動作を
停止させるタイミングがずれると、3相電動機へ供給さ
れる電流波形が歪んでしまう。そこで、フィルタ手段の
遅延時間に応じた電圧を補正して判定することで、選択
期間のずれをなくすことができる。Since the voltage supplied to each phase of the three-phase motor is pulsating, the voltage signal from which the pulsating line segment is removed is extracted by using the filter means, and the voltage of each phase is compared. Since the filter means has an input / output delay time, the voltage actually supplied to the three-phase motor and the voltage input to the phase voltage comparison means are different. Therefore, merely comparing the outputs of the voltage detecting means causes a deviation in the selection period of the phase with the highest or lowest voltage. If the timing to stop the switching operation is shifted, the current waveform supplied to the three-phase motor will be distorted. Therefore, by correcting and determining the voltage according to the delay time of the filter means, it is possible to eliminate the shift of the selection period.
【0011】また、フィルタ手段の遅延時間が一定であ
っても、3相交流の周波数が変化すれば補正すべき電圧
が異なってくる。そこで、速度指令または3相電動機の
実際の回転速度に基づいて補正量を調節することで、選
択期間のずれをなくすことができる。Even if the delay time of the filter means is constant, if the frequency of the three-phase alternating current changes, the voltage to be corrected will differ. Therefore, by adjusting the correction amount based on the speed command or the actual rotation speed of the three-phase motor, it is possible to eliminate the deviation of the selection period.
【0012】[0012]
【実施例】以下、この発明の実施例を添付図面に基づい
て説明する。図1は請求項1に係る瞬時電流制御型PW
Mインバータのブロック構成図である。請求項1に係る
瞬時電流制御型PWMインバータ1は、各相の電流指令
IU*,IV*,IW*と電流検出器2U,2V,2W
で検出した電流値との偏差を求める演算手段3U,3
V,3Wと、各相の偏差出力ΔU,ΔV,ΔWに基づい
てスイッチング制御信号UP,UN,VP,VN,W
P,WNを生成して出力するスイッチング制御手段4
と、電力逆変換器5と、直流電源6と、3相電動機Mの
各相に供給されている電圧を検出する電圧検出手段7
と、各相間の電圧を比較して電圧が最も低い相を選択す
るための相電圧比較手段8と、3相電動機Mの出力軸の
回転位置もしくは回転数を検出するためのエンコーダ9
と、エンコーダ9の出力9aに基づいて3相電動機Mの
回転速度を検出する回転速度検出手段10とからなる。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 shows an instantaneous current control type PW according to claim 1.
It is a block diagram of an M inverter. The instantaneous current control type PWM inverter 1 according to claim 1 has current commands IU *, IV *, IW * for each phase and current detectors 2U, 2V, 2W.
Calculation means 3U, 3 for obtaining the deviation from the current value detected in
Switching control signals UP, UN, VP, VN, W based on V, 3W and deviation outputs ΔU, ΔV, ΔW of each phase.
Switching control means 4 for generating and outputting P and WN
, Power reverse converter 5, DC power supply 6, and voltage detection means 7 for detecting the voltage supplied to each phase of the three-phase motor M.
And a phase voltage comparison means 8 for comparing the voltages between the phases to select the phase having the lowest voltage, and an encoder 9 for detecting the rotational position or the rotational speed of the output shaft of the three-phase motor M.
And a rotation speed detecting means 10 for detecting the rotation speed of the three-phase electric motor M based on the output 9a of the encoder 9.
【0013】スイッチング制御手段4は、各相毎に設け
られたヒステリシス・コンパレータHU,HV,HW
と、同じく各相毎に設けられたPWMスイッチング停止
手段41,42,43とを備える。The switching control means 4 is a hysteresis comparator HU, HV, HW provided for each phase.
And PWM switching stopping means 41, 42, 43 which are also provided for each phase.
