JPH0564441A - Dc/dc converter - Google Patents
Dc/dc converterInfo
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- JPH0564441A JPH0564441A JP24456091A JP24456091A JPH0564441A JP H0564441 A JPH0564441 A JP H0564441A JP 24456091 A JP24456091 A JP 24456091A JP 24456091 A JP24456091 A JP 24456091A JP H0564441 A JPH0564441 A JP H0564441A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチグレギュレ−
タとその給電方式に係り、特に、高周波動作、かつ、小
型化に好適なＤＣ／ＤＣコンバ−タに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION The present invention is a switch regulator.
The present invention relates to a DC / DC converter suitable for high frequency operation and miniaturization.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来回路は、例えば、社団法人電子通信
情報学会発行の電子通信情報学会技術研究報告（電子通
信電源技術） ＰＥ８２−２９他に記載のものがある。
従来回路の例を図７に示し、以下、概略を説明をする。
本回路は、典型的なフルブリッジ構成のコンバ−タ回路
である。１，２，３，４はトランジスタ、５はトラン
ス、６，７，８はコンデンサ、９はチョ−クコイル、１
０，１１はダイオ−ドである。直流電源電圧Ｅｉを印加
した状態において、トランジスタ１，４、トランジスタ
２，３の対ア−ムペアを交互にオン、オフすると、トラ
ンス５の１次巻線ｎ１に矩形波状の交流電圧が誘起され
る。すると、トランス５の２次巻線ｎ２にはトランス５
の巻数比で変換された矩形波状の交流電圧を発生する。
この交流電圧は、ダイオ−ド１０，１１により整流さ
れ、チョ−クコイル９、コンデンサ１０から構成したフ
ィルタ−回路により平滑され、直流出力電圧Ｅｏを得る
様動作する。また、ここで、コンデンサ７は、トランジ
スタ１，２，３，４のスイッチングスピ−ドのバラツキ
などが原因となって生じるトランス５の偏磁防止用のコ
ンデンサであり、トランス５と直列接続されているの
で、負荷電流Ｉｏと同じリプル電流が流れる。2. Description of the Related Art Conventional circuits include, for example, those described in Technical Report of IEICE Technical Report (Electronic Communication Power Supply Technology) PE82-29 published by The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers of Japan.
An example of a conventional circuit is shown in FIG. 7, and the outline will be described below.
This circuit is a typical full-bridge converter circuit. 1, 2, 3, 4 are transistors, 5 are transformers, 6, 7, 8 are capacitors, 9 is a choke coil, 1
0 and 11 are diodes. When a pair of transistors 1 and 4 and a pair of transistors 2 and 3 are alternately turned on and off while the DC power supply voltage Ei is applied, a rectangular wave AC voltage is induced in the primary winding n1 of the transformer 5. .. Then, the transformer 5 is connected to the secondary winding n2 of the transformer 5.
A rectangular wave AC voltage converted by the turns ratio is generated.
This AC voltage is rectified by the diodes 10 and 11 and smoothed by the filter circuit composed of the choke coil 9 and the capacitor 10 to operate so as to obtain the DC output voltage Eo. Here, the capacitor 7 is a capacitor for preventing magnetic bias of the transformer 5, which is caused by variations in switching speeds of the transistors 1, 2, 3, 4 and the like, and is connected in series with the transformer 5. Therefore, the same ripple current as the load current Io flows.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】前記の従来技術による
コンバ−タ回路を小形化する場合、高周波動作をさせる
ことが最も有効である。しかし、高周波動作をするに従
ってスイッチング素子のスピ−ドのバラツキが顕著にな
り、通常数１０ｋＨZ以上のスイッチング周波数では、
回路、実装条件のバラツキも加わり、トランスの偏磁が
発生する。これを防止するため、トランスと直列にコン
デンサを接続し、直流電圧を吸収している。しかし、コ
ンデンサはトランスと直列に接続されているので、負荷
電流Ｉｏと同じリプル電流が流れるため、コンデンサの
サイズアップが必要となる。特に、電子装置用コンバ−
タのように低電圧、大電流を必要とするコンバ−タは、
高周波動作をさせることにより、コンデンサのリプル電
流に対する責務が増大し、小形化が困難になるという問
題点がある。本発明の目的は、前記従来技術の問題点を
解決し、コンバ−タの高周波動作を容易にし、小形化し
たＤＣ／ＤＣコンバ−タ回路を提供することにある。When miniaturizing the converter circuit according to the prior art described above, it is most effective to operate at a high frequency. However, spin switching element according to the high-frequency operation - the variation of the de becomes significant, in the normal number 10KH Z or more switching frequencies,
Variations in the circuit and mounting conditions are also added, causing transformer demagnetization. To prevent this, a capacitor is connected in series with the transformer to absorb the DC voltage. However, since the capacitor is connected in series with the transformer, the same ripple current as the load current Io flows, so it is necessary to increase the size of the capacitor. Especially for converters for electronic devices
Converters that require low voltage and large current, such as
