JPH05506505A - integral modulation - Google Patents

integral modulation

Info

Publication number
JPH05506505A
JPH05506505A JP91505615A JP50561591A JPH05506505A JP H05506505 A JPH05506505 A JP H05506505A JP 91505615 A JP91505615 A JP 91505615A JP 50561591 A JP50561591 A JP 50561591A JP H05506505 A JPH05506505 A JP H05506505A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
modulation
receiver
frequency
carrier
data
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP91505615A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
ラッセル,ヴィック
ミラー、ロウレンス・レイモンド
クーパー,ディーン・エイ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Individual
Original Assignee
Individual
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Individual filed Critical Individual
Publication of JPH05506505A publication Critical patent/JPH05506505A/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
    • G01SRADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S5/00Position-fixing by co-ordinating two or more direction or position line determinations; Position-fixing by co-ordinating two or more distance determinations
    • G01S5/02Position-fixing by co-ordinating two or more direction or position line determinations; Position-fixing by co-ordinating two or more distance determinations using radio waves
    • G01S5/06Position of source determined by co-ordinating a plurality of position lines defined by path-difference measurements
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B2001/6912Spread spectrum techniques using chirp

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。 (57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.

Description

【発明の詳細な説明】 積分変調 発明の詳細な説明 技術分野 本発明は非同期時分割多元接続プロトコルで高度衝突許容操作を可能にするため に用いるスペクトル拡散およびダイパーシティ変調を有するバケットないしバー スト伝送通信システムに関する。 図1に示す本実施例では、本発明は非同期送 信器位置を計算できるようにするため、1組の固定受信器に「傾斜制御変11J フォーマットでパケット伝送の到着時間情報を提供する。[Detailed description of the invention] integral modulation Detailed description of the invention Technical field The present invention is designed to enable highly collision tolerant operation in asynchronous time division multiple access protocols. Bucket or bar with spread spectrum and diversity modulation used for The present invention relates to a strike transmission communication system. In this embodiment shown in FIG. 1, the present invention uses asynchronous transmission. To be able to calculate the position of the receiver, one set of fixed receivers was fitted with a tilt control variable 11J. Provides arrival time information for packet transmissions in the format.

傾斜制御変調を説明すると共に、複合規定周波数プロファイルを受信電子装置で 予期できるようにチャーブ関連搬送波形状を順序づけ、それにより補足プロファ イル処理を行って多!通路ないし歪が存在する中で信号の保全性を増大できる新 しい方法を説明する。Describes slope control modulation and describes complex prescribed frequency profiles in receiving electronics. Order chirb-related carrier shapes in a predictable manner, thereby creating a complementary profile. A lot of file processing! A new technology that can increase signal integrity in the presence of paths or distortions. Explain the new method.

また上昇ないし下降連続体を有し、離散配列ステップで構成され、ステップは上 昇ないし下降チャーブ搬送波変調内でそれぞれが連結変調性を有する有限集合に 属するデータ変調方法を説明する。これに加えて図表1.2に述べる搬送波ペア 生成により多重情報搬送波を生成する機能を説明する。これには平衡変調器をを 利用して、単一電波周波数源および好ましい方法では刺激的なアップ・チャーブ およびダウン・チャーブ変調を生成する周波数アシルである単一ないし複数副搬 送波源からそれらの例で和及び差周波数成分を生成する。It also has an ascending or descending continuum, consisting of discrete steps, and the steps are upwards and downwards. Within the ascending or descending chirp carrier modulation, each has a connected modulation property. The relevant data modulation method will be explained. In addition to this, the carrier pair described in Figure 1.2 The function of generating multiple information carrier waves will be explained. A balanced modulator is used for this purpose. Utilizing a single radio frequency source and the preferred method is an exciting up-chirve and single or multiple subcarriers that are frequency acyls that produce down-chirve modulation. Generate sum and difference frequency components in those instances from the transmit source.

オプションの平衡変調器(データ・コヒーレンス要件に依存)を有する複数電波 周波数(RF)源を追加して、信号測定分解度を増大することも可能である。Multiple radio waves with optional balanced modulator (depending on data coherence requirements) It is also possible to add frequency (RF) sources to increase signal measurement resolution.

データ変調は様々に規定される。搬送波ペアは搬送波間に同相、反相ないし四相 データ・コヒーレンスを持つことが出来るが、複数の搬送波ベアはそのようなデ ータ・コヒーレンス関係を生成したペアの別のメンバー間で形成して、同一周波 数方向の搬送波を関係付けることが出来る。Data modulation is defined in various ways. Carrier wave pairs have in-phase, anti-phase, or four-phase between carrier waves. data coherence, but multiple carrier bears are Data coherence relationships are formed between different members of the pair to Carriers in several directions can be related.

重要なことは受信器では、補足プロファイル処理は考えられる要件に対する規定 データ変調配列を考慮しくこれは優先権主張出願番号P J 9704内に刺激 として先に記述されたプレアンブルにより示されている)、受信器の傾斜制御E I(アシル搬送波が用いられた場合)局所発信器を指定傾斜内のその搬送波ベア の周波数中間点ないし中間点オフセットから移動し、データ情報ないし搬送波内 の位相アラインメントが満たされれば固定配列に固執し、前記配列は特定され、 特定の受信器ネットワーク内で使用される各々の刺激ないし刺激属性に対して不 変である規定変調ブイレフティに対して厳密な固執を維持する基本ないし複合プ ロフィールである。規定変調ディレクティブ又、前記明細書P J 9704の この明細書内の優先権主張文書にある「規定ディレクティブ」として理解するこ とが出来る。Importantly, at the receiver, supplementary profile processing is Considering the data modulation arrangement, this is stimulated in priority application number PJ9704. ), the receiver tilt control E I (if an acyl carrier is used) connects the local oscillator to its carrier bear within the specified slope. moving from the frequency midpoint or midpoint offset of the data information or within the carrier. If the phase alignment of For each stimulus or stimulus attribute used within a particular receiver network, A basic or complex program that maintains strict adherence to a fixed modulation asset that is It's a lofiel. The prescribed modulation directives also refer to the specification PJ 9704. be understood as "regulatory directives" in priority documents within this specification. I can do that.

前記請求項の主題である積分検出の範囲内で、関連特長はエポックを所定の精度 に分解することが要求される、最終点での還元ないしは処理終点測定の必要性で ある。同期化ではなく、コンパチブル伝送からの到着時間(T OA)差をもた らすようにシステム化されたネットワーク内の全ての送信(車両ないし追跡可能 目標)及び受信メンバー間及び時間ベース復製方法で、1組の定期的なエポック 内でエポックを分解するために必要な高分解変測定の数は、エポック期間毎に1 つに削減することが出来る。そのような劇的に低いサンプル率でも、前記傾斜制 御変調プロトコルを利用した場合は、1ミリ秒の送信間隔内で5から10ナノ秒 の時間領域分解を達成することが出来る。Within the scope of the integral detection that is the subject of said claims, related features include The need for end-point reduction or processing end-point measurements that require resolution into be. It is not synchronized, but has a time-of-arrival (TOA) difference from compatible transmissions. All transmissions (vehicles or traceable target) and a set of periodic epochs between receiving members and in a time-based reconstruction method. The number of high-resolution variable measurements required to resolve an epoch within is 1 per epoch period. It can be reduced to Even with such dramatically low sample rates, the ramp control 5 to 10 nanoseconds within a 1 millisecond transmission interval when using a controlled modulation protocol. The time domain decomposition of can be achieved.

本発明の機能は特に、移動目標の絶対位置を電波ないし他のii磁あるいは音響 放射エネルギー・システムによる追跡に適用することが出来る。そのコード化は 増分ないし減分ベクターで行うことが出来、振幅、時間、周波数、位相あるいは 間隔変調領域及びそのような領域の組合せの変化となる。The features of the present invention are, in particular, that the absolute position of a moving target can be determined using radio waves or other magnetic or acoustic signals. It can be applied to tracking by radiant energy systems. Its encoding is Can be done with increment or decrement vectors, amplitude, time, frequency, phase or This results in variations in the spacing modulation regions and combinations of such regions.

情報復元の向上は、それらの領域で単独ないし組み合わせて達成することが出来 、各々の受信器で生成されたサンプル間隔で設定された基準、即ち変調間隔複製 から確立された基準にしたがって、外部基準、例えば原子時計あるいはシステム 自身内から導出されたエポックを参照にした変化として、時間領域処理を通して 距離に変換することが出来る。この測定システムの精度と分解度は、従来の方法 あるいはダイチミノクレンジの点で(ビット数が)等しい同一スケールを用いた 既存のシステムよりも大きい。Improvements in information recovery can be achieved in these areas alone or in combination. , a reference set in the sample interval generated at each receiver, i.e. modulation interval replication. External standards, e.g. atomic clocks or systems, according to standards established from Through time-domain processing as a change with reference to the epoch derived from within itself. It can be converted to distance. The accuracy and resolution of this measurement system are superior to conventional methods. Or use the same scale (with the same number of bits) in terms of Daichimino cleanliness. Larger than existing systems.

エポック・データの復元で用いる低減帯幅およびサンプル率は、帯幅ないし分解 度を犠牲にしたとき、分解度の性能での通常の妥協をせずに用いることが出来る 。本発明にはいくつかの特長が共存しており、信号情報及び要件の性質に依存し ている。The reduced bandwidth and sample rate used in epoch data restoration are the bandwidth or decomposition Can be used without the usual compromises in resolution performance when sacrificing resolution. . Several features coexist in the invention and depend on the nature of the signal information and requirements. ing.

システムの複雑性により高精度に対する要求が高まっており、後の特長は、より 需要の高いアプリケーション内に組み込む必要があるかも知れない。増分ないし 減分時間、周波数ないし振幅、位相、間隔変調領域の規定信号を生成して送信で きる送信器が必要であり、ここでの信号は「規定ディレクティブ」及び「傾斜制 御変調」と同義語である。As system complexity increases the demand for high accuracy, later features become more May need to be embedded within high-demand applications. Incremental Generates and transmits specified signals in the decrement time, frequency or amplitude, phase, and interval modulation areas. A transmitter that can control the It is synonymous with ``Go Modulation''.

規定の特性(変rIR)は、電子的に再生できるように数学的に定義可能である べきであり、さもなくば各々の受信器でそのような変調が実際に到着する前に送 信された変調の特性を理解できるものとして、ネットワーク内の全ての受信器メ ンバーが推定できるものであるべきである。即ち受信器に取っては、特性の発表 が必要で、これは本明細書で後に開示する刺激ないし刺激属性により示される。The defined characteristics (variable rIR) are mathematically definable so that they can be reproduced electronically. Otherwise, each receiver must transmit such modulation before it actually arrives. All receiver systems in the network should be able to understand the characteristics of the received modulation. It should be possible to estimate the In other words, for the receiver, the announcement of the characteristics is required, as indicated by the stimulus or stimulus attributes disclosed later in this specification.

送信器は傾斜制御変調のプロファイルを送信する前に、変調条件を生成すること が必要であり、変調条件(刺激あるいは刺激属性)は、ここでSCMと称する傾 斜制御変調に含まれていない独自の周波数プロファイルを有している。The transmitter must generate modulation conditions before transmitting the slope control modulation profile. The modulation conditions (stimulus or stimulus attributes) are defined by a tendency, here referred to as SCM. It has a unique frequency profile that is not included in slope control modulation.

SCM(規定変調)は、各々のRx−byで表示機能の前兆となる。この機能は 、出願番号P J 9704で説明されている刺激ないし刺激属性である。オー ストラリアで1990年4月20日に申請された「車両追跡システムの改善」の 名称の暫定的な明細書及びその明細書内の優先権主張として含まれている。SCM (Standard Modulation) heralds the display function at each Rx-by. This feature , application number PJ9704. Oh "Improvement of Vehicle Tracking System" application filed on April 20, 1990 in Stralia It is included as a provisional specification of the title and a priority claim within that specification.

要人 図表2に関して説明する。図表2には2重搬送波ペア送信器が描かれている。自 由走行連続配列RF源「Aノは、平衡度TA器「LJrIJJのペアのRFポー トを供給する。それらの源周波数は(fc)として示し、トリガ生成器「T」に よりゲートされ、結果は(tgfc)となる。important person Diagram 2 will be explained. Diagram 2 depicts a dual carrier pair transmitter. Self The floating continuous array RF source "A" is the balanced TA device "LJrIJJ pair of RF ports. supply. Their source frequencies are denoted as (fc) and the trigger generator “T” The result is (tgfc).

規定傾斜生成器「■」は出力チャーブ(f i (de I ta) j)に変 調器「L」のLOボートに与えられる。この変調器からの結果のDSB出力は、 和および差屑波軟からなっている。The specified slope generator “■” is changed to the output chirp (f i (de I ta) j). Given to the LO boat of regulator "L". The resulting DSB output from this modulator is It consists of sum and difference kuzuha soft.

(Tgfc) −(fi(deHa)J)及び(Tgfc)÷(fi(deHa )J)″この搬送波ベアを(Tgfi)とする。(Tgfc) - (fi(deHa)J) and (Tgfc)÷(fi(deHa) )J)''Let this carrier wave bear be (Tgfi).

同様に、出力(fg (delta (j))を有する規定傾斜生成器「Q」は 、他の平衡変調器「U」に与えて搬送波ベアを生成する。Similarly, the prescribed slope generator “Q” with output (fg (delta (j)) is , to another balanced modulator "U" to generate a carrier bear.

(Tgfc) −(fq(deHa)D及び(Tgfc) + (fq(del ta)Dこの搬送波ベアを(Tg f Q)とする。(Tgfc) - (fq(deHa)D and (Tgfc) + (fq(del ta)D Let this carrier wave bear be (Tg f Q).

従って期間(T g)の間、(fQ)と(f I)の間の差によりオフセットさ れたDSB搬送波ベア(チャーブ)のペアを持つことになる。(delta)j は、瞬間周波数オフセットである。Therefore, during the period (Tg), the offset is caused by the difference between (fQ) and (fI). We will have a pair of DSB carrier bears (churbs) that are (delta)j is the instantaneous frequency offset.

(Tgfi)と(Tfgq)の上部側波帯成分を「Up」とする。Let the upper sideband components of (Tgfi) and (Tfgq) be "Up".

下部側波帯成分は「Lpノとする。The lower sideband component is "Lp".

次に2つの搬送波ペアはハイブリッド合成器rH」により合成され、電力増幅機 「PA」により増幅され、適切なアンテナにより伝ばんされる。Next, the two carrier wave pairs are combined by a hybrid combiner rH, and the power amplifier It is amplified by the "PA" and propagated by a suitable antenna.

規定傾斜生成器は、優先権主張出願番号P J 9704のページ11に記述さ れた局所負フィードバックにより線形化されたVCOのペアからなる。The prescribed slope generator is described on page 11 of priority application number PJ9704. It consists of a pair of VCOs linearized by local negative feedback.

そのようなフィードバックの作用は、線形伝達関数を有するVCOで制御ポート を出力周波数に関連づける結果になる。この説明に付いては、電圧制御を用いる ことに留意する。電力制御を用いた別の実現も同等に有効で、適用可能である。The effect of such feedback is to control the control port in a VCO with a linear transfer function. This results in relating the output frequency to the output frequency. For this explanation, use voltage control. Please keep this in mind. Alternative implementations using power control are equally valid and applicable.

チャーブ電圧(c v q)は、「VCOQ」の制御ポートに印加される。(c vq)は、以下の式で表すことが出来る。The chirb voltage (c v q) is applied to the control port of "VCOQ". (c vq) can be expressed by the following formula.

cvq=qq (del ta)j+/−oq(Q Q)と(o q)は定数で 、(9q)は初期周波数オフセット電圧で(o q)はゲイン(ないしスパン) である。周期(delta)jは、所定の瞬間での規定傾斜関数fps (j) の結果である。一般にこの関数はセグメント化される。例えば、これはアップ、 ダウンないし一連の変化傾斜セグメントで構成することが出来る。それらは、出 願P J 9704で開示した先に定義した刺激属性と関連した規定ディレクテ ィブの集合に関連している。cvq=qq(delta)j+/-oq(QQ) and (oq) are constants , (9q) is the initial frequency offset voltage and (oq) is the gain (or span) It is. The period (delta) j is the prescribed slope function fps (j) at a given moment This is the result. Generally this function is segmented. For example, this is up, It can be composed of down or a series of varying slope segments. They are The specified director associated with the previously defined stimulus attributes disclosed in Application P.J.9704 related to a collection of events.

「vCoI」にフィードするために同一規定傾斜関数を用いる。The same defined slope function is used to feed the "vCoI".

変数添え字は次のように置き換えることが出来る。Variable subscripts can be replaced as follows:

cvi=gf Cdelta> j+/−oiミココテg i) (o i)は 、それぞれ「vCoI」のゲインとオフセット定数である。cvi=gf Cdelta> j+/−oi Mikokote g g i) (o i) is , are the gain and offset constants of "vCoI", respectively.

生成器rQJに対する規定傾斜関数は生成器「1ノと同一であるが、初期周波数 オフセットは異なる。The prescribed slope function for generator rQJ is the same as generator ``1'', but with the initial frequency Offsets are different.

本明細書の他の箇所で説明するコヒーレント搬送波検出をもたらすため、21! 常fq(j=o)とfi (j=0)(初期周波数)の間には積分関係がある。21! to provide coherent carrier detection as described elsewhere herein. There is an integral relationship between fq (j=o) and fi (j=0) (initial frequency).

明確にするとfQ=n (f i)で、ここでnは整数である。To clarify, fQ=n (f i), where n is an integer.

「IJ rQJVC○で加えられ、通常である規定傾斜関数は、「高位面」とし て知られる。これはシステムにより実施される変調システムの主要周波数アシル 成分である。「高位面」及び「チャーブ」という用語は同義語である。The normal prescribed slope function added by IJ rQJVC○ is defined as a "high plane". It is known as This is the main frequency acyl of the modulation system implemented by the system. It is an ingredient. The terms "high plane" and "churve" are synonymous.

r高位面」の−膜化は、トリガ生成器「TG」によりトリガされる。The formation of the r-high surface is triggered by the trigger generator TG.

サブチャーブないし「低位面」データ変調は、サブチャーブ生成器rscGJに より「高位面」規定傾斜に加えられる。Subchurve or "low plane" data modulation is performed by subchurve generator rscGJ. Added to the "higher plane" prescribed slope.

図表5には、上記の送信器により生成された2つのペアのデータ搬送波「Up」  「Lp」を変換できる受信器が示されている。Diagram 5 shows two pairs of data carriers “Up” generated by the above transmitter. A receiver capable of converting "Lp" is shown.

刺激属性は図示されていないが、存在すると想定される。刺激はオフセット周波 数、コヒーレント・データ・ペアX、yで生成される。Stimulus attributes are not shown but are assumed to be present. Stimulation is offset frequency number, coherent data pairs X, y are generated.

前記搬送波は、図2にあるのと同様の回路構成により生成され、前記データ・コ ヒーレンスはSCM(シータ)t、SCM(シータ)qにより表される。前記オ フセットは(Voi)(Voq)により表される。図表5に関して、周波数変換 器はrVcOLJ rVc。The carrier wave is generated by a circuit configuration similar to that in FIG. Heerence is represented by SCM (theta) t and SCM (theta) q. The above The offset is represented by (Voi) (Voq). Regarding Chart 5, frequency conversion The device is rVcOLJ rVc.

U」を正確に変換する。その各々は、トリが生成器「TG」が信頼できるチャー ブ検出で満たされれば規定の関係を保持する。Convert "U" accurately. Each of them is a If the relationship is satisfied when the relationship is detected, the specified relationship is maintained.

前記チャーブ検出過程は、予期される刺激属性に対して逆分散特性を有する分散 遅延回線を含み、圧縮受信器能を提供している。バンドパス・フィルターは、図 5に示すように30M Hz 、 40M Hzの2つのペアとして示されてい る安定IF周波数のデータ変調成分を通過させる。乗算検出器はそれぞれ個々の 搬送波SCM成分の同期復調を局所的に生成された基準で行うこきが出来、前記 基準は同期復調用の従来技術のように入力信号から回復されないという独特な関 係を提供する。The chirve detection process is performed by detecting a variance having an inverse variance characteristic with respect to the expected stimulus attributes. It includes a delay line and provides compression receiver functionality. The bandpass filter is shown in Figure As shown in Figure 5, it is shown as two pairs of 30MHz and 40MHz. The data modulation component of the stable IF frequency is passed. Multiplying detectors each have individual It is possible to perform synchronous demodulation of the carrier SCM component using a locally generated reference. The reference has the unique feature that it is not recovered from the input signal as in the prior art for synchronous demodulation. Provide a person in charge.

その代わり、同期化はアラインメント・プロセッサを通して前記VC○の位相と 入力搬送波ベアIF乗算の間の関係を確立するように作用する周波数/位相ロッ ク制御ループにより達成される。前記のアラインメントは、多重経路歪に一致し ない様々に配列された周波数のダイバシティ性により確立され、強化される。そ れにより図表5のrFPAノから出力される位相アラインメント過程に対する有 限保持関数を確立する位相アラインメントの多数投票が可能になる。Instead, the synchronization is done through an alignment processor with the phase of said VC○. A frequency/phase lock acts to establish the relationship between the input carrier bare IF multiplication. This is accomplished by a loop control loop. The above alignment is consistent with multipath distortion. It is established and strengthened by the diversity of differently arranged frequencies. So As a result, the effect on the phase alignment process output from the rFPA in Figure 5 is Majority voting of the phase alignment to establish the limit retention function is allowed.

データ出力A、!A、B、!Bは、元の送信で説明したデータの位相関係に関係 し、今後の要件を更に制御するために用いられる。Data output A! A, B,! B is related to the data phase relationship described in the original transmission. and used to further control future requirements.

A、!A、B、!Bは又逆相記述というよりも直角位相となることに留意する。A,! A, B,! Note that B is also quadrature rather than an antiphase description.

即ちA=Oで!A=+ないし一90度である。In other words, A=O! A=+ to 190 degrees.

図4には、非オフセット搬送波ベア送信信号で作動するより基本的な受信器が示 されている。A more basic receiver operating with a non-offset carrier bare transmitted signal is shown in Figure 4. has been done.

通信システムは様々な新規のアシル手法を利用しく本明細書内で例示)、情報の 配送と受信で性能レベルに達し、複数利用者アクセスが要求されるシステム内で 多重アクセスの利点を提供する。 電波レンジングは、データの関連搬送波ベア 位相関係に基づいたエポック強化方法を可能にする連続性を有する上昇、下降変 調連続体のデータ配列方法により提供される。特殊コードが表面ないしバルク音 響はコンポルーバないしディジタル・コリレータ内でインターセプトされた入力 情報と基準情報の間の到着時間差を生成するために使用される(本開示で説明) 。積分検出方法を強化して本開示で後に説明するようにエポック検出を分解する 3角積を生成する矩形波の重畳性により、矩形波の相互作用ないしディジタル復 号情報に重きが置かれる。積分検出器は1990年4月6日にオーストラリアで 登録された仮明細書のP J 9527である本開示の主題であり、本明細書内 の優先権主張文書に含まれている。Communication systems may utilize various novel acyl techniques (exemplified herein) to transfer information. In systems where delivery and receiving performance levels are reached and multi-user access is required. Provides the benefits of multiple access. Radio ranging is based on data related carrier waves. Rising and descending changes with continuity that enable epoch reinforcement methods based on phase relationships. Provided by the tonality continuum data arrangement method. Special code for surface or bulk sound The sound is the input that is intercepted in the compolouver or digital correlator. Used to generate arrival time differences between information and reference information (described in this disclosure) . Enhance the integral detection method to decompose epoch detection as described later in this disclosure Due to the superposition of the rectangular waves that generate the triangular product, the interaction of the rectangular waves or the digital recovery Emphasis is placed on issue information. The integral detector was launched in Australia on April 6, 1990. The subject matter of the present disclosure is registered provisional specification P.J.9527 and herein included in the priority claim document.

実施例の方法では、各々のデータ・パケット(データの最小離散量)は、2つの サブチャーブにより表され、主要変調内では最短周波数エクスカーションであり 、上昇ないし下降3角ステツプないし任意の離散代替変調ベアからなり、本実施 例で4ビツトまでのデータを表すことが出来、理想的な状況では8データビツト を表すことの出来る受信器でmアレイベクター決定を生成することが出来る。In the example method, each data packet (the smallest discrete amount of data) It is represented by a subcharb and is the shortest frequency excursion within the main modulation. , ascending or descending triangular steps or any discrete alternative modulation bear, and this implementation The example can represent up to 4 bits of data, and in ideal situations 8 data bits. An m-array vector decision can be generated with a receiver that can represent .

