JPH05281336A

JPH05281336A - 複数チャンネル・システムの校正

Info

Publication number: JPH05281336A
Application number: JP4025602A
Authority: JP
Inventors: R Lopez Alfred; アールロペツアルフレッド
Original assignee: Hazeltine Corp
Current assignee: BAE Systems Aerospace Inc
Priority date: 1992-02-13
Filing date: 1992-02-13
Publication date: 1993-10-29

Abstract

(57)【要約】【目的】複数の信号搬送チャンネルを有するシステム
を校正する装置と方法を提供することである。【構成】複数のチャンネル信号の搬送システムの各チ
ャンネルから信号サンプルを取り出す手段、およびこれ
らの信号サンプルを合計して基準信号を発生するステッ
プを有する装置を有し、これらのチャンネルの各１個が
同時に選択され基準信号に対する校正が行われる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、走査アレイ・アンテナ
のような複数の信号搬送チャンネルを有するシステムに
関し、更に詳しくは、このシステムの校正部品の障害を
テストし、かつ合焦ビームを形成するために走査を行う
前にアレイ・アンテナの始動位相を測定して調整する方
法と装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】複数のチャンネル・システムは、並列に
並べた多数の信号搬送チャンネルによってしばしば構成
される。このようなシステムの例は電気通信で見られる
ものであり、これには異なったメッセージを並列するチ
ャンネルに沿って送信する遠隔送信装置、ラウドネス特
性を補正するために信号を別個のスペクトルの通過帯域
に分割する場合の音の増幅および記録装置、および放射
した信号電波をある方向に導くために複数のチャンネル
によって種々の時間遅れおよび（または）位相シフトが
行われる場合のアレイ・アンテナが含まれる。

【０００３】上述した複数チャンネルのシステムのいず
れの場合にも、このシステムの最適の動作は、それぞれ
のチャンネルの設計特性が保持されている場合に得るこ
とができる。このような特性には、これらのチャンネル
を通って伝わる信号のための予め設定した時間遅れ、予
め設定した位相シフト、および予め設定した増幅因子が
含まれる。最適の動作を行うため、校正プロセスと装置
を使用する。

【０００４】非常に関心のある１つの分野には、空港の
滑走路に着陸する航空機を誘導するために使用するマイ
クロウェーブ着陸システム（ＭＬＳ）がある。グライド
・スロープ信号電波または計器着陸支援方式用の信号電
波を形成するためのＭＬＳでは、アレイ・アンテナを使
用するのが有利である。信号電波の方向とパターンは、
それぞれのラジエータに結合された個々の信号搬送チャ
ンネルのアレイのこれらのラジエータに加えられる位相
シフト（および恐らくは振幅のシェーデング因子）によ
って決まる。ＭＬＳ位相の校正を行ってＭＬＳアレイの
各チャンネルの挿入位相を測定する。構成情報を使用し
てアレイ内の各要素の始動位相を調整し、製造過程、許
容誤差および構成部品の枯化に起因する挿入位相のエラ
ーを補償する。ＭＬＳの位相の校正を適切に行う結果、
副ローブが低い十分合焦した信号電波が得られ、枯化の
影響を補正するためにこの校正を周期的に実行しなけれ
ばならない。熱膨張によってシステムのチャンネル内で
誘起される全ての差動的な位相シフトを補正するため、
このような校正を自動的かつ十分短い間隔で行うことが
有利であるが、このような膨張は、例えば、空港の滑走
路に設置され直接太陽光線の照射されるフェーズド・ア
レイ・アンテナに発生するものである。信号電波が適性
に形成され、航空機が安全に着陸するために正しい方向
に発射されていることを補償するため、アレイ・アンテ
ナの校正は重要である。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上述したシステムの校
正では、非常に複雑な装置と時間のかかるプロセスを必
要とする点で問題が生ずる。例えば、フェーズド・アレ
イ・アンテナの場合、このようなプロセスは、テスト用
の信号を注入し、これに続いてコンピュータで複雑なア
ルゴリズムを使用して同相の成分および直交成分を測定
する。この問題は、部分的には、アレイ内の全ての他の
チャンネルによって「妨害される」こと無く１つのチャ
ンネルを測定することの困難さに起因している。複数の
信号搬送チャンネルを有するシステムを自動的に校正す
ることによってこの問題を解決する試みは、１９８５年
５月２８日にＲ．Ｆ．フレージアの名前で付与されたヘ
ーゼルタイン社、すなわち本出願の譲受人に譲渡された
米国特許第4,５２0,３６１号に開示されている。フレー
ジアの特許の場合、導波管用のマニホールドを使用して
アレイ・アンテナの複数のラジエータの各々からマイク
ロウェーブ信号のサンプルを取出し、これらのサンプル
を基準信号と比較する。連続的にインクリメントした位
相シフトをテスト中のチャンネルと基準信号との間に導
き、これらの２つの信号の間でその結果得られる周波数
のシフトによって一方の信号を他方の信号に対してセロ
ダイン処理する。これらの２つの信号をミックスする
と、うなり周波信号が得られ、ここで位相シフトは挿入
位相シフトおよび遅延のような成分のパラメータによっ
て決まる。セロダイン処理で使用する位相シフトパター
ンに対するこのうなり周波信号の遅延を測定することに
より、補償位相シフトの正しい値が求められ、テスト中
のチャンネルの位相シフトのプリセット値として挿入さ
れる。この手順は各チャンネルに対して繰り返され、そ
の結果、差動的位相シフトを最小にして放射された送信
信号電波の形成を改善することができる。フレージアの
特許のシステムは適切に機能するが、このフレージアの
特許のシステムでは、別の信号チャンネルによって基準
信号が作られ、この基準信号自身が他のチャンネルの校
正する場合エラーを発生するため、上述した問題を完全
には解決していない。

【０００６】従って、本発明の目的は、複数の信号搬送
チャンネルを有するシステムを校正する新規で改良され
た装置と方法を提供することである。本発明は、種々の
種類のシステムを校正する場合に理想的に適用すること
のできるものであるが、本発明はマイクロウェーブ着陸
システム（ＭＬＳ）で使用する種類のフェーズド・アレ
イ・アンテナで使用する校正装置の場合について説明す
る。本発明の構成で使用する部品の物理的な構造は、ア
ンテナ自身の構造の複雑性の増加を最小にしてフェーズ
ド・アレイ・アンテナに結合することが可能なものであ
る。また、本発明の電子回路は、ＭＬＳを動作させる回
路と組み合わせて容易に動作するものである。