By operating at a high frequency, there is a problem that the responsibility for the ripple current of the capacitor increases and it becomes difficult to reduce the size. SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to solve the above problems of the prior art, to facilitate the high frequency operation of the converter, and to provide a miniaturized DC / DC converter circuit.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、電圧源
と並列にコンデンサの直列体と主スイッチの直列体を有
し、かつ、各々の中点をトランスを介して接続するハ−
フブリッジコンバ−タを２組設け、この２組のハ−フブ
リッジコンバ−タにおけるコンデンサの直列体の中点を
互いに接続し、各ハ−フブリッジコンバ−タを各々逆位
相で動作させることにより、達成できる。また、コンデ
ンサを抵抗との直列体により構成し、主スイッチのサ−
ジ電圧を吸収することにより、達成できる。また、主ス
イッチを同一の半導体チップまたはモジュ−ルに組み込
み、主スイッチの素子の特性を揃え、部品、回路、実装
のバラツキを低減することによって、達成できる。ま
た、主スイッチの動作タイミングを２組ある一方のコン
バ−タの上下いずれかのア−ムと他方のコンバ−タの反
対のア−ムを同時にオンし、しかるのち、２組ある一方
のコンバ−タのア−ムをオフし、ディレ−を設けた後、
他方のコンバ−タのア−ムをオフさせ、コンデンサの直
列体の双方のコンデンサを交互に０Ｖ〜直流電源電圧Ｅ
ｉの間で充放電させ、主スイッチをソフトスイッチング
またはゼロボルトスイッチングをすることにより、達成
できる。また、入力電圧源と、入力電圧源を分圧するの
コンデンサの直列体の中点より、逆位相で動作する２組
のハ−フブリッジコンバ−タを接続することにより、達
成できる。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to have a series body of a capacitor and a series body of a main switch in parallel with a voltage source, and to connect each midpoint through a transformer.
Providing two sets of half bridge converters, connecting the midpoints of the series bodies of capacitors in these two sets of half bridge converters to each other, and operating each half bridge converter in reverse phase. Can be achieved by In addition, the capacitor is composed of a series body with a resistor,
This can be achieved by absorbing the di-voltage. Further, this can be achieved by incorporating the main switch in the same semiconductor chip or module, making the characteristics of the elements of the main switch uniform, and reducing variations in parts, circuits, and mounting. Also, the operation timing of the main switch is such that one of the upper and lower arms of one converter, which has two sets, and the opposite arm of the other converter, are turned on at the same time. -After turning off the arm of the data and providing the delay,
The arm of the other converter is turned off, and both capacitors in the series body of capacitors are alternately turned from 0V to DC power supply voltage E.
It can be achieved by charging and discharging between i and soft switching or zero volt switching of the main switch. Further, it can be achieved by connecting two sets of half bridge converters operating in opposite phases from the midpoint of the series body of the input voltage source and the capacitor for dividing the input voltage source.
【０００５】[0005]
【作用】課題を解決するための手段を用いれば、一方の
ハ−フブリッジコンバ−タのア−ムが動作すると、その
負荷電流はトランスを介し、コンデンサの直列体の中点
に充電電流または放電電流として流れ、同時にもう一方
のハ−フブリッジコンバ−タの対ア−ムが動作するの
で、コンデンサの直列体の中点には逆の放電電流または
充電電流が流れ、結果的には、コンデンサの充放電電流
はキャンセルされ、コンデンサの直列体の中点には、主
スイッチの素子、他部品、回路、実装のバラツキの要素
によるトランスの偏磁に起因する電流しか流れない。そ
のため、コンデンサには、負荷電流Ｉｏと同じリプル電
流が流れることはない。従って、コンデンサのリプル電
流に対する責務及び容量を小さく押さえることができ
る。これにより、コンデンサを小形化にすることができ
る。また、コンデンサの直列体のコンデンサ部をコンデ
ンサと抵抗の直列体で構成すれば、、主スイッチのサ−
ジ電圧を吸収する回路を兼備することができ、小形化が
実現できる。また、主スイッチを同一の半導体チップに
組み込むことによって、主スイッチの素子の特性を揃
え、部品、回路、実装のバラツキを低減することができ
る。これにより、トランスの偏磁を低減することがで
き、コンデンサのリプル電流に対する責務及び容量を小
さく押さえることができる。その結果、コンデンサの小
形化が実現できる。また、２組ある一方のコンバ−タの
上下いずれかのア−ムと他方のコンバ−タの反対のア−
ムを同時にオンし、しかる後、２組ある一方のコンバ−
タのア−ムをオフし、ディレ−を設けた後、他方のコン
バ−タのア−ムをオフさせ、コンデンサの直列体の双方
のコンデンサを交互に０Ｖ〜直流電源電圧Ｅｉの間で充
放電させることにより、主スイッチがタ−ンオンまたは
タ−ンオフ時に印加する電圧を低下ないし０Ｖでスイッ
チングする様に実施すれば、主スイッチをソフトスイッ
チングまたはゼロボルトスイッチングをすることが可能
であり、高周波化を図ることができる。また、入力電圧
源と、その入力電圧源を分圧するのコンデンサの直列体
の中点より、逆位相で動作する２組のハ−フブリッジコ
ンバ−タへ給電する構成を用いれば、コンデンサの直列
体を外部で一括して配置することができるので、コンバ