望ましいサブチャープ持続時間は10マイクロ秒以下で、全SCMが完了するま で、他が続く最終点である。サブチャープは有限のデータセットで、サブチャー プベア・フィールドの周辺にmアレイ決定配座を形成する1組のアペックス極値 からなり、前記フィールドはサブチャープ持続時間間隔とその間隔内の指定変調 ベクターとなる。これは例Sにより例示されている。The desired subchirp duration is 10 microseconds or less and should last until the entire SCM is completed. This is the final point where the others follow. A subchirp is a finite data set, A set of apex extrema forming an m-array determined conformation around the Pubea field. The field consists of a subchirp duration interval and a specified modulation within that interval. Becomes a vector. This is illustrated by Example S.

明かに全傾斜制御変調は、一連の前記サブチャープペアからなり、各々の高位面 の最終周波数プロフィールは規定傾斜制御器のdv/dt(傾斜)と極性(方向 )に依存している。傾斜制御器には1組の複合プロファイルを指定して、サブチ ャープ傾斜集合から全く独立した高位面傾斜の規制された新進的な変化により複 数利用者環境内で衝突許容を達成することが出来る。Evidently, the total slope control modulation consists of a series of said subchirp pairs, with each higher plane The final frequency profile of the specified slope controller's dv/dt (slope) and polarity (direction) ). Specify a set of composite profiles for the tilt controller to The complex is caused by a regulated, progressive change in the slope of the higher plane, which is completely independent of the sharp slope set. Collision tolerance can be achieved within a multi-user environment.

それぞれ線形ないしディジタル変調成分を有する、一連の前記サブチャープ・ベ アにより変調された高位面プロフィールは、前記変調ベクターとなり、有限配列 集合に属する。前記配列有限集合は、適切な信号処理機能により、単一ベクター をブレエンファノスないしデエンファノスないし逆配列圧縮手法に並列な過程に よりいずれの集合からも同期が出来るように時間量域内で等化できる。これによ りいずれの集合のディジタル化した結果をも絶対サンプル間隔点に対して基準化 (再正規化)できる性質であるサンプル間隔を可能にする。前記再正規化機能は また、瞬間周波数補正といったアナログ手法で実現することが出来る。a series of said subchirp vectors, each having a linear or digital modulation component; The high-level surface profile modulated by A becomes the modulation vector, and the finite array Belongs to a set. The finite set of sequences can be converted into a single vector by appropriate signal processing functions. into a process parallel to braenfanos, deemfanos, or inverse array compression techniques. Therefore, it is possible to equalize within the time domain so that synchronization can be achieved from any set. This is it The digitized results of either set are normalized to the absolute sample interval points. (renormalization) allows for sample spacing that is a property that can be renormalized. The renormalization function is Moreover, it can be realized by an analog method such as instantaneous frequency correction.

上記のサブチャープ・ベアないしオプションのサブチャープ要素の持続時間は、 サンプル間隔と等しくする。サンプル間隔(変調間隔複製)は、限定サブチャー プ・ベアないしサブチャープ要素間隔期間をもたらすため、近接許容値ないし同 等結晶周波数を選択することで、全ての目標送信器により生成される変調間隔に 等しくする。The duration of the subchirp bear or optional subchirp component above is Equal to sample interval. The sample interval (modulation interval replication) is limited subchart Proximity tolerance or the same By choosing equicrystalline frequencies, the modulation spacing produced by all target transmitters Make equal.

高位面周波数プロフィールは様々なアプリケージ3ン特定信号集合に対して規定 され、いずれの集合も本文書で後述する刺激ないし刺激属性信号を用いることに より受信器で予期することが出来るという事実により、同期化を行うことが出来 る。これにより搬送波ベアサブチャープ内容を表A内の確立された規定傾斜サン プルにより定義された制御過程と表Aに要約された保持手法により密接に追跡す ることが出来る。High plane frequency profiles are defined for various application specific signal sets. Both sets are determined using the stimulus or stimulus attribute signals described later in this document. Synchronization can be done due to the fact that it can be predicted by the receiver. Ru. This allows the carrier bear subchirp content to be adjusted to the established prescribed slope sample in Table A. closely tracked by the control process defined by the pull and retention techniques summarized in Table A. Rukoto can.

各々のエポックの到着時間を効果的に測定し、各々のサブチャープ傾斜(従って サブチャープ間隔内に含まれるデータ)の限定を可能にするため、い(つかの表 面ないしバルク波装置(コンボルーバ、コリレータないし分散的フィルタ)ない し更に説明するディジタル・コリレータ操作を、必要な情報を抽出するために必 要な本質的な機能である各々の性質整合を伴う並列過程で使用する。代わりに以 下の4例に概略するようにディジタル・プロフィール化を用いることもできる。Effectively measures the arrival time of each epoch and the slope of each subchirp (and thus data contained within the subchirp interval). No surface or bulk wave devices (conlouver, correlator or dispersive filter) The digital correlator operations further described are necessary to extract the required information. It is used in parallel processes with matching of each property, which is an essential function. instead Digital profiling can also be used as outlined in the four examples below.

1、 シフトレジスタ・コリレータでの直列処理。1. Serial processing with shift register/correlator.

2、 有限コード集合への近接整合度を反映する信頼性レベル出力との並列ディ ジタル相関。2. Parallel distribution with reliability level output that reflects proximity consistency to finite code set digital correlation.

3、 エポックを分解するためのプロフィール化、DFT、平均及び数学的相関 処理を行うためのアナログ−ディジタル・フラッシュ変換手法。3. Profiling, DFT, average and mathematical correlation to decompose epochs An analog-to-digital flash conversion technique for processing.

4、 本開示の前記方法及び前記優先権主張P J 9527で引用される積分 検出の使用。4. The method of the present disclosure and the integral cited in the priority claim PJ 9527 Using detection.

エポックタイミング・エラーは信号ポートと基準信号の既知のタイミング基準で の情報の到着時間の間のタイミング差の積分ないし重畳として得ることが出来、 前記基準は各々の受信器でサンプル間隔としてロックされる。使用するコンポル ーバは、Txの持続時間の信号をほぼ100%の確立でインターセプトするため 、約Tmの持続時間でOTm、2Tm、4Tmの時間に27m毎に発射されるT xの基準信号と2Tmの相互作用時間を持つ。Epoch timing error is a known timing reference for signal ports and reference signals. can be obtained as the integral or superposition of the timing difference between the arrival times of the information, The reference is locked as a sample interval at each receiver. Compol to use Since the server intercepts the signal for the duration of Tx with almost 100% probability , T fired every 27 m at times OTm, 2Tm, 4Tm with a duration of approximately Tm. It has a reference signal of x and an interaction time of 2Tm.

多くの利用者が単一サービスにアクセス使用し、送信衝突により競争により情報 の損失が生じる場合に問題が起きる。以前に使用された方法に比べて破壊的な衝 突の発生が少ない主に複数の利用者に適合するためのシステムである。本発明に より提供される1つの際だった性質は、非同期複数アクセス信号プロトコル内で 衝突許容度がほぼ100%であることである。When many users access and use a single service, competition for information due to transmission collisions A problem arises when losses occur. Destructive impact compared to previously used methods It is a system that is mainly suitable for multiple users and has few occurrences of conflicts. To the present invention One distinguishing property provided by the Asynchronous Multiple Access Signaling Protocol is that The collision tolerance is almost 100%.

この方式は以下に述べるように複数の搬送波に加えられたアナログないしディジ タル・データであるSCMの優れた復元を可能にするいくつかの変調方式を含ん でいる。正確に定義された周波数バンドを各々の搬送波ベアに利用するが、この バンドはそれぞれ固定ないしアシル周波数方法に対して静的あるいは動的となる 。This method uses analog or digital signals added to multiple carrier waves as described below. It includes several modulation schemes that enable excellent restoration of SCM, which is digital data. I'm here. A precisely defined frequency band is utilized for each carrier bear, but this Bands can be static or dynamic for fixed or acyl frequency methods, respectively. .

データ検出の強化は、各々のベアの搬送波変調成分が各々の搬送波ないし搬送波 ベアを生じるIF搬送波ペアデータ変調成分ないし搬送波ベア同期コヒーレンス を維持することの出来る1つないし複数の同時静的中間周波数の結果をもたらす ように搬送波ベア周波数距離の中間点からの等距離ないしオフセットで局所発信 器周波数でミックスすることにより関連付けることのできる復調過程およびrF 量関係fO(最初のIFメンバーについて)および2fO(第2のIFメンバー について)に実際に保持しながら、これを搬送波コヒーレンスに対して達成する 新規の例により達成することが出来る。The data detection enhancement is such that each bare carrier modulation component is IF carrier pair data modulation component or carrier bear synchronization coherence that causes bare resulting in one or more simultaneous static intermediate frequencies that can maintain Locally transmitted at the same distance or offset from the midpoint of the carrier bear frequency distance demodulation process and rF that can be related by mixing at the Quantity relations fO (for the first IF member) and 2fO (for the second IF member) Achieving this for carrier coherence while actually holding to This can be achieved with a new example.

■、2の割合のこの周波数分離は、搬送波コヒーレンスが図3に示すように第1 のIFが2相変調を取り除き、搬送波周波数を2倍にするために積算要素Eを通 過させ、それにより前記両搬送波を平均ミキサーMを通過させるときに情報復調 を可能にする位相変調を除外して第2のIFでコヒーレンスを復元(周波数等優 性を復元)する2相復調に対して必要な場合に必要となる。■, This frequency separation of a ratio of 2 means that the carrier coherence is first as shown in Figure 3. IF passes the integration element E to remove the two-phase modulation and double the carrier frequency. , thereby demodulating the information when passing both carrier waves through an average mixer M. The coherence is restored using the second IF by excluding the phase modulation that enables the This is necessary when necessary for two-phase demodulation (restoring the originality).

図3は上部チャープ集合の詳細を描き、ダウン・チャープ傾斜を明かに用いるが 実質的に上部集合を複写したものである下部チャープ集合過程は「下部チャープ 集合」のラベルのボックス内に想定形式(詳細はかくれている)で描かれている 。Figure 3 depicts the details of the upper chirp set, clearly using the down chirp slope. The lower chirp set process, which is essentially a copy of the upper set, is called the ``lower chirp It is drawn in the expected form (details are hidden) in the box labeled "Set". .

各々の復調データ出力を作動している並列ディジタル・コリレータが例示されて おり、前記コリレータは状態機械機能を装置をプログラムする務めをする通常な いし2重相関基準チャネルを持つ2ポート・データ入力装置に拡張することによ り、1つの装置に併合することが出来る。前記コリレータ基準コードは所与のチ ップ速度でプログラム可能で、コード・アシル相関機能を提供する。 プログラ マブル基準コードチップ速度により、データ・リプル時間要件が満たされれば、 少なくともIっのデータ・クロック周期比較時間を生じることが出来る。前記デ ーターリプル時間は、m深度並列データ後(通常符号)シーケンスをコリレータ のメモリ・アレイ深度内の必要位置に配列するのに必要なりロック周期数であり 、前記位置はnビット出力ボートから適切な結果をもたらす。A parallel digital correlator is illustrated driving each demodulated data output. The correlator is a conventional system that serves to program the state machine functions of the device. by expanding to a two-port data input device with dual correlated reference channels. can be combined into one device. The correlator reference code is programmable at top speed and provides code-acyl correlation functionality. Programmer If the data ripple time requirement is met by the Mable reference code chip speed, At least I data clock period comparison times can occur. The above de The ripple time is the m-depth parallel data after correlator (usually coded) sequence. is the number of lock cycles required to arrange the required location within the memory array depth of , the position yields the appropriate result from the n-bit output port.

実施例では、相関する信号は時間シーケンス化されるので、高速並列シフトレジ スタを用いてメモリ・アレイを実行する。In the example, the correlated signals are time sequenced so that a high speed parallel shift register can be used. The memory array is implemented using a star.

特殊コード・シーケンスに対しては、基準ないしメモリ・アレイ内の内容に対す るランダム・アクセスを有して、そのような事象を損失データ(良くない信号対 雑音比情報条件など)、現在相関プロセスからnビット・バイナリ出力結果に基 づく信頼レベルに基づく基準ないしデータ・コード・ビットの変化として分解す るのが望ましい。前記コード分解過程は、コリレータからのnビ・ット・バイナ リ出力の変化に基づいて特データ置換に依存するようにすることが出来る。For special code sequences, the reference or the contents in the memory array have random access that allows such events to occur due to loss of data (bad signal pairs). noise ratio information condition, etc.), based on the n-bit binary output result from the current correlation process. criteria based on the level of confidence that the It is desirable to The code decomposition process consists of the n-bit binary data from the correlator. It is possible to rely on special data replacement based on changes in the output.

各々のコリレータからは複数のディジタル出力が得られ、データ・コード対基準 コード近接係数に基づいて配列関係でコード整合の信頼レベルを反映したnビッ ト・バイナリ数をもたらす。前記近接係数は先の定義にしたがってプログラム可 能で、相関近接出力結果を修正(変更ないし最適化)して、nビット・バイナリ 数出力を修正することが出来る。Each correlator has multiple digital outputs, providing data code versus reference n bits that reflect the confidence level of code alignment in alignment based on the code proximity factor. yields a binary number. The proximity factor is programmable according to the definition above. function to modify (change or optimize) the correlated proximity output result to create an n-bit binary You can modify the numerical output.

図Bは4ビツト出力を示し、2つの平行コリレータの各々でプログラムされた相 関機能とメモリ・アレイ内のZ深度プログラム化基準コード内の8ビット幅のy 深度信号データ後のプロフィール整合に依存する。前記基準コードはプログラム 可能で、コード・アノル相関機能を提供する。代わりに(ディジタル化入力信号 から導出された)データ内容を修正し、データ・エラーを保証する機能をもたら して、不確実な場合は相関速度の向上をもたらす。Figure B shows a 4-bit output, with the programmed phase on each of the two parallel correlators. 8-bit wide y in function and Z depth programming reference code in memory array Depends on profile matching after depth signal data. The reference code is a program possible and provides code-anor correlation functionality. Instead (digitize input signal provides the ability to modify data content (derived from This results in improved correlation speed in the case of uncertainty.

上記と共に、 [A]2つのデータ同期化搬送波ペアの高位面周波数プロフィールに対して正確 な関係を達成するための初期同期化。明かにこれにより、搬送波が復調されたと き、データのコヒーレンスが維持される。Along with the above, [A] Accurate for the high plane frequency profiles of two data synchronized carrier pairs Initial synchronization to achieve a positive relationship. This clearly shows that the carrier wave was demodulated. data coherence is maintained.

[B] 周波数変換により、前記搬送波ペアが周波数パリティを有している場合 は、結果のIF搬送波ペア同期ないしコヒーレントを保つため制御ループを可能 にするための初期同期化。[B] When the carrier wave pair has frequency parity due to frequency conversion allows a control loop to keep the resulting IF carrier pair synchronized or coherent. Initial synchronization for

[C] [A]ないし[B]でしかし、最初の(ペアの)搬送波周波数のグイバ シティを利用して、多重経路のよく知られた周波数依存特性に基づいて多重経路 成分を抑制すること。これは搬送波ペアのよりコヒーレントな中間周波数搬送波 あるいは複数の搬送波ペアからそのような複数の搬送波を一般的な意味で任意の ペアから1つのメンバーが多重経路信号歪から害を受ける場合に選択することに 達成される。多重投票を次に用いて満足出来る初期同期化アラインメントを判定 し、その後周波数プロフィール(高位面プロフィール)の厳密に規定された傾斜 をそれに付着させる。制御ループは実施例の方法では、電圧制御発信器(以下v COと称する)、出力位相の前進/遅延制御から不能にするオプションを有して いる。前記vC○はデータ変調の相関ピークないし位相ないし周波数の満足ない し特定搬送波ペアの組合せの搬送波コヒーレンス変調から導出される。[C] In [A] or [B], however, the first (pair) carrier frequency guide multipath based on the well-known frequency-dependent properties of multipath. To suppress the ingredients. This is the more coherent intermediate frequency carrier of the carrier pair or from multiple carrier pairs, such multiple carriers can be arbitrary in a general sense. to choose if one member of the pair suffers from multipath signal distortion. achieved. Multiple voting is then used to determine a satisfactory initial synchronization alignment. and then a strictly defined slope of the frequency profile (high surface profile). Attach it to it. In the method of the embodiment, the control loop is a voltage controlled oscillator (hereinafter v (referred to as CO), with the option to disable from output phase advance/delay control. There is. The vC○ is the correlation peak, phase, or frequency of data modulation. is derived from carrier coherence modulation of a combination of specific carrier pairs.

中間周波数(IF)成分は、本質的にパケットのコース中の関係ないしバースト 持続時間を保持して、データ関連搬送波ペアを前記搬送波ペアの間の中間周波数 ないし瞬間中心周波数の中間オフセットに置かれた局所発信器とミックスした結 果である。これは実施例の方法で相互作用していくつかの性質依存結果をもたら すことの出来る安定した成分である2つの関%IF成分をもたらす。A)通常の 狭バンド・フィルタを通しての通過。The Intermediate Frequency (IF) component is essentially a burst signal during the course of a packet. Maintaining the duration, data-related carrier pairs are set to intermediate frequencies between said carrier pairs. or the result mixed with a local oscillator placed at an intermediate offset of the instantaneous center frequency. It is a fruit. This interacts in the manner of the example to yield some property-dependent results. This results in two %IF components that are stable components that can be used. A) Normal Passing through a narrow band filter.

B) 4相ないし2相で、相感応ネットワークにより処理されるならば、搬送波 ペア内に含まれる情報の復調。B) If it is 4-phase or 2-phase and processed by a phase-sensitive network, the carrier wave Demodulation of the information contained within the pair.

C) 1059秒以下の望ましい送信間隔は、複数ペアを除いてドツプラー分析 に対して耐性があり、これはドツプラーは2つのスペースをおいた周波数での差 を除いて、前記の短い間隔で出現しないからである。スペース化でのこの性質の 利用は重要で、複数ペアは前記関連ドツプラー性に対して処理される。C) A desirable transmission interval of 1059 seconds or less is determined by Doppler analysis, excluding multiple pairs. This is because Doppler is resistant to the difference between two spaced frequencies. This is because they do not appear at the above-mentioned short intervals except for. This property in spacing Utilization is important and multiple pairs are processed for the associated Doppler properties.

D)特定の数の搬送波ペアを有する近ないし遠側波数距離で通常ないし遊離IF 比出力選択。特定数の掃引発信器とミックスしたときの任意の数の固定周波数電 波周波数(RF)共振器の単純な和と差関係。掃引成分(SCMセット)の持続 時間及びスパンに付いてそれぞれ鏡像ないし周波数方向(反対感知チャーブ変調 )の逆転を生成するスタート/ストップ周波数の選択を伴う。D) Normal or free IF at near or far wavenumber distance with a certain number of carrier pairs Specific output selection. Any number of fixed frequency oscillators when mixed with a specific number of swept oscillators Simple sum and difference relationships for wave frequency (RF) resonators. Continuation of sweep component (SCM set) Mirror image or frequency direction (opposite sensing chirb modulation) in time and span, respectively ) involves selecting a start/stop frequency that produces a reversal of .

完全アシル減速を利用する場合は、システムは傾斜制御バースト・モードで作動 し、ここで周波数アジリティはその周波数ないし上記で説明した刺激ないし刺激 属性といった事象を指す搬送ペア周波数の変化率の傾斜制御の関数である。When utilizing full acyl deceleration, the system operates in slope-controlled burst mode. Here, frequency agility refers to the frequency or stimulation described above. It is a function of the slope control of the rate of change of the carrier pair frequency that refers to events such as attributes.

例えば最も単純な構成が図5に示されており、そこでは電波周波数発信器源Aは ダブル・サイドバンドないし平行変調器Bへの搬送波入力として用いられ、それ ぞれ時間Tで達成される4MHzの周波数アシル傾斜を持つGとHの2つの搬送 波を生成し、これはSCMとして知られるバーストないしパケット持続時間であ る。For example, the simplest configuration is shown in Figure 5, where the radio frequency oscillator source A is Used as carrier input to double sideband or parallel modulator B, which Two carriers, G and H, each with a frequency acyl slope of 4 MHz achieved in time T wave, which has a burst or packet duration known as SCM. Ru.

プリアンプルの刺激信号は、タイミング・チャート(刺激トリガ生成器)により トリガされる。こ弁は規定傾斜生成器を継続的にトリガし、読み取り専用メモリ (ROM)駆動ディジタル−アナログ変換器CDAC−VC○出力を制御)から なる規定傾斜生成器(PSG)から継続的に刺激とSCMを生成するために、V COとデータ生成器(サブチャーブ生成器)をゲートする。The preamble stimulus signal is determined by the timing chart (stimulus trigger generator). Triggered. This valve continuously triggers a defined slope generator and stores read-only memory. (ROM) Drive digital-to-analog converter CDAC-VC○ Control output) To generate the stimulus and SCM continuously from a prescribed slope generator (PSG) with Gate the CO and the data generator (subcharb generator).

電圧制御発信器(V CO)は搬送波ペアをBの信号変調ポートにフィードされ たときに平衡変調器の基本料及び差結果出力から搬送波ペア出力を達成するのに 必要な周波数変調を生成する。A voltage controlled oscillator (VCO) feeds the carrier pair to the signal modulation port of B. To achieve the carrier pair output from the basic charge and difference result output of the balanced modulator when Generate the required frequency modulation.

変調器入力は、複数の瞬間変調周波数でCから調波出力をもたらす高レベル交換 機能とすることが出来る。トリが生成器Eは、規定のdv/dt(傾斜)電圧関 数を前記規定傾斜生成器りから700周波数をCで制御するために可能にするこ とにより変調事象を指示する。The modulator input is a high level exchange resulting in a harmonic output from C at multiple instantaneous modulation frequencies. It can be a function. The trigger generator E has a specified dv/dt (slope) voltage relationship. 700 frequencies from the predetermined slope generator. and indicates a modulation event.

データは、搬送波周波数Aと結合して両方とも同時位相コード化データを含むア シル搬送波ペアG、Hを形成する前に位相シフト要素Fを通して変調に加えるこ とが出来る。明かに要素Fは2相ないしバイナリ・データ用周波数シフト・キー (F S K)装置とすることが出来る。The data is coupled to a carrier frequency A, both of which contain simultaneous phase encoded data. Adding to the modulation through a phase shift element F before forming the sil carrier pair G, H I can do that. Obviously element F is a frequency shift key for two-phase or binary data. (FSK) device.

代わりにVCOrCJをアナログないしディジタル・データで変調して、データ をチャーブ変調プロフィールへの追加周波数変調(FM)幅搬送波として重畳す ることが出来る。傾斜制御変調法の他の変形を更に述べる。Instead, VCOrCJ can be modulated with analog or digital data to as an additional frequency modulation (FM) wide carrier to the Chirb modulation profile. Rukoto can. Other variations of the slope control modulation method are further described.

これは状況がその信号出力により電子的に盗難にあっているあるいは無許可であ ると識別できる車両を識別、不動化する問題に対処する車両追跡システムのアプ リケーションである。即ち説明したアプリケージ覆ンは、無許可領域にΔつた車 両を遠隔操作でないし自動的に停止し、あるいはそれが何時停止するかその位置 の妥当に正確な知識があるといった車両の不法占拠を確定した後、車両の更なる 通過を防ぐといった目的に展開することが出来る。This indicates that the signal is electronically stolen or unauthorized. A vehicle tracking system application that addresses the problem of identifying and immobilizing vehicles that can be identified by It is a plication. In other words, the app cage cover described above will prevent a vehicle from entering an unauthorized area. Stop both remotely or automatically, or when and where it stops. After establishing illegal possession of the vehicle, such as having reasonably accurate knowledge of the It can be deployed for purposes such as preventing passage.

この装置は又、盗難車の検知、不動化、−通報のために設計された条件的信号プ ロトコルとして記述される。いくつかのそのような装置の構造が存在する。車両 内に取り付けられた電波発信器は、無許可の車両への侵入によりトリガされ、そ れが持続される受信可能で識別可能な1号を生成する能力を持っている。The device also includes a conditional signal program designed for the detection, immobilization, and reporting of stolen vehicles. It is described as a protocol. Several such device structures exist. vehicle A radio transmitter installed inside the vehicle is triggered by unauthorized entry into the vehicle. It has the ability to generate a receivable and identifiable number that is sustained.