【0014】各ヒステリシス・コンパレータHU,H
V,HWは、各偏差出力ΔU,ΔV,ΔWが予め設定さ
れた第1のしきい値を超えると電力逆変換器5内の正極
側の各スイッチング素子5a,5c,5eのオン・オフ
を制御するための各信号up,vp,wpをHレベル、
負極側の各スイッチング素子5b,5d,5fのオン・
オフを制御するための各信号un,vn,wnをLレベ
ルにする。また、各偏差出力ΔU,ΔV,ΔWが予め設
定された第2のしきい値(第1のしきい値よりも小さな
値)以下になると各信号の論理レベルを反転するよう構
成している。Each hysteresis comparator HU, H
V and HW turn on / off the switching elements 5a, 5c, and 5e on the positive electrode side in the power reverse converter 5 when the deviation outputs ΔU, ΔV, and ΔW exceed a preset first threshold value. Each signal up, vp, wp for controlling is at H level,
Turning on the switching elements 5b, 5d, 5f on the negative electrode side
The signals un, vn, and wn for controlling the off state are set to the L level. Further, when the deviation outputs ΔU, ΔV, and ΔW become equal to or less than a preset second threshold value (a value smaller than the first threshold value), the logic level of each signal is inverted.
【0015】PWMスイッチング停止手段41,42,
43は、相電圧比較手段8の各比較出力UL,VL,W
LがLレベルの場合、ヒステリシス・コンパレータH
U,HV,HWの出力信号up,un,vp,vn,w
p,wnの論理レベルをそのままスイッチング制御信号
UP,UN,VP,VN,WP,WNとして出力する
が、相電圧比較手段8の各比較出力8U,8V,8Wが
Hレベルの場合、正極側のスイッチング素子を駆動する
ための信号UP,VP,WPをLレベルに保持し、負極
側のスイッチング素子を駆動するための信号UN,V
N,WNをHレベルに保持するよう構成している。な
お、図1では各PWMスイッチング停止手段41,4
2,43を、論理和回路、論理積回路、論理反転回路を
用いて構成した例を示している。PWM switching stopping means 41, 42,
Reference numeral 43 denotes each comparison output UL, VL, W of the phase voltage comparison means 8.
Hysteresis comparator H when L is L level
Output signals up, un, vp, vn, w of U, HV, HW
The logic levels of p and wn are output as they are as the switching control signals UP, UN, VP, VN, WP and WN, but when the comparison outputs 8U, 8V and 8W of the phase voltage comparing means 8 are at the H level, the positive side is output. Signals UP, VP, WP for driving the switching element are held at L level, and signals UN, V for driving the switching element on the negative side are held.
It is configured to hold N and WN at H level. In FIG. 1, each PWM switching stop means 41, 4
2 and 43 are configured by using a logical sum circuit, a logical product circuit, and a logical inversion circuit.
【0016】図2は電圧検出手段の一具体例を示すブロ
ック構成図である。電圧検出手段7は、3相電動機Mに
供給されている各相の電圧VU,VV,VWを電子回路
で取り扱いやすい電圧に減衰される減衰器71U,71
V,71Wと、各相に供給されている電圧VU,VV,
VWの脈動成分を除去するためのフィルタ手段72U,
72V,72Wと、3相電動機Mへ供給している3相交
流電圧の平均値を検出する平均電圧検出手段73とを備
える。減衰器71U,71V,71Wは、演算増幅器O
Pを用いて、各相の印加電圧VU,VV,VWと3相電
動機Mの中点電圧または直流電源6の中点電圧VNとの
差電圧を入力抵抗RIと帰還抵抗RFとの比で減衰させ
た電圧VVN,VUN,VWNをそれぞれ出力する。FIG. 2 is a block diagram showing a specific example of the voltage detecting means. The voltage detecting means 7 attenuates the voltage VU, VV, VW of each phase supplied to the three-phase electric motor M to a voltage that can be easily handled by an electronic circuit.
V, 71W and the voltages VU, VV, supplied to each phase
Filter means 72U for removing the pulsating component of VW,
72V, 72W and an average voltage detecting means 73 for detecting the average value of the three-phase AC voltage supplied to the three-phase electric motor M. The attenuators 71U, 71V, 71W are operational amplifiers O
Using P, the difference voltage between the applied voltage VU, VV, VW of each phase and the midpoint voltage VN of the three-phase motor M or the midpoint voltage VN of the DC power supply 6 is attenuated by the ratio of the input resistance RI and the feedback resistance RF. The generated voltages VVN, VUN, VWN are output respectively.