−タを小形化することができる。According to the means for solving the problems, when the arm of one half bridge converter operates, its load current passes through the transformer and the charging current or As the discharge current flows, and at the same time, the other arm of the half bridge converter operates, the reverse discharge current or charge current flows at the midpoint of the series body of the capacitor, and as a result, The charging / discharging current of the capacitor is canceled, and only the current caused by the demagnetization of the transformer due to the elements of the main switch, other components, circuits, and mounting variations flows in the middle point of the series body of the capacitor. Therefore, the same ripple current as the load current Io does not flow through the capacitor. Therefore, the responsibility for the ripple current of the capacitor and the capacitance can be suppressed small. As a result, the capacitor can be downsized. If the capacitor part of the series body of capacitors is composed of a series body of capacitors and resistors,
It can also be combined with a circuit that absorbs the voltage, and can be made compact. Also, by incorporating the main switch in the same semiconductor chip, the characteristics of the elements of the main switch can be made uniform, and variations in parts, circuits, and mounting can be reduced. As a result, it is possible to reduce the demagnetization of the transformer, and it is possible to reduce the responsibility of the ripple current of the capacitor and the capacitance. As a result, miniaturization of the capacitor can be realized. In addition, one of the two pairs of upper and lower arms of one converter and the opposite arm of the other converter.
Turn on the two simultaneously, and then one of the two pairs of converters
After turning off the arm of the converter and providing a delay, the arm of the other converter is turned off, and both capacitors in the series body of capacitors are alternately charged between 0V and the DC power supply voltage Ei. By discharging the main switch so that the voltage applied at the time of turn-on or turn-off is reduced or switched at 0V, the main switch can be soft-switched or zero-volt switched, and high frequency is achieved. Can be planned. In addition, if a configuration is adopted in which power is supplied to two sets of half bridge converters operating in opposite phases from the midpoint of the series body of the input voltage source and the capacitor that divides the input voltage source, the series connection of the capacitors is achieved. Since the body can be collectively placed outside, the converter can be miniaturized.
【０００６】[0006]
【実施例】以下、本発明による実施例を図面により詳細
に説明する。まず、図１に本発明による基本回路を示
す。図１において、１１ａ，１２ａ，１１ｂ，１２ｂは
主スイッチであるＭＯＳＦＥＴであり、１１ａ，１２ａ
及び１１ｂ，１２ｂは直列接続する。１５ａ，１５ｂは
トランス、１６ａ，１７ａ及び１６ｂ，１７ｂはコンデ
ンサであり、ＭＯＳＦＥＴ同様直列接続し、その中点
は、各々トランス１５ａ，１５ｂを介し、ＭＯＳＦＥＴ
の中点と接続し、スイッチング回路１４ａ，１４ｂを構
成している。また、コンデンサ１６ａ，１９ａの接続点
と、１６ｂ，１７ｂの接続点とは互いに接続しいる。１
８ａ，１８ｂはコンデンサ、１９ａ，１９ｂはチョ−ク
コイル、１１０ａ，１１１ａ，１１０ｂ，１１１ｂはダ
イオ−ドであり、センタ−タップ方式の整流平滑回路を
構成している。また、１３は入力電圧源Ｅｉである。こ
の様な回路構成において、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１２ａ
及び１１ｂ，１２ｂア−ムを交互にオン、オフすると、
トランス１５ａ，１５ｂの１次巻線ｎ１に矩形波状の交
流電圧が誘起される。すると、トランス１５ａ，１５ｂ
の２次巻線ｎ２にもトランスの巻数比で変換された矩形
波状の交流電圧が発生する。この交流電圧は前記センタ
−タップ方式の整流平滑回路によって、整流、平滑さ
れ、直流出力電圧Ｅｏを得る様動作する。ここで、スイ
ッチング回路１４ａ，１４ｂを逆位相で動作させる。例
えば、ＭＯＳＦＥＴにより１１ａ，１２ｂを同時にオ
ン、オフさせるとすると、入力電圧源１３より供給され
た負荷電流は、ＭＯＳＦＥＴ１１ａからトランス１５ａ
を介し、トランス２次側に電力を供給する。同時にこの
負荷電流は、コンデンサ１７ａの充電電流となり、電流
の一巡ル−プができる。しかし、ＭＯＳＦＥＴ１２ｂも
ＭＯＳＦＥＴ１１ａに同期してオン、オフしているの
で、コンデンサ１７ａの充電電流は放電電流として、コ
ンデンサ１６ａ，１７ａの接続点を経由してコンデンサ
１６ｂ，１７ｂの接続点に流れ、トランス１５ｂを介
し、トランス２次側に電力を供給する。つまり、コンデ
ンサ１７ａ，１７ｂに理想的にはリプル電流が流れるこ
とはない。したがって、コンデンサの容量並びに耐リプ
ル電流の小さい品種を選定することができ、コンバ−タ
を小形にすることができる。また、本回路構成では、部
品実装を対称に配置すると、ダイオ−ド１１０ａ，１１
１ａ，１１０ｂ，１１１ｂ、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１２
ａ，１１ｂ，１２ｂより発生するスパイクノイズを打ち
消す様に動作するので、電磁雑音、漏洩電流を低減でき
るだけでなく、電子装置などに適用する低電圧、大電流
コンバ−タに対しては、整流平滑回路における負荷電流
をスイッチング回路１４ａ，１４ｂによって、半分に分
担するので、トランス２次側の転流重なり期間を半分に
することができ、電力変換効率が上昇し、コンバ−タの
高周波動作が容易になる。Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings. First, FIG. 1 shows a basic circuit according to the present invention. In FIG. 1, 11a, 12a, 11b and 12b are MOSFETs which are main switches, and 11a, 12a
And 11b and 12b are connected in series. 15a and 15b are transformers, and 16a, 17a and 16b and 17b are capacitors, which are connected in series in the same manner as MOSFETs, and the midpoint thereof is the MOSFETs through the transformers 15a and 15b, respectively.