車両は又、盗難車の警報送信の接近により警告される固定ないし移動セキュリテ ィ送信器から支持された場合に車両を不動化出来る電波受信器を持っている。そ の警報送信は、盗難車を不動化するために手動で信号化する前に視覚による確認 を確立できるように、盗難車の識別情報を搬送する。セキュリティ送信器は、車 両送信の刺激属性により起動される同伴受信器により信号を送られる機能を持っ ており、その送信も規定傾斜制御変調内で識別情報を伝える。The vehicle may also be equipped with a fixed or mobile security system that is alerted by the approach of a stolen vehicle alarm transmission. It has a radio receiver that can immobilize the vehicle when supported by a transmitter. So The alarm transmission requires visual confirmation before being manually signaled to immobilize the stolen vehicle. Convey the identity of the stolen vehicle so that the identity of the stolen vehicle can be established. security transmitter car It has the ability to be signaled by a companion receiver activated by the stimulus attributes of both transmitters. The transmission also conveys identification information within the prescribed slope control modulation.

固定セキュリティ送信器設備の場合は、図1と同様の配備の4つの送信器の協調 と地域コンピュータのいつ車両「不動化信号Jを送るかを決定する能力は、車両 の信号強度ないし地理的位置に基づく。For fixed security transmitter installations, coordination of four transmitters in a similar deployment to Figure 1 The ability of the local computer to decide when to send the vehicle immobilization signal J based on signal strength or geographic location.

別の構成では、位置固定をもたらす差分到着時間計算を有する外部3角法により 4つの受信器の周辺により限定された4角のセル外の盗難車を追跡する能力を提 供する。指定利用者の上述の盗難車識別及び状態通報(速度記録など)の利用は 、本明細書で開示した信号プロトコルと適合性がある。In another configuration, external triangulation with differential arrival time calculations results in position fixation. Offers the ability to track stolen vehicles outside the four corner cells confined by the perimeter of the four receivers. provide The designated user's use of the above-mentioned stolen vehicle identification and condition reporting (speed recording, etc.) , is compatible with the signaling protocols disclosed herein.

特表平5−506505 (7) 要約書 時間基準を固定受信器(RXI 、RX2.、、)及び規定変調信号に先立ち刺 激を有する信号(T x)を発生する車両(V)内の移動送信器に送信するマス タークロック(M)を有する電波ないし他の伝磁ないし音響放射エネルギー・シ ステムにより、移動目標の絶対位置を追跡するのに使用する傾斜制御変調拡散ス ペクトルTDMAシステム。この信号は増分ないし減分時間ないし周波数、振幅 、位相、ないし間隔変調領域のものである。全ての固定受信器(RXI 、 R X2.、、)は、各々の受信器と定常時間基準(M)の間の伝ばん時間差に基づ いて全ての受信器に共通の絶対基準(M)に対して正規化することが出来る。受 信タイミング差の既知の関係を用いて、移動送信器からの到着時間エポックを計 算し、次にそれらのタイミング差を計算した送信器からの到着時間エポックから 差し引く。それらは次に地域コンピュータ(C)に送られて送信器(V)の位置 固定をもたらすために各々の受信器(RXI 、RX2゜1.)に関するエポッ クの到着時間差を計算する。送信器(V)は信号(Tx)内の刺激をチャーブ変 調として生成する機能を有しており、それから傾斜制御変調を導出し、受信器( RXI 、RX2.、、)は刺激事象を複合する機能を有している。Special table Hei 5-506505 (7) abstract Set the time reference to the fixed receiver (RXI, RX2., . . . ) and mass transmitting a signal (Tx) having a high intensity to a mobile transmitter in a vehicle (V) Radio waves or other magnetically conductive or acoustically radiated energy systems with turret lock (M) The stem provides a tilt-controlled modulated spreading system used to track the absolute position of a moving target. Spectral TDMA system. This signal has an increment or decrement time or frequency, amplitude , phase, or interval modulation domain. All fixed receivers (RXI, R X2. , , ) is based on the propagation time difference between each receiver and the stationary time reference (M). can be normalized to an absolute reference (M) common to all receivers. Receiving The arrival time epoch from the mobile transmitter is calculated using the known relationship of the signal timing difference. and then calculated their timing difference from the arrival time epoch from the transmitter. Subtract. They are then sent to the regional computer (C) to determine the location of the transmitter (V). An epoch for each receiver (RXI, RX2°1.) to provide fixation. Calculate the arrival time difference between the two destinations. The transmitter (V) chirps the stimulus in the signal (Tx). It has the function of generating a modulation as a modulation, derives a slope control modulation from it, and sends it to the receiver ( RXI, RX2. ,,) has the function of combining stimulus events.

補正書の翻訳文提出書 (特許法第184条の8の規定による補正書)平成4年lO月6日 特杵庁長官殿 1、国際出願番号 PCT/AU9110 Ol 02 2、発明の名称 積分変調 3、特許出願人 氏 名 、 ラッセル、ヴイック (はが2名)4、代理人 住所 〒lOO 東京都千代田区霞が関3丁目8番1号 虎の門霞が関ビル14階 栄光特許事務所 5、補正書の提出年月日 1992年6月15日 明細書 積分変調 発明の詳細な説明 技術分野 本発明は以下の機能の組合せを利用したレンジング能力を有するいくつかの拡散 スペクトル・パケット伝送システムを記述する。Submission of translation of written amendment (Written amendment pursuant to the provisions of Article 184-8 of the Patent Law) October 6, 1992 Director-General of the Special Pestle Agency 1. International application number PCT/AU9110 Ol 02 2. Name of the invention integral modulation 3. Patent applicant Name: Russell, Vic (2 people) 4, Agent Address〒lOO 3-8-1 Kasumigaseki, Chiyoda-ku, Tokyo Toranomon Kasumigaseki Building 14th floor Eiko Patent Office 5. Date of submission of written amendment June 15, 1992 Specification integral modulation Detailed description of the invention Technical field The present invention provides several diffusion methods with ranging capabilities that utilize a combination of the following features: Describe a spectral packet transmission system.

(1)非同期時分割多重アクセス環境でコード分割の原則で高度衝突許容範囲操 作を可能にするハイブリッドチャーブ変調。(1) Highly collision-tolerant operation based on the principle of code division in an asynchronous time-division multiple access environment Hybrid chirb modulation that enables production.

(2)受信器での多重経路補償を容易にするためメツセージ内で生成されるアシ ル搬送波イメージペアないし複数ペア。(2) Assignments generated within the message to facilitate multipath compensation at the receiver. carrier image pair or pairs.

(3)サンプル間隔をデータないし搬送波中間周波数(IF)変調間隔に対して 整数関係にする近リアルタイム処理手法(積分検出)で、システムはサンプル及 び変調間隔生成器間の公差により保持された組込式エポック基準を有する。この 関係から固定点に付いてのサンプリングによりコヒーレント・サンプリングが、 入カバケ、ト・メンセージに対して設定されると生じる。この関係は後続のサイ クルで対応する点のオン・ザ・フライ和平均化を利用可能にすることで計算上の 利点をもたらし、各々のサイクルのrnJサンプルに対してrnJ多重平均値を 生成する。変調での規定傾斜故に、その値は予測可能にスペース配分され、以下 に説明する利点をもたらす。(3) Sample interval relative to data or carrier intermediate frequency (IF) modulation interval A near real-time processing method (integral detection) that uses integer relationships allows the system to It has a built-in epoch reference held by tolerances between the modulation interval generator and the modulation interval generator. this By sampling about fixed points from the relation, coherent sampling is Occurs when set for an input or message. This relationship will be computationally by making available on-the-fly sum averaging of corresponding points in the The rnJ multiple average value for each cycle's rnJ samples generate. Because of the prescribed slope in the modulation, its values are predictably spaced and brings the benefits described.

(4)後続のハイブリッドチャーブよりもはるかに短い持続時間の広帯域チャー ブ属性成分がチャーブ圧縮ないし広帯域チャーブ信号の重畳検出により大まかな 到着時間を予測するように機能し、ハイブリッド処理から正確なエポック導出が 続く二重システム化信号定義。(4) Broadband char of much shorter duration than subsequent hybrid char The chirb attribute components are roughly reduced by chirb compression or by detecting the superposition of wideband chirb signals. It works to predict arrival times and allows accurate epoch derivation from hybrid processing. Dual system signal definition follows.

(5)複数搬送波が搬送波数のパワーに対してrmJだけ各々の記号間隔頭列を 増加するように変調連関されるハイブリッドrmJアレイ配列コード化と、関連 搬送波ペアを組み合わせて非線形応答が搬送波の間の位相シフトを複合する表面 音波装置のような1つの要素を通過させる場合のこの更なる利用。(5) Multiple carrier waves each have a symbol interval prefix of rmJ for the power of the number of carriers. Increased modulation-coupled hybrid rmJ array array encoding and association A surface that combines carrier pairs so that the nonlinear response compounds the phase shift between the carriers. A further use of this is when passing one element such as a sonic device.

(6)データの分解度の向上。ここでrmJアレイデータ・フィールド内で、シ ステムはメツセージ内の後続サイクル(記号)に対して記号発生により配列され た各々のサイクル(変調間隔)内で「s」のサンプル位置の和文字列を生成する ような類似サンプルを収集する。オン・ザ・フライ操作は、各々のサンプル点に 対してrmJ記号の和平均値となり、各々の記号再帰性に相応して分解度は改善 される。(6) Improved data resolution. Now in the rmJ array data field, The stems are arranged by symbol occurrence for subsequent cycles (symbols) in the message. generate a sum string of sample positions of 's' within each cycle (modulation interval) Collect similar samples. On-the-fly operation allows each sample point to On the other hand, it becomes the sum average value of rmJ symbols, and the resolution improves according to the recursiveness of each symbol. be done.

(7) (3)に明記するようにデータがサンプルされ、rmJアレイデータに 付いては(6)で処理されたようにサンプルされるエポック正規化方法で、平均 化回帰値がサンプル点間の作動できるようにしてrSJの平方根だけエポック精 度を向上する事前定義により定義変調傾斜による各々のサンプル点の間の既知の 距離に基づく圧縮係数により各々のビンの単一点に対してビン当りrsJ語の低 減。(7) Data is sampled as specified in (3) and converted into rmJ array data. Attached is the epoch normalization method that is sampled as processed in (6), and the average epoch precision by the square root of rSJ. By predefining the known modulation slope between each sample point to improve the degree of A distance-based compression factor reduces the number of rsJ words per bin for a single point in each bin. Decreased.

(8) (7)の数えん。前記単一の低減点は全てのビンに対して位相角相等性 を有し、それにより特定理論的関係(事前定義「m」アレイ・プロフィール)で rmJの垂直に対向した値を生成し、エポックをrmJの平方根だけ向上できる 。(8) (7) does not count. The single reduction point has phase angle equality for all bins. with a specific theoretical relationship (predefined "m" array profile). Generates vertically opposed values of rmJ and can improve the epoch by the square root of rmJ .

(9) (3)の拡張。コヒーレント・データ・サンプリングとオプション的に オン・ザ・フライ平均化、及び複数搬送波操作に対する多数投票原則を伴う。背 景制御ループないの規定IFサンプル点間隔の遅延補償によりIF搬送波に対す る周波数同期化を維持し、メッセ−ジを通してIFサンプル点コヒーレンス(相 等性)を維持して、それにより周波数コンプライアンスをもたらすシステム。R 延補償は前記後続IFサンプル相等性をさす第1のLO(局所発信器)周波数の 制御とすることが出来る。(9) Expansion of (3). Coherent data sampling and optionally With on-the-fly averaging and majority voting principles for multi-carrier operation. back Delay compensation for the specified IF sample point interval in the control loop for the IF carrier wave maintains frequency synchronization and maintains IF sample point coherence throughout the message. system that maintains frequency compliance) and thereby provides frequency compliance. R The extended compensation refers to the subsequent IF sample equality of the first LO (local oscillator) frequency. It can be controlled.

(10)プログラム可能時間基準とサンプル相等性テストを用いて信号で不可欠 の未知の波形を測定する方法。その手法は2点の遅延の増分ホールドオフにより 周期をサイクルの周りを進める時に一定である相等性が見つかるまで2点遅延サ ンプル周期の時間基準を変化させるもので、波の増分プロフィールをもたらす務 めをする。(10) Signal essential with programmable time base and sample equality test How to measure an unknown waveform. The method uses an incremental holdoff of two points of delay. The period is delayed by two points until an equality is found that is constant as we move around the cycle A function that changes the time base of the sample period and results in an incremental profile of the wave. have a meal.

図1に示す本実施例では、本発明は送信器位置を計算できるようにするため、1 組の固定受信器に対しパケット・メツセージの到着時間情報を提供する。図1の 傾斜制御変調(SCM)フォーマントは、低速チャープ搬送波内に組み込まれた 高速チャーブ変調からなり、前者のd f/d tはメッセージ長対帯幅割合を 満たして各々の受信器での複数メツセージの衝突許容範囲を支援する。これは低 速チャーブ搬送波似たいして十分な帯幅を与えることによって達成でき、連続的 ないしホップした送信は搬送波の線形ないし部分化周波数変位をもたらすために 割り当てられる。各々のサービスタイプは周波数対時間領域内で独自の搬送波プ ロフィールを指定でき、各々はプレアンブル属性成分により復号されて共通帯内 に第2レベルの事前定義コード分割をもたらし、第1のものはランダム・アクセ スSCMの基本的な形式である時間空間線形周波数掃引である。In the embodiment shown in FIG. 1, the present invention uses 1 Provides packet message arrival time information to a set of fixed receivers. Figure 1 A slope control modulation (SCM) formant is incorporated within a slow chirp carrier. consists of fast chirb modulation, where df/dt of the former is the message length versus bandwidth ratio. Supports collision tolerance of multiple messages at each receiver. This is low This can be achieved by providing sufficient bandwidth to a fast chirp carrier similar to a continuous or hopped transmissions to result in linear or fractional frequency displacement of the carrier. Assigned. Each service type has its own carrier profile in the frequency versus time domain. each can be decoded by preamble attribute components and within a common band. provides a second level of predefined code splitting, the first one is random access This is a time-space linear frequency sweep, which is the basic form of SCM.

各々のメソセージはこのように後続のSCMをタイプキャストするあるいは受信 器IFプロセッサ内の高位面スロープを追跡する役をする検出可能なプレアンブ ル属性を育しており、SCM周波数テンプレートは選別的性質をもたら−すため に追跡されるデータないし高位面周波数関係近くに以下の手段により調整され葛 。Each message thus typecasts or receives subsequent SCMs. A detectable preamplifier that serves to track the high-level surface slope within the instrument IF processor. Because SCM frequency templates provide selective properties, The data or high-plane frequency relationships tracked in the .

l)高位面プロフィールの周波数追跡。l) Frequency tracking of high-level surface profiles.

2)搬送波をIFに変換するのに用いられるアシルLOの制御。2) Control of the acyl LO used to convert carrier to IF.

3)サブチャープ重畳ないしm−アレイ配列からの配列による記号抽出。3) Subchirp superposition or array symbol extraction from m-array arrays.

4)公衆交換ネットワークで必要とされるようなSCMの宛先経路指示。4) SCM destination routing as required in public switched networks.

プレアンブル検出により、それぞれ後続のメツセージと関連したプレアンブル属 性の認識によりそれぞれトリガされる複数受信器復号器構成に対し多重アクセス 方法での複数メツセージ解読が可能になる。多重アクセスは2つの競合するメツ セージの間で適切な時間が経過したときにのみ可能となり、この時間は一般的に 20マイクロ秒以下であり、従って「n」の多重非同期メツセージを処理する統 計的確率は非常に高い。パケット持続時間が短いとこの可能性が高くなる。Preamble detection allows preamble genus associated with each subsequent message. Multiple access to multiple receiver-decoder configurations each triggered by gender recognition It becomes possible to decode multiple messages using this method. Multiple access has two competing methods. This is possible only when an appropriate amount of time has passed between the sages, and this time is generally 20 microseconds or less, and therefore the system for handling 'n' multiple asynchronous messages is The statistical probability is very high. This possibility increases if the packet duration is short.

この種のアルファ・アクセスは並列に利用される共通周波数バンド故に、CDM Aの規格化形式となっており、都市区域で最高作動効率を提供するための小さい セルを持つ短距離線形CDMAタイプ・アクセスとなる。第2の共用状況は主要 サービスよりも魅力であり、干渉搬送波によるデータ損失の危険性はなく、それ らは一般に静的で従ってさもなくば連続搬送波のデータ内容から除外することが 出来、各々の受信器にテンプレートとして保持される規定SCMプロフィールに より、高レベル干渉を通して搬送波の追跡が可能となり、搬送波自身は非常に低 い作動出力故に干渉の脅威とならない。データ冗長性も、ハイブリッドm−アレ イ配列コード化で非常に高速の送信が可能故に望ましく、多数投票は1つのメツ セージ内のサブパケット間のデータを修飾する。This type of alpha access is a common frequency band used in parallel, so CDM A standardized format, with a small This results in short range linear CDMA type access with cells. The second shared situation is the main service, there is no risk of data loss due to interfering carriers, and it are generally static and therefore cannot be excluded from the data content of an otherwise continuous carrier. A default SCM profile is created and maintained as a template in each receiver. This makes it possible to track the carrier through high-level interference, and the carrier itself is very low. Due to its low operating output, there is no threat of interference. Data redundancy also This is desirable because it allows very high-speed transmission with array encoding, and multiple voting is one method. qualifies data between subpackets within a message.

傾斜制御変調を説明すると共に、複合規定周波数プロフィールを受信電子装置で アシル鏡像搬送波ペアとしての実施例の方法で予測できるようにチャーブ関連搬 送波形状を配列し、それにより補足プロフィール処理を行っていくつかの多重通 路、雑音ないし歪が存在する中で信号の保全性を増大できる新しい方法を説明す る。この配列はプレアンブルと関連した低速チャープ搬送波周波数プロフィール を示す独自のプレアンブル属性成分の形での信号化規則である。Explains slope control modulation and provides a composite prescribed frequency profile in the receiving electronics. As an acyl mirror image carrier pair, the chirb-related carrier can be predicted by the method of the embodiment. Arrange transmit shapes and perform supplementary profile processing to create several multiplexed transmissions. describes a new method that can increase signal integrity in the presence of traffic, noise, or distortion. Ru. This arrangement is a slow chirp carrier frequency profile associated with the preamble. It is a signaling rule in the form of a unique preamble attribute component indicating .

捕捉プロフィール処理は図3.4.5の受信器の概略図で示してあり、実施例の 方法では高速チャーブ結果を有する安定した中間周波数(IF)を選別的フィル タなどを通過させるために積分検出及び二重搬送波ペア処理手法に従ってSCM メツセージに対するアシル受信器局所発信器(LO)ないし複数LO規定傾斜生 成器の統計的な配列からなる。Acquisition profile processing is illustrated in the receiver schematic diagram of Figure 3.4.5 and is illustrated in the example embodiment. The method selectively filters a stable intermediate frequency (IF) with fast chirp results. SCM according to integral detection and dual carrier pair processing techniques to pass data such as Asil receiver local oscillator (LO) or multiple LO prescribed slope generator for messages Consists of a statistical arrangement of components.

本説明の中に明示的に含めた1つの優先権主張文書(P J 9704)の中の 詳細から、受信器LOは2つの搬送波成分を同時に追跡して、共通のフィルタな どを通過するようにほぼ同一の結果ペアを形成することができることになる。こ の場合、搬送波のd f/d tは1方向的で(図5に示すようにそれらは代替 ペアとなる)、LOは前記搬送波の間の周波数空間近くないしその中間の搬送波 ペアを追跡する。In one priority document (PJ 9704) expressly included in this description: From the details, the receiver LO tracks the two carrier components simultaneously and uses a common filter. As you pass through it, you will be able to form pairs with nearly identical results. child , the carrier wave d f/d t is unidirectional (as shown in Fig. 5, they are alternate ), LO is a carrier wave near or in the frequency space between the carrier waves. Track the pair.

また上昇ないし下降連続体を有し、離散配列ステップで構成され、ステップは上 昇ないし下降チャープ搬送波変調内でそれぞれが連結変調性を有する有限集合に 属する!−タ変調方法を説明する。これに加えて図表1.2に述べる搬送波ペア 生成により多電情報搬送波を生成する機能を説明する。これには平衡変調器をを 利用して、単一電波周波数源および好ましい方法では刺激的なアップ・チャーブ およびダウン・チャーブ変調を生成する周波数アシルである単一ないし複数副搬 送波源からそれらの例で和及び差周波数成分を生成する。It also has an ascending or descending continuum, consisting of discrete steps, and the steps are upwards and downwards. Within the rising or falling chirp carrier modulation, each has a connected modulation property. Belong! - Describe the data modulation method. In addition to this, the carrier pair described in Figure 1.2 The function of generating multiple electric information carrier waves will be explained. A balanced modulator is used for this purpose. Utilizing a single radio frequency source and the preferred method is an exciting up-chirve and single or multiple subcarriers that are frequency acyls that produce down-chirve modulation. Generate sum and difference frequency components in those instances from the transmit source.

前記サブ搬送波源で供給される各々の平衡変調器を有する複数空間電波周波数( RF)源をオプションで追加して、前記サブ搬送波源の信号測定分解度を増大す ることも可能である。multiple spatial radio frequencies ( RF) source to increase the signal measurement resolution of said subcarrier source. It is also possible to

そのような複数イメージ搬送波ペアは、前記搬送波ペアが多数投票と結果的なデ ータ変調逸脱を抽出するために遅延等化され信号処理された複数受信器IF回路 により追跡された時、多重経路補償をもたらすために用いる。Such a multi-image carrier pair is such that said carrier pair receives a majority vote and the resulting Multiple receiver IF circuits with delay equalization and signal processing to extract data modulation excursions When tracked by , it is used to provide multipath compensation.

データ変調は変調設備の受信器設計にしたがって順序づけられ、搬送波ペアは搬 送波間に同相、反相ないし四相データ・コヒーレンスを持つことが出来、複数の 搬送波ペアはそのようなデータ・コヒーレンス関係を生成ペアの別のメンバー間 で形成して、同一周波数方向の搬送波を関係付け、オフセット変換は搬送波近接 性を制御する。Data modulation is ordered according to the receiver design of the modulation facility, and carrier pairs are It is possible to have in-phase, anti-phase, or four-phase data coherence between transmit waves, and multiple A carrier pair produces such a data coherence relationship between different members of the pair. , the carrier waves in the same frequency direction are related, and the offset conversion is performed using Control your sexuality.

重要なことは受信器では、補足プロフィール処理は考えられる要件に対する規定 データ変調配列を考慮しくこれは優先権主張出願番号P J 9704では刺激 として先に記述されたプレアンブルにより示される)、別の搬送波ペア追跡につ いては受信器の傾斜制御(アシル搬送波が用いられた場合)局所発信器を指定傾 斜内のその搬送波ペアの周波数中間点ないし中間点オフセットから移動し、デー タ情報ないし搬送波内の位相アラインメントが満たされれば固定配列に固執し、 前記配列は特定された規定変調ディレクティブに対し厳密な固執を維持し、特定 の受信器ネットワーク内で使用される各々の刺激ないし刺激属性に対して不変で ある基本ないし複合プロフィールである。規定変調ディレクティブは又「規定デ ィレクティブ」として理解でき、アジリティないし他の入力メツセージの事前設 定性質を記述する受信器制御パラメータで、それはP J 9704の優先権主 張文書にあり、その文書は本明細書に明示的に含めている。Importantly, at the receiver, supplementary profile processing is Considering the data modulation arrangement, this is the stimulus in Priority Application No. PJ9704. for another carrier pair tracking (indicated by the preamble written earlier as Receiver slope control (if an acyl carrier is used) allows the local oscillator to be controlled at a specified slope. Move from the frequency midpoint or midpoint offset of that carrier pair within the diagonal and If the data information or phase alignment within the carrier wave is satisfied, it will stick to the fixed arrangement, The array maintains strict adherence to the specified prescribed modulation directives and is invariant for each stimulus or stimulus attribute used within the receiver network of It is a basic or composite profile. Default modulation directives are also defined as "default modulation directives". can be understood as a “directive”, which can be understood as a “directive” and can be understood as a A receiver control parameter that describes the qualitative characteristics of the PJ 9704. , which is expressly incorporated herein.