【０００７】アンテナの個々のラジエータは、別個の信
号搬送チャンネルによって付勢され、これらのチャンネ
ルの各々は位相シフタを有し、これらの位相シフタは今
度は電力分周器を介して共通送信機に接続される。位相
シフタは信号電波誘導装置によって供給される命令信号
によって個別に動作され、ここで個々の位相シフトはこ
れらの信号に加えられ、これらの信号は個々のラジェー
タを付勢し、ラジェータのアレイによって供給され、そ
の結果得られる放射された信号電波を整形してその方向
を定める。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、複数の
チャンネル信号の搬送システムの各チャンネルから信号
サンプルを取出す手段、およびこれらの信号サンプルを
合計して基準信号を発生するステップを有する装置が提
供される。これらのチャンネルの各１個が同時に選択さ
れ、基準信号に対する校正が行われ、この基準信号は全
ての他のチャンネルの信号を複合したものである。選択
したチャンネルでは位相シフタが動作してインクリメン
トした位相シフトを連続的に与える。この連続的にイン
クリメントした位相シフトの結果、選択したチャネル信
号と基準信号の間で周波数のオフセットが行われる。位
相のインクリメントによるこのような周波数のオフセッ
トは「セロダイン処理」と呼ぶ。位相は、セロダイン位
相パターンと呼ぶ予め設定された位相シフトのパターン
に従ってインクリメントされる。

【０００９】本発明の他の特徴によれば、それぞれのチ
ャンネルからの信号サンプルの取り出しはＭＬＳアレイ
・アンテナの各ラジエータに接続された導波管マニホー
ルドを使用することによって行われる。このマニホール
ドの出力ポートは、基準信号と選択したチャンネルのセ
ロダイン信号によって構成される複合信号を搬送する。
この複合信号の２つの成分がダイオード・ブリッジ回路
のような非直線電気回路に加えられ、セロダイン信号と
基準信号との混合を行う。セロダイン処理された信号は
基準信号の周波数からオフセットされた信号を有してい
るので、これらの２つの信号を混合することにより、う
なり周波信号が発生される。本発明の好適な実施例で使
用している信号周波数の例によれば、うなり周波信号は
7.８１２５ＫＨｚ（キロヘルツ）であり、一方基準信号
の周波数は約５ＧＨｚ（ギガヘルツ）であり約2.２５イ
ンチの波長を有している。

【００１０】本発明は、選択したチャンネルの信号に与
えられた位相シフトを位相のインクリメントのテスト・
パターンと同期させる。位相のインクリメントのパター
ンは、選択したチャンネルの位相シフタに加えられる命
令信号によって与えられる。うなり信号の場合、ゼロク
ロスはセロダイン位相パターンと同期される。うなり信
号のゼロクロスの時刻を測定することにより、挿入位相
シフトの値と、システムの構成部品の熱膨張の結果生じ
る遅延を含むこのシステムの校正部品内の信号遅延の結
果生じるシフトを判定する。うなり信号内の測定された
位相シフトを補償するため位相シフトの固定値を次に選
択したチャンネルの位相シフタに加え、これによって選
択したチャンネルを校正する。全ての信号チャンネルを
校正する迄、この手順は次に第２、第３およびその他の
信号チャンネルに対して反復される。

【００１１】本発明の好適な実施例の各チャンネルで使
用されている位相シフタはディジタルシフタであり、こ
こで位相の変更は固定した最小位相インクリメントの倍
数としてのみ行うことができる。基準信号は、同じ周波
数を有する多くの信号の合計であるが種々の方向を向い
たベクトルによって表されるものと考えることができ、
このベクトルの方向は個々の信号の位相である。全ての
位相はモジュロ３６０°で測定される。後続の信号チャ
ンネルをそれぞれ校正する校正プロセスをそれぞれ反復
すると、基準信号は変化する。この変化は、成分である
信号ベクトルの１つを取り除き、他の信号ベクトルの位
相を変更することによって発生するものである。信号ベ
クトルの除去は選択したチャンネルの信号周波数をシフ
トすることによって行われるが、その理由は、周波数が
等しいチャンネルの信号のみが協働して基準信号を発生
するように、システムの応答時間が設定されているから
である。前に選択したチャンネルの位相シフタが位相シ
フトの固定した補償値によってプリセットされる毎に、
信号ベクトルの位相角の変更が行われる。その結果、全
てのチャンネルの校正作業の間、基準信号が変化するこ
とは明らかである。従って、これらのチャンネルが正し
く校正されていることを保証するためには、校正作業を
１回以上反復する必要がある。

【００１２】本発明の重要な特徴は、基準信号の変更、
および位相シフトの量子化された値の実行を校正プロセ
スの安定性を保証するような方法で行わなければならな
いことを認識していることである。連続して行われる校
正作業の間、補償位相シフト値を一定の補償値に集中さ
せることにより、安定性を達成することができる。不安
定性は、校正値が連続的に行われる校正作業に対して１
組の固定された所望の値を取らないことによって表され
る。混合動作で、帯域フイルタを使用してうなり周波信
号を取り出すことによって校正プロセスに遅延が生じる
と考えられ、この遅延はシステムの不安定性の原因であ
る。フイルタの遅延は、安定化手順によって補償され
る。この安定化手順では、うなり信号のゼロクロスを測
定する時間上の基準点を測定し、フイルタの遅延と近似
する値の範囲でこの基準点を前進または後退させる。校
正のシーケンスが安定している場合には、連続する校正
作業の間でフェーサの設定値の変化がゼロになる。フイ
ルタの遅延を補償すると、安定したシーケンスが得ら
れ、これは校正プロセスの安定した動作を示す。

【００１３】他の目的と共に本発明を更によく理解する
ため、添付図と組み合わせて以下の説明を参照するが、
本発明の範囲は上記の特許請求の範囲で示されるものと
する。

【００１４】

【実施例】図１は、マイクロウェーブ着陸システム（Ｍ
ＬＳ）２０の一部を示し、このシステムは、フェーズド
・アレイ・アンテナ２２とアンテナ２２の個々のラジェ
ータ２６に信号を供給する１組の信号搬送チャンネル２
４によって構成される。アンテナ２２は多数のラジェー
タ２６によって構成することができるが、図を簡単にす
るため、図１では３個のラジェータのみを示す。これら
のラジェータ２６の各々は溝の付いた導波管であり、典
型的な溝２８をラジェータ２６の１つの切断部に示す。
これらの組のラジェータ２６は、対応するチャンネル２
４からのそれぞれの信号によって付勢されると、航空機
（図示せず）を誘導するのに適した信号電波３０を発生
する。

【００１５】チャンネル２４には、発生器３２によって
供給され、電力分周器３４を介してこれらのチャンネル
２４の入力端子に接続される信号が供給される。チャン
ネル２４の出力端子は、同軸ケーブル３６を介してそれ
ぞれのラジェータに接続される。チャンネル２４の各々
は、リード線４４によって供給される信号電波誘導装置
４６からの信号によって制御される位相シフト回路３８
によって構成される。