The switching circuit 14a, 14b is formed by connecting to the middle point. Further, the connection points of the capacitors 16a and 19a and the connection points of 16b and 17b are connected to each other. 1
Reference numerals 8a and 18b are capacitors, 19a and 19b are choke coils, and 110a, 111a, 110b and 111b are diodes, which constitute a center tap type rectifying and smoothing circuit. Reference numeral 13 is an input voltage source Ei. In such a circuit configuration, the MOSFETs 11a and 12a
When the 11b and 12b arms are alternately turned on and off,
A rectangular wave AC voltage is induced in the primary windings n1 of the transformers 15a and 15b. Then, the transformers 15a and 15b
A rectangular wave AC voltage converted by the transformer winding ratio is also generated in the secondary winding n2. The AC voltage is rectified and smoothed by the center-tap rectifying / smoothing circuit to operate so as to obtain the DC output voltage Eo. Here, the switching circuits 14a and 14b are operated in opposite phases. For example, if the MOSFETs 11a and 12b are turned on and off at the same time, the load current supplied from the input voltage source 13 is transferred from the MOSFET 11a to the transformer 15a.
Power is supplied to the secondary side of the transformer via. At the same time, this load current becomes a charging current for the capacitor 17a, and a loop of current can be made. However, since the MOSFET 12b is also turned on and off in synchronization with the MOSFET 11a, the charging current of the capacitor 17a flows as a discharging current to the connection point of the capacitors 16b and 17b via the connection point of the capacitors 16a and 17a, and the transformer 15b. Power is supplied to the secondary side of the transformer via. That is, ideally, no ripple current flows through the capacitors 17a and 17b. Therefore, it is possible to select a type of capacitor having a small capacity and a low ripple current, and it is possible to make the converter small. Further, in this circuit configuration, when the components are arranged symmetrically, the diodes 110a, 11
1a, 110b, 111b, MOSFETs 11a, 12
Since it operates so as to cancel the spike noise generated from a, 11b, and 12b, it not only reduces electromagnetic noise and leakage current, but also rectifies and smoothes low voltage and large current converters applied to electronic devices. Since the load current in the circuit is shared in half by the switching circuits 14a and 14b, the commutation overlap period on the secondary side of the transformer can be halved, the power conversion efficiency is increased, and the high frequency operation of the converter is easy. become.
【０００７】図２は、本発明の第２の実施例を示す回路
図である。図１におけるコンデンサ１６ａ，１７ａ，１
６ｂ，１７ｂと直列に抵抗２６ａ，２７ａ，２６ｂ，２
７ｂを接続したものである。通常、コンバ−タ回路を高
周波動作させると、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１２ａ，１１
ｂ，１２ｂ及びトランス１５ａ，１５ｂにスパイクノイ
ズが発生し、素子の破損をひき起こしたり、過大な電磁
雑音を発生させ、電子装置などを誤動作させたりすると
いう問題が生じる。このスパイクノイズを吸収する様に
設けた部分がコンデンサ１６ａ，１７ａ，１６ｂ，１７
ｂと抵抗２６ａ，２７ａ，２６ｂ，２７ｂの直列体であ
る。従って、本発明の第２の実施例を用いると、コンバ
−タ回路の高周波動作が可能である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. The capacitors 16a, 17a, 1 in FIG.
6b and 17b in series with resistors 26a, 27a, 26b and 2
7b is connected. Normally, when the converter circuit is operated at a high frequency, the MOSFETs 11a, 12a, 11
Spike noise is generated in the transformers b and 12b and the transformers 15a and 15b, which may cause damage to the elements or generate excessive electromagnetic noise, causing malfunctions of electronic devices and the like. The parts provided so as to absorb this spike noise are capacitors 16a, 17a, 16b, 17
It is a series body of b and resistors 26a, 27a, 26b and 27b. Therefore, when the second embodiment of the present invention is used, high frequency operation of the converter circuit is possible.