主張文書P J 9527の主題である積分検出の範囲内で、関連する特長はエ ポックを所定の精度に分解することが要求される、最終ないし処理終点測定の必 要性の低減である。コンパチブル伝送からの到着時間(TOA)差をもたらすよ うにシステム化されたネットワーク内の全ての送信器(車両ないし追跡可能目標 )及び受信器メンバー間の時間基準復製方法(同期化ではなく)で、1組の周期 的な信号内でエポックを分解するために必要な高分解度測定の数は、1周期毎に 1つに低減することが出来る。そのような劇的に低いサンプル率でも、前記傾斜 制御変調プロトコルを利用した場合は、1ミリ秒の送信間隔内で5から10ナノ 秒の時間領域分解を達成することが出来る。本発明の機能は特に、移動目標の絶 対位置を電波ないし他の電磁あるいは音響放射エネルギー・システムによる追跡 に適用することが出来る。そのコード化は増分ないし減分ベクターで行うことが 出来、振幅、パルス位置、周波数、位相あるいは間隔変調領域及びそのような領 域の組合せの変化となる。Within the scope of integral detection, which is the subject of claim document PJ 9527, the relevant features are The need for final or end-of-process measurements where pock resolution is required to a certain degree of accuracy. This is a reduction in the necessity. This results in time-of-arrival (TOA) differences from compatible transmissions. All transmitters (vehicles or trackable targets) in the systemized network ) and the time base reconstruction method (rather than synchronization) between the receiver members, with a set of periods. The number of high-resolution measurements required to resolve epochs within a typical signal is It can be reduced to one. Even with such dramatically low sample rates, the slope 5 to 10 nanoseconds within a 1 ms transmission interval when using a controlled modulation protocol. A time domain decomposition of seconds can be achieved. The features of the invention are particularly Tracking relative position by radio waves or other electromagnetic or acoustic radiated energy systems It can be applied to The encoding can be done with an incrementing or decrementing vector. output, amplitude, pulse position, frequency, phase or interval modulation regions and such regions. This results in a change in the combination of areas.

情報復元の向上は、それらのいずれの領域でも単独ないし組み合わせて達成する ことが出来、設定基準即ち各々の受信器で生成されたサンプル間隔で設定された 変1iuty隔複製にしたがって、外部基準、例えば原子時計あるいはシステム 自身内から導出されたエポックを参照にした変化として、時間領域処理を通して 距離に変換することが出来る。この測定システムの精度と分解度は、被測定物と 測定ツールの間(変調とサンプル率)のシステムの厳しい許容範囲故に同一測定 時間基準を用いた従来の方法に対して改善され、整数の相等性によりマイクロ秒 の立ち上がり時間をサンプルするとき、増幅エラーが生じる。Improving information recovery can be achieved in any of these areas alone or in combination. can be set to a set standard, i.e. the sample interval generated by each receiver. An external reference, e.g. an atomic clock or system Through time-domain processing as a change with reference to the epoch derived from within itself. It can be converted to distance. The accuracy and resolution of this measurement system are Identical measurements due to tight system tolerances between measurement tools (modulation and sample rate) This is an improvement over traditional methods using a time reference, with integer equality allowing microseconds An amplification error occurs when sampling the rise time of .

エポック・データの復元で用いる低減帯幅およびサンプル率は、帯幅ないし分解 度を犠牲にすれば、分解度の性能面での通常の妥協をせずに用いることが出来る 。本発明にはいくつかの特長が共存して、信号情報及び要件の性質に依存してお り、その最も基本的なものは移動送信器現場で3角連続体内のデータ搬送波に加 えられる固定周期変調であり、3角形状は線形回帰に好都合であり、同様に適切 なものにどの点でも0度に対して参照される角位置に変換できるサイン変調があ る。The reduced bandwidth and sample rate used in epoch data restoration are the bandwidth or decomposition can be used without the usual performance compromises of resolution. . Several features of the invention coexist and depend on the nature of the signal information and requirements. The most basic of these is the addition of a data carrier within a triangular continuum at a mobile transmitter site. The triangular shape favors linear regression and is similarly suitable for There is a sine modulation that allows any point on an object to be converted into an angular position referenced to 0 degrees. Ru.

コンパチブルな反復信号に対する空間配分した間隔で取った全てのサンプル点の 間の関係は、サンプリングが同期の場合に存在し、いずれのサンプルも信号源の 位置を反映する。ここで信号の傾斜が特定のもので4つの空間配分した受信器が ある場合、設定された各々のサンプル点は既知の定数(特定変調傾斜)により到 着時間差により位置を反映する。即ちエポックはボルトでディジタル化されたと き、この規定dv/dt結果に自ら参照している。エンベロープを再構築するた めにオーバーサンプリングのようないずれかのサンプリング率を使用したとき、 信号処理は消費時間のためとなり、従ってリアルタイム追跡は特に早い対象に対 しては不可娃になる。調和的に関連したサンプリング(変調間隔に対して)を用 いたときは、整数反復サンプルに対して総和平均化オン・ザ・フライを用いてl )−ド配線受信器に対するリアルタイム追跡を可能にする。整数反復サンプル点 は、地理的に離れた整合結晶の周波数許容範囲により正確に保持された変調デー タないし各々のサイクルの搬送波IFの同一位相角度にある。of all sample points taken at spatially distributed intervals for compatible repetitive signals. The relationship between exists if the sampling is synchronous, and any sample is Reflect position. Here, the signal slope is specific and four spatially distributed receivers are used. In some cases, each set sample point is reached by a known constant (specific modulation slope). The location is reflected by the arrival time difference. In other words, the epoch was digitized in bolts. and refers to this specified dv/dt result. To rebuild the envelope When using any sampling rate such as oversampling to Signal processing is time consuming and therefore real-time tracking is particularly useful for fast targets. If you do, you will become pregnant. Using harmonically related sampling (with respect to the modulation interval) When the ) - enables real-time tracking for hard-wired receivers. integer repeat sample points The modulation data is accurately maintained by the frequency tolerance of geographically separated matched crystals. The carrier wave IF of each cycle is at the same phase angle.

従ってシナリオは時間等化サンプリングを有する固定受信器の分散ネットワーク に付いて、ランダムに生じる事前定義メツセージの結果は、信号送信器からの経 路の違いのみにより受信器間で位相シフトされたザンブル値となる。The scenario is therefore a distributed network of fixed receivers with time-equalized sampling. The result of a randomly generated predefined message is The difference in paths results in a phase-shifted zamble value between receivers.

より基本的な技術には、検出レベル・トリガを用いて到着時間抽出を達成する。A more basic technique uses detection level triggers to achieve time-of-arrival extraction.

存在する全ての雑音は全てのレベルの感知事象をマスクするのでこれはここで冗 長となり、廃棄したレベルのトリが・メカニズムはゼロ交差エポック検出方法で 可能なものよりも高い精度をもたらす。従って比較的2つの整合結晶に不確定性 を追加すると、2つの整合した結晶はパケット技術の信号持続時間内に無視でき るほどのスキューを誘起する。This is redundant here since any noise present will mask the sensed event at all levels. The mechanism by which the number of discarded levels becomes long and discarded is by the zero-crossing epoch detection method. yielding higher accuracy than possible. Therefore, there is uncertainty in relatively two consistent crystals. By adding , the two matched crystals become negligible within the signal duration of the packet technique. This induces a skew that is

注目すべき重要なことは、我々の技術に対する高密度非同期化送信の影響であり 、要するにそれは完全に協調的である。上記の信号化及びサンプリング関係で、 非同期送信器フィールドに対して得られる更なる利点がある。即ち同期化受信器 ネットワーク内でサンプル点位置許容範囲のもので、信号集合それ自身(変調間 隔とサンプリング間隔)内から導出されたエポックとなる。What is important to note is the impact of dense desynchronized transmission on our technique. , in short it is fully cooperative. Regarding the above signalization and sampling, There are further advantages available for asynchronous transmitter fields. i.e. synchronized receiver Within the network, the sample point position is within tolerance and the signal set itself (between modulation The epoch is derived from within the sampling interval and sampling interval).

更にP J 9527の5ページには、非同期入力メツセージの少なくとも4つ の空間配分したコヒーレン上測定内からエポックを外挿するコヒーレント・サン プリング受信器ネットワークを詳述している。Additionally, page 5 of PJ 9527 contains at least four asynchronous input messages. A coherent sun that extrapolates epochs from within a spatially distributed coherent measurement of Figure 2 details a pulling receiver network.

これは信号方式自身からどの様にエポックを導出できるかの1例であり、これは 各々の受信器及び各々の目標送信器でのサンプル間隔生成器の結晶要素の明敏な 突合せによる変調率に対する整数サンプル率関係の以下のクレームにより増分さ れる。This is an example of how the epoch can be derived from the signaling system itself; Astuteness of the crystal element of the sample interval generator at each receiver and each target transmitter The integer sample rate relation to the modulation rate by matching is incremented by the following claim: It will be done.

このように機能する能力は、送信器からの規定周波数ないし位相変調信号による 。これはその既知のビーク−ビーク値に戻って信号強度とは別に受信器で相関な いし復元することが出来、これから変調間隔当り1つだけのサンプルの任意の点 サンプル関係が最初の送信の既知の間隙傾斜によりエポックに容易に回帰される 。制限変調に付いては、サイクルの任意の点に対するサイン関係は、基準エポッ クの距離を持つことの出来る対応角位置を与える。これから全てのサンプル間隔 生成器を例えば地域テレビの送信のラインサインを絶対時間基準に同期化すると あるいはサンプル時の絶対時間基準カウンターの読み取り値をエポック値に沿っ て運ぶと、移動信号の位置計算を確保できることが容易に分かる。The ability to function in this way depends on a defined frequency or phase modulated signal from the transmitter. . This returns to its known peak-to-peak value, which is independent of the signal strength and is uncorrelated at the receiver. can be reconstructed from any point of only one sample per modulation interval. The sample relationship is easily regressed to the epoch with the known gap slope of the first transmission. . For limited modulation, the sine relationship for any point in the cycle is gives the corresponding angular position that can have a distance of All sample intervals from now on If the generator is synchronized to an absolute time reference, e.g. the line sign of a local television transmission, Alternatively, the reading of the absolute time reference counter at the time of the sample is It is easy to see that the position calculation of the moving signal can be ensured by carrying the signal.

システムの複雑性により高精度に対する要求が高まっており、後に見られるいず れの特長も、より需要の高い応用に組み込む必要があるかも知れない。増分ない し減分時間、周波数ないし振幅、位相、間隔変調領域の規定信号を生成して送信 できる送信器が必要であり、ここでの信号は「規定ディレクティブ」及び「傾斜 制御変調(SCM)Jと同義語である。System complexity has increased the demand for high precision, and the These features may also need to be incorporated into more demanding applications. no increment Generates and transmits specified signals in the decrement time, frequency or amplitude, phase, and interval modulation areas. A transmitter is required, where the signal can be Synonymous with control modulation (SCM) J.

規定の特性(変調)は電子的に再生できるように数学的に定義可能であるべきで あり、さもなくばそのような変調あるいはSCMが実際に到着する前に送信され たそれらのものの特性をネットワーク内の全ての受信器メンバーが推定できるも のであるべきである。全てのシステム・メツセージの規定性質によりこれが可能 で、プレアンブル刺激ないし属性成分の規定関係により予測が可能になる。The specified characteristic (modulation) should be mathematically definable so that it can be reproduced electronically. Yes, otherwise such modulation or SCM is transmitted before it actually arrives. It is also possible for all receiver members in the network to estimate the properties of should be. This is possible due to the prescribed nature of all system messages. Then, prediction becomes possible based on the prescribed relationship between preamble stimuli or attribute components.

推測は各々の受信器に前記変調が実際に到着する前に行われる。The guess is made before the modulation actually arrives at each receiver.

これは、遅延間隔の完了した後、変調プロフィールを受信器電子装置でテンプレ ート呼び出しにより予測できるように変調プロフィール・キーを保持する刺激の プレアンブル位置による。即ち受信器には、規定変調特性の表示が必要で、これ は刺激(属性成分)により信号化される。This allows the modulation profile to be templated in the receiver electronics after the delay interval is completed. of the stimulus that preserves the modulation profile key so that it can be predicted by Depends on preamble position. In other words, the receiver must display the specified modulation characteristics. is converted into a signal by the stimulus (attribute component).

送信器はこのように傾斜制御変調のプロフィールを送信する前に変調条件を生成 することが必要であり、変調条件(刺激あるいは属性成分)は、ここで傾斜制御 変調に含まれていない独自の周波数ないし変調プロフィールを有している。The transmitter thus generates the modulation conditions before transmitting the slope-controlled modulation profile. The modulation conditions (stimulus or attribute components) are now slope controlled. It has its own frequency or modulation profile that is not included in the modulation.

SCM(規定変調)は各々の受信器で表示機能により予測される。The SCM (standard modulation) is predicted by the display function in each receiver.

この機能はオーストラリアで1990年4月20日に申請された「車両追跡シス テムの改善」の名称の暫定的な明細書の出願番号P J 9704で説明されて いる刺激ないし刺激属性であり、本明細書内に内容をそのまま明示的に含んでい る。This function was applied in Australia on April 20, 1990 as a vehicle tracking system. As described in the provisional specification application number PJ 9704 entitled “Improvements of a stimulus or stimulus attribute whose contents are expressly included in this specification in their entirety. Ru.

SCMはまた表示機能無しに予測することが出来る。エポックないしデータを整 数サンプリング率の結果からサブ搬送波率に外挿する代わりに、変調間隔反復と メツセージ反復の両方に対して平均化を用いる。反復信号方式では、テンプレー ト突合せは受信器規定ディレクティブ基準と入力信号の増分遅延ないし送信器の エポックないし位置情報を抽出する務めをする装置の間の時間正規化基準信号発 射と共に突合せフィルタとして用意された表面音波コンポルーバ内の信号持続時 間の畳込みにより達成することが出来る。属性の独立性は信号変調の事前定義及 び複数送信器位置測定システム内の指定バースト持続時間、反復率、シーケンス ・パターン識別故に達成可能である。SCM can also be predicted without display capabilities. Epoch or data Instead of extrapolating from a few sampling rate results to a subcarrier rate, the modulation interval repetition and Use averaging for both message repetitions. For repetitive signaling, the template The match is based on the receiver specified directive criteria and the incremental delay of the input signal or the transmitter. A time-normalized reference signal between devices serving to extract epoch or position information. When the signal persists in the surface acoustic wave compolouver, which is prepared as a matching filter along with the This can be achieved by convolution between. Attribute independence is based on predefined signal modulation and Specified burst duration, repetition rate, and sequence in multi-transmitter positioning systems ・Achievable due to pattern recognition.

表A 図表2.3.4.5に関して説明する。図表2には2重搬送波ペア送信器 が描かれている。自由走行連続RF源「A」は、平衡変調器「L」 「U」のペ アのRFポートを供給する。それらの源側波数は(fc)として示し、トリが生 成器「T」によりゲートされ、結果は(tgfc)となる。Table A Diagram 2.3.4.5 will be explained. Diagram 2 shows a dual carrier pair transmitter. is depicted. A free-running continuous RF source “A” is connected to a pair of balanced modulators “L” and “U”. Provides an RF port for the Their source wave numbers are denoted as (fc) and are gated by generator "T" and the result is (tgfc).

規定傾斜生成器「IJからの出力チャーブ(fi(delta)j)は変調器「 L」のL○ポートに与えられる。この変調器からの結果のDSB出力は、和およ び差周波数からなっている。The output chirp (fi(delta)j) from the prescribed slope generator "IJ" is the modulator " It is given to the L○ port of "L". The resulting DSB output from this modulator is the sum and It consists of difference frequencies.

(Tgfc) −(fi(delta)j)及び(Tgfc) + (fi(d elta)i)この搬送波ペアを(Tgfi)とする。(Tgfc) - (fi (delta) j) and (Tgfc) + (fi (d elta) i) Let this carrier wave pair be (Tgfi).

同様に出力(fg (delta (j))を有する規定傾斜生成器r Q J は、他の平衡変調器「U」に与えて搬送波ベアを生成する。Similarly, a prescribed slope generator r Q J with output (fg (delta (j)) is applied to another balanced modulator "U" to generate a carrier bear.

(Tgfc) −(fq(delta)D及び(Tgfc) + (fq(de lta)j)この搬送波ベアを(Tgfq)とする。(Tgfc) - (fq (delta) D and (Tgfc) + (fq (delta) lta)j) Let this carrier wave bear be (Tgfq).

従って周期(Tg)の間、(fQ)と(f I)の間の差によりオフセットされ たDSB搬送波ペア(チャーブ)のペアを持つことになる。(delta)jは 、瞬間周波数オフセットである。(Tgfi)と(Tfgq)の上部側波帯成分 をrUl)Jとする。下部側波帯成分は「LpJとする。Therefore, during the period (Tg), it is offset by the difference between (fQ) and (fI). It will have a pair of DSB carrier pairs (chirbs). (delta)j is , is the instantaneous frequency offset. Upper sideband components of (Tgfi) and (Tfgq) Let rUl)J. The lower sideband component is “LpJ.

次に2つの搬送波ベアはハイブリッド合成器「H」により合成され、電力増幅機 rPA」により増幅され、適切なアンテナにより伝ばんされる。Next, the two carrier waves are combined by a hybrid combiner "H", and the power amplifier rPA' and propagated by a suitable antenna.

規定傾斜生成器は、優先権主張出願番号P J 9704のベージ11に記述さ れた局所負フィードバックにより線形化されたvCOのペアからなる。The prescribed slope generator is described on page 11 of priority application number PJ9704. It consists of a pair of vCOs linearized by local negative feedback.

そのようなフィードバックの作用は、線形伝達関数を有するVCOで制御ポート を出力周波数に関連づける結果になる。この説明に付いては、電圧制御を用いる ことに留意する。電力制御を用いた別の実現も同等に有効で、適用可能である。The effect of such feedback is to control the control port in a VCO with a linear transfer function. This results in relating the output frequency to the output frequency. For this explanation, use voltage control. Please keep this in mind. Alternative implementations using power control are equally valid and applicable.

チャーブ電圧(cvq)は、「vCOQ」の制御ポートに印加される。(c v  q)は、以下の式で表すことが出来る。The chirb voltage (cvq) is applied to the control port of "vCOQ". (c v q) can be expressed by the following formula.

CVQ=QQ (de l ta)j+/−oq(q q)と(o q)は定数 で、(Oq)は初期周波数オフセット電圧で(o q)はゲイン(ないしスパン )である。期間(d e 1 t a)jは、所定の瞬間での規定傾斜関数fp s(Dの結果である。一般にこの関数はセグメント化される。例えば、これはア ップ、ダウンないし一連の変化傾斜セグメントで構成することが出来る。それら は、出願P J 9704で開示した事前定義刺激属性と関連した規定ディレク ティブの集合に関連している。CVQ=QQ (de l ta) j+/-oq (q q) and (o q) are constants where (Oq) is the initial frequency offset voltage and (oq) is the gain (or span). ). The period (d e 1 t a) j is the prescribed slope function fp at a given moment s(D). Generally this function is segmented. For example, this is the result of It can consist of up, down, or a series of varying slope segments. those The prescribed directories associated with the predefined stimulus attributes disclosed in application PJ9704 related to a set of tives.

rVco rJにフィードするために同一規定傾斜関数を用いる。The same defined slope function is used to feed rVco rJ.

変数添え字は次のように置き換えることが出来る。Variable subscripts can be replaced as follows:

cvi=gi (delta)j+/ oiここで(g i) (o i)は、 それぞれrVcOI」のゲインとオフセット定数である。cvi=gi (delta) j+/oi where (g i) (o i) is rVcOI'' gain and offset constants, respectively.

生成器rQJに対する規定傾斜関数は生成器「I」と同一であるが、初期周波数 オフセットは異なる。The prescribed slope function for generator rQJ is the same as generator "I", but with the initial frequency Offsets are different.

本明細書の他の箇所で説明するフヒーレント搬送波検出を実施するため、通常f q(j=o)とf i (j=o) (初期周波数)の間には積分関係がある。To perform coherent carrier detection as described elsewhere in this specification, typically f There is an integral relationship between q (j=o) and f i (j=o) (initial frequency).

明確にするとfq=n (f i)で、ここでnは整数である。To clarify, fq=n (f i), where n is an integer.

「■」とrQJVCOで加えられ、それらに共通である規定傾斜機能は、「高位 面Jとして知られる。これはシステムにより実施される変調システムの主要周波 数アシル成分である。「高位面」及び「チャーブ」という用語は同義語である。The prescribed slope function added in “■” and rQJVCO and common to them is “High Known as Face J. This is the main frequency of the modulation system implemented by the system. It has several acyl components. The terms "high plane" and "churve" are synonymous.

「高位面」の−膜化は、トリガ生成器「TG」によりトリガされる。Filming of the "high plane" is triggered by a trigger generator "TG".

サブチャーブないし「低位面」 (これは「高速チャーブ」と同義である)変調 は、サブチャーブ生成器「SCG」により「高位面」規定傾斜に加えられる。Subchurb or “low plane” (this is synonymous with “fast chirp”) modulation is added to the ``high surface'' defined slope by the subcharb generator ``SCG''.

図表5には、上記の送信器により生成された2つのペアのデータ搬送波rU、p 」 I’Lp」を変換できる受信器が示されている。刺激属性は図示されていな いが、存在すると想定する。SCMはオフセット周波数コヒーレント・データー ペアX、yで生成され、別の搬送波ベアrUpJ rLpJ間にデータ変調位相 関係をもたらす。Diagram 5 shows two pairs of data carriers rU, p generated by the above transmitter. A receiver is shown that can convert "I'Lp". Stimulus attributes not shown However, we assume that it exists. SCM is offset frequency coherent data The data modulation phase generated by the pair X, y and between another carrier bear rUpJ rLpJ bring about relationships.

前記搬送波は、図2にあるのと同様の回路構成により生成され、前記データ・コ ヒーレンスはSCM(シータ)i、SCM(シータ)qにより表される。前記オ フセットは(Voi)(VOQ)により表される。図表5に関して、周波数変換 器はr¥cOL」 [VCOU」を正確に変換する。その各々は、トリが生成器 「TG」が信頼できるチャーブ検出で満たされれば規定の関係を保持する。The carrier wave is generated by a circuit configuration similar to that in FIG. Heerence is represented by SCM (theta) i and SCM (theta) q. The above The offset is represented by (Voi) (VOQ). Regarding Chart 5, frequency conversion The device accurately converts r¥cOL” [VCOU”. Each of them is a bird generator If "TG" is satisfied with reliable chirp detection, the specified relationship is maintained.

前記チャーブ検出過程は、予期される刺激属性に対して逆分散特性を有する分散 遅延回線を含み、圧縮受信器能を提供する。バンドパス・フィルターは、図表5 に示すように30MHz、40MHzの2つのベアとして示されている安定IF 周波数のデータ変調成分を通過させる。乗算検出器はそれぞれ個々の搬送波SC M成分の同期復調を局所的に生成された基準で行うことが出来、前記基準は同期 変調用の従来技術のように入力信号から回復されないという点で独特な関係をも たらす。その代わり、同期化はアラインメント・プロセッサを通して前記vC○ の位相と入力搬送波ペアIF乗算の間の関係を確立するように作用する周波数/ 位相ロック制御ループにより達成される。前記のアラインメントは、多重経路性 に一致しない様々に配列された周波数の伝ばんダイバシテイにより確立され、強 化される。それにより図表5のrFPA」から出力される位相アラインメント過 程に対する有限保持関数を確立する位相アラインメントの多数投票が可能になる 。The chirve detection process is performed by detecting a variance having an inverse variance characteristic with respect to the expected stimulus attributes. Contains a delay line and provides compression receiver functionality. The bandpass filter is shown in Figure 5. Stable IF shown as two bears at 30MHz and 40MHz as shown in Pass the data modulation component of the frequency. Multiplying detectors each have an individual carrier SC Synchronous demodulation of the M components can be performed with a locally generated reference, said reference being synchronous It also has a unique relationship in that it is not recovered from the input signal like conventional techniques for modulation. Tarasu. Instead, synchronization is performed through the alignment processor frequency/which acts to establish the relationship between the phase of the input carrier pair IF multiplication Achieved by a phase-locked control loop. The above alignment is multipath Established by propagation diversity of differently arranged frequencies that do not match the be converted into As a result, the phase alignment error output from "rFPA" in Figure 5 Allows for majority voting on phase alignment to establish a finite retention function for .

データ出力A、!A、B、!Bは元の送信で説明したデータの位相関係に関係し 、今後の要件を更に制御するために用いられる。A。Data output A! A, B,! B is related to the phase relationship of the data explained in the original transmission. , used to further control future requirements. A.

!A、B、!Bは又逆相記述というよりも直角位相となることに留意する。即ち A=OでIA−士ないし一90度である。! A, B,! Note that B is also quadrature rather than an antiphase description. That is, A=O and IA-2 or 190 degrees.

図4には、単一搬送波ペアSCM送信信号で作動するより基本的な受信器が示さ れており、刺激属性は存在すると想定する。ベアの同期アシル側波検出器が、2 L○及び近DC成分が生成され、費用効果的な仮想現実追跡、ツールないしロボ ット位置ぎめ、難しいアラインメントなどのデータあるいは識別変調を必要とし ないアプリケーションに対して搬送波コヒーレント制御を提供するために単一の 局所的に生成されたLO3CM信号化の融通性が示されている。A more basic receiver operating with a single carrier pair SCM transmit signal is shown in Figure 4. It is assumed that the stimulus attribute exists. Baer's synchronous acyl sidewave detector is L○ and near-DC components are generated for cost-effective virtual reality tracking, tools or robots. Requires data or identification modulation such as spot positioning, difficult alignment, etc. A single The flexibility of locally generated LO3CM signaling is demonstrated.