【0017】フィルタ手段72U,72V,72Wは、
演算増幅器OPと2組の抵抗,コンデンサを用いた2次
ローパスフィルタで構成しており、脈動成分を除去した
電圧検出出力VVA,VUA,VWAをそれぞれ出力す
る。The filter means 72U, 72V, 72W are
It is composed of a second-order low-pass filter using an operational amplifier OP and two sets of resistors and capacitors, and outputs voltage detection outputs VVA, VUA, VWA from which pulsation components have been removed.
【0018】平均電圧検出手段73は、各相へ供給電圧
VU,VV,VWを全波整流し、平滑化して得た平均電
圧出力VEを出力するよう構成している。The average voltage detecting means 73 is configured to output the average voltage output VE obtained by full-wave rectifying and smoothing the supply voltages VU, VV, VW to each phase.
【0019】図3は相電圧比較手段の一具体例を示すブ
ロック構成図である。相電圧比較手段8は、各相の電圧
差を求める相間電圧差演算手段8a,8b,8cと、各
相間電圧差演算手段8a,8b,8cから出力されるU
相とV相の差電圧信号8d,V相とW相の差電圧信号8
e,W相とU相の差電圧信号8fとに基づいて最も電圧
の低い相を判定する判定手段8gと、この判定手段8g
へ2種類の判定基準電圧VTH1,VTH2を供給する
判定基準電圧生成手段8hとを備える。FIG. 3 is a block diagram showing a specific example of the phase voltage comparing means. The phase voltage comparison means 8 outputs U from the interphase voltage difference calculation means 8a, 8b, 8c for obtaining the voltage difference of each phase, and the U output from each phase voltage difference calculation means 8a, 8b, 8c.
Phase-difference voltage signal 8d and V-phase difference voltage signal 8
A determination means 8g for determining the phase having the lowest voltage based on the difference voltage signal 8f between the e, W and U phases, and this determination means 8g.
And a determination reference voltage generating means 8h for supplying two types of determination reference voltages VTH1 and VTH2.
【0020】判定手段8gは6個の電圧比較器CP1〜
CP6と、3個のノア回路で構成している。判定基準電
圧生成手段8hは、平均電圧出力VEならびに3相電動
機Mの回転数に係る信号MSをそれぞれ対応するデジタ
ル信号へ変換するD/A変換器と、D/A変換された平
均電圧信号ならびに回転数信号をアドレスとして予め登
録した2種類の判定基準電圧VTH1,VTH2を出力
する変換テーブル等を備える。The judging means 8g is composed of six voltage comparators CP1 to CP1.
It is composed of CP6 and three NOR circuits. The determination reference voltage generating means 8h includes a D / A converter for converting the average voltage output VE and the signal MS relating to the rotation speed of the three-phase motor M into corresponding digital signals, and the D / A converted average voltage signal and It includes a conversion table and the like that outputs two types of determination reference voltages VTH1 and VTH2 registered in advance using the rotation speed signal as an address.
【0021】図4はフィルタ手段の信号遅延時間による
影響を示す説明図である。図4(a)は3相電動機Mの
各相へ実際に供給されている電圧波形を、図4(b)は
フィルタ手段72U,72V,72Wの出力波形を示
す。図4に示すようにフィルタ手段を72U,72V,
72W介して脈動成分を除去した電圧信号VUA,VV
A,VWAに基づいて電圧の最も低い相を検出すると、
検出期間にずれを生ずる。FIG. 4 is an explanatory diagram showing the influence of the signal delay time of the filter means. FIG. 4A shows the voltage waveform actually supplied to each phase of the three-phase motor M, and FIG. 4B shows the output waveform of the filter means 72U, 72V, 72W. As shown in FIG. 4, the filter means 72U, 72V,
Voltage signals VUA and VV from which pulsation components have been removed via 72W
When the lowest voltage phase is detected based on A and VWA,
Deviation occurs in the detection period.
