JPH05100000A - Calculating apparatus of iron loss of overlapping of direct current - Google Patents
Calculating apparatus of iron loss of overlapping of direct currentInfo
- Publication number
- JPH05100000A JPH05100000A JP3258845A JP25884591A JPH05100000A JP H05100000 A JPH05100000 A JP H05100000A JP 3258845 A JP3258845 A JP 3258845A JP 25884591 A JP25884591 A JP 25884591A JP H05100000 A JPH05100000 A JP H05100000A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- magnetic
- flux density
- iron loss
- magnetic flux
- calculated
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Measuring Magnetic Variables (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Magnetic Means (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、例えばスイッチング電
源の平滑チョークのように直流電流に交流電流が重畳し
た電流で励磁された磁性材料の鉄損を計算する装置に関
する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an apparatus for calculating the iron loss of a magnetic material excited by a current in which an alternating current is superimposed on a direct current, such as a smoothing choke of a switching power supply.
【０００２】[0002]
【従来技術】磁界の計算は、マックスウェル方程式をも
とに差分法や有限要素法による近似を行い、計算の対象
となる磁性部品を微小領域に分割して計算を行ってい
た。2. Description of the Related Art A magnetic field is calculated by performing approximation by a difference method or a finite element method on the basis of Maxwell's equation and dividing a magnetic component to be calculated into minute regions.
【０００３】ここで差分法および有限要素法について説
明する。なお、「電気工学の有限要素法」（中田高義，
高橋則雄 著，森北出版）を参考文献とした。Here, the difference method and the finite element method will be described. "Finite element method of electrical engineering" (Takayoshi Nakata,
The reference was Norio Takahashi, Morikita Publishing.
【０００４】磁界計算を行うためには以下に示す基礎方
程式のうち（１）式を解く必要がある。一般的には変数
の扱いを容易にするため（２）式，及び（３）式を加え
て（４）式を解くことが多い。In order to perform the magnetic field calculation, it is necessary to solve the equation (1) among the basic equations shown below. Generally, in order to easily handle variables, equations (2) and (3) are often added to solve equation (4).
【０００５】ｒｏｔＨ＝Ｊ・・・（１） Ｈ：磁界強度（Ａ／ｍ），Ｊ：電流密度（Ａ／ｍ2） なお、Ｈ，Ｊはベクトルを表す。RotH = J (1) H: magnetic field strength (A / m), J: current density (A / m 2 ) H and J represent vectors.
【０００６】Ｂ＝μＨ・・・（２） Ｂ：磁束密度（Ｗｂ／ｍ2），μ：透磁率 なお、Ｂ，Ｈはベクトルを表す。B = μH (2) B: magnetic flux density (Wb / m 2 ), μ: magnetic permeability B and H represent vectors.
【０００７】Ｂ＝ｒｏｔＡ・・・（３） Ａ：ベクトルポテンシャル（Ｗｂ／ｍ） なお、Ｂ，Ａはベクトルを表す。B = rotA (3) A: Vector potential (Wb / m) B and A represent vectors.
【０００８】 （ｒｏｔν・ｒｏｔＡ）＝Ｊ・・・（４） ν（＝１／μ）：磁気抵抗率 なお、Ａ，Ｊはベクトルを表す。(Rotν · rotA) = J (4) ν (= 1 / μ): Magneto-resistivity Note that A and J represent vectors.
【０００９】しかし、（４）式は偏微分方程式であるた
め、これを直接解くことは極めて困難である。そこで何
らかの近似を用いて解くことになりその方法として差分
法あるいは有限要素法がある。以下これらの近似法の具
体的な説明を行う。なお、簡単にするため（４）式を２
次元場（ｘ，ｙ座標のみ）で取り扱う。However, since the equation (4) is a partial differential equation, it is extremely difficult to solve it directly. Therefore, some kind of approximation is used for the solution, and the method is the difference method or the finite element method. A specific description of these approximation methods will be given below. For simplification, equation (4) is set to 2
Handle in the dimensional field (x, y coordinates only).
【００１０】（４）式の２次元場での方程式は、The equation in the two-dimensional field of the equation (4) is
【００１１】[0011]
【数１】 [Equation 1]
【００１２】となり、２次元場では磁束密度はＢX，ＢY
しか存在しないように仮定しているためベクトルポテン
シャルはＡZ成分しかもたない。また電流はＺ方向に無
限長に流れている状態である。以後の説明ではＡZを単
にＡと書く。In the two-dimensional field, the magnetic flux density is B X , B Y
Since it is assumed that there exists only the vector potential, it has only A Z component. Moreover, the current is in a state of flowing infinitely in the Z direction. In the following description, A Z is simply written as A.
【００１３】「差分法」差分法は、図１１に示すように
計算の対象とする領域を格子状に分割し、各格子点でベ
クトルポテンシャルＡZをテイラー展開して（５）式に
示す方程式を近接する格子点のポテンシャルの関係式に
して数値計算する方法である。具体的には図１１に示す
点（ｉ，ｊ）のまわりで２次のテイラー展開を行うと、"Difference method" In the difference method, as shown in FIG. 11, a region to be calculated is divided into a grid shape, and the vector potential A Z is Taylor-expanded at each grid point to obtain an equation (5). Is a method of numerical calculation by using as a relational expression of the potentials of adjacent lattice points. Specifically, when a second-order Taylor expansion is performed around the point (i, j) shown in FIG.
【００１４】[0014]
【数２】 [Equation 2]
【００１５】となる。ここでｈx，ｈyは格子間の距離で
ある。（５）式，（６）式を用いるとｉ，ｊに関して、[0015] Here, h x and h y are distances between the lattices. Using equations (5) and (6), for i and j,
【００１６】[0016]
【数３】 [Equation 3]
【００１７】という方程式が得られる。Ｊ（ｉ，ｊ），
ｈx，ｈy，νy（＝１／μy），νx（＝１／μx）は計算
条件として与えられるため残りのＡに関する値が未知数
となる。同様な手段で各格子点について（７）式の方程
式をたてれば格子点の総数の元数を持つ連立方程式がで
きる。しかし、実際には電流源の遠方にある端の境界部
分の格子点はＡ＝０とおき既知の値として扱うため元数
が多少減った連立方程式を解くことになる。The following equation is obtained. J (i, j),
Since h x , h y , ν y (= 1 / μ y ) and ν x (= 1 / μ x ) are given as calculation conditions, the remaining values of A are unknowns. If the equation (7) is established for each lattice point by the same means, a simultaneous equation having an element of the total number of lattice points can be formed. However, in practice, the grid points at the boundary portion at the far end of the current source are set as A = 0 and are treated as known values, so simultaneous equations with a slightly reduced element number are solved.