8MHzIFバンドパス・フィルタは、側帯エポック検出器が振幅と周波数エラ ー、RF搬送波非線形性を追跡する務めをする前進/遅延エポックエラー信号に 対応できるように帯幅対ロールオフに対して有利に仮編成することが出来る。図 表5に付いて説明したようなエポック検出システムと実施例内にある他のものは 、信号帯幅を大きく増大させることなくデータ密度を増大する新規のrmJ−ア レイコード化データ機能を有しており、複数搬送波ベアを多重経路補償に利用す る場合に特に効率的で、その場合ベア間の所与のデータ変調配列はデータないし エポック検出の単純化をもたらすと共に、m−アレイ状態を複合してデータ密度 の増大をもたらす。The 8MHz IF bandpass filter uses sideband epoch detectors to detect amplitude and frequency errors. – forward/delayed epoch error signals that serve to track RF carrier nonlinearities. Temporary knitting can be advantageously performed to accommodate roll-off versus band width. figure The epoch detection system as described for Table 5 and others in the example are , a novel rmJ-A, which increases data density without significantly increasing signal bandwidth. It has a ray-coded data function and can use multiple carrier bears for multipath compensation. It is particularly efficient when a given data modulation sequence between bears is Provides simplification of epoch detection and data density by combining m-array states. results in an increase in

メツセージ内で電波レンジングは搬送波ベアの間のデータ配列方法により改善さ れ、上昇ないし下降変調連続体(基本組み込みチャーブ変調)は受信器内で追跡 されて検出後に安定IF比出力もたらし、最初に配列されたデータ即ち測定可能 な多重経路によるオフセットをもたらす。その後の補償は、多重経路は周波数で 変化するという伝ばん理論に基づくので、受信器が間接経路を持つアシル搬送波 を追跡すると、伝ばん遅延は周波数で変化し、直接経路信号に対するイメージ遅 延も変化する。データの配列は、受信器電子装置内の設計方法により様々に利用 できるが、その中で性能は前記設計とデータ搬送波間関係の間の相乗に依存し、 以下にいくつかの例を挙げて説明する。Within a message, radio ranging is improved by the way data is arranged between carrier bears. The ascending or descending modulation continuum (basic built-in chirb modulation) is tracked within the receiver. After being detected, the IF ratio output is stable and the data is first aligned, i.e. measurable. resulting in offsets due to multiple paths. The subsequent compensation is that the multipath is Based on the propagation theory that the receiver changes the acyl carrier with an indirect path. The propagation delay varies with frequency and the image delay for the direct path signal The length also changes. The data arrangement may vary depending on the design within the receiver electronics. where the performance depends on the synergy between the design and the relationship between the data carriers; Some examples will be explained below.

特定の搬送波間関係を規定する決定は、システム・レンジ、架空間違、データ率 要件がすべて所与のCDMA性能に対する受信器の複雑性を反映する限り、アプ リケーションと共にある。概略的な例(それに対しては本開示の一般的な趣旨内 で多くの実施例が存在する)により2つのシナリオがあるが、繰り返し修正推敲 が必要であり、ここではデータ推論なしに簡潔に述べる。図表1.2に付いて説 明したように、周波数オフセット・イメージ間の印加変調を鏡像化するために、 アシル・メツセージの複数像の生成。図表3.4.5で例示された趣旨の装置に より受信されると、位相整列器ないし側帯検出器は搬送波間の位相合意の多数状 態を分解する機会を持つことになり、それから事前定義搬送波ベアデータ位相関 係の一時的な関連を補償することにより位置計算における大きな改善を為すこと が出来る。多数合意は、再帰事象に対するメインテナンスないし適応的慣性によ り自信を示す統計的に関連した一致により反映された十分な自信により満たされ る。慣性は位相整列器で利用されて、慣性遅延ロック・ループなどの形で多数関 係ホーミング装置をもたらす積分検出原則(P J 9527)にしたがって重 み付けされた多数投票を促進し、そこでは多数エポック位置は設定された慣性平 均値に近い各々の後続サンプルと逆比例した適応量により時間で増分ないし減分 される。Decisions specifying specific carrier-to-carrier relationships are based on system range, hypothetical errors, and data rates. As long as all requirements reflect receiver complexity for a given CDMA performance, It goes with the application. A schematic example (for which, within the general spirit of this disclosure) (There are many examples), there are two scenarios, but it is necessary to repeatedly modify and elaborate. is necessary, and will be briefly described here without data inference. Explanation regarding Figure 1.2 As explained, to mirror the applied modulation between frequency offset images, Generation of multiple images of Asil Message. For devices with the purpose illustrated in Figure 3.4.5. The phase aligner or sideband detector detects the majority of the phase agreement between the carriers. Then you will have the opportunity to decompose the phase relationship of the predefined carrier bare data. Significant improvements in position calculations by compensating for temporal associations I can do it. Majority consensus is based on maintenance or adaptive inertia against recurrent events. satisfied by sufficient confidence reflected by statistically related agreement indicating confidence. Ru. Inertia can be exploited in phase aligners to integrate multiple functions such as inertial delay-locked loops. According to the integral detection principle (P J 9527) resulting in a homing device The majority epoch position is a set inertial level. Increment or decrement in time by an amount of adaptation inversely proportional to each subsequent sample close to the mean value be done.

表面ないしバルク音波コンポルーバないしディジタル・コリレータ内でインター セプトされる入力情報と基準情報の間の到着時間差をもたらすのに特定コードが 用いられ、前記差は各々のデータパケットのm−アレイ状態の合計数を反映し、 差はまたデータパケットを詳細なメツセージに解読する役に立つニュアンス検出 を可能にする。前記コードは各々の周波数ないし位相、振幅プロフィールを表す ことが出来、各々のデータパケット内で事前指定され、従って定義されたプロフ ィールによりエポック補償操作を与える能力及びいずれのサンプル点も基準から となる完全に宣言された変位を有する。Interfacing in surface or bulk acoustic compolouvers or digital correlators A specific code is used to introduce the arrival time difference between the input information being intercepted and the reference information. used, the difference reflecting the total number of m-array states of each data packet; Difference also helps nuance detection to decode data packets into detailed messages. enable. The codes represent each frequency or phase and amplitude profile. can be pre-specified and thus defined within each data packet. ability to provide epoch compensation operations by has a fully declared displacement of .

操作はこのようにサンプル点でアドレスされたオン・ザ・フライ参照テーブル変 換に還元され、テーブル・ポインタはm−アレイ記号解読操作から導出される。The operation is thus an on-the-fly lookup table change addressed at the sample point. The table pointer is derived from the m-array decryption operation.

線形d f/d tないしdv/dt傾斜連続体について本開示で説明するエポ ック検出を分解するために積分検出法により利用される3角積をもたらす正方形 (ないし矩形)波の重畳性故に、ディジタル的にコード化されたサブチャーブ変 調が可能である。この配列では、サブチャーブないし記号間隔は位相ないし周波 数コード化からなり、必要な分解度よりも長い3オーダーの大きさよりも少ない 持続時間を持ち、それはデータ変調帯幅をかなり減少させる。記号間の反復配列 は、所定のシステム分解度を達成するためにタイミング精度を必要とするシステ ムのインターセプト確率を最大にし、それによりカウンターパートのアナログ実 施の周波数線形要件は単純になる。前記積分検出器は1990年4月6日にオー ストラリアで登録された仮明細書のP J 9527である本開示の主題であり 、本明細書内にそのまま含まれている。The epochs described in this disclosure for linear d f/d t or dv/dt gradient continuum Squares yielding triangular products used by integral detection methods to decompose block detection Due to the superimposed nature of (or rectangular) waves, digitally coded subcharb variations key is possible. In this arrangement, the subchaves or symbol spacing is the phase or frequency Consisting of several encodings, less than three orders of magnitude longer than the required resolution duration, which significantly reduces the data modulation bandwidth. repeating array between symbols is a system that requires timing accuracy to achieve a given system resolution. maximize the intercept probability of the analog implementation of the analog implementation of the counterpart. The frequency linearity requirements for the application become simple. The integral detector was opened on April 6, 1990. PJ 9527 of provisional specification registered in Stralia is the subject of this disclosure. , incorporated herein in its entirety.

実施例の方法ではエポックないしデータ送信器のアナログ実施に関して、各々の データ・パケット(データの最小離散量)は、高速変調内では最短周波数エクス カーションである上昇ないし下降3角ステツプないし任意の離散代替変調ベアか らなる2つのサブチャーブにより表され、本実施例で6ビツトまでのデータを表 すことが出来、より複雑な変調組合せでは12データビツトを表すことの出来る 受信器でm電波ベクター決定を生成することが出来る。これはm−アレイ信号化 について各々のデータ変調間隔の搬送波のベアについてmの二乗積繊合せが存在 する搬送波ペアの間のデータ関係により利用される。この高速チャーブ持続時間 はRF倍信号ついてloマイクロ秒以下が望ましく、この場合金SCMが完了す るまで連結高速チャーブの連続体が続(。高速チャープは有限のデータセットで 、サブチャーブペア・フィールドの周辺にm電波決定配列を形成する1組のアペ ックス極値からなり、前記フィールドは高速チャーブ持続時間間隔とその間隔内 の指定変調ベクターとなる。これは例Sにより例示されている。この例は単に例 示てきなもので、どのよなプロフィールでもよく、少なくとも1つの他の搬送波 変調と優先的に関連づけてデータ密度を増大することができる。In the example method, each epoch or analog implementation of the data transmitter is The data packet (the smallest discrete amount of data) is the shortest frequency excursion within high speed modulation. Cursion rising or falling triangular steps or any discrete alternative modulation bear In this example, up to 6 bits of data can be represented. more complex modulation combinations can represent 12 data bits. m radio vector decisions can be generated at the receiver. This is m-array signaling For each data modulation interval, there are m squared combinations of carrier waves for each data modulation interval. It is utilized by the data relationship between the carrier pair. This fast chirp duration is preferably less than lo microseconds for the RF multiplied signal, in which case the gold SCM is completed. A continuum of connected fast chirps continues until , a pair of apairs forming an m radio-determining array around the subcharb pair field. The field consists of the fast chirp duration interval and within that interval. becomes the specified modulation vector. This is illustrated by Example S. This example is just an example of any profile and at least one other carrier. Data density can be increased in preferential association with modulation.

明かに全傾斜制御変調は、一連の前記サブチャーブペアがらなり、各々の高位面 の最終周波数プロフィールは規定傾斜制御器のdv/dt(傾斜)と極性(方向 )に依存している。傾斜制御器には1組の複合プロフィールを規定して、高速チ ャーブ集合から全く独立し、高位ないし低位チャーブを有するハイブリッド変調 にある高位面傾斜の規制された漸進的な変化により複数利用者環境内で衝突許容 範囲を達成することが出来る。高位プロフィールはそれぞれ線形ないしディジタ ル変調成分を持ち、前記変調ベクターであり、有限配列集合に属する一連の前記 サブチャーブペアで変調する。前記配列有限集合は、適切な信号処理機能により 、単一ベクターをブレエンファンスないしデエンファシスないし逆配列圧縮手法 に並列な過程によりいずれの集合からも合成出来るように時間領域内で等化でき る性質を持っている。この例としてはrmJ−アレイ配列内でlチップが1つの r (71J ビンに復号され、各々がrsJ深度の語をアドレス可能文字列と して含み、rsJは各々のチップ内の整数サンプル数(変調間隔)であるデータ の分解度の向上がある。各々のアドレスは記号の遭遇順にrmJ ビンの間の文 字列内に配列されたrsJ値を指し、類似記号サイクルは共にスタックされ、そ の記号オン・ザ・フライに対する再帰サンプル位置の総和を可能にし、記号カウ ンターは各々のrmJ ビンに対する最終相−平均を可能にする。各々のビンは rsJ語の1つだけの文字列とカウンターを有している。Evidently, the full slope control modulation consists of a series of said subchurb pairs, with each higher plane The final frequency profile of the specified slope controller's dv/dt (slope) and polarity (direction) ). A set of composite profiles is defined for the slope controller to provide high speed Hybrid modulation with high or low chirp completely independent of the chirp set Collision tolerance in multi-occupancy environments through regulated gradual changes in the slope of high-level surfaces in range can be achieved. High-level profiles can be linear or digital, respectively. has a modulation component, is the modulation vector, and is a set of the modulation vectors belonging to a finite array set. Modulate with subcharb pairs. The finite set of arrays can be processed by appropriate signal processing functions. , single vector reinforcement, de-emphasis or inverse array compression method can be equalized in the time domain so that it can be synthesized from any set by a process parallel to It has the property of An example of this would be an l chip in an rmJ-array array. r (decoded into 71J bins, each with words of rsJ depth as addressable strings) and rsJ is the integer number of samples (modulation interval) in each chip. There is an improvement in the resolution of Each address is the sentence between the rmJ bins in the order of symbol encounter. Refers to rsJ values arranged in a string, similar symbol cycles are stacked together and their Allows recursive sample position summation for symbols on-the-fly, symbol counters The center allows a final phase-average for each rmJ bin. Each bottle is It has only one string of rsJ words and a counter.

これによりサンプル間隔は集合のいずれのディジタル結果も絶対サンプル間隔点 に参照(再正規化)することが出来ることになる。前記正規化機能は、和−平均 されたサンプル点の前記ビン文字列を単一変調間隔レパートリ−とし、本明細書 のページ2の(7)で概説した原則を適用してビン当り単一の点をもたらし、単 一エポックに対して(8)をもたらす。This ensures that the sample interval is the absolute sample interval point for any digital result in the set. This means that it can be referenced (renormalized). The normalization function is the sum-average The bin string of sample points obtained is taken as a single modulation interval repertoire, and herein Applying the principles outlined in page 2 (7) of , resulting in a single point per bin, yields (8) for one epoch.

等優性能は、各々のベクターを解読し、任意の点の値を得ることが出来れば、変 換テーブル操作によりm−アレイ集合の基準への位置補正などのアナログ手法で 実現可能である。Equality performance means that if you can decode each vector and obtain the value of any point, you can Analog methods such as correcting the position of the m-array set to the reference by manipulating the conversion table It is possible.

上記のアナログ補正のより基本的な例は、比較器大刀が1つの組み込みチャーブ 搬送波のTFを有する位相ロックループ内の瞬間周波数補正の形であり、LPF  (低域フィルタ)出力は■coに加えられる前に基準変調間隔傾斜部で総和さ れる。前記傾斜部は属性刺激及び位相アラインメント・アルゴリズムにより高精 度に調整された時間から計時されてトリガされる。基準傾斜部はIF搬送波内の データ変調との同期化を可能にするため前進・遅延制御が必要で、これからメツ セージ内の関連イメージ搬送波間のcVoドライブ分析により多重経路決定多数 投票を可能にする。前記VcOドライブで使用した場合にrmJ−アレイ状態を 解読する機能を行う。エポック結果の多重経路に更に影響を与えずに傾斜部が多 数投票にロングされれば、エポックを基rs煩斜部からサンプルすることが出来 る。A more basic example of the analog correction described above is that the comparator has one built-in chirp. It is a form of instantaneous frequency correction in a phase-locked loop with carrier TF and LPF (low-pass filter) output is summed at the reference modulation interval slope before being added to It will be done. The inclined part is constructed with high precision using attribute stimulation and phase alignment algorithm. The time is measured and triggered from the time adjusted to the specified time. The reference slope is within the IF carrier. Advance/delay control is required to enable synchronization with data modulation, and will be developed in the future. Multiple path decisions made by cVo drive analysis between related image carriers within the image enable voting. The rmJ-array state when used with the VcO drive mentioned above. Performs the function of decoding. Multiple slopes can be added without further affecting the multipaths of the epoch results. If you have a long vote, you can sample from the rst part based on the epoch. Ru.

上記のサブチャーブ・ペアないしオブシ3ンのサブチャーブ要素の持続時間は、 受信器でのデータ・サンプル間の時間であるサンプル間隔と等しくする。サンプ ル間隔(変調間隔複製)は、限定サブチャーブ・ペアないしサブチャーブ要素間 隔周期をもたらすため、近接許容値ないし同等結晶周波数を選択することで、全 ての目標送信器により生成される変調間隔に等しくする。The duration of the subcharb element of the above subcharb pair or obsi 3 is: Equal to the sample interval, which is the time between data samples at the receiver. sump The modulation spacing (modulation interval replication) is between limited subchurb pairs or subchurb elements. By choosing close tolerances or equivalent crystal frequencies to provide equal to the modulation interval produced by all target transmitters.

明示的に含んだ出願番号P J 9527の文書の9.10.11.12ページ の説明から、サンプリング率と変調周波数間に調和関係が存在して、高速チャー プサイクル当り整数のサンプルを形成でき、オン・ザ・フライ和平均できる後続 のサイクルのコヒーレントなサンプリングをもたらす。更にP J 9527の 12ページでは、サンプリング率が規定送信変調率に時間関係しているディジタ ル化受信エンベロープに対する関係を詳述している。これは搬送波IF関係を含 んでおり、その場合、後続のサンプル点は必要な最終分鮮度で反映される2つの 最下位ビット(LSB)差以上をもたらす傾斜を有する規定間隔関係内の後続な いし整数空間サイクルに入るように意図されている。これはシステム・コンパチ ブル搬送波の存在を実現し、他の受信器と相関できる有意義なデータをもたらす ためである。Page 9.10.11.12 of document with application number PJ 9527 explicitly included From the explanation of The subsequent yields a coherent sampling of cycles. Furthermore, PJ 9527 Page 12 shows the digital data whose sampling rate is time related to the specified transmit modulation rate. details the relationship to the encoded receive envelope. This includes the carrier IF relationship. , in which case subsequent sample points have two points reflected at the required final freshness. Successive intervals within a defined interval relationship that have a slope that results in a least significant bit (LSB) difference or more. It is intended to enter the integer space cycle. This is system compatible realizes the existence of a bull carrier and yields meaningful data that can be correlated with other receivers It's for a reason.

組合せ方法(データとIF関連サンプリング)は、サンプル点での移動傾向を平 均化するのに用いることが出来る。移動傾向は区別可能な結果を形成するために 共にビートしている2つの近接した高周波数源に見立てた精度増幅を反映し、1 つが基準(サンプリング率)の場合は、他は位相リードないし遅れの度合により 正確に測定することが出来る。IF測定能力内で、2つの近い周波数(一定変調 及びサンプル間隔)の比較での位相リードないし遅れの度合は移動サンプル点で 示され、そして周波数は既知であるので、1つの変位でドツプラーシフトの正確 な推定を達成でき、あるいは平均化するとそのような傾向を推定できる。The combined method (data and IF related sampling) smooths out the moving trends at the sample points. It can be used for equalization. Movement trends to form distinguishable results Reflecting the precision amplification of two closely spaced high frequency sources beating together, 1 If one is the standard (sampling rate), the others depend on the degree of phase lead or delay. Can be measured accurately. Within the IF measurement capability, two close frequencies (constant modulation The degree of phase lead or delay in comparing and since the frequency is known, the accuracy of the Doppler shift with one displacement It is possible to achieve a good estimate or average to estimate such trends.

高位面周波数プロフィールは様々なアプリヶーシゴン特定信号集合に対して規定 され、いずれの集合も本文書で後述する刺激ないし刺激属性信号を用いることに より受信器で予期することが出来るという事実により、おおまかな同期化(到着 時間)をほぼ100ナノ秒の精度でリアルタイムで行うことが出来る。これによ り搬送波ペア・サブチャーブ内容を受信器操作(図表3.4.5で支援)に関す る説明で明らかにされた制御過程によりはるかに高い精度で密接に追跡すること が出来る。これはおもに、搬送波ペア変調関係は、それ自身の鏡像を形成する要 求RFバンドに周波数変換される単一(ないし追跡二重)精度高周波生成器の鏡 像であることによる。この性質を受信器位相ないし周波数整列器で利用してイメ ージペアのダイバシティ測定を通して伝ばん経路エラーだけを残して搬送波を生 成するのに使用した最初の正確な変調を探索するが、データ変調の最初の位相な いし周波数維持故に区別できるそれらは、前記搬送波ペアの間で準コヒーレント 的に乗算される。詳細は数頁前に掲載する。High-order frequency profiles are defined for various application specific signal sets. Both sets are determined using the stimulus or stimulus attribute signals described later in this document. Rough synchronization (arrival time) can be performed in real time with an accuracy of approximately 100 nanoseconds. This is it The contents of the carrier pair and subcharb are related to receiver operation (supported in Figure 3.4.5). can be closely tracked with much greater precision due to the control process revealed in the I can do it. This is primarily due to the fact that the carrier pair modulation relationship is a mirror image of itself. Mirror of a single (or tracking dual) precision high frequency generator frequency converted to the desired RF band By being a statue. This property can be used in the receiver phase or frequency aligner to improve image quality. The carrier wave is generated by leaving only the propagation path error through the diversity measurement of the carrier wave pair. Find the first exact modulation used to create the data, but the first phase of the data modulation They are semi-coherent between the carrier pair and can be distinguished because of their frequency preservation. is multiplied by Details will be posted a few pages ago.

各々のエポックの到着時間を効果的に測定し、各々のサブチャーブ傾斜(従って サブチャーブ間隔内に含まれるデータ)の限定を可能にするため、いくつかの表 面ないしバルク波装置(コンポルーバ、コリレータないし分散的フィルタ)ない し更に説明するディジタル・コリレータ操作を、必要な情報を抽出するために必 要な本質的な機能である各々の性質整合を伴う並列過程で使用する。代わりに以 下の4例に概略するようにディジタル・プロフィール化を用いることもできる。Effectively measures the arrival time of each epoch and determines each subchurve slope (and thus In order to allow for the restriction of the data contained within the subcharb interval, several tables are No surface or bulk wave devices (compolouvers, correlators or dispersive filters) The digital correlator operations further described are necessary to extract the required information. It is used in parallel processes with matching of each property, which is an essential function. instead Digital profiling can also be used as outlined in the four examples below.

1、 シフトレジスタ・コリレータでの直列処理。1. Serial processing with shift register/correlator.

2、 有限コード集合への近接整合度を反映する信頼性レベル出力との並列ディ ジタル相関。FIFOメモリ内の短い経過で示す。2. Parallel distribution with reliability level output that reflects proximity consistency to finite code set digital correlation. It shows a short history in the FIFO memory.

3、 エポックを分解するためのプロフィール化、DFT、平均及び数学的相関 処理を行うためのアナログ−ディジタル・フラッシュ変換手法。3. Profiling, DFT, average and mathematical correlation to decompose epochs An analog-to-digital flash conversion technique for processing.

4、 本開示の前記方法及び前記優先権主張P J 9527で引用される積分 検出の使用。4. The method of the present disclosure and the integral cited in the priority claim PJ 9527 Using detection.

エポックタイミング・エラーは信号ポートと基準信号の既知のタイミング基準で の情報の到着時間の間のタイミング差の積分ないし重畳として得ることが出来、 前記基準は各々の受信器でサンプル間隔としてロックされる。使用するコンボル ーバは、Txの持続時間の信号をほぼ100%の確立でインターセプトするため 、約Tmの持続時間でOTm、2Tm、4Tmの時間に2Tm毎に発射されるT xの基準信号と27mの相互作用時間を持つ。Epoch timing error is a known timing reference for signal ports and reference signals. can be obtained as the integral or superposition of the timing difference between the arrival times of the information, The reference is locked as a sample interval at each receiver. Conbol to use Since the server intercepts the signal for the duration of Tx with almost 100% probability , T fired every 2Tm at times OTm, 2Tm, 4Tm with a duration of approximately Tm. It has a reference signal of x and an interaction time of 27 m.

多くの利用者が単一サービスにアクセス使用し、送信衝突による競争により情報 の損失が生じる場合に問題が起きる。以下は以前に使用された方法に比べて破壊 的な衝突の発生が少ない主に複数の利用者に適合するためのシステムである。本 発明により提供される1つの際だった性質は、非同期複数アクセス信号プロトコ ル内で衝突許容度がほぼ100%であることである。When many users access and use a single service, information is lost due to competition due to transmission collisions. A problem arises when losses occur. The following is destructive compared to the previously used method This system is primarily designed to accommodate multiple users, with fewer conflicts occurring. Book One distinguishing feature provided by the invention is the asynchronous multiple access signaling protocol. The collision tolerance within the vehicle is approximately 100%.