【００１６】図１のブロック図に示す信号電波誘導装置
４６は従来の設計のものであり、読取り専用メモリ（Ｒ
ＯＭ）４８とアドレス発生器５０を有し、このアドレス
発生器５０はＲＯＭ４８をアドレスして線４４に適当な
組のインクリメント命令信号を発生し、信号電波３０を
特定の位置に位置決めすると共にこの信号電波の走査を
行う。システム２０には、プリセット発生器５２を有す
る中央処理装置（ＣＰＵ）が含まれ、このプリセット発
生器５２はデータ・バス５４を介してプリセット信号を
各チャンネル２４内の位相シフト回路３８に出力する。
信号電波３０の最初の特定の方向は、バス５４を介して
位相シフタに供給されるプリセット命令信号によって設
定する。これと共に、線４４の命令信号とバス５４のプ
リセット信号がチャンネル２４内の位相シフト回路３８
を制御し、選択された位相シフトをソース３２からこれ
らの信号に付与し、これによって特定の方向に信号電波
３０を位置決めすると共に固定した時間シーケンスとパ
ターンでこの信号電波を走査する。もし希望すれば、チ
ャンネル２４は、増幅器および利得制御回路のような回
路（図示せず）を有し、ケーブル３６を介して個々のラ
ジェータ２６に供給される信号に対して振幅のシェーデ
ィングを行い、信号電波３０のパターンを更に限定して
もよい。

【００１７】本発明によれば、システム２０は更に導波
管マニホールド５６によって構成され、この導波管マニ
ホールド５６は、各々のラジエータ２６に結合されてそ
れぞれのチャンネル２４の出力信号のサンプルを取出
す。これらの出力サンプルはリード線５８に現れる。マ
ニホールド５６は、それぞれのラジエータ２６の溝２８
を有する前面と反対側の裏面に接続される。ラジエータ
２６に対するマニホールド５６の接続はアパチャ６０に
よって行われ、このようなアパチャ６０の１つをマニホ
ールド５６の切断部分に示す。マニホールド５６の適当
な構造は、「共振導波管アパチャ・マニホールド」に対
してアルフレッドＲ．ロペツの名前で付与された米国特
許番号第4,554,550 および「非対称共振導波管アパチャ
・マニホールド」に対するリチャードＦ．フレージアの
米国特許出願番号第４９7,３５０号に開示され、これら
はいずれもヘーゼルタイン社すなわち本願の譲受人に譲
渡され、これらの開示は参考としてここに含まれてい
る。アパチャー６０によってリード線５８のマニホール
ドの出力に接続される電力の量は、それぞれのラジエー
タ２６によって転送される電力の小部分であり、３０ｄ
Ｂ未満であるが、これは、アンテナ２２からの電磁エネ
ルギーの放射の影響を最小限に止どめるためである。

【００１８】本発明は更に非直線装置６２を有し、この
装置はマニホールド５６からリード線５８に出力される
周波数の異なった信号成分用のミキサーとして機能す
る。また本発明は、帯域フィルタ６４、信号処理装置６
６、およびアドレス発生器６８を有し、このアドレス発
生器６８によってＲＯＭ４８にテスト機能用のアドレス
が供給される。クロック７２によって、両方のアドレス
発生器５０および６８とＣＰＵが駆動される。ミキサー
６２が動作する結果、うなり周波信号が発生され、この
信号は、リード線５８の２つの信号成分、すなわち、以
下で説明するように、基準周波数信号とオフセットされ
たテスト周波数信号の間の周波数の差に等しい。このう
なり周波信号は、帯域フィルタ６４によってミキサーの
出力の残りの部分から分離される。

【００１９】フィルタ６４は、リード線７２を介して信
号処理装置６６にうなり周波信号を供給する。引き続い
て更に詳細に説明するように、発生器６８はＲＯＭ４８
をアドレスしてそれぞれの位相シフト回路３８をセロダ
イン処理するための位相シフト命令の所定のパターンを
発生し、その結果、フィルタ６４の出力にうなり周波信
号が現れる。セロダイン処理で使用する基準位相命令パ
ターンの開始を示す時間基準信号は、ＣＰＵによってリ
ード線７４を介して信号処理装置６６に供給される。リ
ード線７２のうなり周波信号と共同してリード線７４の
タイミング信号は、信号処理装置６６がうなり周波信号
のゼロクロスと線７４のタイミング信号の間の時間遅れ
を測定することを可能にする。チャンネル２４内の信号
をセロダイン処理することによって出力されたテスト信
号のマニホールド５６内で発生した基準信号に対する位
相シフトを判定するために、この時間遅れの測定を使用
する。

【００２０】図２は、チャンネル２４とその中の位相シ
フト回路３８をより詳細に示す。位相シフト回路３８
は、カウンタ７６と位相シフタ８０Ａ〜８０Ｄのアセン
ブリ７８を有する。位相トフタ７８は直列に接続され、
カウンタ７６の対応する出力線によってアドレスされ
る。各位相シフタ８０は周知のダイオード・タイプであ
る。１つの例として、このようなダイオード位相シフタ
は、１組のスタブによってチューニングした送信機によ
って構成され、これらの送信機はダイオードを付勢する
と短絡し、これによってスタブ送信機の電気的長さを変
更する。従って、２つの位相シフタの状態があり、すな
わち、これは、ダイオードが消勢された場合のゼロ位相
シフトとこれらのダイオードを付勢した場合の４５°の
ような固定された位相シフトである。

【００２１】これらの位相シフタ８０の各々は、アセン
ブリ７８内で他の位相シフタとは独立して動作し、カウ
ンタ７６の対応する段からの出力信号に応答する。従っ
て、各位相シフタ８０は他の位相シフタによって発生さ
れる位相の増分とは独立した位相の増分を発生すること
が可能であり、これらの位相の増分を合計してアセンブ
リ７８に対する合計の位相シフトを発生する。位相シフ
タ８０Ａ〜８０Ｄは位相シフトを発生すると共に２2.５
°、４５°、９０°、および１８０°の増分をそれぞれ
発生する。例として、位相シフタ８０Ｂ（４５°）と８
０Ｃ（９０°）を付勢し、一方位相シフタ８０Ａと８０
Ｄを消勢することにより、１３５°の位相シフトを得る
ことができる。カウンタ７６の段が位相シフタ８０に対
して出力する信号はディジタル信号であり、これらのデ
ィジタル信号は、位相シフタ８０を付勢するための比較
的高い値（論理１）を有している場合と、位相シフタを
消勢するための比較的低い値（論理０）を有している場
合がある。カウンタ７６の４つの段の複合出力は、位相
シフトの合計量を示すディジタル・ワードを表す。ディ
ジタル・フォーマットのカウンタ７６の代表的な出力カ
ウントをリード線８２の近くに示すが、このリード線８
２はカウンタ７６の出力段を位相シフタ８０と相互に接
続するものである。個々のカウントの数字は、位相シフ
タ８０のアドレスとして機能する。