【0022】図5はフィルタ手段の信号遅延の影響を補
正する手法の説明図である。図5はU相が最も低い電圧
となる期間について示したもので、(a)は3相電動機
Mの各相へ実際に供給されている電圧波形を、(b)は
フィルタ手段の出力波形を示す。フィルタ手段の遅延時
間に応じた電圧Vtdだけ他の相の電圧を補正しておい
て比較することで、最も低い区間でないのに最も低いと
判断するのを防止することができる。例えばU相が最も
低い区間を切り出すには、VU<VV−Vtd,VU<
VW−Vtdの期間を検出すればよい。FIG. 5 is an explanatory diagram of a method for correcting the influence of the signal delay of the filter means. FIG. 5 shows a period in which the U phase has the lowest voltage. (A) shows the voltage waveform actually supplied to each phase of the three-phase motor M, and (b) shows the output waveform of the filter means. Show. By correcting the voltages of the other phases by the voltage Vtd corresponding to the delay time of the filter means and comparing the voltages, it is possible to prevent the determination that the voltage is the lowest although it is not the lowest interval. For example, VU <VV-Vtd, VU <
The period of VW-Vtd may be detected.
【0023】単純にフィルタ手段の出力で判断すると、
図4(b)に示す期間Aは実際にはU相が最も低い電圧
であるが、U相が最も低い期間と判断できない。期間B
はU相が最も低くそれを正しく判断できる。期間CはU
相が最も低い電圧ではないのにU相が最も低いと判断し
てしまう。ここで、期間Cが存在すると波形が歪むた
め、このような期間を除く必要がある。そこで、最も簡
単な方法としてフィルタ手段を介した電圧検出出力で最
も低いと検出される期間をフィルタの遅延時間td分だ
けけずってしまう方法をとる。具体的には、図4(b)
の期間Bの始りから期間Dを考える。そして、点線と電
圧検出出力VWAが交わる点とVUAとの差(期間Bと
期間Cとの境界線での差)の電圧Vtd分だけ補正した
状態でU相が最も低い期間を検出する。したがって、こ
の方法では実際にスイッチングが停止する期間が2×t
dだけ短くなる。Judging simply by the output of the filter means,
In the period A shown in FIG. 4B, the U phase is actually the lowest voltage, but it cannot be determined that the U phase is the lowest period. Period B
U phase is the lowest and can judge it correctly. Period C is U
Even though the phase is not the lowest voltage, the U phase is determined to be the lowest. Here, since the waveform is distorted when the period C exists, such a period needs to be excluded. Therefore, the simplest method is to shift the period in which the voltage detection output from the filter means is detected to be the lowest by the delay time td of the filter. Specifically, FIG. 4B
Consider the period D from the beginning of the period B. Then, the period in which the U phase is the lowest is detected in a state where the difference is Vtd, which is the difference between the point where the dotted line intersects the voltage detection output VWA and VUA (difference at the boundary line between the period B and the period C). Therefore, in this method, the period during which switching actually stops is 2 × t.
Shortened by d.
【0024】フィルタの遅延時間が一定であっても、3
相電動機Mへ供給している交流電圧の電圧値や周波数が
異なると補正すべき電圧Vtdが変化する。そこで、各
種の運転条件における補正電圧Vtdを予め測定し、そ
の測定結果をROMテーブルとして格納したものを判定
基準電圧生成手段8h内に設けることで、正確な期間検
出を行なうようにしている。なお、2種類の判定基準電
圧VTH1,VTH2を設けたのは、検出動作の安定化
を図るための不感帯を設けるためである。Even if the delay time of the filter is constant, 3
When the voltage value or frequency of the AC voltage supplied to the phase motor M is different, the voltage Vtd to be corrected changes. Therefore, the correction voltage Vtd under various operating conditions is measured in advance, and the measurement result is stored as a ROM table in the determination reference voltage generating means 8h to perform accurate period detection. The two types of determination reference voltages VTH1 and VTH2 are provided in order to provide a dead zone for stabilizing the detection operation.
【0025】なお、この実施例では2相間の差電圧を求
め、その差電圧と各判定基準電圧VTH1,VTH2と
を比較する構成を示したが、対象とする相(例えばU
相)の電圧を先に補正しておいて(例えばVUA−Vt
d)、他の相の電圧(例えばVVA,VVW)との大小
比較を行なう構成としてもよい。In this embodiment, the difference voltage between the two phases is obtained and the difference voltage is compared with each of the judgment reference voltages VTH1 and VTH2. However, the target phase (for example, U
The voltage of the phase is corrected first (for example, VUA-Vt
d) The voltage may be compared with the voltage of another phase (for example, VVA, VVW).