【００１８】以上の手続きの内、格子状に分割する手続
き，連立方程式を計算する手続き，求まったＡの値から
（２）式および（３）式でＨ，Ｂを求める手続きはコン
ピュータで行い既知のＡの値のインプット，材料定数で
あるνx，νy，電流条件などはオペレータによる。Among the above procedures, the procedure of dividing into a grid, the procedure of calculating simultaneous equations, and the procedure of obtaining H and B from equations (2) and (3) from the obtained value of A are performed by computer. The operator inputs the value of A, the material constants ν x and ν y , and the current condition.
【００１９】「有限要素法」有限要素法は、計算の対象
とする領域を要素と呼ばれる微小領域に分割し要素内の
ベクトルポテンシャルＡの分布を単純な関数で近似して
解析を行う方法である。要素の形状についての制限はな
いが、例えば図１２に示すような三角形がよく用いられ
る。三角形の各頂点を節点と呼び連続した番号がつけら
れ、要素にも連続した番号がつけられる。"Finite Element Method" The finite element method is a method of dividing a region to be calculated into minute regions called elements and approximating the distribution of the vector potential A in the element by a simple function to perform analysis. .. Although there is no limitation on the shape of the element, for example, a triangle as shown in FIG. 12 is often used. Each vertex of the triangle is called a node and is numbered consecutively, and the elements are also numbered consecutively.
【００２０】今、（５）式をNow, the equation (5) is
【００２１】[0021]
【数４】 [Equation 4]
【００２２】とおくと、Ａが方程式を満す真の解であれ
ば、 ｆ（Ａ）＝０ となる。なお、Ａはベクトルを表す。Ａが近似解Ａ′で
あったとすると ｆ（Ａ′）＝Ｒ となる。なお、Ａ′はベクトルを表す。このＲの計算対
象領域全体にわたる積分（和）である ∬Ｒｄｘｄｙ が最小になるようにＡ′を求めれば、Ａ＝Ａ′とするこ
とができる。そこで各要素に関する重み関数を導入して
重みつき積分を行うようにすると実際の演算操作が可能
となり定量的にＡ′を求めることができる。In other words, if A is a true solution that satisfies the equation, then f (A) = 0. In addition, A represents a vector. If A is the approximate solution A ', then f (A') = R. A'denotes a vector. If A ′ is obtained so that ∬Rdxdy, which is the integral (sum) of R over the entire calculation target region, is obtained, A = A ′ can be obtained. Therefore, if a weighting function for each element is introduced and weighted integration is performed, an actual calculation operation becomes possible and A ′ can be quantitatively obtained.
【００２３】∬Ｒ・Ｗｄｘｄｙ＝０・・・（８） この重み関数Ｗに補間関数と呼ばれるものを導入したの
が一般に有限要素法と呼ばれている。要素内の任意の点
のポテンシャルはそれらの節点のポテンシャルの関数と
して∬R · Wdxdy = 0 (8) Introducing what is called an interpolation function into this weighting function W is generally called a finite element method. The potential of any point in the element is a function of the potential of those nodes
【００２４】[0024]
【数５】 [Equation 5]
【００２５】と表現でき、この場合のＮiが補間関数で
ある。図１２に示した三角形要素であると、例えば節点
ｉに関しては、 Ｎi＝（１／２Ｓ）×（ｂi＋ｃiｘ＋ｄiｙ） Ｓ：三角形の面積 ｂi＝ｘjｙk−ｘkｙj ｃi＝ｙj−ｙk ｄi＝ｘk−ｘj ・・・（１０） で定義される。そして（８）式は具体的に、Can be expressed as follows, and N i in this case is an interpolation function. With the triangular element shown in FIG. 12, for example, with respect to the node i, N i = (1 / 2S) × (b i + c i x + d i y) S: Area of the triangle b i = x j y k −x k is defined by y j c i = y j -y k d i = x k -x j ··· (10). Equation (8) is
【００２６】[0026]
【数６】 [Equation 6]
【００２７】となり、（１１）式を部分積分すると、And partial integration of equation (11) gives
【００２８】[0028]
【数７】 [Equation 7]
【００２９】となる。この（１２）式において、It becomes In this equation (12),
【００３０】[0030]
【数８】 [Equation 8]
【００３１】のように補間関数の微分に置き換えられ
る。補間関数の微分は（１０）式により容易に求めら
れ、 ∂Ｎi／∂ｘ＝ｃi／２Ｓ ∂Ｎi／∂ｙ＝ｄi／２Ｓ となる。このようにして（１２）式より１つの要素に関
し、その要素を構成する節点の数だけ連立方程式をたて
ることができる。各々の要素に関して（１２）式に基づ
く連立方程式を立て近接する要素間で共用される節点に
関して重ね合わされて最終的には節点の総数の元数を持
つ連立方程式ができる。この連立方程式を解くことによ
り近似解Ａ′を求めることができる。しかし、実際には
電流源の遠方にある端の境界部分の節点のポテンシャル
はＡ＝０とおき既知の値として扱うため元数が多少減っ
た連立方程式を解くことになる。It can be replaced with the derivative of the interpolation function as follows. The differential of the interpolation function is easily obtained by the equation (10), and becomes ∂N i / ∂x = c i / 2S ∂N i / ∂y = d i / 2S. In this way, from equation (12), for one element, simultaneous equations can be set up for the number of nodes forming the element. A simultaneous equation based on the equation (12) is established for each element, and the simultaneous equations having the radix of the total number of nodes are superposed on the nodes shared by the adjacent elements. An approximate solution A'can be obtained by solving this simultaneous equation. However, in reality, the potential of the node at the boundary portion at the far end of the current source is set as A = 0 and is treated as a known value, and therefore the simultaneous equations with a slightly reduced element are solved.
【００３２】以上の手続きの内、要素に分割する手続
き，連立方程式を計算する手続き，求まったＡの値から
（２）式および（３）式でＨ，Ｂを求める手続きはコン
ピュータで行い既知のＡの値のインプット，材料定数で
あるνx，νy，電流条件などはオペレータによる。Of the above procedures, the procedure of dividing into elements, the procedure of calculating simultaneous equations, and the procedure of obtaining H and B from equations (2) and (3) from the obtained value of A are performed by a computer and are known. The input of the value of A, the material constants ν x , ν y , the current condition, etc. are determined by the operator.
【００３３】以上、差分法，有限要素法を２次元場にお
いて説明したが、３次元場においても同様な手続きによ
り解くことが可能である。Although the difference method and the finite element method have been described in the two-dimensional field, they can be solved in the three-dimensional field by the same procedure.