この方式は以下に述べるように複数の搬送波に加えられたアナログないしディジ タル・データであるSCMの優れた復元を可能にするいくつかの変調方式を含ん でいる。正確に定義された周波数バンドを各々の搬送波ペアに利用するが、この バンドはそれぞれ固定ないしアシル周波数方法に対して静的あるいは動的となる 。This method uses analog or digital signals added to multiple carrier waves as described below. It includes several modulation schemes that enable excellent restoration of SCM, which is digital data. I'm here. A precisely defined frequency band is utilized for each carrier pair, but this Bands can be static or dynamic for fixed or acyl frequency methods, respectively. .

データ検出の強化は復調過程において、各々のペアの搬送波変調成分が各々の搬 送波ないし搬送波ペアを生じるIF搬送波ペア・データ変調成分ないし搬送波ペ ア・コヒーレンスを同期に維持することの出来る1つないし複数の同時静的中間 周波数をもたらすように搬送波ペア周波数距離の中間点からの等距離ないしオフ セットで局所発信器周波数でミックスすることにより関連付けることのできる場 合、およびIF量関係fO(最初のIFメンバーについて)および2fO(第2 のIFメンバーについて)に実際に保持しながら、これを搬送波コヒーレンスに 対して達成する新規の例により達成することが出来る。The enhancement of data detection is that during the demodulation process, the carrier modulation components of each pair are IF carrier wave pair, data modulation component or carrier wave pair that generates a transmission wave or carrier wave pair one or more simultaneous static intermediates that can maintain coherence synchronously Equidistant or off from the midpoint of the carrier pair frequency distance to yield the frequency The field can be related by mixing at the local oscillator frequency in the set. and the IF quantity relations fO (for the first IF member) and 2fO (for the second IF member). (for the IF members of This can be achieved by a new example of achieving this.

l:2の割合のこの周波数分離は、搬送波コヒーレンスが図表3に示すように第 1のIFが2相変調を取り除き、搬送波周波数を2倍にするために積算要素Eを 通過させ、それにより前記両搬送波を平衡ミキサーMを通過させるときに情報復 調を可能にする位相変調を除外して第2のIFでコヒーレンスを復元(周波数等 偏性を復元)する2相復調に対して必要な場合に必要となる。This frequency separation in the ratio l:2 makes the carrier coherence as shown in Figure 3. An IF of 1 removes the two-phase modulation and adds an integration element E to double the carrier frequency. and thereby information recovery when passing both said carriers through a balanced mixer M. The coherence is restored in the second IF by excluding the phase modulation that enables the modulation (frequency, etc.). This is necessary when necessary for two-phase demodulation (recovering polarity).

図3は上部チャーブ集合の詳細を描き、ダウン・チャーブ傾斜を明かに用いるが 実質的に上部集合を複写したものである下部チャーブ集合過程は「下部チャーブ 集合」のラベルのボックス内に想定形式(詳細はかくれている)で描かれている 。各々の復調データ出力を作動している並列ディジタル・コリレータが例示され ている。前記コリレータは状態機械機能を装置をプログラムする務めをする通常 ないし2重相関基準チャネルを持つ2ポート・データ入力装置に拡張することに より、1つの装置に併合することが出来る。前記コリレータ基準コードは所与の チップ速度でプログラム可能で、コード・アシル相関機能を提供する。Figure 3 depicts the details of the upper chirb set, clearly using the down chirb slope. The lower chirb aggregation process, which is essentially a copy of the upper aggregation, is called the “lower chirb It is drawn in the expected form (details are hidden) in the box labeled "Set". . A parallel digital correlator operating each demodulated data output is illustrated. ing. The correlator typically serves to program the device with state machine functions. or to expand to a two-port data input device with dual correlated reference channels. Therefore, they can be combined into one device. The correlator reference code is given Programmable at chip speed and provides code-acyl correlation functionality.

プログラマブル基準コードチップ速度により、データ・リプル時間要件が満たさ れれば、少なくとも1つのデータ・タロツク周期比較時間を生じることが出来る 。前記データ・リプル時間は、m深度並列データ語(通常符号)シーケンスをコ リレータのメモリ・アレイ深度内の必要位置に配列するのに必要なりロック周期 数であり、前記位置はnビット出力ポートから適切な結果をもたらす。Programmable reference code chip speed ensures data ripple time requirements are met. If the . The data ripple time is calculated by coding an m-deep parallel data word (usually coded) sequence. The locking period required to align the relator to the required position within the memory array depth where the position yields the appropriate result from the n-bit output port.

実施例では、相関する信号は時間シーケンス化されるので、高速並列シフトレジ スタを用いてメモリ・アレイを実行する。In the example, the correlated signals are time sequenced so that a high speed parallel shift register can be used. The memory array is implemented using a star.

特殊コード・シーケンスに対しては、基準ないしメモリ・アレイ内の内容に対す るランダム・アクセスを有して、そのような事象を損失データ(良くない信号対 雑音比情報条件など)、現在相関プロセスからnビット・バイナリ出力結果に基 づく信頼レベルに基づく基準ないしデータ・コード・ビットの変化として分解す るのが望ましい。前記コード分解過程は、コリレータからのnビット・バイナリ 出力の変化に基づいて特データ置換に依存するようにすることが出来る。For special code sequences, the reference or the contents in the memory array have random access that allows such events to occur due to loss of data (bad signal pairs). noise ratio information condition, etc.), based on the n-bit binary output result from the current correlation process. criteria based on the level of confidence that the It is desirable to The code decomposition process consists of n-bit binary data from the correlator. It is possible to rely on special data substitutions based on changes in output.

各々のコリレータからは複数のディジタル出力が得られ、データフード対基準コ ード近接係数に基づく配列関係でコード整合性の信頼レベルを反映したnビット ・バイナリ数をもたらす。前記近接係数は先の定義にしたがってプログラム可能 で、相関近接出力結果を修正(変更ないし最適化)して、nビット・バイナリ数 出力を修正することが出来る。Each correlator has multiple digital outputs, providing a data hood versus reference code. n bits reflecting the confidence level of code integrity with alignment relationships based on code proximity coefficients ・Produces a binary number. The proximity factor is programmable according to the above definition Then, modify (change or optimize) the correlation proximity output result to create an n-bit binary number. You can modify the output.

図表3は4ビツト出力を示し、2つの平行コリレータの各々でプログラムされた 相関機能とメモリ・アレイ内のZ深度プログラム化基準コード内の8ビット幅の y深度信号データ語のプロフィール整合性に依存する。前記基準コードはプログ ラム可能で、コード・アシル相関機能を提供する。代わりに(ディジタル化入力 信号から導出された)データ内容を修正してデータ・エラーを補償して不確実な 場合は相関速度の向上をもたらす機能を提供する。Diagram 3 shows the 4-bit output, programmed with each of the two parallel correlators. 8-bit wide in the correlation function and Z-depth programming reference code in the memory array y depends on the profile integrity of the depth signal data word. The reference code is programmable and provides code acyl correlation functionality. Instead (digitized input modify the data content (derived from the signal) to compensate for data errors and eliminate uncertainties. Provides functionality that increases correlation speed.

上記と共に、 [A]2つのデータ同期化搬送波ベアの高位面周波数プロフィールに対して正確 な関係を達成するための初期同期化。明かにこれにより、搬送波が復調されたと き、データのコヒーレンスが維持される。Along with the above, [A] Accurate for the high plane frequency profile of the two data synchronized carrier bears Initial synchronization to achieve a positive relationship. This clearly shows that the carrier wave was demodulated. data coherence is maintained.

[81周波数変換により前記搬送波ペアが周波数パリティを有している場合は、 制御ループが結果のIF搬送波ペアを同期ないしコヒーレントに保つことができ るようにする初期同期化。[If the carrier pair has frequency parity due to 81 frequency conversion, A control loop can keep the resulting IF carrier pairs synchronized or coherent. Initial synchronization to ensure that

[C] [A]ないし[B]でしかし、最初の(ペアの)搬送波周波数のグイバ シティを利用して、多重経路のよく知られた周波数依存特性に基づいて多重経路 成分を抑制すること。これは搬送波ペアのよりコヒーレントな中間周波数搬送波 あるいは複数の搬送波ペアからそのような複数の搬送波を一般的な意味で任意の ペアから1つのメンバーが多重経路信号歪から害を受ける場合に選択することで 達成される。多重投票を次に用いて満足出来る初期同期化アラインメントを判定 し、その後周波数プロフィール(高位面プロフィール)の厳密に規定された傾斜 をそれに付着させる。制御ループは実施例の方法では、電圧制御発信器(以下v Coと称する)、出力位相の前進/遅延制御から不能にされるオプシ1ンを有し ており、前記VCOはデータ変調の相関ピークないし位相ないし周波数満足度な いし特定搬送波ペアの組合せの搬送波コヒーレンス変調から導出される。[C] In [A] or [B], however, the first (pair) carrier frequency guide multipath based on the well-known frequency-dependent properties of multipath. To suppress the ingredients. This is the more coherent intermediate frequency carrier of the carrier pair or from multiple carrier pairs, such multiple carriers can be arbitrary in a general sense. By selecting if one member of the pair suffers from multipath signal distortion. achieved. Multiple voting is then used to determine a satisfactory initial synchronization alignment. and then a strictly defined slope of the frequency profile (high surface profile). Attach it to it. In the method of the embodiment, the control loop is a voltage controlled oscillator (hereinafter v Co), which has the option of being disabled from advance/delay control of the output phase. The VCO detects correlation peaks or phases or frequency satisfaction of data modulation. is derived from carrier coherence modulation of a combination of specific carrier pairs.

中間周波数(IF)成分は、本質的にパケットないしバースト持続時間のコース 中にどちらかの関係を保持して、データ関連搬送波ペアを前記搬送波ペアの間の 中間周波数ないし瞬間中心周波数の中間オフセットに置かれた局所発信器とミッ クスした結果である。これは実施例の方法で相互作用していくつかの性質依存結 果をもたらすことの出来る安定した成分である2つの関連IF酸成分もたらす。The intermediate frequency (IF) component is essentially the course of a packet or burst duration. Maintaining either relationship between data-related carrier pairs between said carrier pairs A local oscillator placed at an intermediate frequency or at an intermediate offset of the instantaneous center frequency This is the result. This interacts in the manner of the example to produce some property-dependent consequences. It provides two related IF acid components that are stable components capable of producing fruit.

A)通常の狭バンド・フィルタを通しての通過。A) Passage through a conventional narrow band filter.

B) 4相ないし2相で、相感応ネットワークにより処理されるならば、搬送波 ペア内に含まれる情報の復調。B) If it is 4-phase or 2-phase and processed by a phase-sensitive network, the carrier wave Demodulation of the information contained within the pair.

C) loミリ秒以下の望ましい送信間隔は、複数ペアを除いてドツプラー分析 に対して耐性があり、これはドツプラーは2つのスペースをおいた周波数での差 を除き前記の短い間隔で出現しないからである。スペース化でのこの性質の利用 は重要で、複数ペアは前記関連ドツプラー性に対して処理される。C) Desired transmission intervals of lo milliseconds or less are determined by Doppler analysis, excluding multiple pairs. This is because Doppler is resistant to the difference between two spaced frequencies. This is because they do not appear at the above-mentioned short intervals except for. Using this property in spacing is important and multiple pairs are processed for the associated Doppler properties.

D)特定の数の搬送波ペアを有する近ないし遠周波数距離で通常ないし遊離IF 比出力選択。特定数の掃引発信器とミックスしたときの任意の数の固定周波数電 波周波数(RF)共振器の単純な和と差関係。掃引成分(SCMセット)の持続 時間及びスパンに付いてそれぞれ鏡像ないし周波数方向(反対感知チャーブ変調 )の逆転を生成するスタート/ストップ周波数の選択を伴う。D) Normal or free IF at near or far frequency distance with a certain number of carrier pairs Specific output selection. Any number of fixed frequency oscillators when mixed with a specific number of swept oscillators Simple sum and difference relationships for wave frequency (RF) resonators. Continuation of sweep component (SCM set) Mirror image or frequency direction (opposite sensing chirb modulation) in time and span, respectively ) involves selecting a start/stop frequency that produces a reversal of .

完全アシル原則を利用する場合は、システムは傾斜制御バースト。When utilizing the full acyl principle, the system is tilt controlled burst.

モードで作動し、ここで周波数アジリティはその周数数ないし上記で説明した刺 激ないし刺激属性といった事象を指す搬送ペア周波数の変化率の傾斜制御の関数 となる。mode, where frequency agility is determined by the number of laps or the stimulus described above. A function of slope control of the rate of change of the carrier pair frequency, which refers to events such as intensity or stimulus attributes. becomes.

例えば最も単純な構成が図表1に示されており、そこでは電波周波数発信器源A は二重サイドバンドないし平衡変調器Bへの搬送波入力として用いられ、それぞ れ時間Tで達成される4MHzの周波数アシル傾斜を持つGとHの2つの搬送波 を生成し、これはSCMとして知られるバーストないしパケット持続時間となる 。For example, the simplest configuration is shown in Figure 1, where a radio frequency oscillator source A are used as carrier inputs to dual sideband or balanced modulator B, each with Two carriers, G and H, with a frequency acyl slope of 4 MHz achieved in a delay time T This is the burst or packet duration known as SCM. .

刺激信号のプリアンプルは、タイミング・チャート(刺激トリガ生成器)により トリガされる。これは規定傾斜生成器を継続的にトリガし、読み取り専用メモリ (ROM)駆動ディジタル−アナログ変換器(DAC−VCO出力を制御)から なる規定傾斜生成器(PSG)から継続的に刺激とSCMを生成するために、v COとデータ生成器(サブチャーブ生成器)をゲートする。The stimulus signal preamble is determined by the timing chart (stimulus trigger generator). Triggered. This continuously triggers the prescribed slope generator and reads only the memory (ROM) drive digital-to-analog converter (controls DAC-VCO output) To generate the stimulus and SCM continuously from a prescribed gradient generator (PSG) with v Gate the CO and the data generator (subcharb generator).

電圧制御発信器(V Ca)は搬送波ペアがBの信号変調ボートにフィードされ たときに平衡変調器の基本料及び差結果出力から搬送波ペア出力を達成するのに 必要な周波数変調を生成する。The voltage-controlled oscillator (V Ca) has a carrier wave pair that is fed to the signal modulation port of B. To achieve the carrier pair output from the basic charge and difference result output of the balanced modulator when Generate the required frequency modulation.

変調器入力は、複数の瞬間変調周波数でCから調波出力をもたらす高レベル交換 機能とすることが出来る。トリが生成器Eは、規定のdv/dt(傾斜)電圧関 数を前記規定傾斜生成器りから■CO周波数をCで制御するために可能にするこ とにより変調事象を指示する。The modulator input is a high level exchange resulting in a harmonic output from C at multiple instantaneous modulation frequencies. It can be a function. The trigger generator E has a specified dv/dt (slope) voltage relationship. From the specified slope generator mentioned above, it is possible to control the CO frequency with C. and indicates a modulation event.

データは、搬送波周波数Aと結合して両方とも同時位相コード化データを含むア シル搬送波ペアG、 Hを形成する前に位相シフト要素Fを通して変調に印加す ること々(出来る。明かに要素Fは2相ないしバイナリ・データ用周波数シフト ・キー(FSK)装置とすることが出来る。The data is coupled to a carrier frequency A, both of which contain simultaneous phase encoded data. applied to the modulation through the phase shift element F before forming the sil carrier pair G, H. (It is possible. Obviously, element F is a frequency shift for two-phase or binary data.) - Can be a key (FSK) device.

代わりにVCOrc」をアナログないしディジタル・データで変調して、データ をチャープ変調プロフィールへの追加周波数変調(FM)幅搬送波として重畳す ることが出来る。傾斜制御変調法の他の変形を更に述べる。Instead, the data is modulated by analog or digital data. as an additional frequency modulation (FM) wide carrier to the chirp modulation profile. Rukoto can. Other variations of the slope control modulation method are further described.

これは状況がその信号出力により電子的に盗難にあっているあるいは無許可であ ると識別できる車両を識別、不動化する問題に対処する車両追跡システムのアプ リケーションである。即ち説明するアプリケーションは、無許可領域に入った車 両を遠隔操作でないし自動的に停止し、あるいはそれが何時停止するかその位置 の妥当に正確な知識があるといった車両の不法占拠を確定した後、車両の更なる 通過を防ぐといった目的に展開することが出来る。This indicates that the signal is electronically stolen or unauthorized. A vehicle tracking system application that addresses the problem of identifying and immobilizing vehicles that can be identified by It is a plication. In other words, the application described is a vehicle that enters an unauthorized area. Stop both remotely or automatically, or when and where it stops. After establishing illegal possession of the vehicle, such as having reasonably accurate knowledge of the It can be deployed for purposes such as preventing passage.

この装置は又、盗難車の検知、不動化、位置通報のために設計された条件的信号 化プロトコルとして記述される。いくつかのそのような装置の構造が存在する。The device also provides conditional signals designed to detect, immobilize, and report the location of stolen vehicles. It is described as a standardization protocol. Several such device structures exist.

車両内に取り付Cすられた電波発信器は、無許可の車両への侵入によりトリガさ れ、それが持続される受信可能で識別可能な信号を生成する能力を持っている。A radio transmitter installed inside a vehicle can be triggered by unauthorized entry into the vehicle. It has the ability to generate a receivable and distinguishable signal that is sustained.

車両は又、盗難車の警報送信の接近により警告される固定ないし移動セキュリテ ィ送信器から指示された場合に車両を不動化出来る電波受信器を持っている。そ の警報送信は、盗難車を不動化するために手動で信号化する前に視覚による確認 をできるように、盗難車の識別情報を搬送する。セキュリティ送信器は、車両送 信の刺激属性により起動される同伴受信器により信号を送られる機能を持ってお り、その送信も規定傾斜制御変声内で識別情報を伝える。The vehicle may also be equipped with a fixed or mobile security system that is alerted by the approach of a stolen vehicle alarm transmission. It has a radio wave receiver that can immobilize the vehicle if instructed to do so by a radio transmitter. So The alarm transmission requires visual confirmation before being manually signaled to immobilize the stolen vehicle. Convey the identification information of the stolen vehicle so that The security transmitter is It has the ability to be signaled by a companion receiver activated by the stimulus attributes of the signal. The transmission also conveys identification information within the prescribed slope control modulation.

固定セキュリティ送信器設備の場合は、図1と同機に配備した4つの送信器の協 調と地域コンピュータのいつ車両「不動化信号」を送るかを決定する縫方は、車 両の信号強度ないし地理的位置に基づく。別の構成では、位置固定をもたらす差 分到着時間計算を有する外部3角法により4つの受信器の周辺により限定された 4角のセル外の盗難車を追跡する能力を提供する。指定利用者の上述の盗難車識 別及び状態通報(速度記録など)の利用は、本明細書で開示した信号プロトコル と適合性がある。In the case of fixed security transmitter equipment, Figure 1 shows the cooperation of the four transmitters deployed on the aircraft. The method of determining when to send a vehicle "immobilization signal" of the key and regional computer is determined by the vehicle based on both signal strength or geographic location. In another configuration, the difference resulting in position fixation limited by the periphery of four receivers by external triangulation with minute arrival time calculations Provides the ability to track stolen vehicles outside the four corner cells. Identification of the above-mentioned stolen vehicle by the designated user The use of separate and status reporting (such as speed recording) is based on the signaling protocols disclosed herein. It is compatible with

データ送信ないし受信を行うための送信ないし受信システムでの上記の技術の実 施及び実施例では、エポックの時間領域への変換は、全ての受信器メンバーのサ ンプル間隔生成器と同期化され絶対時間基準に基づいている。Implementation of the above technology in a transmitting or receiving system for transmitting or receiving data In the implementation and examples, the conversion of the epoch to the time domain It is synchronized with the sample interval generator and is based on an absolute time reference.

受信器ネットワーク内の全ての固定受信器は、全ての受信器に共通な絶対基準に 正規化することが出来る。この基準は又、各々のネットワーク受信器に対する伝 ばん時間差を各々の場合に可能にするように位置に固定される。前記の既知の受 信器時間差の関係は、ネットワークの他のメンバーとは非同期で本明細書及び優 先権文書に記述する傾斜制御バーストモードで機能する任意のコンパチブルな送 信器装置からの計算済みの到着時間エポックをオフセットするのに用いられる。All fixed receivers in a receiver network are connected to an absolute reference common to all receivers. Can be normalized. This standard also specifies the communication requirements for each network receiver. fixed in position to allow for time differences in each case. The known receiver The relationship between the signal time differences is asynchronous with other members of the network and is Any compatible transmission that operates in ramp-controlled burst mode as described in the preemptive document. Used to offset the calculated arrival time epoch from the communication device.

特許請求の範囲 1. 1つないし複数の送信器と1つないし複数の受信器からなる通信用拡散ス ペクトル・システムで、各々の信号は所定の関係を有する変調成分のバースト出 力と所定変調の更なるバースト出力属性成分を含み、前記属性は変調成分ないし 搬送波プロフィールの予想エンベロープを示し、前記変調成分の前に所定の時間 に受信器に到着するように送信される前記通信用拡散スペクトル・システム。Scope of claims 1. Communication spreading spectrum consisting of one or more transmitters and one or more receivers In a spectral system, each signal is a burst of modulated components with a predetermined relationship. force and a further burst output attribute component of a predetermined modulation, said attribute being a modulation component or Denotes the expected envelope of the carrier profile and the modulation component for a given time before the modulation component. a spread spectrum system for said communications such that said communications arrive at a receiver at

2.1つないし複数の送信器と1つないし複数の受信器からなる通信用拡散スペ クトル・システムで、各々の信号は規定の周波数関係を有するバーストないし変 調成分の連続出力と所定変調の更なるバースト出力属性成分と残りのメツセージ に対する周波数領域内の独自のプロフィールとを含み、前記属性は変調成分ない し搬送波プロフィールの予想エンベロープを示し、前記変調成分の前に所定の時 間に受信器に到着するように送信される前記通信用拡散スペクトル・システム。2. A communication spreading space consisting of one or more transmitters and one or more receivers. In a vector system, each signal is a burst or variation with a defined frequency relationship. Continuous output of tonal components and further burst output of predetermined modulation attribute components and remaining messages and a unique profile in the frequency domain for the modulation component. and shows the expected envelope of the carrier profile at a given time before the modulation component. Spread spectrum system for said communications which are transmitted so as to arrive at a receiver in between.

3、 前記変調は周波数変調、チャーブ変調、位相変調、振幅変調ないしパルス ないし積分変調の1つないしその組合せから選択し、前記変調は各々の属性成分 について属性及び変調成分を順次自由空間に伝ばんする手段と一致した限定共振 器制御手段により計時する請求項1ないし2のシステム内の送信器。3. The modulation is frequency modulation, chirb modulation, phase modulation, amplitude modulation or pulse or integral modulation, or a combination thereof, wherein said modulation is selected from one or a combination of integral modulations; limited resonance consistent with a means of sequentially propagating attributes and modulation components into free space for 3. A transmitter in a system according to claim 1, wherein the transmitter measures time by a transmitter control means.

4、g4性成分を前記受信器に前記変調成分より前に到着させるないし適切な時 間前に送って前記受信器を前記属性からの推論により作用的に使用可能とし、前 記変調成分と変調の出発点と予測される形式を予測し、その点からデータ成分に 影響されずに配列している適応テンプレート整合ないしバンドパス・フィルタの 方法で前記変調成分の周波数プロフィールを捕簑し、パスするために受信器パラ メータ制御を用いて追跡アルゴリズムが前記規定な0シ所定の関係に続く請求項 1ないし2のシステムないしシステム構成部分。4. Arriving the g4 component at the receiver before the modulation component or at an appropriate time to make the receiver operationally usable by inference from the attribute; Predict the starting point and expected format of the modulation component and the modulation, and convert the data component from that point to Adaptive template matching or bandpass filter alignment without influence The receiver parameters to capture and pass the frequency profile of the modulated component in a manner 4. A tracking algorithm using meter control that follows said predetermined zero predetermined relationship. 1 or 2 systems or system components.

5、 属性成分を前記受信器に前記変調成分より前に到着させるないし適切な時 間前に送って前記受信器を前記属性からの推論により作用的に使用可能にし、前 記変調成分と変調の出発点と予測される形式を予測し、周波数配列ないしSCM による方法で、その点から規定ないし所定の関係を受信器のパラメータ制御で追 跡してデータ成分に影響された前記変調成分の周波数プロフィールを捕捉する請 求項1ないし2ないし3のシステムないしシステム構成部分。5. Arriving the attribute component at the receiver before the modulation component or at an appropriate time to enable said receiver to be operationally usable by inference from said attributes; The modulation components and modulation starting point and expected format are predicted and the frequency array or SCM is From this point, a prescribed or predetermined relationship can be added by controlling the parameters of the receiver. the frequency profile of the modulated component as influenced by the data component. The system or system component of requirements 1, 2, or 3.