【００２２】本発明の特徴に従って、カウンタ７６の出
力リード線８２をそれぞれの位相シフタ８０に上述のよ
うに接続することは、システム２０の校正モードの場合
にセロダイン処理を行うことと航空機を誘導するために
アンテナ２２を使用している間、信号電波の方向を定め
るために適正な位相を選択することの両方に役立つ。リ
ード線４４の１本の命令信号はクロック・パルス信号に
よって構成され、これらの信号はカウンタ７６に供給さ
れてこのカウンタのカウントを実行する。カウントをイ
ンクリメントする前に、カウンタ７６はプリセット発生
器５２からバス５４を介して供給されるカウントによっ
てプリセットされる（図１）。位相シフト回路３８を動
作させて信号電波３０を形成する場合、発生器５２がカ
ウンタ７６をアクセスして最初の値を設定し、その後ク
ロック・パルスを加えてカウンタ７６を進めることによ
り、位相シフタ８０のアセンプリ７８からの位相シフト
の必要不可欠の量をアドレスする。図２に示すアセンブ
リ７８では、例として、４個の位相シフタ８０によって
このアセンブリを構成しているが、これ以外の数の位相
シフタをアセンブリ７８に使用することも可能である。
図２に示す４段のカウンタ７６の場合、リード線４４の
命令信号のクロック・パルスによってカウンタ７６をイ
ンクリメントする間、このカウンタ７６は１６迄カウン
トを行うと同じカウントを繰り返す。

【００２３】本発明の構成モードを使用することによ
り、十分範囲を限定された信号電波を形成するため、ア
レイの始動位相を測定して調整する。このことは特定の
値にカウンタ７６をリセットすることによって行われ、
その後、リード線４４の命令信号からカウンタ７６にク
ロック・パルスを加えることによって、信号電波３０走
査を行う。カウンタはモジュロ−１６によってカウント
を行い、位相シフトは２2.２５°乃至３６０°の増分で
増加し、この点でアセンブリ７８はゼロ度の位相シフト
を発生する。クロック・パルスがカウンタ７６に供給さ
れている限り、位相シフトのインクリメントは、校正モ
ードの間および信号電波の走査の間、モジュロ３６０°
迄継続する。

【００２４】信号電波の走査は信号電波アドレス発生器
５０を使用して実行され、この発生器はＲＯＭ４８をア
ドレスしてリード線４４に連続パルス列を出力し、各回
路３８の位相シフトを更新する。テスト機能アドレス発
生器６６は、校正モードの間、ＲＯＭ４８をアドレスし
てカウンタ７６をインクリメントし、各回路３８に所望
量の位相シフトを導入することを命令すると共に所定の
速度で位相をインクリメントし、マニホールド５６によ
って供給された基準信号に対して選択したチャンネルの
信号をセロダイン処理する。ＣＰＵは発生器５０と６８
に命令信号を与えて構成モードの間に校正すべきチャネ
ル２４を選択し、位相シフトを進めて航空機を誘導する
間に信号電波の掃引を行う。

【００２５】図３を参照して、信号処理装置６６は、ゼ
ロクロス検出器８４、クロック８６、リセット９０を有
するカウンタ８８、ピーク検出器９２、ウインド比較器
９４およびランプ７６のような指示装置によって構成さ
れる。セロダインが存在する場合、リード線５８のテス
ト・チャンネル信号の出力サンプルとこれもまたリード
線５８に現れる基準信号の間の上述の周波数のシフトの
結果、リード線７２に正弦波形を有するうなり周波信号
が発生する。リード線７２の正弦信号はゼロクロス検出
器８４に供給され、この正弦信号のゼロクロスを検出す
ると、この検出器は出力パルスを発生し、これによって
クロック８６が停止する。クロック８６は、ＣＰＵから
のリード線７４に対するタイミング信号によって最初に
スタートする。リード線７４の信号は時間基準または位
相基準として機能し、チャンネル２４の挿入位相はこれ
に対して測定されるものである。

【００２６】従って、校正モードでＣＰＵの命令に基づ
いてＲＯＭ４８と発生器６８によって図２のカウンタ７
６をリセットすると、ＣＰＵはリード線７４に同時に時
間基準信号を送り、図３の信号処理装置６６のクロック
８６をスタートする。カウンタ８８は、そこでクロック
８６のパルスをカウントする。リード線７２の信号に次
のゼロクロスが発生してクロック８６を停止すると、こ
れによってカウンタ８８がカウントを行うが、このカウ
ントはテスト信号と基準信号の間の信号伝送遅延の尺度
である。カウンタ８８のカウントはＣＰＵに加えられ、
チャンネル２４の各々で位相シフタ・アセンブリ７８を
プリセットする場合に使用する位相シフトの補償値を発
生する場合に使用する。

【００２７】リード線７２の信号はまたピーク検出器９
２に加えられ、このピーク検出器９２はリード線７２の
信号の最大振幅すなわちピーク値を測定し、うなり周波
信号の振幅と比例する信号をウインド比較器９４に供給
する。比較器９４は検出器９２の出力信号を測定し、信
号が比較器９４内に予め設定された値の特定の範囲内に
収まっているかどうかを判定する。うなり周波信号のピ
ーク値が比較器９４のウインド内に収まっている場合、
この比較器は信号を発生し、これによってランプ９６が
点灯し、リード線７２のうなり周波信号の振幅が許容範
囲の値内にあることを示す。比較器９４の出力した信号
はまたＣＰＵに供給される。

【００２８】動作する場合、また図４のグラフを参照し
て、システム２０はアンテナ２２のラジェータ２６によ
って信号電波３０を形成し、この信号電波３０を滑走路
に対して所望の方向に向ける。信号電波３０を形成して
その方向を定めるために行われる位相シフトの適切な値
の選択は、アドレス発生器５０がＲＯＭ４８をアドレス
することによって行われる。カウンタ７６のプリセット
動作とクロック動作は、「校正負荷」として知られるス
テップの間プリセット発生器５２によって行われる。校
正負荷の間、各カウンタ７６をプリセットして位相シフ
タ８０のアセンブリ７８から位相シフトの特定の値をア
ドレスし、これによってそれぞれの校正うなり周波信号
を開始する。リード線７４の時間基準信号はＣＰＵによ
って供給され、信号処理装置６６のクロック８６をスタ
ートさせる。校正モードの間、アドレス発生器６８とＲ
ＯＭ４８の動作により、リード線４４に命令信号が発生
される。