【００３４】この方法を用いて、図１３に示すような直
流電流に交流電流が重畳（直流重畳）した電流で励磁さ
れた磁性部品の磁界計算を行うには電流の変化を微小な
時間間隔で分割し、時々刻々と変化する電流値に応じて
計算するのが一般的な方法である。これは、直流重畳電
流の交流成分により、磁性材料内部に発生する渦電流の
影響を考慮して計算する必要があるからである。その
際、磁性部品の磁気特性は直流重畳状態では一般にはヒ
ステリシスを有し非線形である。そのため微小時間毎に
計算された磁界強度または磁束密度に応じて磁気特性の
修正を行い、同じ電流値に対し反復計算を行わなければ
ならなかった（例えば、電気学会論文誌Ａ，１０９巻６
号 頁２４７〜２５４ 平成元年「有限要素法によるヒス
テリシス損失の解析」榎園正人，池下浩二著および特開
平２−２３２７７３号公報）。つまり、材料の非線形性
に関する反復計算と、電流が時間変化を行うことに関す
る反復計算が必要であり、直流重畳状態の計算による模
擬を行うために必要な総反復計算数はおよそ次に示す、 総反復計算数＝（非線形に関する反復計算数）×（電流
の時間変化に関する反復計算数） のように見積もられる。Using this method, in order to calculate the magnetic field of a magnetic component excited by a current in which an alternating current is superposed (direct current superposed) on a direct current as shown in FIG. 13, a change in current is changed at minute time intervals. It is a general method to divide and calculate according to the current value which changes every moment. This is because it is necessary to perform the calculation in consideration of the influence of the eddy current generated inside the magnetic material due to the AC component of the DC superimposed current. At that time, the magnetic characteristics of the magnetic component are generally non-linear and have a hysteresis in the DC superposed state. Therefore, it was necessary to correct the magnetic characteristics according to the magnetic field strength or the magnetic flux density calculated for each minute time, and to repeat the calculation for the same current value (for example, the Institute of Electrical Engineers of Japan, Vol. 109, Vol. 6).
Pp. 247-254, 1989, "Analysis of Hysteresis Loss by Finite Element Method," Masato Enokizono, Koji Ikeshita and Japanese Patent Laid-Open No. 2-232773). In other words, iterative calculations for the nonlinearity of the material and iterative calculations for the time-varying current are required, and the total number of iterative calculations required to perform the simulation by calculating the DC superposition state is as follows. The number of iterative calculations = (the number of iterative calculations regarding the non-linearity) × (the number of iterative calculations regarding the time change of the current).
【００３５】[0035]
【発明が解決しようとする課題】上記の方法を用いてあ
る磁性材料の鉄損を計算する場合、例えば非線形に関す
る反復計算数を１０回，電流の時間変化に関する反復計
算数を１２回とすると、総反復計算数は１２０回（＝１
０×１２）となる。この１２０回という総反復計算数は
一般的な回数であり特に多いものではない。When calculating the iron loss of a magnetic material using the above method, for example, if the number of iterations for nonlinearity is 10 and the number of iterations for current change over time is 12, The total number of iterative calculations is 120 (= 1
0x12). The total number of repetitive calculations of 120 times is a general number and is not particularly large.
【００３６】また鉄損計算においては直流成分値を複数
想定した計算を必要とするのが普通であり、この場合
は、総計算量はさらに増し、直流電流値の想定数に上記
反復計算を乗じた値になる。このように磁界計算を用い
るには、多量の計算が必要となる問題があった。Further, in the iron loss calculation, it is usual to require a calculation assuming a plurality of DC component values. In this case, the total calculation amount is further increased, and the assumed number of DC current values is multiplied by the above iterative calculation. It becomes a value. As described above, there is a problem that a large amount of calculation is required to use the magnetic field calculation.
【００３７】従って、このような計算を小型の計算機で
短時間に行うことは極めて困難であるため大型で高速処
理計算しうる計算機を必要としていた。一方、磁界計算
を行わずに鉄損を得ようとすると類似の形状をした磁性
部品の測定値から推定するか、少なくとも一個の試作品
の製作を余儀なくされていた。また、その試作品が所望
の鉄損値を有しない場合には試作を重ねる必要があり、
そのための期間および費用は膨大なものであった。Therefore, since it is extremely difficult to perform such a calculation in a short time with a small-sized computer, a large-sized computer capable of high-speed processing calculation has been required. On the other hand, when trying to obtain iron loss without performing magnetic field calculation, it was inferred from measured values of magnetic parts having similar shapes, or at least one prototype had to be manufactured. Also, if the prototype does not have the desired iron loss value, it is necessary to repeat trial production,
The period and cost for doing so were enormous.
【００３８】本発明は、上記問題点を解決するため特に
試作品を製作することなく、かつ少ない計算量で磁性部
品の鉄損を算定する鉄損計算装置を提供することを目的
とする。It is an object of the present invention to provide an iron loss calculation device for calculating the iron loss of a magnetic component with a small amount of calculation without producing a prototype in order to solve the above problems.
【００３９】[0039]
【課題を解決するための手段】本発明は、直流電流に交
流電流が重畳した電流で励磁された磁性部材の鉄損を算
出する鉄損計算装置において、磁性部材（３０）と同一
材質で反磁界係数が極小である形状をした磁性材料（４
０）の初磁化特性に基づいて磁性部材の直流電流成分に
対する磁束密度（ＢDC）を算出する第１磁束密度算出手
段（１）；第１磁束密度算出手段（１）が算出した磁束
密度（ＢDC）と磁性材料（４０）の増分透磁率（μ）に
基づいて材料定数（μZi）を決定する定数決定手段
（１）；材料定数（μZi）に基づいて磁性部材（３０）
の交流電流成分に対する磁束密度（ＢAC）を算出する第
２磁束密度算出手段（１）；および、第２磁束密度算出
手段（１）が算出した磁束密度（ＢAC）と磁性材料（４
０）の増分鉄損値（Ｗ′）に基づいて磁性部材（３０）
の鉄損（Ｗ）を算出する計算手段（１）；を備える。な
お、カッコ内の記号は、図面に示し後述する実施例の対
応要素又は対応事項を示す。According to the present invention, in an iron loss calculating device for calculating iron loss of a magnetic member excited by a current in which a direct current and an alternating current are superposed, the same material as that of the magnetic member (30) is used. Magnetic material (4
0) First magnetic flux density calculation means (1) for calculating the magnetic flux density (B DC ) with respect to the direct current component of the magnetic member based on the initial magnetization characteristic; magnetic flux density (1) calculated by the first magnetic flux density calculation means (1) B DC ) and a constant determining means (1) for determining a material constant (μ Zi ) based on the incremental magnetic permeability (μ) of the magnetic material (40); a magnetic member (30) based on the material constant (μ Zi ).
Second magnetic flux density calculation means (1) for calculating the magnetic flux density (B AC ) for the AC current component of the magnetic flux density (B AC ) and the magnetic material (4) calculated by the second magnetic flux density calculation means (1).