【0026】以上の構成であるから請求項1に係る瞬時
電流制御型インバータ1は、3相電動機Mへ供給される
各相の電圧を電圧検出手段7で検出し、相電圧比較手段
8は電圧が最も低い相を選択しその相に対応する比較出
力UL,VL,WLをHレベルにするので、この比較出
力UL,VL,WLに基づいてPWMスイッチング停止
手段41,42,43は電圧が最も低い相のPWMスイ
ッチングを停止し、電圧が他の相よりも低くなっている
間は、その相に対応する正極側のスイッチング素子5
a,5c,5eをオフ状態、負極側のスイッチング素子
5b,5d,5fをオン状態に保持する。With the above configuration, the instantaneous current control type inverter 1 according to claim 1 detects the voltage of each phase supplied to the three-phase electric motor M by the voltage detection means 7, and the phase voltage comparison means 8 detects the voltage. Selects the lowest phase and sets the comparison outputs UL, VL, WL corresponding to that phase to the H level, so that the PWM switching stop means 41, 42, 43 have the highest voltage based on the comparison outputs UL, VL, WL. While the PWM switching of the low phase is stopped and the voltage is lower than that of the other phases, the switching element 5 on the positive electrode side corresponding to the phase
The a, 5c, and 5e are kept in the off state, and the negative side switching elements 5b, 5d, and 5f are kept in the on state.
【0027】したがって、電圧が他の相よりも低くなる
期間はその相のスイッチング素子のPWMスイッチング
が停止され、他の2つの相のPWMスイッチングによっ
て、各相の電流指令IU*,IV*,IW*に応じた電
流制御がなされる。従来のインバータでは1周期の全期
間に亘ってスイッチングを繰り返しているが、この発明
に係るインバータでは1周期の内約1/3の期間はスイ
ッチングを停止するので、スイッチングに伴うスイッチ
ング損失を低減させることができる。Therefore, during the period when the voltage is lower than that of the other phase, the PWM switching of the switching element of that phase is stopped, and the current commands IU *, IV *, IW of each phase are caused by the PWM switching of the other two phases. The current is controlled according to *. In the conventional inverter, switching is repeated over the entire period of one cycle, but in the inverter according to the present invention, switching is stopped for about 1/3 of one cycle, so that switching loss accompanying switching is reduced. be able to.
【0028】図6は請求項2に係る瞬時電流制御型PW
Mインバータのブロック構成図である。請求項2に係る
瞬時電流制御型PWMインバータ11は、電圧検出手段
7の電圧検出出力VUA,VVA,VWAに基づいて電
圧の最も高い相を検出する相電圧比較手段18を備える
とともに、相電圧比較手段18の出力UH,VH,WH
に基づいて電圧が最も高い相のPWMスイッチングを停
止させ、その相の正極側のスイッチング素子5a,5
c,5eをオン状態に、負極側のスイッチング素子5
b,5d,5fをオフ状態へ保持するPWMスイッチン
グ停止手段51,52,53を備えたものである。FIG. 6 is an instantaneous current control type PW according to claim 2.
It is a block diagram of an M inverter. The instantaneous current control type PWM inverter 11 according to claim 2 includes phase voltage comparison means 18 for detecting the phase having the highest voltage based on the voltage detection outputs VUA, VVA, VWA of the voltage detection means 7, and phase voltage comparison. Outputs UH, VH, WH of the means 18
The PWM switching of the phase with the highest voltage is stopped based on the
c, 5e in the ON state, and the negative side switching element 5
PWM switching stop means 51, 52, 53 for holding b, 5d, 5f in the off state are provided.
【0029】[0029]
【発明の効果】以上説明したように請求項1および2に
係る瞬時電流制御型PWMインバータは、1相の電圧が
他の相の電圧よりも低いまたは高い期間は、その相のス
イッチング素子のスイッチング動作を停止させる構成と
したので、PWM変調信号に基づいて電力逆変換器を構
成するスイッチング素子を全周期に亘ってスイッチング
制御する従来のものと比較して、スイッチング素子のス
イッチング損失を略1/3低減することができる。As described above, in the instant current control type PWM inverter according to the first and second aspects, during the period in which the voltage of one phase is lower or higher than the voltage of the other phase, the switching element of that phase is switched. Since the configuration is such that the operation is stopped, the switching loss of the switching element is approximately 1/100 of that of the conventional one in which the switching element forming the power inverse converter is switching-controlled over the entire period based on the PWM modulation signal. 3 can be reduced.