【０００８】図３は、本発明の第３の実施例を示す回路
図である。本回路構成は、理想的にはコンデンサにリプ
ル電流が流れることはないが、部品、回路、実装のバラ
ツキが生じると、トランスの偏磁を補正するためにコン
デンサ１６ａ，１７ａ及び１６ｂ，１７ｂにリプル電流
が流れる。本回路は、部品、回路、実装のバラツキの
内、ＭＯＳＦＥＴのスイッチグスピ−ドのバラツキが大
きく、これを抑制するための実施例である。すなわち、
ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１２ｂおよび１２ａ，１１ｂを同
一の半導体チップＡ，Ｂ各々に組み込むことによって、
主スイッチの素子の特性を揃え、スイッチグスピ−ドの
バラツキを低減することができる。また、ＭＯＳＦＥＴ
１１ａ，１２ａ，１１ｂ，１２ｂを全て同一の半導体チ
ップに組み込めば、一層、ＭＯＳＦＥＴのスイッチグス
ピ−ドのバラツキを抑制することが可能である。この様
に第３の実施例によれば、ＭＯＳＦＥＴのスイッチグス
ピ−ドのバラツキを抑制することができるので、コンデ
ンサにリプル電流を低減できる。従って、本発明の第３
の実施例を用いると、コンバ−タ回路の高周波動作が可
能である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention. This circuit configuration ideally does not allow ripple current to flow through the capacitors, but if variations in parts, circuits, or mounting occur, ripple current will be applied to capacitors 16a, 17a and 16b, 17b to correct transformer bias magnetism. An electric current flows. This circuit is an example for suppressing the variation of the switching speed of the MOSFET among the variations of the parts, the circuit, and the mounting, and suppressing the variation. That is,
By incorporating the MOSFETs 11a, 12b and 12a, 11b in the same semiconductor chips A, B, respectively,
The characteristics of the elements of the main switch can be made uniform, and variations in the switching speed can be reduced. Also, MOSFET
By incorporating all of 11a, 12a, 11b, and 12b in the same semiconductor chip, it is possible to further suppress the variation in the switching speed of the MOSFET. As described above, according to the third embodiment, the variation of the switching speed of the MOSFET can be suppressed, and the ripple current in the capacitor can be reduced. Therefore, the third aspect of the present invention
With the use of this embodiment, high frequency operation of the converter circuit is possible.
【０００９】図４ａは、本発明の第４の実施例を示す回
路図である。本回路構成は、本発明の第１の実施例と同
一であるが、ＭＯＳＦＥＴの動作タイミングが異なる。
これを、図４ｂに示す。まず、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１
２ｂを同時にオンし、トランス２次側に電力を供給す
る。時刻ｔ１においてＭＯＳＦＥＴ１２ｂをオフする。
すると、トランス１５ａ，１５ｂのＭＯＳＦＥＴ１１ａ
がオンしているため、コンデンサ１７ａ，１７ｂが充電
され、入力電源１３の電源電圧の電圧Ｅｉまで上昇す
る。時刻ｔ２においてＭＯＳＦＥＴ１１ａをオフする
と、ＭＯＳＦＥＴのソ−スの電位は入力電源電圧Ｅｉに
なっているので、タ−ンオフ時にスイッチング損失は発
生しない。次に、時刻ｔ３においてＭＯＳＦＥＴ１２
ａ，１１ｂを同時にオンする。すると、今度はＭＯＳＦ
ＥＴ１１ｂのソ−スの電位は、入力電源電圧Ｅｉになっ
ているので、タ−ンオン時にスイッチング損失は発生せ
ず、トランス２次側に電力を供給する。さらに、時刻ｔ
４においてＭＯＳＦＥＴ１１ｂオフすると、前記と同
様、コンデンサ１６ａ，１６ｂが充電され、入力電源１
３の電源電圧の電圧Ｅｉまで上昇する。ここでＭＯＳＦ
ＥＴ１１ｂをオフすると、ＭＯＳＦＥＴのソ−スの電位
は、入力電源電圧Ｅｉになっているので、タ−ンオフ時
にスイッチング損失は発生しない。次に、初期状態とし
て、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１２ｂを同時にオンすると、
ＭＯＳＦＥＴ１１ｂソ−スの電位は、入力電源電圧Ｅｉ
になっているので、タ−ンオン時にスイッチング損失は
発生せず、動作させることができる。この様に第４の実
施例によれば、ＭＯＳＦＥＴのオフ時の動作タイミング
を非同期で制御し、コンデンサの直列体の電圧を交互に
０Ｖ〜直流電源電圧Ｅｉの間で充放電させることによ
り、ＭＯＳＦＥＴをソフトスイッチングまたはゼロボル
トスイッチングをすることとなり、タ−ンオン時または
タ−ンオフ時のスイッチング損失をなくすことが可能で
あり、コンバ−タの高周波化を達成することができる。FIG. 4a is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention. This circuit configuration is the same as that of the first embodiment of the present invention, but the operation timing of the MOSFET is different.