【００２９】図４の第１グラフに示すように、位相シフ
タ８０によって供給される位相シフトは、位相の連続か
つ直線的な増加に対して段階的に近似させることによっ
て実行される。位相シフトはモジロ３６０°で供給され
るため、このグラフはのこぎり波形の形態を取る。時間
に対する上述の直線位相近似の勾配はうなり周波数に等
しい。これらの階段状の増分はうなり周波数よりも実質
的に高い周波数であり、これらの階段のより高い周波数
はフィルタ６４によってブロックされ、その結果、リー
ド線７２には円滑な波形が現れる。図４の第２グラフ
は、マニホールド５６の出力した基準信号、および選択
したチャンネル２４の信号をセロダイン処理した結果得
られるオフセット・テスト信号を示す。基準周波数信号
の波形は実線で示し、オフセット周波数テスト信号の波
形は点線で示す。これらの２つのグラフの周波数の差
は、セロダイン処理による周波数のシフトをより容易に
示すため、誇張して示されている。校正されている（点
線で示す）チャンネル２４の出力サンプルは、図４の第
１グラフののこぎり波形と時間的に同期していることに
留意のこと。図４の１番下のグラフには、第２グラフの
２つの信号の間の周波数の差を示す。この１番下のグラ
フの信号は、比較的低いうなり周波信号である。のこぎ
り位相の増分によってうなり周波信号を発生する場合、
およびリード線７４のタイミング基準を使用して位相と
遅延を測定する場合の特定の特徴は、共通クロック、す
なわちクロック７０を使用して、うなり周波信号の発生
とこのうなり周波信号の時間遅れと位相シフトの測定の
間の位相ロックを保証することである。従って、信号処
理装置６６のカウンタ８８によってカウントを行うこと
により、校正プロセスの間に各チャンネル２４の挿入位
相が正確に測定される。

【００３０】本発明の動作を図５〜８を参照して更に説
明する。本発明の特徴は、校正中のチャンネルを除い
て、全てのチャンネル２４の信号を結合することによっ
て基準信号を発生することである。全てのチャンネルの
信号は同じソース、すなわち、送信機３２から発生し、
従って、校正中のチャンネルを除いて同じ周波数を有
し、この場合この信号周波数はセロダイン処理によって
オフセットされる。周波数が等しいこれらの信号はマニ
ホールド５６内で共に合計されて１つの正弦信号、すな
わち、基準信号を発生し、この信号は個々のチャンネル
信号の位相角と振幅によって決まる位相角を有してい
る。各信号をベクトルで示し、これらのベクトルを合計
してその結果基準信号を示すベクトルを発生することに
より、これらのチャンネル信号のこの合計を容易に示す
ことができる。

【００３１】マニホールド５６によって出力された信号
は、上で留意するように、２つの成分、すなわち、基準
周波数の基準信号と校正中のチャンネルのセロダイン処
理された信号によって構成される。セロダイン処理され
た信号の周波数は基準周波数からオフセットされる。マ
ニホールド５６からミキサー６２の非直線回路に２つの
成分信号を供給する結果、合計および差異周波数成分が
得られる。フィルタ６４は、ミキサーの出力からこの差
異、すなわちうなり周波数の成分を取出す。図５の数式
に示すように、うなり周波信号は、セロダイン処理した
信号の位相と基準信号の位相の間の差に等しい位相角を
有し、フイルタ６４の信号−応答時間の遅延の結果生じ
るうなり周波信号に対する位相シフトの更に別の成分が
存在する。

【００３２】図５には、チャンネル信号を有するリード
線と共に信号波形を示すグラフが付け加えられている。
送信機３２の出力はゼロの位相シフトを有するものとし
て示される。このシステムはＮ個のチャンネルを有する
ものとして図示され、ここで第３チャンネルがセロダイ
処理された位相シフトを受け取って校正される。これら
のチャンネルの各々の出力信号は遅延した最初のゼロク
ロスを有する正弦波形として図示され、この遅延の量は
各チャンネルで異なっている。このような遅延は挿入遅
延であり、アンテナ・システムを組み立てているマイク
ロウェーブの構成部品の熱膨張のために変動する遅延の
成分を含んでいる。システムを安定化させる目的のた
め、システムの遅延に主として貢献しているのはフイル
タ６４の応答時間の遅延Ｔであり、このシステムの遅延
に貢献する他の要素は無視できる程度に小さく従って、
この場合の評価では考慮する必要がないと仮定する。フ
イルタの遅延を含まないシステムの成分によって導かれ
る位相シフトはθで示され、添字のｒとｓは、基準信号
の位相とセロダイン処理した信号の位相をそれぞれ識別
する。送信機３２によって出力され基準信号内に存在す
る周波数は、Ｆ_aで表す。第３チャンネルのセロダイン
処理による周波数のオフセットはＦ_bで示され、このオ
フセット周波数は、また図５に示すようにミキサー６２
によって出力された差の周波数すなわちうなり周波数の
大きさである。オフセット周波数Ｆ_bが存在することに
よって、信号チャンネルをテストすることが可能にな
り、このチャンネルに加えられるべき位相シフトの固定
した補償値の選択を可能にするために、基準信号に対し
てその中に存在する位相シフトの量を決定し、これによ
ってこのチャンネルの校正を行う。

【００３３】図６は、１組のチャンネル信号を共に合計
を行うための合計要素としてマニホールド５６を使用す
ることを更に示し、ここでこれらのチャンネルの出力す
る信号を各々ベクトルで示す。これらのベクトルを合計
すると、結果として得られる信号のベクトル、すなわ
ち、基準信号のベクトルが得られ、このベクトルをミキ
サー６２に供給する。

【００３４】校正すべきチャンネルを選択した後、ＣＰ
Ｕはセロダイン位相シフト・パターン（図４の第１グラ
フ）をこの選択したチャンネルの位相シフタに加えるこ
とを命令する。セロダイン周波数のオフセットは送信機
３２のＣ−帯域信号よりも非常に小さいので、うなり周
波信号は殆ど瞬間的に現れ、フイルタ６４の入力に図７
に示す波形を有している。フイルタの過渡的な影響を抑
制するため、信号処理装置６６はうなり信号の２サイク
ル分だけ遅延され、フイルタ６２の応答がこのうなり信
号の均一な出力に落ち着くことを可能にする。その後、
うなり信号の最初の立ち上がりのゼロクロスに対する遅
延を測定するが、この遅延は、実際のゼロクロス時間Ｔ
_oにフィルタの遅延Ｔをプラスしたものに等しい。従っ
て、図７に示す測定した間隔の合計Τ_mは、落ち着くの
に必要な時間、プラスこのゼロクロス時間、プラスフイ
ルタの遅延である。