Magnetic member (30) based on the incremental iron loss value (W ') of 0)
Calculation means (1); for calculating the iron loss (W) of Symbols in parentheses indicate corresponding elements or corresponding matters in the embodiments shown in the drawings and described later.
【００４０】[0040]
【作用】これによれば、定数決定手段（１）は磁性部材
（３０）と同一材質で反磁界係数が極小である形状をし
た磁性材料（４０）の初磁化特性から算出された磁性部
材の直流電流成分に対する磁束密度（ＢDC）と磁性材料
（４０）の増分透磁率（μ）に基づいて材料定数
（μZi）を決定し、計算手段（１）は材料定数（μZi）
から算出された磁性部材（３０）の交流電流成分に対す
る磁束密度（ＢAC）と磁性材料（４０）の増分鉄損値
（Ｗi）に基づいて磁性部材（３０）のインダクタンス
（Ｌ）を算出する。According to this, the constant deciding means (1) of the magnetic member is calculated from the initial magnetization characteristics of the magnetic material (40) which is made of the same material as the magnetic member (30) and has a minimum demagnetizing factor. The material constant (μ Zi ) is determined based on the magnetic flux density (B DC ) with respect to the direct current component and the incremental magnetic permeability (μ) of the magnetic material (40), and the calculation means (1) uses the material constant (μ Zi ).
The inductance (L) of the magnetic member (30) is calculated based on the magnetic flux density (B AC ) with respect to the alternating current component of the magnetic member (30) and the incremental iron loss value (W i ) of the magnetic material (40) calculated from To do.
【００４１】従って、１個の磁性材料（４０）により任
意の形状をした磁性部材（３０）の鉄損（Ｗ）を特に磁
性部材（３０）を試作することなく精度よく算出するの
で、試作費用および試作期間が短縮される。Therefore, since the iron loss (W) of the magnetic member (30) having an arbitrary shape is accurately calculated from one magnetic material (40) without trial manufacture of the magnetic member (30), the trial production cost can be reduced. And the trial period is shortened.
【００４２】また、１回の計算が小型計算機でも比較的
短時間に行えるため複数の材質特性，形状に関して計算
水準を設けることができ機器の設計上、必要とされる所
定の直流重畳特性に対し最適な材質，形状を決定しう
る。本発明の他の目的および特徴は図面を参照した以下
の実施例の説明により明らかになろう。Further, since one calculation can be performed in a relatively short time even with a small computer, it is possible to set calculation levels for a plurality of material characteristics and shapes, and for a predetermined DC superposition characteristic required in designing the equipment. The optimum material and shape can be determined. Other objects and features of the present invention will become apparent from the following description of embodiments with reference to the drawings.
【００４３】[0043]
【実施例】図１に、本発明の一実施例の計算機１０の構
成概要を示す。計算機１０は、全体の制御を行うＣＰＵ
１，制御プログラムが格納されているＲＯＭ２，制御プ
ログラムが一時的に使用するＲＡＭ３，各装置間のデー
タのやりとりを行う内部システム・バス４，各種情報を
記憶するメモリ５，対話型グラフィック端末機２０とシ
ステム・バス４を接続するＩ／Ｆ（インタフェース）
６，およびオペレータからの指示を入力し所定の情報を
表示する操作表示部７等から構成されている。図２に、
計算の対象となる磁性部品３０を示す。この磁性部品３
０は、スイッチング電源に用いられているチョークコア
と呼ばれるものである。符号３１および３２はフェライ
トでできた磁性部材であり、符号３３は導線で磁性部材
３１に巻線を施したコイル部分である。また、符号３４
は磁性部材３１および３２の間にギャップを設けるため
に挿入された非磁性のスペーサーである。このスペーサ
ー３４の厚さを変えることにより、直流重畳を可変し線
形領域での使用が可能となる。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 shows a schematic configuration of a computer 10 according to an embodiment of the present invention. The computer 10 is a CPU that controls the entire system.
1, a ROM storing a control program 2, a RAM temporarily used by the control program 3, an internal system bus 4 for exchanging data between devices, a memory 5 for storing various information 5, an interactive graphic terminal 20 I / F (interface) that connects the
6, and an operation display section 7 for inputting instructions from an operator and displaying predetermined information. In Figure 2,
The magnetic component 30 to be calculated is shown. This magnetic component 3
0 is a choke core used in a switching power supply. Reference numerals 31 and 32 are magnetic members made of ferrite, and reference numeral 33 is a coil portion obtained by winding the magnetic member 31 with a conductive wire. Also, reference numeral 34
Is a non-magnetic spacer inserted to provide a gap between the magnetic members 31 and 32. By changing the thickness of the spacer 34, it is possible to change the DC superposition and use it in a linear region.
【００４４】図３に、ＣＰＵ１のフローチャートを示
し、磁性部品（チョークコア）３０の直流重畳特性を算
出する処理動作を説明する。FIG. 3 shows a flowchart of the CPU 1, and the processing operation for calculating the DC superposition characteristics of the magnetic component (choke core) 30 will be described.
【００４５】電源が投入されると処理モード等を初期化
して（ステップ１：以下カッコ内ではステップという語
を省略する）、入力を読み込む（２）。読み込まれる入
力は、磁性部品（チョークコア）３０と同一材質からな
るリング状の試料４０の初磁化特性，増分透磁率，増分
鉄損および直流重畳電流の直流成分値，交流成分値等で
ある。When the power is turned on, the processing mode and the like are initialized (step 1: the word "step" is omitted hereinafter in parentheses) and the input is read (2). The input to be read is the initial magnetization characteristic of the ring-shaped sample 40 made of the same material as the magnetic component (choke core) 30, the incremental magnetic permeability, the incremental iron loss, the DC component value of the DC superimposed current, the AC component value, and the like.
【００４６】リング状の試料４０の初磁化特性は、図４
に示すような直流磁気測定装置を用いて測定する。すな
わち電界強度Ｈ（Ａ／ｍ）は、 Ｈ＝ＮＩ／ｌ・・・（１３） Ｎ：導線の巻数，Ｉ：ＤＣ電源による直流電流値，ｌ：
試料４０の磁路長より求まり、磁束密度Ｂ（ｗｂ／
ｍ2）は測定電圧を積分回路で積分した出力値より求ま
る。この初磁化特性（電界強度Ｈと磁束密度Ｂの関係）
の測定結果を図５に示す。The initial magnetization characteristic of the ring-shaped sample 40 is shown in FIG.
The measurement is performed using a DC magnetic measuring device as shown in. That is, the electric field strength H (A / m) is H = NI / l (13) N: number of windings of conducting wire, I: direct current value by DC power source, l:
The magnetic flux density B (wb /
m 2 ) is obtained from the output value obtained by integrating the measured voltage with the integrating circuit. This initial magnetization characteristic (relationship between electric field strength H and magnetic flux density B)
The measurement result of is shown in FIG.