This is shown in Figure 4b. First, the MOSFETs 11a, 1
2b are simultaneously turned on to supply power to the secondary side of the transformer. At time t1, MOSFET 12b is turned off.
Then, the MOSFETs 11a of the transformers 15a and 15b
Is turned on, the capacitors 17a and 17b are charged and rise to the voltage Ei of the power supply voltage of the input power supply 13. When the MOSFET 11a is turned off at time t2, the source potential of the MOSFET is at the input power supply voltage Ei, so that no switching loss occurs at the turn-off. Next, at time t3, the MOSFET 12
Turn on a and 11b at the same time. Then this time MOSF
Since the source potential of the ET 11b is the input power supply voltage Ei, no switching loss occurs at the time of turn-on and power is supplied to the transformer secondary side. Furthermore, time t
4, when the MOSFET 11b is turned off, the capacitors 16a and 16b are charged and the input power source 1
3 rises to the voltage Ei of the power supply voltage. Where MOSF
When the ET11b is turned off, the source potential of the MOSFET is at the input power supply voltage Ei, so that no switching loss occurs at the turn-off. Next, as an initial state, when the MOSFETs 11a and 12b are simultaneously turned on,
The potential of the MOSFET 11b source is the input power supply voltage Ei.
Therefore, switching loss does not occur at the time of turn-on, and operation can be performed. As described above, according to the fourth embodiment, the operation timing when the MOSFET is turned off is asynchronously controlled, and the voltage of the series body of the capacitors is alternately charged and discharged between 0 V and the DC power supply voltage Ei. Therefore, soft switching or zero volt switching is performed, and it is possible to eliminate switching loss during turn-on or turn-off, and it is possible to achieve a higher frequency converter.
【００１０】図５は、本発明の第５の実施例を示す回路
図である。本回路構成は、本発明の第１の実施例におけ
るコンデンサ１６ａ，１７ａ，１６ｂ，１７ｂの直列体
を一括してコンデンサ１６，１７として配置し、入力電
圧源１３と、その入力電圧源を分圧するコンデンサ１
６，１７の中点より、逆位相で動作する２組のハ−フブ
リッジコンバ−タに給電する構成にしてある。この構成
において、回路動作は、本発明の第１の実施例と同様で
あり、コンデンサ１６，１７に流れるリプル電流は非常
に小さく、本発明の第１の実施例におけるコンデンサ１
６ａ，１７ａ，１６ｂ，１７ｂはコンデンサ１６，１７
として、集約することができる。この様に第５の実施例
によれば、コンデンサの直列体を１箇所に集約できるの
でコンバ−タを小形化することができる。FIG. 5 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention. In this circuit configuration, the series body of the capacitors 16a, 17a, 16b, and 17b in the first embodiment of the present invention is collectively arranged as the capacitors 16 and 17, and the input voltage source 13 and the input voltage source are divided. Capacitor 1
From the midpoint of points 6 and 17, power is supplied to two sets of half bridge converters operating in opposite phases. In this configuration, the circuit operation is the same as that of the first embodiment of the present invention, the ripple current flowing through the capacitors 16 and 17 is very small, and the capacitor 1 of the first embodiment of the present invention is
6a, 17a, 16b and 17b are capacitors 16 and 17
Can be aggregated as As described above, according to the fifth embodiment, since the series body of capacitors can be integrated in one place, the converter can be miniaturized.
【００１１】図６は、本発明の第６の実施例を示す回路
図である。本回路構成は、交流商用電源を整流平滑して
できた直流電圧源１３と本発明の第１の実施例における
コンデンサ１６ａ，１７ａ，１６ｂ，１７ｂの直列体を
集約したコンデンサ１６，１７からなる整流ユニット６
３および前記整流ユニットの出力より給電される複数の
コンバ−タ６１，６２より構成される。電子計算機シス
テムなど電子装置システムの電源部となっている。回路
動作は、本発明の第１の実施例と同様であり、複数のコ
ンバ−タが存在してもコンデンサ１６，１７に流れるリ
プル電流は非常に小さいため、本発明の第１の実施例の
コンデンサ１６ａ，１７ａ，１６ｂ，１７ｂはコンデン
サ１６，１７として、整流ユニット６３へ集約すること
ができる。この様に第６の実施例によれば、電子計算機
システムなどの電源部の様に複数のコンバ−タが存在し
ても、コンデンサを１箇所に集約できるので、電源部を
小形化することができる。FIG. 6 is a circuit diagram showing a sixth embodiment of the present invention. This circuit configuration is composed of a DC voltage source 13 formed by rectifying and smoothing an AC commercial power source and capacitors 16 and 17 in which a series body of capacitors 16a, 17a, 16b and 17b in the first embodiment of the present invention is integrated. Unit 6
3 and a plurality of converters 61, 62 fed from the output of the rectifying unit. It is the power supply for electronic device systems such as computer systems. The circuit operation is the same as that of the first embodiment of the present invention, and the ripple current flowing through the capacitors 16 and 17 is very small even if a plurality of converters are present. The capacitors 16a, 17a, 16b and 17b can be integrated into the rectifying unit 63 as the capacitors 16 and 17. As described above, according to the sixth embodiment, even if there are a plurality of converters such as a power supply unit of an electronic computer system, the capacitors can be integrated in one place, so that the power supply unit can be miniaturized. it can.