【００３５】図３を参照して前に説明したように、クロ
ック８６の動作はセロダイン位相パターンの開始によっ
て始まり（図４の一番上のグラフのリード線７４の信
号）、図７に示すように、リード線７２にうなり信号の
立ち上がりのゼロクロスが発生することによって停止さ
れる。セロダイン・チャンネルの位相シフタに加えるべ
き補償位相シフトθは下記の式によって与えられ、この
チャンネルと基準信号がセロダイン・プロセスの開始時
点で同相であることが、この補償位相シフトによって保
証される。

【００３６】 θ＝３６０／１２８（Ｔ_M−Ｔ−３５２）度Ｔ_MとΤはマイクロ秒で測定。図８〜１１は、その中に含まれる信号を合計して基準信
号を発生するチャンネルに対してその後に行われる校正
に対する基準信号のベクトルの依存性を示す。図８は、
チャンネル２４の７内３つのみ使用するシステムの簡単
な例を示す。図８は番号１、２、および３によって識別
される３つのベクトルを示し、これらのベクトルの各々
は、これらの３つのチャンネルのいずれか１つを校正す
る前のこれらのチャンネルのそれぞれに対応する信号を
示す。図８〜１１の例の場合、チャンネル＃１は最初に
校正されるべきものであり、次にチャンネル＃２が校正
され、その次にチャンネル＃３が校正される。従って、
チャンネル＃１の信号をセロダイン処理する結果、この
チャンネル＃１がオフセットされ、その結果、チャンネ
ル＃２と＃３の信号のみが合計されて基準信号を形成す
る。その結果得られる基準信号は、図９に示すように、
ベクトル２と３のベクトル合計に等しい。信号処理装置
６６を動作させることにより（図１および３）、時間遅
れの測定がカウンタ８８によってＣＰＵに出力され、こ
のＣＰＵは、次に補償位相シフトを第１チャンネルの位
相シフタに供給することを命令する。この補償位相シフ
トは、プリセット発生器５２（図１）によって第１１チ
ャンネルの位相シフト回路３８に供給される。この補償
位相シフトを供給する結果、図９に示すように、ベクト
ル１が回転し、このベクトル１の位置を基準信号ベクト
ルの位置と実質的に合わせる。この位置合わせは近似的
なものであるが、これは位相シフタ８０のディジタル位
相シフトによる補償位相シフトの量子化によるものであ
る（図２）。

【００３７】この校正手順は、新しい基準ベクトルを発
生し、チャンネル２のベクトルを回転させてこの新しい
基準ベクトルと位置合わせすることによって、図１０に
進む。この新しい基準ベクトルは、ベクトル１とベクト
ル３を組み合わせたものである。しかし、図９と関連し
て説明したように、ベクトル１は既にその最初の方向か
ら回転されている。従って、新しい基準信号ベクトルは
最初のベクトル３と回転したベクトル１の合計に等し
い。信号処理装置６６を動作させて第２チャンネルのう
なり信号の遅延を測定し、プリセット発生器５２を動作
させると、図１０に示すように、ベクトル２は新しい基
準信号ベクトルと畧位置合せされる。

【００３８】図１１で、校正手順は、基準信号ベクトル
の他の値に対して第３チャンネルの信号をテストするこ
とによって継続される。ここで、この基準信号ベクトル
は、回転したベクトル２と回転したベクトル１を組み合
わせたものである。信号処理装置６６を動作させてチャ
ンネル＃２のうなり信号の立ち上がりのゼロクロスが発
生する時刻を判定し、リセット発生装置５２を動作させ
て補償位相シフトを発生すると、ベクトル３は、回転し
たベクトル２と回転したベクトル１とを合計することに
よって得られる基準ベクトルと実質的に位置合せされ
る。

【００３９】信号チャンネルを各々校正する毎に、異な
った値の基準信号を使用することに留意しなければなら
ない。図８と１１のベクトル図を検討すると、校正プロ
セスの結果として、全てのベクトルは図８の場合よりも
図１１の場合の方がより緊密に位置合せされていること
が明らかとなる。しかし、本発明の実際の動作では、各
チャンネルの校正を行うその後の校正作業で十分位置の
合っていない１組のチャンネル信号のベクトルが発生す
ることは十分可能性があり、従って、これはシステムの
不安定性を示すものである。このような不安定性は、補
償位相シフトの量子化とこの補償位相シフトを発生する
場合に適正なフィルタの遅延Ｔの値を導入しないこと
（図５の数式を参照すること）の結果生じるものであ
る。このような不安定性の１つの解決策は、フイルタ６
４の時間遅延を測定することであり、これによってその
結果得られるフイルタの時間遅延と関連する位相シフト
を取り除くことが可能であり、この場合、補償位相シフ
トは直接θによって与えられる。本発明の好適な実施例
で使用する他の手順は、校正作業を数回反復し、各作業
を真のフイルタ遅延のＴの異なった推定値で実行するこ
とである。

【００４０】図１２は、フィルタ遅延の適当な値を識別
する目的のために行われる校正作業のシーケンスの結果
を示し、これによって本発明のシステムを安定化させ
る。例えば、フィルタ遅延の値が約４マイクロ秒である
ことが分かっていると仮定すれば、第１回の作業は０マ
イクロ秒の推定時間遅延値を使用し、最後の校正作業で
は８マイクロ秒の推定時間遅延値を使用して、校正作業
のシーケンスを実行する。図１２の表は、１６個のチャ
ンネルを使用するシステムについて作成したものであ
る。補償位相シフトの値が位相シフトの適正な値に集中
しない不安定なシステムの場合、殆ど全てのチャンネル
は各校正作業毎に位相シフトを変更することを要求す
る。このことは図１２の第１行から明らかであり、この
場合、１６個のフェーザの内１３個は状態を変化させて
いる。うなり周波信号が１２８マイクロ秒の持続期間を
有する場合、１マイクロ秒の測定エラーは2.８１°の位
相シフトエラーに相当する。この位相シフト・エラーは
図１２の中央の欄に示されている。図１２の第２行に示
すように、推定時間遅延を１マイクロ秒に減らすことに
よって時間遅延の不正確補正しようとすれば、位相エラ
ーは−8.４４°に過ぎず、状態を変更するフェーザの数
は８個のフェーザに減少する。時間遅延の推定値を更に
小さくすることによって時間遅延を更に補正すると、０
°の位相位相シフト・エラーは４マイクロ秒の遅延で達
成される。時間遅延の推定値を更に小さくする結果、補
正が過剰に行われることにより、位相シフト・エラーの
値が増加し、状態を変更するフェーザの数が増加する。
位相エラーが＋３°ないし−３°の範囲にある場合に安
定したシステムの動作が得られることに留意するのは興
味のあることであり、この場合１つの校正作業から次の
校正作業に移っても、フェーザの状態は変化しない。従
って、このシステムはフィルタの時間遅延の補正値に対
して安定であり、この安定性はフィルタの時間遅延の推
定値にわずかな誤差がある場合でも保持される。また留
意すべきことは、校正作業の間、チャンネル信号用の１
組のベクトルがゼロに近いベクトルを結果として発生す
る可能性のあることであり、この場合基準信号が小さ過
ぎてミキサー６２で混合プロセスを実行することができ
ない。しかし、このシステムは次のチャンネルに進む必
要があるだけであるため、このことは問題を生じず、こ
の場合、基準信号ベクトルの値は、必要不可欠な基準信
号を発生するように変化する。