【００４７】次にリング状の試料４０の増分透磁率の測
定について説明する。まず、ＪＩＳ（Ｃ−２５１４）に
記載されている直流重畳特性測定装置（図示しない）を
用いてリング状の試料４０の直流重畳特性を測定する。
その測定結果を図６に示す。縦軸はインダクタンスＬ
（μＨ），横軸は直流重畳電流の直流成分の値Ｉ
DC（Ａ）を示している。なお、本実施例で測定した際の
直流重畳電流の交流成分の実効値は１．０ｍＡであり周
波数は１．０ｋＨZであった。このインダクタンスＬの
値から増分透磁率μZを計算により求める。すなわち、
増分透磁率μZは、 μZ＝π×Ｒ×Ｌ／（μ0×Ｎ2×Ａｅ）・・・（１４） π：円周率，Ｒ：リング試料４０の平均直経（ｍ）， μ0：真空の透磁率（Ｈ／ｍ），Ｎ：導線の巻数 Ａｅ：リング試料４０の断面積（ｍ2） となる。さらに、直流重畳の直流成分の値ＩDCから次式
により直流電流成分により生じるリング試料４０内の磁
界強度Ｈ（Ａ／ｍ）は、 Ｈ＝Ｎ×ＩDC／（π×Ｒ）・・・（１５） となる。この磁界強度の値から先に測定した初磁化特性
の磁界強度と磁束密度の関係からＩDCは、磁束密度Ｂへ
変換される。この結果を図７に示す。この磁束密度の値
は直流重畳電流の直流成分によりリング試料４０内に発
生した磁束密度を意味している。Next, the measurement of the incremental magnetic permeability of the ring-shaped sample 40 will be described. First, the DC superposition characteristic of the ring-shaped sample 40 is measured by using a DC superposition characteristic measuring device (not shown) described in JIS (C-2514).
The measurement result is shown in FIG. The vertical axis shows the inductance L
(ΜH), the horizontal axis is the value I of the DC component of the DC superimposed current
DC (A) is shown. The effective value of the AC component of the DC superimposed current when measured in this embodiment the frequency is 1.0mA was 1.0kH Z. The incremental permeability μ Z is calculated from the value of the inductance L. That is,
Incremental magnetic permeability μ Z is μ Z = π × R × L / (μ 0 × N 2 × Ae) (14) π: Circumferential ratio, R: Average direct radius (m) of ring sample 40, μ 0 : Permeability of vacuum (H / m), N: Number of turns of conducting wire Ae: Cross-sectional area (m 2 ) of ring sample 40. Further, the magnetic field strength H (A / m) in the ring sample 40 generated from the direct current component value I DC of the direct current superposition by the direct current component is H = N × I DC / (π × R) ... (15) From the value of the magnetic field strength, I DC is converted into the magnetic flux density B from the relationship between the magnetic field strength and the magnetic flux density of the initial magnetization characteristic measured previously. The result is shown in FIG. 7. The value of the magnetic flux density means the magnetic flux density generated in the ring sample 40 by the DC component of the DC superimposed current.
【００４８】なお、計算により増分透磁率や磁束密度が
求められるのは試料がリング状で反磁界係数が無視でき
るためであり、磁性部品（チョークコア）３０のような
形状をしたものから測定すると大きな測定誤差を伴う。The reason why the incremental magnetic permeability and the magnetic flux density are obtained by calculation is that the sample is ring-shaped and the demagnetizing factor can be neglected. When measured from a magnetic component (choke core) 30 having a shape. With large measurement error.
【００４９】次に、リング状の試料４０の増分鉄損の測
定について説明する。図８に示すような装置（ＪＩＳ規
定）により測定し、直流電流ＩDC′に対する鉄損Ｗ′お
よび磁束密度ＢAC′を得る。この結果を図９（ａ）に示
す。Next, the measurement of the incremental iron loss of the ring-shaped sample 40 will be described. The measurement is performed by an apparatus (JIS standard) as shown in FIG. 8 to obtain the iron loss W'and the magnetic flux density B AC 'with respect to the direct current I DC '. The result is shown in FIG.
【００５０】再度、図３のフローチャートに戻る。入力
を読み込むと、オペレータによりスタート指示があるま
で、その他のモード処理を行う（３，４）。その他のモ
ード処理には後述するメッシュ分割の際の範囲指定等が
含まれる。スタート指示があると対話型グラフィック端
末機２０を用いて磁性部品（チョークコア）３０を微小
領域に分割した幾何学情報を読み込み、メモリ５に記憶
する（５，６）。この分割は、本実施例では磁界計算に
有限要素法を用いるので図１０に示すようなメッシュと
呼ばれる三角形要素に分割を行う。図１０は、図２のＣ
−Ｃ断面図であり磁性部品（チョークコア）３０を囲む
空間Ｐ１−Ｐ２−Ｐ３−Ｐ４−Ｐ１内のおける分割情報
が読み込まれる。磁性部品（チョークコア）３０を囲む
空間は操作表示部７により指定される。なお、磁界計算
に差分法を用いるならば差分格子と呼ばれる等間隔分割
を行う。Returning again to the flowchart of FIG. When the input is read, other mode processing is performed until the operator gives a start instruction (3, 4). Other mode processing includes range specification and the like at the time of mesh division described later. When there is a start instruction, the interactive graphic terminal 20 is used to read the geometric information obtained by dividing the magnetic component (choke core) 30 into minute regions and store the geometric information in the memory 5 (5, 6). In this embodiment, since the finite element method is used for the magnetic field calculation in this embodiment, it is divided into triangular elements called mesh as shown in FIG. FIG. 10 shows C of FIG.
It is a C cross-sectional view, and the division information in the space P1-P2-P3-P4-P1 surrounding the magnetic component (choke core) 30 is read. The space surrounding the magnetic component (choke core) 30 is designated by the operation display unit 7. If the difference method is used for the magnetic field calculation, an equal interval division called a difference grid is performed.