【0030】請求項3に係る瞬時電流制御型PWMイン
バータは、PWM変調によって脈動が生じている電圧信
号を入力とし脈動分を除去した電圧信号を生成するため
のフィルタ手段の入出力信号遅延時間によって生ずる検
出電圧の実際値とのずれ分の補正を含めて最も電圧の低
い相または最も電圧の高い相を選択する構成としたの
で、電圧の最も低いまたは高い期間を正確に検出するこ
とができる。An instantaneous current control type PWM inverter according to a third aspect of the present invention uses an input / output signal delay time of a filter means for inputting a voltage signal in which pulsation is generated by PWM modulation and generating a voltage signal with pulsation removed. Since the phase with the lowest voltage or the phase with the highest voltage is selected, including the correction of the deviation from the actual value of the detected voltage that occurs, it is possible to accurately detect the period with the lowest voltage or the highest voltage.
【0031】請求項4に係る瞬時電流制御型PWMイン
バータは、速度指令または3相電動機の実際の回転速度
に基づいてフィルタ手段の入出力信号遅延時間によって
生ずる検出電圧の実際値とのずれ分の補正量を異ならし
める構成としたので、電圧の最も低いまたは高い期間を
各種の運転状態において正確に検出することができる。In the instantaneous current control type PWM inverter according to the fourth aspect, the deviation from the actual value of the detected voltage caused by the input / output signal delay time of the filter means based on the speed command or the actual rotation speed of the three-phase motor. Since the correction amounts are made different, it is possible to accurately detect the period in which the voltage is the lowest or the highest in various operating states.
【図1】請求項1に係る瞬時電流制御型PWMインバー
タのブロック構成図FIG. 1 is a block configuration diagram of an instantaneous current control type PWM inverter according to claim 1.
【図2】電圧検出手段の一具体例を示すブロック構成図FIG. 2 is a block configuration diagram showing a specific example of voltage detection means.
【図3】相電圧比較手段の一具体例を示すブロック構成
図FIG. 3 is a block diagram showing a specific example of phase voltage comparison means.
【図4】フィルタ手段の信号遅延時間による影響を示す
説明図FIG. 4 is an explanatory diagram showing an influence of a signal delay time of a filter means.
【図5】フィルタ手段の信号遅延の影響を補正する手法
の説明図FIG. 5 is an explanatory diagram of a method for correcting the influence of signal delay of the filter means.
【図6】請求項2に係る瞬時電流制御型PWMインバー
タのブロック構成図FIG. 6 is a block configuration diagram of an instantaneous current control type PWM inverter according to claim 2;
【図7】従来の瞬時電流制御型PWMインバータのブロ
ック構成図FIG. 7 is a block diagram of a conventional instantaneous current control type PWM inverter.
1,11 瞬時電流制御型PWMインバータ 2 電流検出器 4 スイッチング制御手段 5 電力逆変換器 5a〜5f スイッチング素子 6 直流電源 7 電圧検出手段 8,18 相電圧比較手段 9 エンコーダ 10 回転速度検出手段 41,42,43,51,52,53 PWMスイッチ
ング停止手段 M 電動機1, 11 Instantaneous current control type PWM inverter 2 Current detector 4 Switching control means 5 Power reverse converter 5a to 5f Switching element 6 DC power supply 7 Voltage detection means 8, 18 Phase voltage comparison means 9 Encoder 10 Rotation speed detection means 41, 42, 43, 51, 52, 53 PWM switching stopping means M electric motor
Claims (4)
流と指令電流とを比較し、その比較出力に基づいて3相
ブリッジ接続された各スイッチング素子を導通・非導通
をPWM制御する瞬時電流制御型PWMインバータにお
いて、 各相の供給電圧を検出する電圧検出手段と、各相の電圧
検出出力に基づいて最も電圧が低い相を選択する相電圧
比較手段とを備えるとともに、選択された相に対応する
正極側のスイッチング素子を非導通状態に、選択された
相の負極側のスイッチング素子を導通状態へ保持するP
WMスイッチング停止手段を備えたことを特徴とする瞬
時電流制御型PWMインバータ。1. A current actually supplied to each phase of a three-phase motor is compared with a command current, and each switching element connected in a three-phase bridge is PWM-controlled to be conductive or non-conductive based on the comparison output. The instantaneous current control type PWM inverter is provided with a voltage detecting means for detecting the supply voltage of each phase and a phase voltage comparing means for selecting the phase having the lowest voltage based on the voltage detection output of each phase, and the selected voltage is selected. P that holds the switching element on the positive electrode side corresponding to the phase in the non-conductive state and the switching element on the negative electrode side of the selected phase in the conductive state
An instantaneous current control type PWM inverter comprising WM switching stopping means.