6、 データは前記変調成分により前記変調成分の更なるサブ変調ないしサブチ ャーブにより搬送し、サブ変調は複数の変調プロフィールを限定する所定のユー クリッド空間内の一意的な変調ベクターからなり、各々の前記空間は所定の時間 間隔ないし各々の属性タイプのタイムスロットにより境界をなし、限定されてい る請求項12.3.4ないし5のシステム内の送信器ないし構成部分。6. The data is subjected to further sub-modulation or sub-modulation of the modulation component by the modulation component. sub-modulation is carried by a predetermined user that defines multiple modulation profiles. consists of unique modulation vectors in Clid spaces, each said space being bounded and limited by an interval or time slot for each attribute type. A transmitter or component in the system of claims 12.3.4 to 5.

7、 請求項6のサブ変調を用いてm−アレイ配列コーディングを生成し、前記 コーディングはrmJの一意的なベクターを昇順ないし降順ないしその逆で形成 する個々の位相のないし周波数プロフィールのシーケンスからなり、前記順序は アシル搬送波に加えられ、それにより傾斜され、前記ベクターはそれぞれ所定の サブ変調、サブチャーブ間隔ないしメツセージ持続時間に対するタイムスロット 進展内でrmJの独自のプロフィールを構成する請求項4ないし5のシステムな いしシステム構成部分。7. Generate m-array array coding using the sub-modulation of claim 6, and Coding forms a unique vector of rmJ in ascending or descending order or vice versa. a sequence of individual phase or frequency profiles, said order being added to the acyl carrier and tilted thereby, said vectors each have a predetermined Time slot for submodulation, subcharb interval or message duration Such a system as claimed in claim 4 or 5, which constitutes a unique profile of rmJ within the evolution. Ishi system component part.

8、請求項6ないし7のサブ変調を用いてm−アレイ配列コーディングを生成し 、前記コーディングはrpJの一意的なベクターからなる周波数プロフィールの シーケンスからなり、前記順序はアシル搬送波に加えられ、それにより傾斜され 、前記ベクターはそれぞれ所定のサブ変調、サブチャーブ間隔ないしメツセージ 持続時間に対するタイムスロット進展内でrmJの独自のプロフィールを構成す る請求項4ないし5のシステムないしシステム構成部分。8. Generating m-array array coding using the sub-modulation of claims 6 to 7; , said coding of the frequency profile consisting of a unique vector of rpJ sequence, said sequence being added to the acyl carrier and thereby tilted. , the vectors each have a predetermined submodulation, subchal interval or message. Construct a unique profile of rmJ within the time slot evolution versus duration. The system or system component part according to claim 4 or 5.

9、 前記サブ変調ないし独自ベクターは前記搬送波のそれぞれ内で更に置換さ れ、2ないし複数の独自ベクター集合rmJが同時に前記各々の間隔内で生じる ことを可能にする方法で前記メツセージの間隔のそれぞれが各々の配列内で同時 記号密度のパワーに対しrmJの係数で記号密度を更に増大させる請求項6、フ ないし8のシステムないしシステム構成部分。9. Said sub-modulation or unique vector is further replaced within each of said carrier waves. and two or more unique vector sets rmJ occur simultaneously within each of said intervals. in such a way that it is possible for each of said message intervals to be simultaneous within each array. Claim 6, wherein the symbol density is further increased by a coefficient of rmJ with respect to the power of the symbol density. -8 systems or system components.

10、属性成分は変調ディレクティブを変調操作に対する単一の事前定義前提と して形成することにより冗長にし、それにより属性に対するシステム依存性を前 記特許請求の範囲の構成体から取り除き、システム受信器を操作的に前記送信の 変調プロフィールを事前定義で正確に予測できるようにし、測定値は受信した時 の送信と受信器基準生成器の間の補正されていないタイムベース等化システム内 のデータから生じた差分成分から確立され、データは後続のサンプル上の相対的 変位の測定により先のサンプルから復号される請求項3.6.7.8ないし9の システムないしシステム構成部分。10. The attribute component sets the modulation directive as a single predefined assumption for the modulation operation. make it redundant by forming removed from the claimed arrangement and operatively controls the system receiver for said transmission. Modulation profiles can be predefined and accurately predicted, and measurements can be made as soon as they are received. in the uncorrected timebase equalization system between the transmitter and the receiver reference generator. is established from the difference component resulting from the data of the data relative to subsequent samples. as claimed in claims 3.6.7.8 to 9, decoded from a previous sample by measuring a displacement. A system or system component.

11、前記単一前提は固定ないしアシル周波数のバーストないし反復送信につい て複数にし、前記前提の複数性は変調周波数、変調開始周波数、単位時間当りの 変調変化率、メツセージ反復率、変調バースト持続時間、変調複合データの任意 の組合せから選択し、前記前提の複数性は変調プロフィ−!し整合を達成するま で入力メツセージに関して前提テンプレート基準生成器を補償する遅延によりシ ステム受信器で操作的に同期化される請求項10のシステムないしシステム構成 部分。11. The above single assumption applies to burst or repetitive transmissions of fixed or acyl frequencies. The plurality of the above assumptions is based on the modulation frequency, modulation start frequency, and per unit time. Modulation change rate, message repetition rate, modulation burst duration, modulation composite data arbitrary The plurality of the premises is selected from the combinations of modulation profiles! until consistency is achieved. The system is 11. The system or system arrangement of claim 10, wherein the system is operationally synchronized with a stem receiver. part.

12、各々のメツセージ集合の前記変調成分は対応する所定ないし規定の変調デ ィレクティブから導出され、それに対し正規化可能な送信の集合を形成する請求 項1.2.7.8.9、lOないし11のシステムないしシステム構成部分。12. The modulation component of each message set is a corresponding predetermined or prescribed modulation component. A claim that forms a set of transmissions derived from a directive and normalizable against it. Sections 1.2.7.8.9, IO to 11 systems or system components.

13、属性成分は前記変調ディレクティブを送信属性成分の符号化ないしそれか らの計時により各々の送信器メンバーで限定ないし計時する請求項12のシステ ム。13. The attribute component transmits the modulation directive as an encoding of the attribute component or 13. The system according to claim 12, wherein each transmitter member is limited or clocked by the timing of each transmitter member. Mu.

14、属性成分は前記変調ディレクティブを各々の受信器メンバーでディレクテ ィブ開始点を予測する役にたつ属性とディレクティブの間で定義された遅延及び 属性に対するディレクティブ定義指定により特定された予期変調性に特異な属性 プロフィールにより定義ないし計時する請求項12のシステム。14. The attribute component directs the modulation directive at each receiver member. Delays and directives defined between attributes and directives that help predict the start point Attributes specific to anticipatory modulation identified by directive definition specifications for attributes 13. The system of claim 12, wherein the time is defined or timed by a profile.

15、属性成分は、前記ディレクティブに導く遅延間隔を計時することにより変 調ディレクティブの正確な定義を行うことの出来る数百ナノ秒以下の到着時間精 度をもたらすパルス補償装置により各々の受信器で処理された広帯域チャーブで ある請求項14のシステムないしシステム構成部分。15. Attribute components are changed by timing the delay interval leading to said directive. Arrival time precision of sub-hundreds of nanoseconds allows accurate definition of key directives. wideband chirps processed at each receiver by a pulse compensator that provides 15. The system or system component of claim 14.

16、前記受信器は前記システムにより用いられる複数の属性成分の集合から前 記属性を選択ないし区別でき、それにより局所発信器制御あるいは前記受信器の 他の制御のために変調ティレクチイブの1つの関連集合を選択し、前記制御は前 記属性成分により規定されるマジ遭すティ内にある請求項6ユ12.14ないし 15のシステム。16, the receiver receives a predetermined number of attributes from a set of attribute components used by the system; The recording attributes can be selected or distinguished, thereby controlling the local oscillator or the receiver. Select one relevant set of modulation directives for another control, said control being Claims 6 and 12.14 to 15 systems.

IT、前記変調成分はSCMを限定するハイブリ9ド・チャープ変調を含み、搬 送波記号は時間内で位相ないし周波数空間をおいた複数のサブチャープ及び事前 定義共振器制御記号周期を含む請求項7.8.9、l0111.12.13ない し16のシステムないしシステム構成部分。IT, the modulation component includes a hybrid chirp modulation that defines the SCM, and The transmit symbol consists of multiple subchirps and a priori that are spaced apart in phase or frequency space in time. Claim 7.8.9, l0111.12.13, containing defined resonator control symbol period 16 systems or system components.

18、前記変調成分は単−SCM変調を抑制搬送波両側側波帯変調器を通過させ たときに得られるような周波数イメージ・ペアを含み、前記変調器は前記チャー プ成分を前記イメージ・ペアに周波数変換するときに用いる安定した周波数信号 を供給され、前記イメージ・ベアは安定周波数により乗算されたチャープ変調に より変換したときに1つは周波数昇順領域にあり、他は周波数降順領域にある請 求項3、工3、I4.16ないし+7のシステムないしシステム構成部分。18. The modulation component is passed through a carrier double sideband modulator that suppresses single-SCM modulation. the modulator includes a pair of frequency images such as obtained when the modulator a stable frequency signal used to frequency transform the image pair into the image pair; , the image bear is chirp modulated multiplied by a stable frequency. When transformed, one is in the frequency ascending domain and the other is in the frequency descending domain. Request 3, Engineering 3, I4.16 to +7 systems or system components.

+9. 前記複数の変調器要素は複数の前記イメージ・ベアを事前定義の周波数 空間をおいた前記変調器ボートを供給するために用いられる共通のアシル源であ る変換点で生成するために用いられ、前記アシル源は傾斜制御変調をもたらすた めに記述され、前記事前定義周波数空間はそれぞれ変調器LOポートの必要数を フィードする適切な高安定性発信器により達成される請求項18のシステムない しシステム構成部分。+9. the plurality of modulator elements transmit the plurality of image bears at predefined frequencies; A common acyl source used to supply the spaced modulator boats. The acyl source is used to generate at a conversion point, and the acyl source provides slope-controlled modulation. The predefined frequency spaces each define the required number of modulator LO ports. 19. The system of claim 18, which is achieved by a suitable high stability oscillator feeding the system components.

20、複数のアシル源は前記変調器要素をフィードするために用いられて複数の 前記イメージ・ベアを事前定義の周波数空間変換点で生成し、1つないし複数の 高安定性発信器は変調器LOポートの必要数をフィードして搬送波間で所望の周 波数空間とデータ関係オフセントを達成腰前記データ関係は変調配列により前記 アシル源周波数ないし位相あるいは間隔制mvp素のそれぞれで前記イメージ・ ペアないし搬送波ペアに課せられる請求項18のシスメムないしシステム構成部 分。20, a plurality of acyl sources are used to feed the modulator element and a plurality of acyl sources are used to feed the modulator element. The image bear is generated at predefined frequency space transformation points and one or more The high stability oscillator feeds the required number of modulator LO ports to achieve the desired frequency between carriers. Achieving off-cent in the data relationship between the wavenumber space and the data relationship is achieved by modulating the array The above-mentioned image The system or system component of claim 18 imposed on a pair or carrier pair. Minutes.

21、前記属性成分も1つないし複数の前記変調器を通過させて属性と前記ディ レクティブの間のシーケンスで前記変調器フィードを選択する手段で前記属性の イメージペアを生成する請求項18.19ないし20のシステムないしシステム 構成部分。21. The attribute component is also passed through one or more of the modulators to combine the attribute and the modulator. of said attributes by means of selecting said modulator feed in sequence between directives. 21. The system according to claim 18, which generates an image pair. component parts.

22、前記変調器を2ないし4象限乗算器ないしミクサ要素により置き換えた請 求項18.19.20ないし21のシステムないしシステム構成部分。22. Replacement of the modulator by a 2- or 4-quadrant multiplier or mixer element; The system or system component of requirements 18.19.20 to 21.

23.1つないし複数の所定の変調ディレクティブを格納する手段と、前記変調 ディレクティブの各々にしたがって複数の搬送波信号を変調して変調成分を形成 する手段と、1つの前記変調ディレクティブに従って属性成分を生成する手段と 、前記属性成分を含む信号と事前定義時間後に前記変調成分を同期関係で伝ばん する手段からなる拡散スペクトル通信システム用送信器。23. means for storing one or more predetermined modulation directives; Modulate multiple carrier signals according to each directive to form modulation components and means for generating an attribute component according to one of the modulation directives. , the signal containing the attribute component and the modulation component are transmitted in a synchronous relationship after a predefined time. A transmitter for a spread spectrum communication system comprising means for

24、受信属性成分を検出する手段と、1組の変調信号成分の予測エンベロープ を検出属性成分にしたがって判定する手段と、前記変調成分を前記予測エンベロ ープに従ってデータに復号して検出する手段からなる拡散スペクトル通信システ ム用受信器。24. Means for detecting reception attribute components and prediction envelope of a set of modulated signal components means for determining the modulation component according to the detected attribute component; A spread spectrum communication system consisting of means for decoding and detecting data according to Receiver for the system.

25、更に前記属性成分の到着の検出に対応して前記変調成分のおおまかな到着 時間を予測する手段と、少なくとも1つの正確なサンプルないし正確な整数サン プルが1つのサブ変調間隔内に存在するように前記受信器で送信サブ変調間隔と サンプル間隔生成器の間の等化性関係を利用する傾斜インターセプト再入アルゴ リズムの方法で前記変調成分のエポックの細かい到着時間を推定する手段からな り、全てのシステム受信器のメツセージ持続時間(己各々のサブ変調ないしサブ チャープ間隔に対する同一位相角度についてのディジタル化サンプルを提供する ようにする請求項24の受信器。25, further detecting the approximate arrival of the modulation component in response to the detection of the arrival of the attribute component. means for predicting time and at least one exact sample or exact integer sample; the transmit sub-modulation interval at the receiver such that the pull is within one sub-modulation interval; Gradient Intercept Reentrancy Algorithm Exploiting Equalization Relations Between Sample Interval Generators From the means of estimating the fine arrival time of the epoch of the modulated component in a rhythmic manner. and the message duration of all system receivers (each submodulation or Provides digitized samples for the same phase angle relative to the chirp interval 25. The receiver of claim 24.

26、前記変調は局所的に生成された基準に対する比較によりデータ同期的に行 われ、前記基準はエポック検出器ないし位相アライナ−からの位相エラー・フィ ードバックにより同期に保たれ、前記検出器ないしアライナ−は前記基準と一致 した所定のデータ・サブ変調間隔の等化性により位相整合条件から作動して基準 慣性遅延ロックループ構成内でサブ変調間隔内のrmJ独自プロフィールからの ものの微分によりm−アレイ記号復号を提供する請求項24ないし25の受信器 。26, said modulation is performed data synchronously by comparison against a locally generated reference; The reference is the phase error filter from the epoch detector or phase aligner. The detector or aligner is kept in synchronization by feedback and the detector or aligner matches the reference. The equalization of the predetermined data sub-modulation intervals allows the reference to operate from a phase-matched condition. from the rmJ unique profile within the sub-modulation interval within an inertial delay locked loop configuration. Receiver according to claims 24-25, providing m-array symbol decoding by differentiation of .

27、限定請求項の反復的な組合せを除外した請求項10. IL 12.15 .16.17.18.19.20ないし22により更に限定されたシステム内で 作動する請求項24.25ないし26の受信器。27. Claim 10 excluding repetitive combinations of limited claims. IL 12.15 .. 16.17.18.19.Within a system further limited by 20-22 27. The receiver of claims 24.25 to 26 in operation.

2B、限定請求項の反復的な組合せを除外した請求項1O111,12,15, 16,17,18,19,20ないし22により更に限定されたシステム内で作 動する請求項23の受信器。2B, claims 1O111, 12, 15, excluding repetitive combinations of limiting claims; 16, 17, 18, 19, 20 or 22. 24. The receiver of claim 23, which operates.

29、正規化時間ないし受信器等化位置、正規化時間サンプリング順で機能する 前記受信器からのエポック到着時間データあるいはコンピュータの到着時間デー タ処理で物理的な送信器位置を得ることが出来るようにするコヒーレント・サン プリング順を収集するように指定されたコンピュータを通して非同期送信器のデ ータないし位置情報を提供する電波ないし音響伝ばん探索システムからなる請求 項27及び28の組合せにしたがって機能する少なくとも1つの移動送信器と既 知の位置の2つないしそれ以上の受信器。29. Normalized time or receiver equalization position, works in normalized time sampling order Epoch arrival time data from the receiver or computer arrival time data Coherent Sun processing allows data processing to obtain the physical transmitter location. Asynchronous transmitter data through a computer designated to collect pulling orders. A claim consisting of a radio wave or acoustic propagation search system that provides data or location information. at least one mobile transmitter and an existing mobile transmitter functioning according to the combination of clauses 27 and 28; two or more receivers at the same location.

30、更に作用的に定義され、全ての受信器サンプル間隔生成器周期を規定の整 数割合に従って送信器のサブ変調ないしサブチャープ間隔と突き合わし、サンプ リング率を整合結晶ないし共振器要素により正確に維持された前記サブ間隔に調 和的に関係付ける請求項6.12.22.23.24ないし29に従って機能す るシステムないしシステム構成部分。30, further operatively defined to set all receiver sample interval generator periods to a specified regularity. Match the transmitter's submodulation or subchirp interval according to the sample rate. The ring rate is adjusted to said sub-spacings which are precisely maintained by matching crystal or resonator elements. 6.12.22.23.24 to 29 A system or system component.

31、全てのシステム化された受信器サンプル間隔生成器は正確な共通基準クロ ックないしコンピュータ・エポック等化性のための正規化時間に同期化された請 求項30のシステムないしシステム構成部分。31. All systemized receiver sample interval generators are based on an accurate common reference clock. request synchronized to normalized time for clock or computer epoch equalization. The system or system component of claim 30.

32、第1の中間周波数フィルタの帯幅の2倍以内の搬送波ペア周波数空間を有 し、受信器局所発信器は両ダウンコンバート結果を前記フィルタないし共通乗算 器/ミクサを通過させるために意図的に配置された請求項12.16.17.2 2.29.30ないし31のシステムないしシステム構成部分内の受信器。32, having a carrier pair frequency space within twice the bandwidth of the first intermediate frequency filter; Then, the receiver local oscillator applies both down-conversion results to the filter or common multiplication. Claim 12.16.17.2 Intentionally arranged for passage through a mixer/mixer 2.29.Receiver in the system or system component of 30 to 31.

33、前記搬送波ベアの両方を前記搬送波ペアの間の中央周波数に等しい集合に よりオフセットとして事前定義された前記局所発信器と混合して個々の中間周波 数差により識別可能なダウンコンバート結果をもたらすことにより前記搬送波ペ アの各々に対するサブ変調プロフィール変化を復号する機能を有する請求項32 の受信器。33, both of the carrier bears into a set equal to the median frequency between the carrier pair. The individual intermediate frequencies are mixed with a predefined local oscillator as an offset from the carrier frequency by providing a downconverted result that is distinguishable by the claim 32, further comprising a function of decoding the sub-modulation profile changes for each of the sub-modulation profile changes. receiver.

34、m−アレイ信号化に対するエポック補正は局所的に生成された基準サブ変 調間隔に対する慣性位相ロックにより行われ、前記基準は入力サブ変調と前記基 準間のロックが人力IFを乗算器ないしミクサを通してvCOと比較する方法で 達成された後にサンプルされてエポック・データをもたらふ、フィルタされた出 力は差増幅器にポートされ、他の増幅器入力は基準サブ変調生成器出力にポート され、前記増幅器出力はポートが位相配列情報を、一方で前記基準波形進展・遅 延制御器を制御するエポック検出器に提供する前記vCOを制御し、前記制御器 はIFを復号する間に前記間隔の間の規定位相関係を捜す平均化慣性制御ループ で機能しロックが一旦確立されれば基準位相変化に対して適応的慣性制御を有志 、それにより瞬間周波数補正方法をm−アレイ処理に適用する請求項12.16 .17.22.29.30.31.32ないし33のシステムないしシステム構 成部分内の受信器。34, epoch correction for m-array signaling uses locally generated reference subvariants. This is done by inertial phase locking to the modulation interval, and the reference is the input sub-modulation and the reference. The way the semi-interval lock compares the manual IF with the vCO through a multiplier or mixer is The filtered output is sampled to yield epoch data after it has been achieved. power is ported to the difference amplifier and the other amplifier input is ported to the reference submodulation generator output. The output of the amplifier is the port that transmits the phase sequence information, while the reference waveform evolution/delay. controlling the vCO provided to an epoch detector controlling a delay controller; is an averaging inertial control loop that searches for a defined phase relationship between the intervals while decoding the IF. Once lock is established, adaptive inertia control can be applied to reference phase changes. , thereby applying the instantaneous frequency correction method to m-array processing. .. 17.22.29.30.31.32 or 33 system or system structure receiver within the component.

35、m−アレイ復号は各々の基準と変調サブ変調間隔の間の比較分析方法によ る前記エポック補正に対して同時であり、所与の基準プロフィールは独自プロフ ィールで構成された配列状態で前記増幅器内で微分され、増幅器出力は微分特性 を含み、前記出力は前記特性分析について記号を復号する手段を有する請求項3 4の受信器。35, m-array decoding is based on a comparative analysis method between each reference and modulation sub-modulation interval. simultaneous to said epoch correction, and a given reference profile is is differentiated within the amplifier, and the amplifier output has a differential characteristic. 3. wherein said output comprises means for decoding symbols for said characteristic analysis. 4 receiver.

36、全慣性位相ロックループはディジタル的に実施されるかvCO、乗算器、 基準及び微分増幅器が最低ディジタル的に実施される請求項34ないし35の受 信器。36. Is the entire inertial phase-locked loop implemented digitally? vCO, multiplier, 36. The receiver of claim 34 or 35, wherein the reference and differential amplifiers are implemented digitally. Faith equipment.

37、前記受信制御ないし変調には受信器局所発信器ないし規定傾斜生成器、な いしアシルvCOのある位相配列アルゴリズムが先立ち、前記発信器ないし生成 器、vCOの位相角度ないし周波数は制御され、前記複数成分の間でグループ遅 延リップルの等化性を示すのに満足的と定義された持続時間に複数の受信成分の 間に多数投票合意が存在するまで前記角度をメツセージ変調の最初の位相到着に 帰し、それから変化させる請求項16.17.24.25.26.29.31. 32.33.34.35ないし36のシステhないし受信器。37. The reception control or modulation includes a receiver local oscillator or prescribed slope generator, etc. A certain phase array algorithm of the acyl vCO is first applied to the oscillator or generator. The phase angle or frequency of the VCO is controlled, and a group delay is established between the plurality of components. of multiple received components for a defined duration that is satisfactory to demonstrate the equalization of the spread ripples. the angle to the first phase arrival of the message modulation until there is majority voting agreement between Claim 16.17.24.25.26.29.31. 32.33.34.35-36 system h or receiver.

38、同一メツセージの他の場合に前記標準からの到着時間起点を補償して受信 メツセージの多重経路状況を補正する手段を有する請求項37のシステムないし 受信器。38. Receiving the same message by compensating the arrival time starting point from the standard in other cases 38. The system of claim 37, further comprising means for correcting message multipath conditions. receiver.

39、請求項6.7.8ないし9により生成された1つのアシル同一メツセージ の他の場合に前記標準からの到着時間起点を補償して受信メツセージの多重経路 状況を補正する手段を有する請求項37のシステムないし受信器。39, one acyl identical message produced according to claims 6.7.8 to 9. Multipathing of received messages by compensating the arrival time origin from the standard in other cases 38. The system or receiver of claim 37, comprising means for correcting the situation.

40、前記手段は前記多数位置からの起点の測定を含み、この位置の基準は多数 満足をマークする搬送波サンプル集合間の予測合同式が事前定義計数ないし時間 を超過するサンプル点平均であり、前記起点は後減算ないし加算により各々のサ ンプル位置に付いて補償される請求項38のシステムないし受信器。40. Said means include measuring a starting point from said multiple locations, said location reference being multiple The predicted congruence between carrier sample sets that marks satisfaction is a predefined count or time , and the starting point is the average of the sample points that exceeds 39. The system or receiver of claim 38, wherein the system or receiver is compensated for sample position.