【００５１】次に、この幾何学情報とステップ２で得た
初磁化特性および直流重畳電流の直流成分値に基づいて
磁界計算を行う（７）。この場合用いる初磁化特性は図
５に示したように磁界強度に対して非線形性を有するた
め、磁界計算は、幾何学情報による微小領域に対して有
限要素法による非線形磁界解析、すなわちニュートン・
ラプソン法（前述の「電気工学の有限要素法」２００頁
（中田高義，高橋則雄著，森北出版）記載）のような非
線形反復計算を行う。これは、適当な初期透磁率値μか
ら出発して磁界強度，磁束密度値を求め図５に示した値
と一致した場合は計算を終了するが、一致しない場合に
は材料定数である透磁率値μを変えて所望の精度に落ち
着くまで反復計算を行う。本実施例では１０回の反復計
算で収束した。これにより直流電流成分に対する各微小
領域の磁束密度ＢDCが計算される。Next, a magnetic field is calculated based on this geometric information, the initial magnetization characteristic obtained in step 2 and the DC component value of the DC superimposed current (7). Since the initial magnetization characteristic used in this case has nonlinearity with respect to the magnetic field strength as shown in FIG. 5, the magnetic field calculation is performed by a finite element nonlinear magnetic field analysis, that is, Newton
Nonlinear iterative calculation such as the Rapson method (described in “Finite Element Method of Electrical Engineering” on page 200 (Takayoshi Nakata, Norio Takahashi, Morikita Publishing)) is performed. This starts the calculation from an appropriate initial magnetic permeability value μ, finds the magnetic field strength and magnetic flux density value, and ends the calculation when they match the values shown in FIG. 5, but when they do not match, the magnetic permeability, which is the material constant, The value μ is changed and repeated calculation is performed until the desired accuracy is reached. In this example, the calculation was converged after 10 iterations. As a result, the magnetic flux density B DC of each minute region with respect to the direct current component is calculated.
【００５２】次に、得られた磁性部品（チョークコア）
３０内部の各微小領域の磁束密度ＢDCから図７に示す増
分透磁率μZと磁束密度の関係を用いて、各微小領域の
増分透磁率μZiを決定する（８）。具体的にはステップ
２の入力読込で得られた増分透磁率μZと磁束密度の結
果を予め適当な関数で近似して記憶し、ステップ７で得
られた各微小領域の磁束密度ＢDCからつきつぎにこの関
数により増分透磁率μZiを決定する。本実施例では３次
関数により近似した。Next, the obtained magnetic component (choke core)
From the magnetic flux density B DC of each minute region inside 30, the incremental permeability μ Zi of each minute region is determined using the relationship between the incremental magnetic permeability μ Z and the magnetic flux density shown in FIG. 7 (8). Specifically, the results of the incremental magnetic permeability μ Z and the magnetic flux density obtained by the input reading in step 2 are approximated and stored in advance by an appropriate function, and the magnetic flux density B DC of each minute region obtained in step 7 is calculated. The incremental permeability μ Zi is then determined by this function. In this embodiment, the approximation is performed by a cubic function.
【００５３】次に、各微小領域の増分透磁率μZiとステ
ップ５で得られた幾何学情報およびステップ２で読み込
まれた直流重畳電流の交流電流成分値からステップ７で
行ったと同じ磁界計算法を用いて計算を１回だけ行う
（９）。計算が１回でよい理由は増分透磁率μZiの値
に、交流電流成分により発生する渦電流の影響が加味さ
れているからである。従って、ここでは磁性部品（チョ
ークコア）３０に印加する直流重畳電流の交流成分の実
効値と周波数は、リング試料４０の増分透磁率の測定し
た際の直流重畳電流の交流成分の実効値（１．０ｍＡ）
および周波数（１．０ｋＨZ）と測定条件を一致させて
いる。この結果、交流電流成分に対応した磁束密度ＢAC
と磁界強度ＨACが得られる。Next, from the incremental magnetic permeability μ Zi of each minute region, the geometrical information obtained in step 5, and the alternating current component value of the DC superimposed current read in step 2, the same magnetic field calculation method as that used in step 7 is calculated. The calculation is performed only once using (9). The reason why the calculation may be performed once is that the influence of the eddy current generated by the alternating current component is added to the value of the incremental magnetic permeability μ Zi . Therefore, here, the effective value and frequency of the AC component of the DC superimposed current applied to the magnetic component (choke core) 30 are the effective value (1) of the AC component of the DC superimposed current when the incremental magnetic permeability of the ring sample 40 is measured. 0.0 mA)
And it is made to coincide with the measurement conditions and frequency (1.0kH Z). As a result, the magnetic flux density B AC corresponding to the alternating current component
And the magnetic field strength H AC is obtained.
【００５４】次に、交流電流成分に対応した磁束密度Ｂ
ACおよびステップ２で入力読込したリング状の試料４０
の鉄損Ｗ′に対応する直流電流ＩDC′を変換した磁束密
度ＢDC′から磁性部品（チョークコア）３０の鉄損Ｗを
算出する（１０）。なお、直流電流ＩDC′から磁束密度
ＢDC′への変換は（１５）式より磁界強度を求め、この
値から先に測定した初磁化特性の磁界強度と磁束密度の
関係から磁束密度ＢDC′が求まる。磁束密度ＢDC′とリ
ング状の試料４０の鉄損Ｗ′の関係を図９（ｂ）に示
す。Next, the magnetic flux density B corresponding to the alternating current component
Ring-shaped sample 40 input and read in AC and step 2
The iron loss W of the magnetic component (choke core) 30 is calculated from the magnetic flux density B DC ′ obtained by converting the DC current I DC ′ corresponding to the iron loss W ′ of (10). In order to convert the direct current I DC ′ to the magnetic flux density B DC ′, the magnetic field strength is obtained from the equation (15), and from this value, the magnetic flux density B DC is calculated from the relationship between the magnetic field strength of the initial magnetization characteristic and the magnetic flux density previously measured. ′ Is obtained. FIG. 9B shows the relationship between the magnetic flux density B DC ′ and the iron loss W ′ of the ring-shaped sample 40.
【００５５】各微小領域の鉄損Ｗiは次式に示すように
磁束密度ＢDC′と磁束密度ＢACの関数から求まり、 Ｗi＝Ｆ（ＢDC′，ＢAC）・・・（１６） 磁性部品（チョークコア）３０の鉄損Ｗは、 Ｗ＝∫Ｗiｄｖ・・・（１７） ｄｖ：磁性部品（チョークコア）３０領域内の各要素の
体積 より求まる。The iron loss W i of each minute region is obtained from the function of the magnetic flux density B DC ′ and the magnetic flux density B AC as shown in the following equation, and W i = F (B DC ′, B AC ) ... (16 ) The iron loss W of the magnetic component (choke core) 30 is obtained by W = ∫W i dv (17) dv: volume of each element in the magnetic component (choke core) 30 region.
【００５６】次に、反復計算の指示すなわちステップ２
で入力された直流重畳電流の直流成分の数だけ反復計算
したか否かをチェックし（１１）、直流電流成分の数に
達してないとステップ５に戻り以下の処理（５〜１１）
を実行し直流電流成分の数だけ反復計算すると結果を操
作表示部７に表示する（１２）。Next, iterative calculation instruction, that is, step 2
It is checked whether or not it has been iteratively calculated for the number of DC components of the DC superimposed current input in (11), and if the number of DC current components has not been reached, the process returns to step 5 and the following processing (5-11).
Is executed and the calculation is repeated for the number of DC current components, the result is displayed on the operation display unit 7 (12).