流と指令電流とを比較し、その比較出力に基づいて3相
ブリッジ接続された各スイッチング素子を導通・非導通
をPWM制御する瞬時電流制御型PWMインバータにお
いて、 各相の供給電圧を検出する電圧検出手段と、各相の電圧
検出出力に基づいて最も電圧が高い相を選択する相電圧
比較手段とを備えるとともに、選択された相に対応する
正極側のスイッチング素子を導通状態に、選択された相
の負極側のスイッチング素子を非導通状態へ保持するP
WMスイッチング停止手段を備えたことを特徴とする瞬
時電流制御型PWMインバータ。2. The current actually supplied to each phase of the three-phase motor is compared with a command current, and based on the comparison output, each switching element connected in the three-phase bridge is PWM controlled to be conductive or non-conductive. The instantaneous current control type PWM inverter is provided with a voltage detecting means for detecting the supply voltage of each phase and a phase voltage comparing means for selecting the phase having the highest voltage based on the voltage detection output of each phase, and the selected voltage is selected. P that holds the switching element on the positive electrode side corresponding to the phase in the conductive state and the switching element on the negative electrode side of the selected phase in the non-conductive state
An instantaneous current control type PWM inverter comprising WM switching stopping means.
て脈動が生じている電圧信号を入力とし脈動分を除去し
た電圧信号を生成するためのフィルタ手段を備えるとと
もに、前記相電圧比較手段は前記フィルタ手段の入出力
信号遅延時間によって生ずる検出電圧の実際値とのずれ
分の補正を含めて最も電圧の低い相または最も電圧の高
い相を選択するよう構成したことを特徴とする請求項1
または2記載の瞬時電流制御型PWMインバータ。3. The voltage detecting means comprises a filter means for generating a voltage signal in which a pulsating component is removed by inputting a voltage signal in which pulsation is generated by PWM modulation, and the phase voltage comparing means is the filter. 2. The phase having the lowest voltage or the phase having the highest voltage is selected, including the correction of the deviation from the actual value of the detected voltage caused by the input / output signal delay time of the means.
Alternatively, the instantaneous current control type PWM inverter described in 2.
相電動機の実際の回転速度に基づいて前記フィルタ手段
の入出力信号遅延時間によって生ずる検出電圧の実際値
とのずれ分の補正量を異ならしめるよう構成したことを
特徴とする請求項3記載の瞬時電流制御型PWMインバ
ータ。4. The voltage detecting means is a speed command or 3
4. The instant according to claim 3, wherein the correction amount for the deviation from the actual value of the detected voltage caused by the input / output signal delay time of the filter means is made different based on the actual rotation speed of the phase motor. Current control type PWM inverter.
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
JP19161592A JP3264451B2 (en) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | Instantaneous current control type PWM inverter |
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JPH0614577A true JPH0614577A (en) | 1994-01-21 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007289000A (en) * | 2007-08-08 | 2007-11-01 | Mitsubishi Electric Corp | Failure detection apparatus of invertor |
JP2015154692A (en) * | 2014-02-19 | 2015-08-24 | 三菱電機株式会社 | Electric power converter |
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- 1992-06-25 JP JP19161592A patent/JP3264451B2/en not_active Expired - Fee Related
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JP4573859B2 (en) * | 2007-08-08 | 2010-11-04 | 三菱電機株式会社 | Inverter failure detection device |
JP2015154692A (en) * | 2014-02-19 | 2015-08-24 | 三菱電機株式会社 | Electric power converter |
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