【００４１】図１３は、校正ステップのシーケンスを開
始して実行し、校正作業を達成するためのＣＰＵの動作
のプログラムのステップのフローチャートである。校正
シーケンスは、ブロック１００で開始される。ブロック
１０６で、チャンネルの内の１つを選択して校正する。
次に、ブロック１０８で、選択したチャンネルの位相シ
フタ（図１および２）はセロダイン処理した位相シフト
・パターン（図４の一番上のグラフ）を受け取り、選択
したチャンネルの信号のセロダイン処理を行う。

【００４２】うなり信号が実際に存在するかどうかをブ
ロック１１２で判定する。上で留意したように、基準信
号が小さ過ぎる場合、うなり信号を発生するための十分
な混合動作が行われない可能性がある。うなり信号が存
在しない場合、動作はブロック１０６に戻り、このブロ
ック１０６で他の信号チャンネルを選択する。もしうな
り信号が存在すれば、動作はブロック１１４に進み、う
なり信号とセロダイン処理された位相パターンとの間の
位相の偏差を測定する。次にブロック１１６で、補償位
相シフトが、選択されたチャンネルの位相シフタ８０に
プリセット発生器５２によって供給され、選択した信号
のうなり信号とセロダイン処理された位相パターンの間
の位相の偏差を補償する。ブロック１１８で、ＣＰＵは
次に全てのチャンネルが校正されたかどうかを判定す
る。もし校正すべき別のチャンネルがあれば、プログラ
ムはブロック１０６に戻って次のチャンネルの校正を行
う。校正すべきチャンネルが無くなれば、プログラムは
ブロック１２０で終了する。

【００４３】図１４では、ＣＰＵは、図１３に示すよう
に、校正作業の安定化を行うためのステップのシーケン
スを実行する。図１４では、プログラムはブロック１２
２における安定化シーケンスの開始によって始まり、次
にＣＰＵはブロック１２４で１組の遅延値を選択してフ
ィルタ遅延に近似させる。このことは図１２の表に示す
代表的な遅延値に従って行われる。プログラムはブロッ
ク１２６に進み、ここで校正のシーケンスは、図１３の
プログラムに従って、各チャンネルに対して実行され、
このシーケンスばブロック１２４で参照した各遅延値に
対して繰り返される。次にブロック１２８で、ブロック
１２６で実行した校正シーケンスの各々の実行中に状態
を変更したフェーザの数を観察する。これは図１２の表
の右側の段に従って行われる。

【００４４】ブロック１３０で、いずれの校正シーケン
スの場合に状態を変化させたフェーザの数が最も少なく
なったかを観察する。状態を変化させたフェーザの数が
最も少い場合の遅延値を記録する。これは図１２の表の
中央の行に相当する。次に、ブロック１３２で、その後
に行う校正シーケンスでは記録したフィルタの遅延値を
使用する。この記録したフィルタ遅延の値によって、本
発明のシステムの動作を安定して行うことができる。例
として、本発明をマイクロウェーブ着陸システムに使用
する場合、太陽光線によって加熱されることに起因する
マイクロウェーブの構成部品の熱膨張に関連する位相の
偏差を補正するため、信号チャンネルを短い間隔で再校
正することが望ましい。

【００４５】従って、本発明は、追加回路を最小の数に
止どめ、システムの物理的構造の複雑性の増加を最小限
にして、多重信号搬送チャンネルを有するシステム内で
校正プロセスを実行するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の回路を有する多重チャンネル位相シフ
タ回路と接続されたＭＬＳ用のフェーズド・アレイ・ア
ンテナを示し、この図は一部が斜視図であり、一部がブ
ロック図である。

【図２】図１のチャンネルの１つの位相シフタ・アセン
ブリのブロック図である。

【図３】図１の信号処理装置のブロック図である。

【図４】図１のシステムの動作を説明するのに有用な相
互に時間で表示した１組のグラフである。

【図５】基準信号とこの基準信号から周波数をオフセッ
トしたセロダイン処理信号を発生する場合に行う図１の
種々のチャンネルの信号組み合わせ、およびうなり周波
信号を得るためのこれらの２つの信号の混合を模式的に
示す。

【図６】チャンネル信号を組み合わせて基準信号を発生
する合計器として使用する図１のマニホールドの動作を
説明するのに有用な信号のベクトル構造を示す。

【図７】図３の信号処理装置の形成した測定値の測定時
間を示すグラフである。

【図８】１組の３つのベクトルを個別に連続して回転さ
せてこれら３つのベクトルの間に実質的に等しい位相シ
フトを達成する場合のベクトル構造の１つの段階を示
し、これによって、それぞれの信号チャンネルの位相シ
フトを等しくする本発明の校正プロセスを示す。

【図９】１組の３つのベクトルを個別に連続して回転さ
せてこれら３つのベクトルの間に実質的に等しい位相シ
フトを達成する場合のベクトル構造の１つの段階を示
し、これによって、それぞれの信号チャンネルの位相シ
フトを等しくする本発明の校正プロセスを示す。

【図１０】１組の３つのベクトルを個別に連続して回転
させてこれら３つのベクトルの間に実質的に等しい位相
シフトを達成する場合のベクトル構造の１つの段階を示
し、これによって、それぞれの信号チャンネルの位相シ
フトを等しくする本発明の校正プロセスを示す。

【図１１】１組の３つのベクトルを個別に連続して回転
させてこれら３つのベクトルの間に実質的に等しい位相
シフトを達成する場合のベクトル構造の１つの段階を示
し、これによって、それぞれの信号チャンネルの位相シ
フトを等しくする本発明の校正プロセスを示す。

【図１２】図１で使用する推定フィルタ遅延の周囲に中
心を有する１０個の校正作業の安定化シーケンスの結果
を表で示し、１６チャンネルのフェーズド・アレイ・ア
ンテナの場合、この遅延は４マイクロ秒（１２０位相遅
延）を有する。