41、積分検出を用いて計算努力を削減して受信変調の物理的位置を確立ないし 受信変調のエポック点を再構築し、前記エポック点再構築ないし探索過程は各々 の受信器場所に保持された格納基準集合に対してテンプレートされた最初に送信 された変調の所定の周波数ないし位相プロフィールに基づいて行われる請求項1 6.17.24.25.26.29.31.32.33.34.35.36.3 7.38.39.40ないし前記請求項を組み合わせたシステムないしシステム 構成部分。41. Use integral detection to reduce computational effort to establish the physical location of the received modulation. The epoch point of the received modulation is reconstructed, and the epoch point reconstruction or search process is performed respectively. The first transmission templated against a stored reference set held in the receiver location of Claim 1 wherein the modulation is performed based on a predetermined frequency or phase profile of the modulation performed. 6.17.24.25.26.29.31.32.33.34.35.36.3 7.38.39.40 or a system combining the above claims component parts.

42、−複数の周波数アシル・メツセージは複数の属性検出器、各々のアシル局 所発信器規定傾斜生成器を有する複数IFプロセッサからなるフロントエンド・ スタックにより複数の属性検出容量が全てのシステム受信器メンバーに与えられ る同時受信過程に与えられ、前記スタックは単一位置受信手段を共用する分離受 信器復号器であり、前記属性トリガは後続の受信−復号器に既に進行中の復号に 影響を与えることなくいずれかの請求項のメツセージ復号操作を行わせる機能を し、前記周波数アジリティは複数メツセージ条件が卓越する場合に過程の遊離を 維持する務めを果たし、前記条件は時間領域内で十分な遅延が卓越する場合に並 列にうまく復号され、前記遅延はメッセージ長の小部分であって属性持続時間の 半分よりも大きい請求項16.17.24.25.26.29.31.32.3 3.34.35.36.37.38.39.40ないし41のシステムないしシ ステム構成部分。42, - multiple frequency acyl messages are sent to multiple attribute detectors, each acyl station A front end consisting of multiple IF processors with local oscillator defined slope generators. The stack provides multiple attribute detection capacity to all system receiver members. the stack is provided with separate receivers sharing a single location receiving means; signal decoder, said attribute trigger informs a subsequent receive-decoder of the decoding already in progress. A function that allows the message decryption operation of any claim to be performed without affecting the However, the frequency agility reduces the process release when multiple message conditions prevail. The above conditions are parallel when sufficient delay prevails in the time domain. The delay is a small fraction of the message length and the attribute duration. Claim 16.17.24.25.26.29.31.32.3 Greater than half 3.34.35.36.37.38.39.40 or 41 systems or systems Stem component.

43、前記送信器は所定の固定間隔で信号を特徴とする請求項42のシステムな いしシステム構成部分。43. The system of claim 42, wherein the transmitter features signals at predetermined fixed intervals. Ishi system component part.

44、前記送信器は複数の移動施設から非同期に作動し、送信器でトリガ事象が 生じた場合に周期的バースト信号化レパートリ−はそのレパートリ−の持続時間 に各々のバースト間で独自の時間間隔遅延を開始し、前記遅延は大きな事前定義 時間遅延集合内の各々の送信器に独自的である請求項42のシステムないしシス テム構成部分。44. The transmitters operate asynchronously from multiple mobile facilities, and when a triggering event occurs at the transmitter. When a periodic burst signaling repertoire occurs, the duration of that repertoire is starts its own time interval delay between each burst, said delay is a large predefined 43. The system of claim 42, wherein the system is unique to each transmitter in the time delay set. system components.

45、各々の送信信号の変調成分は受信属性成分の指示により各々の受信器で保 持された事前定義変調ディレクティブに再正規化される請求項to、 11.1 6.17.24.25.26.29.31.32.33.34.35.36.3 7.38.39.40.41.42.43ないし44のシステムないしシステム 構成部分。45. The modulation components of each transmission signal are stored in each receiver according to the instructions of the reception attribute component. 11.1. 6.17.24.25.26.29.31.32.33.34.35.36.3 7.38.39.40.41.42.43 or 44 system component parts.

46、複数重複送信ないし送信システム信号の衝突許容範囲は前記信号から機能 するようにシステム化された複数受信器フロントエンドにより各々の受信器で達 成され、前記複数受信器フロントエンドは更に受信した属性成分の各々に対して 独立的にないし複数で機能するようにシステム化され、その場合冗長受信器フロ ントエンドをドロップアウトして残りのフロントエンドを利用して他の送信器か ら到着する今後の属性成分を検出できるようにする手段を有し、前記送信周波数 アシル特性は前記属性ポーリング・トリが方法により複数受信器フロントエンド により同時複数信号変調を可能にし、前記衝突許容範囲は前記属性持続時間の半 分よりも大きい間隔空間内で生じる送信に対して機能する請求項16.17.2 4.25.26.29.31.32.33.34.35.36.37.38.3 9.40.41.42.43.44ないし45のシステムないしシステム構成部 分。46. The collision tolerance range of multiple duplicate transmissions or transmission system signals is determined from the above signals. A multi-receiver front end systemized to and the multi-receiver front end further determines, for each of the received attribute components, Systemized to function independently or in combination, with redundant receiver flows. drop out the front end and use the remaining front end to connect other transmitters. means for detecting future attribute components arriving from said transmission frequency; Achill characteristics are multi-receiver frontends by means of attribute polling methods. allows simultaneous multiple signal modulation, and the collision tolerance range is half of the attribute duration. Claim 16.17.2 operative for transmissions occurring within an interval space greater than minutes. 4.25.26.29.31.32.33.34.35.36.37.38.3 9.40.41.42.43.44 to 45 systems or system components Minutes.

47、ff斜インターセプト再入アルゴリズム手法を用い、受信器フロントエン ド時間基準精度を変化させる機能と共に増大させて、テストでサンプル間隔は変 調率に対して同期化された整数でないと判定されたときはいつでも変調間隔反復 を探索し、前記時間基準はサンプル間隔制御ないしアシル制御器あるいは規定傾 斜生成器、アシル電圧制御式発信器、位相ないし周波数変化であり、前記調節は 送信された変調を通して最終的に等価順次位置でサンプルするようになされる請 求項10.11.16.17.24.25.26.29.31.32.33.3 4.35.36.37.38.39.40.41.42.43.44.45ない し46のシステムないしシステム構成部分。47, receiver front end using ff oblique intercept reentrant algorithm technique. Increasing the sample interval with the ability to vary the sample interval during testing modulation interval repeat whenever determined not to be an integer synchronized to modulation rate , and the time reference is a sample interval control or an acyl controller or a prescribed slope. Slope generator, acyl voltage controlled oscillator, phase or frequency change, said adjustment being It is requested that the transmitted modulation be sampled at the final equivalent sequential position. Term 10.11.16.17.24.25.26.29.31.32.33.3 4.35.36.37.38.39.40.41.42.43.44.45 No 46 systems or system components.

48、 システムは駐車管理システムを作動するのに用いられ、2台だけの受信 器を用いて駐車しているないし前記受信器間を走行している1台の車両のエポッ ク情報を積極的に中継する機能を有し、固有の直線を一般の街頭にレイアウトし て位置計算に必要な第3の座標に取って代わる請求項1O1ti、 ta、17 .24.25.26.29.31.32.33.34.35.36.37.38 .39.40.41142.43.44.45.46ないし47のシステムない しシステム構成部分。48. The system is used to operate a parking management system and only receives 2 cars. epoch of one vehicle parked or running between the receivers. It has the function of actively relaying traffic information, and lays out unique straight lines on ordinary streets. Claim 1O1ti, ta, 17, which replaces the third coordinate necessary for position calculation. .. 24.25.26.29.31.32.33.34.35.36.37.38 .. 39.40.41142.43.44.45.46 or 47 systems system components.

49、 システムは直線に沿って2台の受信器の間で電波、音響ないし磁気送信 源を探索するのに用いられ、1つないし複数の移動源から前記2台の受信器によ り受信した2つのエポックの固有の線形微分関係は位置計算に適切である請求項 10.11.16.17.24.25.26.29.31.32.33.34. 35.36.37.38.39.40.41.42.43.44.45.46な いし47のシステムないしシステム構成部分。49. The system transmits radio waves, acoustics, or magnetic waves between two receivers along a straight line. used to search for sources, from one or more moving sources to the two receivers. Claim: The unique linear differential relationship between the two received epochs is suitable for position calculation. 10.11.16.17.24.25.26.29.31.32.33.34. 35.36.37.38.39.40.41.42.43.44.45.46 The system or system component part of I-47.

50、 システムを利用して4台の受信器の正方形ないし矩形のセルへの外部3 角法で電波ないし音波ないし磁気送信源の位置を探索ないし追跡し、正方形の既 知の辺(セルの周辺空間)を正方形の各々の受信器メンバーに対するそれぞれ1 つないし2つの別のセル・メンバーに関しで受侶したエポック位相の差分到着時 間と共に利用して位置固定をもたらす請求項1O11116,17,24,25 ,26,29,31,32,33,34,35,36,37,38,39,40 ,41,42,43,44,45,46ないし47のシステムないしシステム構 成部分。50. Using the system to connect external 3 receivers to a square or rectangular cell Find or track the location of a radio, sonic, or magnetic transmitting source using the angle method and 1 for each receiver member of the square. When the difference in epoch phase received with respect to two different cell members arrives Claim 1O11116, 17, 24, 25 which is used together with the spacer to provide position fixation. , 26, 29, 31, 32, 33, 34, 35, 36, 37, 38, 39, 40 , 41, 42, 43, 44, 45, 46 or 47 system or system structure component part.

51 送信車両探索追跡システム及び推論的に送信探索追跡システム内で、車両 ないし送信器固定具の無許可ないし違法な占有状態として判定できる事象から、 前記事象ないし占有により生じるトリが事象は前記事象ないし占有から続く前記 固定具ないし車両からの送信レパートリ−を適切と認め、運転中の車両の場合に はトリが後に所定時間生じる不動化措置あるいはセキュリティなどに便利な複数 の事前に指定した場所の1つで不動化措置を有し、前記場所は位置予測に基づい て不動化前に受信器モニターに通知される前記車両ないし送信器固定具からの信 号レパートリ−の展開。51 Transmitting Vehicle Search and Tracking System and Speculatively Within the Transmitting Vehicle Search and Tracking System or from an event that can be determined as unauthorized or illegal possession of the transmitter fixture, An event that occurs as a result of said event or occupancy is defined as a The transmission repertoire from the fixture or vehicle is recognized as appropriate, and in the case of a driving vehicle. This is useful for immobilization measures or security, etc., which occur after a predetermined period of time. has an immobilization measure at one of the pre-specified locations, and said location is based on the location prediction. signal from said vehicle or transmitter fixture that is notified to the receiver monitor before immobilization. Expanding the number repertoire.

52、 mビット入力nビット出力並列ディジタル・コリレータで、nビットは コード近接性の信頼に対するパワーnレベル出力に2をもたらし、人力は共通な いし二重チャネル相関基準チャネルを有する単一ないし二重チャネル構成で、前 記基準は多数投票ないしエポック配列過程などに対する慣性応答(入力SCMに 対するLDないしvco、pssの位相配列速度)を可能にするプログラム可能 コード・チップ速度を有し、前記チップ速度は無変化ないしプラスマイナス1コ ードがロック状態を示すまで相関宿願性に対して比例的に遅くなる前記並列ディ ジタル・コリレータ。52, m-bit input n-bit output parallel digital correlator, where n bits are 2 to power n level output for code proximity trust, human power is common Single or dual channel configuration with correlation reference channel The standard is the inertial response to the majority vote or epoch arrangement process (input SCM Programmable to enable LD or VCO, PSS phase array speed) code chip speed, and said chip speed is unchanged or plus or minus one code. The parallel diode slows down proportionally to correlated speculativeness until the node exhibits a locked state. Digital Correlator.

53、ディジタルに宜み付けされた平均は雑音信号の検出でオプション的に得る ことが出来る請求項52の汎用コリレータ。53. Digitally scaled averages are optionally obtained with detection of noise signals. 53. The general-purpose correlator of claim 52, wherein the general-purpose correlator is capable of

54、y深度信号データ・アレイないしy深度FIFOレジスタ内のデータ経過 をメモリ・アレイ内のZ深度ランダム・アクセス・プログラム可能基準コードと 相関させてコード・アシル相関機能を提供し、入力チップ速度よりも高くテスト できるnビット出力信頼コードを提供する請求項52ないし53のコリレータ。54. Data history in y-depth signal data array or y-depth FIFO register Z-depth random access programmable reference code in memory array and Correlates to provide code acyl correlation function and test higher than input chip speed 54. A correlator as claimed in claim 52 or 53, wherein the correlator provides an n-bit output reliability code that can be used.

55、信号データ・アレイは、補正ビットにnビット出力が信頼レベルを反映す るデータ・エラーを補償できるようにする、入力チップないし語速度よりも高く テストできるランダム・アろセス・プログラム可能状態を有する請求項52.5 3ないし54のコリレータ。55, the signal data array is configured so that the n-bit output reflects the confidence level in the correction bits. higher than the input chip or word rate, allowing data errors to be compensated for. Claim 52.5 Having a testable random access programmable state 3 to 54 correlators.

56、(a)受信器メンバーの各々と定常前記時間基準の間の伝ばん時間差に基 づいて絶対時間基準をネットワークに属する全ての固定受信器内で正規化する機 能を有する装置と、受信器タイミング差の前記既知の関係を用いて到着時間エポ ックを計算し、地域コンピュータにより写像されたセルの範囲内で回遊する送信 器から関連受信器メンバーに付いて受信器位置を補正し、前記メンバー地上回線 が前記地域コンピュータに到着時開エポックを伝えるために接続されており、 (b)前記絶対時間基準から導出された前記受信器正規化時間に対してネットワ ークの各々の受信器メンバーの各々のサンプル間隔生成器をフェーズロックする 方法と、 (C)前記送信器から到着する到着時間エポックの計算から前記時間差をネット ワーク内の必要受信器から減算する方法と、(d)各々の地域コンピュータが、 前記送信器の位置固定をもたらすために各々の他の前記受信器メンバーに関して 前記送信器により送られたエポックの到着時間差を計算する方法と、(e)デー タ情報を前記送信器サブ変調に含める方法と、(f)前記データ情報復元を前記 送信の信号強度範囲資格内の前記各々の地域コンピュータの各々の前記受信器メ ンバーで含める方法と、(g)状況更新用の中央コンピュータへ地上回線を通し て各々の地域コンピュータで回復された位置及びデータ情報を伝える方法からな る定義された請求項の探索ないし位置追跡システムの直接的な実施。56, (a) based on the propagation time difference between each of the receiver members and the stationary time reference. The absolute time reference is then normalized within all fixed receivers belonging to the network. arrival time epoch using the known relationship of receiver timing differences. transmissions that circulate within the range of the cells mapped by the regional computer. correct the receiver position from the receiver to the associated receiver member, and is connected to tell the region computer the opening epoch upon arrival, (b) network phase-lock each sample interval generator of each receiver member of the network. method and (C) Net the time difference from the calculation of the arrival time epoch arriving from the transmitter. (d) each regional computer with respect to each other said receiver member to effect position fixation of said transmitter. (e) a method for calculating the arrival time difference of epochs sent by the transmitter; (f) including data information in the transmitter sub-modulation; the receiver menu of each of the regional computers within the signal strength range of transmission; (g) through a terrestrial line to a central computer for status updates; from how to communicate recovered location and data information on each regional computer. Direct implementation of the search or position tracking system of the defined claims.

国際調査報告 +=、:*rna+Ia11m(^91’LleallenNa、P’27M1 虹υユmN饗凝ズT01侶D6り号a貫α鵜り圧λにχ用テαCON摺困ジE国 症MfFLxo貫l距瓦にψp四四をinternational search report +=, :*rna+Ia11m(^91'LrealenNa,P'27M1 Rainbow υ YumN Feast T01 Partner D6 Ri No. ψp44 on the MfFL

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 1.固定受信器場所のネットワークに時間基準を送信する絶対時間基準ないしマ スタークロックと、 前記時間基準を各々の受信器場所で受信して受信器メンバーの各々と定常前記時 間基準の間の伝ばん時間差に基づいて前記絶対時間基準を前記ネットワークに属 する全ての固定受信器内で正規化する機能を有する方法と、 受信器タイミング差の前記既知の関係を用いて到着時間エポックを計算し、地域 コンピュータにより写像されたセルの範囲内で回遊する送信器から関連受信器メ ンバーに付いて受信器位置を補正し、前記メンバー地上回線が前記地域コンピュ ータに到着時間エポックを伝えるために接続されており、 前記絶対時間基準から導出された前記受信器正規化時間へのネットワークの各々 の受信器メンバーの各々のサンプル間隔生成器をフェーズロックする方法と、 前記送信器から到着する到着時間エポックの計算から前記時間差をネットワーク 内の必要受信器から減算する方法と、各々の地域コンピュータが、前記送信器の 位置固定をもたらすために各々の他の前記受信器メンバーに関して前記送信器に より送られたエポックの到着時間差を計算する方法と、データ情報を前記送信器 変調に含める方法と、前記データ情報復元を前記送信の信号強度範囲資格内の前 記各々の地域コンピュータの各々の前記受信器メンバーで含める方法と、急処理 用の中央コンピュータヘの地上回線を通しての各々の地域コンピュータで回復さ れた位置及びデータ情報を伝える方法からなる傾斜制御変調拡散スペクトル非同 期時分割多重アクセス・システム。1. An absolute time reference or master that transmits a time reference to a network of fixed receiver locations. star clock and The time reference is received at each receiver location to establish a steady state of the time with each of the receiver members. The absolute time reference belongs to the network based on the propagation time difference between the time references. a method having the function of normalizing within all fixed receivers; Calculate the arrival time epoch using the above known relationship of receiver timing differences and Associated receiver messages from transmitters roaming within the range of the computer-mapped cell. correct the receiver position according to the is connected to tell the arrival time epoch to the each of the networks to the receiver normalized time derived from the absolute time reference. a method for phase-locking a sample interval generator of each of the receiver members of; The time difference from the calculation of the arrival time epoch arriving from the transmitter is calculated from the network The method of subtracting from the required receivers in each local computer the transmitter's to said transmitter with respect to each other said receiver member to effect position fixation. How to calculate the arrival time difference of epochs sent by the sender and the data information How to include in the modulation and restore the data information within the signal strength range of the transmission How to include and expedite processing in each of the receiver members of each regional computer recovery at each regional computer through a terrestrial link to a central computer for A tilt-controlled modulated spread spectrum non-uniform method that conveys position and data information Time division multiple access system. 2.移動送信器で、特定の規定変調と関連した独自のチャープ変調として刺激を 生成し、前記刺激の満了後、傾斜制御変調出力となり、 前記規定変調はメッセージを含む送信変調間隔集合の高位面プロフィールからな る配列変調集合として定義される機能。2. The mobile transmitter delivers the stimulus as a unique chirp modulation associated with a specific prescribed modulation. generates and, after expiration of said stimulus, becomes a ramp-controlled modulated output; The prescribed modulation consists of a high-level profile of a set of transmitted modulation intervals containing a message. A function defined as a set of array modulations. 3.距離測定及び通信の目的で固定された受信器のネットワークの全ての受信器 メンバーで、メッセージ内で一意的な刺激属性で構成された刺激事象を複合する 機能。3. All receivers in a network of fixed receivers for distance measurement and communication purposes member, which composes a stimulus event composed of unique stimulus attributes within a message function. 4.変調間隔集合の出発点の到着時間を予測するために刺激の設定されたエポッ クに基づいて規定傾斜生成器トリガを正確に時間調整する能力を持ち、前記間隔 集合は傾斜制御変調であり、前記出発点はメッセージの高位面プロフィール内容 を追跡するため、規定傾斜生成器に信号を送る請求項3の受信器ネットワーク。4. The set epoch of the stimulus is used to predict the arrival time of the starting point of the modulation interval set. has the ability to precisely time the prescribed slope generator trigger based on the interval The set is a gradient-controlled modulation, and the starting point is the high-level profile content of the message. 4. The receiver network of claim 3, wherein the receiver network sends a signal to a prescribed slope generator for tracking the .
JP91505615A 1990-04-06 1991-03-21 integral modulation Pending JPH05506505A (en)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
AU9527 1990-04-06
AUPJ952790 1990-04-06
AUPJ970490 1990-04-20
AU9704 1990-04-20
PCT/AU1991/000102 WO1991016639A1 (en) 1990-04-06 1991-03-21 Integral modulation

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH05506505A true JPH05506505A (en) 1993-09-22

Family

ID=25643842

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP91505615A Pending JPH05506505A (en) 1990-04-06 1991-03-21 integral modulation

Country Status (4)

Country Link
JP (1) JPH05506505A (en)
AU (1) AU7470191A (en)
CA (1) CA2080024A1 (en)
WO (1) WO1991016639A1 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7167712B2 (en) 2002-09-06 2007-01-23 Hitachi, Ltd. Method, system, and apparatus for detecting a position of a terminal in a network

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2310098A (en) 1996-02-08 1997-08-13 Philip Bernard Wesby Locating mobile telephone
GB2312801A (en) * 1996-04-30 1997-11-05 Tagware Ltd Locating and reading tags by phase comparison
US5982808A (en) * 1996-08-30 1999-11-09 Harris Corporation System and method for communicating with plural remote transmitter
GB2330716A (en) * 1997-10-27 1999-04-28 Motorola Ltd Position determination using a reference transmitter
AU7814898A (en) * 1998-06-04 1999-12-20 Harris Corporation A system and method for communicating and/or geolocating plural remote transmitters using a time invariant matched filter
DE69807757T2 (en) * 1998-06-04 2003-06-05 Harris Corp SYSTEM AND METHOD FOR COMMUNICATION WITH SEVERAL REMOTE TRANSMITTERS
FI20021252A0 (en) 2002-06-26 2002-06-26 Nokia Corp A method for calculating an absolute time difference in a radio system and a radio system
CN106160784B (en) * 2015-03-03 2019-07-16 商升特公司 Communication equipment and method in cellular band

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3419865A (en) * 1967-05-10 1968-12-31 John P. Chisholm Mobile emergency unit locating system
DE2048055C1 (en) * 1970-09-30 1978-04-27 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Procedure for determining the
US3848254A (en) * 1971-07-28 1974-11-12 Siemens Ag Method for locating vehicles
US3995273A (en) * 1975-04-30 1976-11-30 Control Data Corporation Radio position determining apparatus
AU582038B2 (en) * 1986-02-04 1989-03-09 British Aerospace Australia Limited Spread-spectrum multiplexed transmission system
US4812852A (en) * 1987-02-20 1989-03-14 Scientific Development Corporation Locating system and method
JPS6488273A (en) * 1987-09-30 1989-04-03 Nec Corp Communication/position-measurement system of moving body by satellites

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7167712B2 (en) 2002-09-06 2007-01-23 Hitachi, Ltd. Method, system, and apparatus for detecting a position of a terminal in a network
US7353032B2 (en) 2002-09-06 2008-04-01 Hitachi, Ltd. Method, system, and apparatus for detecting a position of a terminal in a network

Also Published As

Publication number Publication date
AU7470191A (en) 1991-11-11
CA2080024A1 (en) 1991-10-07
WO1991016639A1 (en) 1991-10-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7949032B1 (en) Methods and apparatus for masking and securing communications transmissions
US4672629A (en) Receiver for bandspread signals
US7426233B2 (en) Method and system for fast acquisition of ultra-wideband signals
US5428647A (en) Method and apparatus for synchronizing a received signal in a digital radio communication system
US7280607B2 (en) Ultra wide bandwidth communications method and system
JP3781428B2 (en) Ultra-wideband communication system and method
CN105472723B (en) Synchronization apparatus and method
US7639597B2 (en) Method and apparatus for transmitting signals having a carrier-interferometry architecture
US4004237A (en) System for communication and navigation
US4045796A (en) Correlation system for pseudo-random noise signals
Boiko et al. Study of the influence of changing signal propagation conditions in the communication channel on bit error rate
US4095226A (en) System for communication
JPH05506505A (en) integral modulation
US20120320946A1 (en) Low power, high resolution timing generator for ultra-wide bandwidth communication systems
US5115208A (en) Pll clock signal regenerator using a phase correlator
DE102016214153A1 (en) Synchronization of frequency control data
US4095047A (en) Phase regulating circuit
RU2439820C1 (en) Radio modem
GB2536487A (en) Coherent method for signalling and ranging using unsynchronized digital radio transceivers
RU2809552C1 (en) Multichannel radio communication device
US20080205488A1 (en) Differential Phase Coding in Wireless Communication System
JPH04346532A (en) Method and device for frame synchronization
US4012696A (en) Multiple rate digital command detection system with range clean-up capability
US5778023A (en) Data reproducing apparatus for spread spectrum signal
Abari et al. Poster: Clock synchronization for distributed wireless protocols at the physical layer