【００１２】[0012]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電圧源と並列にコンデンサの直列体と主スイッチの直列
体を設け、各々の中点をトランスを介して接続するコン
バ−タを２組用意し、コンデンサの直列体の中点を互い
に接続し、各々逆位相で動作させることによって、コン
デンサのリプル電流を小さく押さえることができ、ま
た、スパイクノイズを打ち消す様に動作するので、電磁
雑音、漏洩電流を低減できる。さらに、電子装置などに
適用する低電圧、大電流コンバ−タに対して、整流平滑
回路における負荷電流を半分に分担することができるの
で、トランス２次側の転流重なり期間を半分にすること
が可能となり、電力変換効率が向上し、コンバ−タの高
周波動作が可能になる。また、コンデンサ部をコンデン
サと抵抗の直列体により構成し、主スイッチのサ−ジ電
圧を吸収する回路を兼備することによって、サ−ジ電圧
を低減すると共に前記同様コンバ−タの高周波動作が可
能となる。また、主スイッチを同一の半導体チップに組
み込むことによって、主スイッチの素子の特性を揃え、
部品、回路、実装のバラツキを低減することにより、ト
ランスの偏磁を低減することができ、コンデンサのリプ
ル電流に対する責務及び容量を小さく押さえることがで
きる。その結果、コンデンサの小形化が実現できる。ま
た、主スイッチの動作タイミングを調整することによっ
て、主スイッチをソフトスイッチングまたはゼロボルト
スイッチングをすることが可能であり、高周波化を図る
ことができる。また、入力電圧源と、その入力電圧源を
分圧するのコンデンサの中点より、逆位相で動作する２
組のハ−フブリッジコンバ−タへ給電する方式を採用す
れば、コンデンサの直列体を一括して配置することが可
能であり、コンバ−タを小形化することができる。さら
に、本発明を電子計算機システムなど複数の電源が必要
な電子装置システムの電源部に採用すれば、システムと
しても一層の小形化を図ることができる。As described above, according to the present invention,
A series body of capacitors and a series body of main switches are provided in parallel with the voltage source, two sets of converters are provided for connecting the respective midpoints via a transformer, and the midpoints of the series bodies of the capacitors are connected to each other. By operating each in the opposite phase, the ripple current of the capacitor can be suppressed small, and since the operation is performed so as to cancel spike noise, electromagnetic noise and leakage current can be reduced. Further, since the load current in the rectifying / smoothing circuit can be shared in half with respect to the low-voltage, large-current converter applied to electronic devices, the commutation overlap period on the secondary side of the transformer can be halved. Therefore, the power conversion efficiency is improved, and the converter can operate at high frequency. In addition, the capacitor section is composed of a series body of a capacitor and a resistor, and it also functions as a circuit that absorbs the surge voltage of the main switch, so that the surge voltage can be reduced and the converter can operate at high frequencies as described above. Becomes Also, by incorporating the main switch in the same semiconductor chip, the characteristics of the elements of the main switch are aligned,
By reducing the variations in components, circuits, and mounting, it is possible to reduce the magnetic bias of the transformer, and it is possible to reduce the responsibility for the ripple current of the capacitor and the capacitance. As a result, miniaturization of the capacitor can be realized. Also, by adjusting the operation timing of the main switch, it is possible to perform soft switching or zero volt switching of the main switch, and it is possible to increase the frequency. In addition, the input voltage source and the capacitor that divides the input voltage source operate at the opposite phase from the midpoint of the capacitor.
If a method of supplying power to a set of half bridge converters is adopted, it is possible to arrange the series body of capacitors all at once, and the converters can be miniaturized. Furthermore, if the present invention is applied to a power supply unit of an electronic device system such as an electronic computer system that requires a plurality of power supplies, the system can be further downsized.
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第２の実施例を示す回路図FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第３の実施例を示す回路図FIG. 3 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第４の実施例を示す回路図FIG. 4 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第５の実施例を示す回路図FIG. 5 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
【図６】本発明の第６の実施例を示す回路図FIG. 6 is a circuit diagram showing a sixth embodiment of the present invention.
【図７】従来技術の第１の例を示す回路図FIG. 7 is a circuit diagram showing a first example of the prior art.