【図１３】校正シーケンスを実行する場合の図１の中央
演算装置（ＣＰＵ）の動作のプログラムのフローチャー
トである。

【図１４】校正作業の安定化シーケンスを動作するため
の図１のＣＰＵのプログラムのフローチャートである。

【符号の説明】

２０マイクロウェーブ着陸システム（ＭＬＳ）２２フェーズド・アレイ・アンテナ２４信号搬送チャンネル２６ラジエータ２８溝３０信号電波３２発生器３４電力分周器３６同軸ケーブル３８位相シフト回路４４リード線４６信号電波誘導装置４８ＲＯＭ５０アドレス発生器５２プリセット発生器５４バス５６マニホールド６０アパチャ６２非直線装置（ミキサ）６４帯域フィルタ６６信号処理装置６８アドレス発生器７０クロック５８、７２、７４リード線

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】多重信号チャンネルを有するシステムに
おいて位相シフトを校正する方法において、上記の方法
は、各チャンネルから上記のチャンネルによって搬送された
信号のサンプルを取り出すステップ；それぞれのチャン
ネルの信号サンプルを共に合計するステップ；校正すべ
き第１チャンネルを選択するステップであって、上記の
チャンネルは第１信号を搬送する上記のステップ；所定
の速度で単調に連続する位相の変動の中で上記の第１信
号の位相をインクリメントすることによって位相シフト
のテスト・パターンを上記の第１信号に付加し、これに
よって、他のチャンネルによって搬送された信号の周波
数に対して上記の第１信号の周波数をオフセットするス
テップであって、上記の他のチャンネルの全ての搬送さ
れた信号は同じ周波数を有し、上記の他のチャンネルの
信号の合計は基準信号として機能する上記のステップ；
上記の第１信号を上記に基準信号と混合してうなり周波
信号を得るステップ；上記のうなり周波信号と上記のテ
スト・パターンの間の位相の偏差を測定するステップ；
上記の第１信号と上記のテスト・パターンを上記の位相
偏差と等しい値の固定量の校正位相と置換するステッ
プ；および上記の他のチャンネルによって搬送される信
号の各々に対して上述のステップを反復し、これによっ
て各チャンネルを一度校正する校正シーケンスを実行す
るステップ；によって構成されることを特徴とする方
法。
【請求項２】上記の測定ステップにおいて、上記の位
相の偏差は、上記のテスト・パターンの開始から予め設
定した遅延に対する上記のうなり周波信号のゼロクロス
の発生するタイミングを調べることによって測定される
ことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】上記の校正シーケンスを安定化させるス
テップによって更に構成され、上記の安定化ステップ
は：上記の校正ステップを反復するステップ；上記の校
正ステップの各々を反復する間に上記の測定ステップの
上記の遅延値を変更するステップ；上記の校正シーケン
スの各サイクルの間の各８個のチャンネルの位相の偏差
の値を記録するステップ；および上記の位相偏差の値を
最小にする上記の遅延値を選択するステップ；によって
構成されることを特徴とする請求項２記載の方法。
【請求項４】上記の置換ステップにおいて、校正位相
のインクリメント値はディジタル的に量子化されること
を特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項５】校正位相のインクリメント値は、ゼロま
たはディジタル的に発生した位相シフトの最下位ビット
であることを特徴とする請求項４記載の方法。
【請求項６】上記の混合ステップは、上記の第１信号
と上記の基準信号を非直線電気回路に供給するステッ
プ、および上記の非直線回路の出力信号を濾波して上記
のうなり周波信号を得るステップによって実行され、上
記の非直線回路は上記の非直線回路の出力信号の合計周
波数成分と差周波数成分を発生するように動作し、上記
の濾波は上記の差周波数成分を選択するように機能する
ことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項７】多重信号チャンネルを有するシステムに
おいて位相シフトを校正する装置において、上記の装置
は、各チャンネルから上記のチャンネルによって搬送された
信号のサンプルを取り出す手段；それぞれのチャンネル
の信号サンプルを共に合計する手段；上記のチャンネル
の内の第１チャンネルで搬送された信号に位相シフト・
テスト・パターンを付加する手段であって、上記のテス
ト・パターンは所定の速度で上記の第１チャンネルの信
号の位相をインクリメントし、上記の位相をインクリメ
ントすることによって上記の第１チャンネルの信号が上
記の他のチャンネルによって搬送された信号の周波数に
対してオフセットされ、上記の他のチャンネルによって
搬送された信号の周波数は等しく、上記の他のチャンネ
ルの信号の合計は基準信号として機能する上記の手段；
上記の第１チャンネルの信号を上記の基準信号と混合し
てうなり周波信号を得る手段；上記のうなり周波信号と
上記のテスト・パターンの間の位相の偏差を測定する手
段；および上記の付加手段を動作させる手段であって、
上記の第１チャンネルの信号の上記の位相シフトのテス
ト・パターンを上記の位相偏差と等しい値の固定量の校
正位相と置換する上記の手段；上記の動作手段は、次に
上記の他のチャンネルの信号に基づいて上記の付加手段
を動作させ、各チャンネルを一回校正する校正シーケン
スにおいて上記の他のチャンネルの校正を行なうことを
特徴とする装置。
【請求項８】上記の測定手段は、上記のテスト・パタ
ーンの開始から予め設定した遅延に対する上記のうなり
周波信号のゼロクロスの発生するタイミングを調べるこ
とによって位相の偏差を測定するように動作することを
特徴とする請求項７記載の装置。
【請求項９】上記の動作手段は、上記の校正シーケン
スを安定させるように動作し、上記の動作手段は複数の
校正シーケンスにおいて上記の位相シフト付加手段を動
作させ、各々の校正シーケンスは上記の位相の偏差を測
定する場合に使用する遅延の量だけ前の校正シーケンス
と異なり、上記の動作手段は、校正シーケンスが上記の
校正位相の量を最小にする遅延の値によって得られる校
正位相の量を選択することを特徴とする請求項８記載の
装置。
【請求項１０】上記の位相シフト付加手段は、ディジ
タル的に量子化された位相の増分によってディジタル的
に動作することを特徴とする請求項７記載の装置。
【請求項１１】校正位相のインクリメント値は、ゼロ
またはディジタル的に発生した位相シフトの最下位ビッ
トであることを特徴とする請求項１０記載の装置。
【請求項１２】上記の混合手段は非直線回路を有し、
上記の第１チャンネルの信号と上記の基準信号を上記の
非直線回路に供給するように動作し、かつ上記の非直線
回路の出力信号を濾波して上記のうなり周波信号を取得
し、上記の非直線回路は上記の非直線回路の出力信号の
合計周波数成分と差周波数成分を発生するように動作
し、上記の濾波によって上記の差周波数成分を選択する
ことを特徴とする請求項７記載の装置。