【００５７】この実施例ではステップ７で行った磁界計
算の反復計算は１０回で、ステップ９で行った磁界計算
は１回であり、１つの直流重畳電流の直流成分に関し
て、計１１回の磁界計算で鉄損が求められた。In this embodiment, the iterative calculation of the magnetic field calculation performed in step 7 is 10 times, the magnetic field calculation performed in step 9 is 1 time, and the magnetic field is calculated 11 times in total for the DC component of one DC superimposed current. Iron loss was calculated.
【００５８】[0058]
【発明の効果】本発明の直流重畳の鉄損計算装置によれ
ば、１個の磁性材料（４０）により任意の形状をした磁
性部材（３０）の鉄損（Ｗ）を特に磁性部材（３０）を
試作することなく精度よく算出するので、試作費用およ
び試作期間が短縮される。According to the DC-superposed iron loss calculating apparatus of the present invention, the iron loss (W) of the magnetic member (30) having an arbitrary shape made of one magnetic material (40) can be used as the magnetic member (30). ) Is accurately calculated without trial production, so trial production cost and trial period are shortened.
【００５９】また、１回の計算が小型計算機でも比較的
短時間に行えるため複数の材質特性，形状に関して計算
水準を設けることができ機器の設計上、必要とされる所
定の直流重畳特性に対し最適な材質，形状を決定しう
る。Further, since one calculation can be performed in a relatively short time even with a small computer, it is possible to set calculation levels for a plurality of material characteristics and shapes, and to meet a predetermined DC superposition characteristic required in designing the equipment. The optimum material and shape can be determined.
【図１】 本発明の一実施例の鉄損計算機１０の構成を
示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an iron loss calculator 10 according to an embodiment of the present invention.
【図２】 計算の対象となる磁性部品（チョークコア）
３０を示す拡大斜視図である。[Fig. 2] Magnetic parts (choke core) to be calculated
It is an expansion perspective view which shows 30.
【図３】 図１に示すＣＰＵ１の処理動作を示すフロー
チャートである。FIG. 3 is a flowchart showing a processing operation of the CPU 1 shown in FIG.
【図４】 リング状の試料４０の初磁化特性を測定する
直流磁気測定装置の構成概要を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a schematic configuration of a DC magnetism measuring device for measuring initial magnetization characteristics of a ring-shaped sample 40.
【図５】 図４に示す直流磁気測定装置で測定された初
磁化特性（電界強度Ｈと磁束密度Ｂの関係）を示すグラ
フである。5 is a graph showing initial magnetization characteristics (relationship between electric field strength H and magnetic flux density B) measured by the DC magnetometer shown in FIG.
【図６】 リング状の試料４０の直流重畳特性の測定結
果を示すグラフであり、縦軸はインダクタンスＬ（μ
Ｈ），横軸は直流重畳電流の直流成分の値ＩDC（Ａ）を
示す。FIG. 6 is a graph showing the measurement results of the DC superimposition characteristics of the ring-shaped sample 40, where the vertical axis represents the inductance L (μ
H), the horizontal axis indicates the value I DC (A) of the DC component of the DC superimposed current.
【図７】 リング状の試料４０の磁束密度Ｂに対する増
分透磁率（μ）の関係を示すグラフである。FIG. 7 is a graph showing the relationship between the magnetic flux density B of the ring-shaped sample 40 and the incremental magnetic permeability (μ).
【図８】 リング状の試料４０の増分鉄損（Ｗ′）を測
定する装置の構成概要を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a schematic configuration of an apparatus for measuring the incremental iron loss (W ′) of the ring-shaped sample 40.
【図９】 （ａ）は直流電流ＩDC′に対する鉄損Ｗ′の
関係を示すグラフであり、（ｂ）は磁束密度ＢDC′に対
する鉄損Ｗ′の関係を示すグラフである。FIG. 9A is a graph showing the relationship of iron loss W ′ to DC current I DC ′, and FIG. 9B is a graph showing the relationship of iron loss W ′ to magnetic flux density B DC ′.
【図１０】 メッシュ分割された、図２に示す磁性部品
（チョークコア）３０のＣ−Ｃ断面図である。10 is a cross-sectional view taken along line CC of the magnetic component (choke core) 30 shown in FIG. 2, which is mesh-divided.
【図１１】 差分法による分割の一例を示す平面図であ
る。FIG. 11 is a plan view showing an example of division by the difference method.
【図１２】 有限要素法による分割の一例を示す平面図
である。FIG. 12 is a plan view showing an example of division by the finite element method.
【図１３】 直流電流に交流電流が重畳した状態を示す
タイミングチャートである。FIG. 13 is a timing chart showing a state in which an alternating current is superimposed on a direct current.
１：ＣＰＵ（第１磁束密度算出手段，第２磁束密度算出
手段，定数決定手段，計算手段） ２：ＲＯＭ ３：ＲＡＭ ４：システム・バス ５：メモリ ６：Ｉ／Ｆ ７：操作表示部 １０：計算機 ２０：対話型グラフ
ィック端末機 ３０：磁性部品（磁性部材） ４０：リング試料（磁性材料）1: CPU (first magnetic flux density calculation means, second magnetic flux density calculation means, constant determination means, calculation means) 2: ROM 3: RAM 4: system bus 5: memory 6: I / F 7: operation display unit 10 : Calculator 20: Interactive graphic terminal 30: Magnetic part (magnetic member) 40: Ring sample (magnetic material)
─────────────────────────────────────────────────────
─────────────────────────────────────────────────── ───
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成３年１１月２１日[Submission date] November 21, 1991
【手続補正１】[Procedure Amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００４０[Item name to be corrected] 0040
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００４０】[0040]
【作用】これによれば、定数決定手段（１）は磁性部材
（３０）と同一材質で反磁界係数が極小である形状をし
た磁性材料（４０）の初磁化特性から算出された磁性部
材の直流電流成分に対する磁束密度（ＢDC）と磁性材料
（４０）の増分透磁率（μ）に基づいて材料定数
（μZi）を決定し、計算手段（１）は材料定数（μZi）
から算出された磁性部材（３０）の交流電流成分に対す
る磁束密度（ＢAC）と磁性材料（４０）の増分鉄損値
（Ｗi）に基づいて磁性部材（３０）の鉄損（Ｗ）を算
出する。According to this, the constant deciding means (1) of the magnetic member is calculated from the initial magnetization characteristics of the magnetic material (40) which is made of the same material as the magnetic member (30) and has a minimum demagnetizing factor. The material constant (μ Zi ) is determined based on the magnetic flux density (B DC ) with respect to the direct current component and the incremental magnetic permeability (μ) of the magnetic material (40), and the calculation means (1) uses the material constant (μ Zi ).