１，２，３，４ トランジスタ ５，１５ａ，１５ｂ トランス ６，７，８，１６，１７，１６ａ，１７ａ，１６ｂ，１
７ｂ，１８ａ，１８ｂコンデンサ ９，１９ａ，１９ｂ チョ−クコイル １０，１１，１１０ａ，１１１ａ，１１０ｂ，１１１ｂ
ダイオ−ド １１ａ，１２ａ，１１ｂ，１２ｂ ＭＯＳＦＥＴ １３ 入力電圧源 １４ａ，１４ｂ スイッチング回路 ２６ａ，２７ａ，２６ｂ，２７ｂ 抵抗 ６１，６２ コンバ−タ回路 ６３ 整流ユニット1, 2, 3, 4 Transistors 5, 15a, 15b Transformers 6, 7, 8, 16, 17, 16a, 17a, 16b, 1
7b, 18a, 18b capacitors 9, 19a, 19b choke coils 10, 11, 110a, 111a, 110b, 111b
Diodes 11a, 12a, 11b, 12b MOSFET 13 Input voltage source 14a, 14b Switching circuit 26a, 27a, 26b, 27b Resistor 61, 62 Converter circuit 63 Rectifier unit
Claims (6)
スイッチの直列体を有し、かつ、各々の中点をトランス
を介して接続するハ−フブリッジコンバ−タを２組設
け、この２組のハ−フブリッジコンバ−タにおけるコン
デンサの直列体の中点を互いに接続し、各ハ−フブリッ
ジコンバ−タを各々逆位相で動作させることを特徴とす
るＤＣ／ＤＣコンバ−タ。1. A pair of half bridge converters having a series body of a capacitor and a series body of a main switch in parallel with a voltage source, and connecting each midpoint through a transformer. A DC / DC converter characterized in that the midpoints of the series bodies of capacitors in two sets of half-bridge converters are connected to each other, and each half-bridge converter is operated in an opposite phase.
の直列体により構成し、主スイッチのサ−ジ電圧を吸収
することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバ−タ。2. The DC / DC converter according to claim 1, wherein the capacitor is formed of a series body with a resistor and absorbs the surge voltage of the main switch.
半導体チップまたはモジュ−ルに構成することを特徴と
するＤＣ／ＤＣコンバ−タ。3. The DC / DC converter according to claim 1, wherein the main switches are formed on the same semiconductor chip or module.
イミングを２組ある一方のコンバ−タの上下いずれかの
ア−ムと他方のコンバ−タの反対のア−ムを同時にオン
し、しかるのち、２組ある一方のコンバ−タのア−ムを
オフし、ディレ−を設けた後、他方のコンバ−タのア−
ムをオフすることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバ−タ。4. The method according to claim 1, wherein one of the upper and lower arms of one converter having two sets of operation timings of the main switch and the opposite arm of the other converter are turned on at the same time. After that, after turning off the arm of one of the two sets of converters and providing a delay, the other converter is turned off.
A DC / DC converter characterized by turning off the system.
コンデンサの直列体の中点より、逆位相で動作する２組
のハ−フブリッジコンバ−タを接続することを特徴とす
るＤＣ／ＤＣコンバ−タ。5. A DC circuit characterized in that two sets of half bridge converters operating in opposite phases are connected from the midpoint of the series body of the input voltage source and the capacitor for dividing the input voltage source. / DC converter.
電子装置システムの電源部に採用したことを特徴とする
ＤＣ／ＤＣコンバ−タ。6. The method according to any one of claims 1 to 5,
A DC / DC converter characterized by being adopted in a power supply section of an electronic device system.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3244560A JP2717329B2 (en) | 1991-08-29 | 1991-08-29 | DC / DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3244560A JP2717329B2 (en) | 1991-08-29 | 1991-08-29 | DC / DC converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0564441A true JPH0564441A (en) | 1993-03-12 |
| JP2717329B2 JP2717329B2 (en) | 1998-02-18 |
Family
ID=17120532
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3244560A Expired - Lifetime JP2717329B2 (en) | 1991-08-29 | 1991-08-29 | DC / DC converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2717329B2 (en) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002533045A (en) * | 1998-12-11 | 2002-10-02 | エリクソン， インコーポレイテッド | Self-driven synchronous rectification |
| CN100401628C (en) * | 2006-06-07 | 2008-07-09 | 深圳市英威腾电气股份有限公司 | DC/DC transformation topology circuit of high-voltage switch power supply |
| JP2010098632A (en) * | 2008-10-20 | 2010-04-30 | Audio Technica Corp | Phantom power supply device |
| US9643499B2 (en) | 2013-07-08 | 2017-05-09 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Electric power system |
| DE102018213039A1 (en) * | 2018-08-03 | 2019-08-08 | Conti Temic Microelectronic Gmbh | DC converter |
| JP2020145808A (en) * | 2019-03-05 | 2020-09-10 | Tdk株式会社 | Switching power supply |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS63194585U (en) * | 1987-06-04 | 1988-12-14 |
-
1991
- 1991-08-29 JP JP3244560A patent/JP2717329B2/en not_active Expired - Lifetime
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| JP2717329B2 (en) | 1998-02-18 |
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