Core loss of the magnetic flux density to the alternating current component of the calculated magnetic member (30) (B AC) and incremental iron loss value of the magnetic material (40) (W i) the magnetic member (30) based on the a (W) calculate.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 梅 津 健 司 富津市新富20−１ 新日本製鐵株式会社技 術開発本部内 (72)発明者 金 子 博 夫 相模原市淵野辺５−10−１ 新日本製鐵株 式会社エレクトロニクス研究所内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Ken Umezu 20-1 Shintomi, Futtsu City Technical Development Division, Nippon Steel Corporation (72) Inventor Hiroo Kaneko 5-10-1 Fuchinobe, Sagamihara Nippon Steel Co., Ltd. Electronics Research Laboratory
Claims (1)
された磁性部材の鉄損を算出する鉄損計算装置におい
て、 磁性部材と同一材質で反磁界係数が極小である形状をし
た磁性材料の初磁化特性に基づいて磁性部材の直流電流
成分に対する磁束密度を算出する第１磁束密度算出手
段；第１磁束密度算出手段が算出した磁束密度と前記磁
性材料の増分透磁率に基づいて材料定数を決定する定数
決定手段；材料定数に基づいて磁性部材の交流電流成分
に対する磁束密度を算出する第２磁束密度算出手段；お
よび、 第２磁束密度算出手段が算出した磁束密度と前記磁性材
料の増分鉄損値に基づいて磁性部材の鉄損を算出する計
算手段；を備えることを特徴とする、直流重畳の鉄損計
算装置。1. An iron loss calculating device for calculating iron loss of a magnetic member excited by a current in which an alternating current is superimposed on a direct current, wherein a magnetic material made of the same material as the magnetic member and having a minimum diamagnetic field coefficient. Magnetic flux density calculating means for calculating the magnetic flux density for the direct current component of the magnetic member based on the initial magnetization characteristic of the magnetic member; a material constant based on the magnetic flux density calculated by the first magnetic flux density calculating means and the incremental magnetic permeability of the magnetic material. A second magnetic flux density calculating means for calculating a magnetic flux density for an alternating current component of the magnetic member based on the material constant; and a magnetic flux density calculated by the second magnetic flux density calculating means and the increment of the magnetic material. A direct current superimposition iron loss calculation device comprising: a calculation unit that calculates the iron loss of the magnetic member based on the iron loss value.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3258845A JP2941516B2 (en) | 1991-10-07 | 1991-10-07 | DC superposition iron loss calculator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3258845A JP2941516B2 (en) | 1991-10-07 | 1991-10-07 | DC superposition iron loss calculator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05100000A true JPH05100000A (en) | 1993-04-23 |
| JP2941516B2 JP2941516B2 (en) | 1999-08-25 |
Family
ID=17325831
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3258845A Expired - Fee Related JP2941516B2 (en) | 1991-10-07 | 1991-10-07 | DC superposition iron loss calculator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2941516B2 (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20110081943A (en) * | 2008-09-30 | 2011-07-15 | 히타치 긴조쿠 가부시키가이샤 | Method for analyzing dc superposition characteristics of inductance element and electromagnetic field simulator |
| JP2016114387A (en) * | 2014-12-11 | 2016-06-23 | 新日鐵住金株式会社 | Magnetic characteristic measuring method, magnetic characteristic measuring system, and program |
| JP2017058327A (en) * | 2015-09-18 | 2017-03-23 | 新日鐵住金株式会社 | Electromagnetic field analysis device, electromagnetic field analysis method and program |
| WO2022190550A1 (en) * | 2021-03-08 | 2022-09-15 | オムロン株式会社 | Magnetic saturation detecting circuit, noise filter, motor driver, and magnetic saturation detecting method |
-
1991
- 1991-10-07 JP JP3258845A patent/JP2941516B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20110081943A (en) * | 2008-09-30 | 2011-07-15 | 히타치 긴조쿠 가부시키가이샤 | Method for analyzing dc superposition characteristics of inductance element and electromagnetic field simulator |
| JP2016114387A (en) * | 2014-12-11 | 2016-06-23 | 新日鐵住金株式会社 | Magnetic characteristic measuring method, magnetic characteristic measuring system, and program |
| JP2017058327A (en) * | 2015-09-18 | 2017-03-23 | 新日鐵住金株式会社 | Electromagnetic field analysis device, electromagnetic field analysis method and program |
| WO2022190550A1 (en) * | 2021-03-08 | 2022-09-15 | オムロン株式会社 | Magnetic saturation detecting circuit, noise filter, motor driver, and magnetic saturation detecting method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2941516B2 (en) | 1999-08-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Parreira et al. | Obtaining the magnetic characteristics of an 8/6 switched reluctance machine: from FEM analysis to the experimental tests | |
| Chen et al. | Demagnetizing factors for rectangular prisms | |
| Botha | Numerical integration scheme for the near-singular green function gradient on general triangles | |
| Kuczmann | Potential formulations in magnetics applying the finite element method | |
| JP2941516B2 (en) | DC superposition iron loss calculator | |
| Brachtendorf et al. | Macromodeling of hysteresis phenomena with SPICE | |
| Dular et al. | An evolutive software environment for teaching the finite element method in electromagnetism | |
| JP2984108B2 (en) | DC superposition inductance calculator | |
| US5621649A (en) | Method for analyzing electromagnetic field | |
| JP5909488B2 (en) | Magnetic field analysis program and magnetic field analysis method | |
| JP2000268061A (en) | Method and device for analyzing electromagnetic field | |
| JPH0573527A (en) | Electromagnetic field analysis device | |
| Trowbridge | Low frequency electromagnetic field computation in three dimensions | |
| Zhu et al. | A dynamic equivalent circuit model for solid magnetic cores for high switching frequency operations | |
| Pantelyat | Numerical analysis of impulse electromagnetic fields in soft ferromagnetic materials | |
| JP2005207900A (en) | Magnetic field analysis method, magnetic field analysis program, and recording medium for recording magnetic field analysis program | |
| MacBain | Magnetic field simulation from a voltage source | |
| Fukushima | Numerical computation of electromagnetic field for general static and axisymmetric current distribution | |
| JPH07319945A (en) | Method for analyzing magnetic field | |
| Wang et al. | 3-D FEM analysis in electromagnetic system considering vector hysteresis and anisotropy | |
| Youness et al. | Adjoint based topology optimization in nonlinear magnetostatics application to hall effect thrusters | |
| Colonias et al. | Magnet design applications of the magnetostatic program called TRIM | |
| JP2574193B2 (en) | Electromagnetic field analysis method | |
| Karmaker et al. | An integral equation formulation for electromagnetic field analysis in electrical apparatus | |
| Marusov | Accurate calculation of field expansion coefficients in FEM magnetostatic simulations |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19990601 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080618 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090618 Year of fee payment: 10 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |