JPH0490614A - Equalizer - Google Patents

Equalizer

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JPH0490614A
JPH0490614A JP20633390A JP20633390A JPH0490614A JP H0490614 A JPH0490614 A JP H0490614A JP 20633390 A JP20633390 A JP 20633390A JP 20633390 A JP20633390 A JP 20633390A JP H0490614 A JPH0490614 A JP H0490614A
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JP
Japan
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equalization processing
taps
received signal
adaptive algorithm
equalizer
Prior art date
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Application number
JP20633390A
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Japanese (ja)
Inventor
Takashi Ueda
隆 上田
Hiroshi Suzuki
博 鈴木
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nippon Telegraph and Telephone Corp
Original Assignee
Nippon Telegraph and Telephone Corp
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Publication date
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  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

PURPOSE:To improve followup characteristics by finding the magnitude of the absolute value of the parameter of an adaptive algorithm after equalization processing for a prescribed period, setting the optimum number of taps according to the condition of a propagation path, and performing the equalization processing again. CONSTITUTION:After the equalization processing is performed against a reception signal stored in a reception signal memory 11 by an equalization processing part 13, the optimum value of the number of taps of an equalization processing part is decided from the magnitude of the parameter decided by an adaptive algorithm parameter calculation circuit 15 by a optimum tap number decision circuit 17. In this case, when the optimum tap number is not changed, the equalization processing part 13 continues the above-mentioned equalization processing. When the optimum tap number is changed, it performs the equalization processing once more against the identical reception signal stored in the reception signal memory 11. Thus, the followup characteristics can be improved against the propagation path fluctuation.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野] 本発明は、高速ディジタル通信で主要な技術課題の一つ
である伝送歪みを消去する等化器に関する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to an equalizer that eliminates transmission distortion, which is one of the major technical issues in high-speed digital communications.

特に、高速ディジタル移動通信において、伝搬路変動へ
の追従特性に優れた適応形の等化器に関する。
In particular, the present invention relates to an adaptive equalizer that has excellent tracking characteristics for channel fluctuations in high-speed digital mobile communications.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

たとえば、数+k b/s以上の高速ディジタル移動通
信では、伝搬遅延時間分散に起因する周波数選択性フェ
ージングによる伝送特性の劣化(遅延歪み)の克服が大
きな技術課題になっている。等化器は、このような伝搬
路で発生する伝送歪みを遅延素子および可変重み付は回
路を用いて消去するものである。
For example, in high-speed digital mobile communications of several +k b/s or more, overcoming deterioration of transmission characteristics (delay distortion) due to frequency selective fading caused by propagation delay time dispersion has become a major technical issue. An equalizer uses a delay element and a variable weighting circuit to eliminate transmission distortion generated in such a propagation path.

ところで、等化器の動作には、あらかじめ受信信号系列
中に挿入された既知の信号系列(トレーニング信号系列
)をもとに、乗算器(可変重み付は回路(タップ))の
タップ係数を初期設定するトレーニング区間と、この初
期値をもとに時間的に変化する伝搬路特性に応じてその
タップ係数を制御し、伝搬路特性の変動に追従させるト
ラッキング区間とがある。なお、伝搬路特性の変動に応
じてタップ係数を追従させる適応制御法としては、LM
S  (Least Mean 5quares)アル
ゴリズム、RL S (Recursive Leas
t 5quares)アルゴリズムその他が知られてい
る。
By the way, the operation of the equalizer involves initializing the tap coefficients of the multiplier (variable weighting is a circuit (tap)) based on a known signal sequence (training signal sequence) inserted into the received signal sequence in advance. There is a training section to be set, and a tracking section in which the tap coefficients are controlled based on the initial values according to the propagation path characteristics that change over time to follow changes in the propagation path characteristics. Note that as an adaptive control method for tracking tap coefficients according to fluctuations in propagation path characteristics, LM
S (Least Mean 5quares) algorithm, RL S (Recursive Leases)
t5quares) algorithm and others are known.

ところで、LMS、RLSアルゴリズムは公知であり、
例えば文献rsIMON HAYKIN:Adapti
veFiltering Theory”、 Pren
tice−Hall、 1986Jの「chapter
 5“Adaptive Transversal F
ilter usingGradient−Vecto
r Estimation”」、rchapter 8
”Adaptive  Transversal  F
ilter  using  RecursiveLe
ast 5quares Jにそれぞれ記載されている
By the way, LMS and RLS algorithms are publicly known,
For example, the document rsIMON HAYKIN: Adapti
veFiltering Theory”, Pren
tice-Hall, 1986J, “chapter
5 “Adaptive Transversal F
filter using Gradient-Vecto
r Estimation”, chapter 8
”Adaptive Transversal F
iter using RecursiveLe
ast 5quares J.

なお、送信信号は、第5図に示すように、受信側に既知
の信号をトレーニング信号系列として付加したバースト
信号として構成され、さらにこれらのバースト信号を複
数N個集めてフレームに構成される。
As shown in FIG. 5, the transmission signal is configured as a burst signal to which a signal known to the receiving side is added as a training signal sequence, and a frame is configured by collecting a plurality of N burst signals.

第6図は、等化器を含む移動通信用受信機の構成を示す
ブロック図である。
FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of a mobile communication receiver including an equalizer.

図において、受信アンテナ61に受信した信号は、無線
周波数(RF)増幅器62で増幅されたのちに、ミキサ
63によって局部発振器64の信号と乗算されて中間周
波数に変換される。中間周波数に変換された受信信号は
、バンドパスフィルタ(BPF)6.5によって帯域制
限されたのちに、中間周波数(IF)増幅器66を介し
て増幅されて直交検波器67に入力され、同相成分およ
び直交成分のベースバンド・アナログ信号に変換される
。なお、直交検波器67は、局部発振器71、π/2移
相器72および2個のミキサ73がら構成される。
In the figure, a signal received by a receiving antenna 61 is amplified by a radio frequency (RF) amplifier 62, and then multiplied by a signal from a local oscillator 64 by a mixer 63 and converted to an intermediate frequency. The received signal converted to an intermediate frequency is band-limited by a band pass filter (BPF) 6.5, and then amplified via an intermediate frequency (IF) amplifier 66 and input to a quadrature detector 67, where the in-phase component is and converted into a baseband analog signal with orthogonal components. Note that the quadrature detector 67 includes a local oscillator 71, a π/2 phase shifter 72, and two mixers 73.

直交検波されて同相成分および直交成分乙こ分シナられ
た受信信号は、それぞれ対応するローノでスフィルタ(
LPF)75によって帯域制限されたのちに、アナログ
/ディジタル変換器(A/D)76を介して、標本化お
よび量子化によりディジタル信号に変換されて等化器7
7Qこ入力される。
The received signal, which has been quadrature-detected and divided into in-phase and quadrature components, is passed through a corresponding ronos filter (
After being band-limited by an LPF (LPF) 75, it is converted into a digital signal by sampling and quantization via an analog/digital converter (A/D) 76, and then sent to an equalizer 7.
7Q is input.

第7図は、移動通信用受信機に用いられるシンボルタッ
プ間隔の判定帰還形等化器の構成を示すブロック図であ
る。
FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of a symbol tap interval decision feedback equalizer used in a mobile communication receiver.

図において、判定帰還形等化器は、遅延素子(T)81
、乗算器82および各乗算器出力をカロ算する加算器8
3から成り、等化器への入力信号(第6図に示すA/D
出力)INを取り込むフィードフォワード・トランスバ
−サルフィルタり84、同様に遅延素子(T)81、乗
算器82および各乗算器出力を加算する加算器83から
成り、等イヒ器の出力信号OUTを取り込むフィートノ
\・ンク・トランスバーサルフィルタ85、各フィルり
出力を加算する加算器86、加算器出力y(i)の符号
を判定し、等化器の出力信号OUTとして送出する判定
器87、加算器出力y (i) と判定器出力(出力信
号0UT)とを比較し、等化器の出力誤差e (i)を
検出する誤差検出器88、トレーニング信号を記憶して
おくトレーニング信号メモリ89、および等化器の出力
誤差e (i)と、各フィルタの遅延素子81の入出力
信号x(i十α)、d(i−β)から上述の適応アルゴ
リズムを動作させて各乗算器82のタップ係数W(i)
を求めるタップ係数演算回路90から構成される。
In the figure, the decision feedback equalizer includes a delay element (T) 81
, a multiplier 82 and an adder 8 that performs Calo calculation on the output of each multiplier.
3, the input signal to the equalizer (A/D shown in Figure 6)
It consists of a feedforward transversal filter 84 that takes in (output) IN, a delay element (T) 81, a multiplier 82, and an adder 83 that adds up the outputs of each multiplier, and takes in the output signal OUT of the equalizer. ftno\nk transversal filter 85, an adder 86 that adds each fill output, a determiner 87 that determines the sign of the adder output y(i), and sends it as the equalizer output signal OUT, an adder An error detector 88 that compares the output y (i) and the determiner output (output signal 0UT) and detects the output error e (i) of the equalizer, a training signal memory 89 that stores the training signal, and The above-mentioned adaptive algorithm is operated from the output error e (i) of the equalizer and the input/output signals x (i + α) and d (i - β) of the delay element 81 of each filter to calculate the taps of each multiplier 82. Coefficient W(i)
It consists of a tap coefficient calculation circuit 90 that calculates .

また、図中のスイッチ91は、トレーニング区間とトラ
ッキング区間とに応じて切り換えられる。
Further, the switch 91 in the figure is switched depending on the training section and the tracking section.

すなわち、トレーニング区間では、トレーニング信号メ
モリ89の出力を誤差検出器88に送出し、加算器86
の出力とトレーニング信号メモリ89の出力の差を等化
器の出力誤差e (i) とする。また、トラッキング
区間では判定器87の出力(出力信号0UT)を誤差検
出器88に送出し、加算器86の出力と判定器87の出
力の差を等化器の出力誤差e (i)とする。
That is, in the training period, the output of the training signal memory 89 is sent to the error detector 88, and the output from the adder 86 is sent to the error detector 88.
The difference between the output of the training signal memory 89 and the output of the training signal memory 89 is defined as the output error e (i) of the equalizer. In addition, in the tracking period, the output of the determiner 87 (output signal 0UT) is sent to the error detector 88, and the difference between the output of the adder 86 and the output of the determiner 87 is set as the output error e (i) of the equalizer. .

このような構成に基づいて等化器では、受信信号から抽
出されたトレーニング信号系列を用い、適応アルゴリズ
ムを動作させてタップ係数の初期化を行い、トレーニン
グ終了後は、設定されたタップ係数に応じて伝送信号系
列の等化処理が行われる。
Based on this configuration, the equalizer initializes the tap coefficients by operating an adaptive algorithm using the training signal sequence extracted from the received signal, and after completing the training, the equalizer initializes the tap coefficients according to the set tap coefficients. Equalization processing is performed on the transmission signal sequence.

[発明が解決しようとする課題] ところで、移動通信では、受信機の移動に伴って伝搬路
条件、例えば送受信機間の距離に比例する受信信号の絶
対遅延時間、先行波と遅延波の伝搬時間差、先行波およ
び遅延波の絶対値の大きさが絶えず変動している。
[Problems to be Solved by the Invention] In mobile communications, as the receiver moves, propagation path conditions such as the absolute delay time of the received signal, which is proportional to the distance between the transmitter and receiver, and the difference in propagation time between the leading wave and the delayed wave, change. , the magnitudes of the absolute values of the leading wave and the delayed wave are constantly changing.

絶対遅延時間の変動に対しては、安定したフレーム同期
信号を発生させる技術を確立する必要があるが、実際に
はこの技術は難しいので、等化器のタップ数を大きくす
ることによってフレーム同期信号の揺らぎを吸収する対
策がとられている。
To deal with fluctuations in absolute delay time, it is necessary to establish a technique to generate a stable frame synchronization signal, but in reality this technique is difficult, so by increasing the number of taps of the equalizer, the frame synchronization signal can be generated stably. Measures are being taken to absorb the fluctuations in

また、先行波と遅延波の伝搬時間差が大きい場合、ある
いは伝搬路の状態が非最小位相となる場合にも、残留符
号量干渉を小さくするために等化器のタップ数を大きく
する必要がある。逆に、遅延波がほとんど発生しない伝
搬路条件においては、タップ数をかなり少なくすること
が可能である。
Also, when the propagation time difference between the leading wave and the delayed wave is large, or when the propagation path state is non-minimum phase, it is necessary to increase the number of taps of the equalizer to reduce residual code amount interference. . On the other hand, under propagation path conditions in which almost no delayed waves occur, the number of taps can be significantly reduced.

このような条件において、等化器のタップ数を所定値に
固定するには、上述の最悪の条件を想定した最も大きい
タップ数にせざるを得ない。しかし、タップ数を大きく
すると、適応アルゴリズムの演算処理量が大きくなり、
伝搬路特性の変動に応じた適応アルゴリズムの追従特性
か劣化することが避けられなかった。
Under such conditions, in order to fix the number of taps of the equalizer to a predetermined value, it is necessary to set the number of taps to the maximum assuming the above-mentioned worst condition. However, increasing the number of taps increases the amount of computational processing required by the adaptive algorithm.
It was inevitable that the tracking characteristics of the adaptive algorithm would deteriorate as the propagation path characteristics changed.

すなわち、タップ数が固定では、追従特性に優れたRL
Sアルゴリズムで等化器を制御しても、十分な追従特性
を得ることが困難であった。
In other words, when the number of taps is fixed, RL with excellent tracking characteristics
Even if the equalizer was controlled using the S algorithm, it was difficult to obtain sufficient tracking characteristics.

本発明は、伝搬路条件が絶えず変動する高速ディジタル
通信(例えば移動通信)において、伝搬路特性変動への
追従特性を向上させるとともに、適応アルゴリズムの演
算処理量を最小限に抑えることができる等化器を提供す
ることを目的とする。
In high-speed digital communications (e.g. mobile communications) where propagation path conditions constantly change, the present invention improves the ability to follow changes in propagation path characteristics and provides equalization that can minimize the amount of computational processing of adaptive algorithms. The purpose is to provide equipment.

〔課題を解決するための手段〕[Means to solve the problem]

本発明は、受信信号を蓄積する受信信号メモリと、前記
受信信号メモリに蓄積された受信信号からトレーニング
信号系列を読み出してタップ係数の初期設定を行い、続
いて伝送信号系列を読み出して該タップ係数を自動的に
調整して等化処理を行う等化処理部とを備えた等化器に
おいて、前記等化処理部はタップ数を増減させることが
でき、設定されるタップ数に応じて前記受信信号メモリ
に蓄積された所定の受信信号に対して等化処理を行う構
成とし、前記等化処理部の等化処理で得られた適応アル
ゴリズムのパラメータの大きさを求める適応アルゴリズ
ムパラメータ演算回路と、前記適応アルゴリズムのパラ
メータの大きさから前記タップ数の最適値を決定し、前
記等化処理部にその最適値に基づくタップ数を設定する
最適タップ数決定回路とを備えて構成する。
The present invention includes a received signal memory for storing received signals, a training signal sequence read out from the received signals stored in the received signal memory to initialize tap coefficients, and then a transmission signal sequence read out to set the tap coefficients. In the equalizer, the equalization processing section can increase or decrease the number of taps, and the equalization processing section can increase or decrease the number of taps according to the set number of taps. an adaptive algorithm parameter calculation circuit configured to perform equalization processing on a predetermined received signal stored in a signal memory, and to calculate the magnitude of an adaptive algorithm parameter obtained by the equalization processing of the equalization processing section; and an optimal tap number determining circuit that determines the optimal value of the tap number based on the magnitude of the parameter of the adaptive algorithm, and sets the tap number based on the optimal value in the equalization processing section.

〔作 用] 本発明は、受信信号メモリに蓄積された受信信号に対し
て等化処理部で等化処理を行ったのちに、適応アルゴリ
ズムパラメータ演算回路で求められるパラメータの大き
さから、最適タップ数決定回路で等化処理部のタップ数
の最適値を決定する。
[Function] The present invention performs equalization processing on the received signal stored in the received signal memory in the equalization processing section, and then calculates the optimal tap from the size of the parameter determined by the adaptive algorithm parameter calculation circuit. A number determining circuit determines the optimum number of taps for the equalization processing section.

ここで、最適タップ数が変化しないときには、等化処理
部は先の等化処理を継続し、最適タップ数が変化すると
きには、受信信号メモリに蓄積された同一の受信信号に
対して、再度等化処理を行ごのような構成により、遅延
波の遅延時間が大きい受信信号、あるいは非最小位相状
態における受信信号を等化する場合には等化器のタップ
数を大きくし、遅延波の遅延時間が小さい受信信号を等
化する場合には等化器のタップ数を小さくすることがで
き、それぞれ最適の状態で等化処理を実行することがで
きる。したがって、伝搬路変動に対して追従特性の向上
を図ることができるとともに、適応アルゴリズムの演算
処理量を最小限に抑えることができる。
Here, when the optimal number of taps does not change, the equalization processing section continues the previous equalization process, and when the optimal number of taps changes, it re-equals the same received signal stored in the received signal memory. When equalizing a received signal with a large delay time of a delayed wave, or a received signal in a non-minimum phase state, the number of taps of the equalizer is increased to reduce the delay of the delayed wave. When equalizing a received signal that takes a short time, the number of taps of the equalizer can be reduced, and the equalization process can be executed in an optimal state. Therefore, it is possible to improve the tracking characteristics with respect to propagation path fluctuations, and it is also possible to minimize the amount of calculation processing of the adaptive algorithm.

〔実施例] 以下、図面に基づいて本発明の実施例について詳細に説
明する。
[Example] Hereinafter, an example of the present invention will be described in detail based on the drawings.

第1図は、本発明等化器の一実施例構成を示すブロック
図である。
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the equalizer of the present invention.

なお、送信機は、第5図に示すように、バーストの先頭
にトレーニング信号系列を付加して送信し、受信機はそ
の受信信号をベースバンド信号に変換して等化器に送出
する。
As shown in FIG. 5, the transmitter adds a training signal sequence to the beginning of the burst and transmits it, and the receiver converts the received signal into a baseband signal and sends it to the equalizer.

第1図において、受信信号メモリエ1には、へ−スパン
ト信号に変換された受信信号が蓄積される。第7図に示
す従来の等化器と同様の構成である等化処理部13は、
受信信号メモリ11に蓄積された1バーストの受信信号
からトレーニング信号系列を読み出し、適応アルゴリズ
ムを動作させてタップ係数の初期値を設定し、続いて伝
送信号系列を読み出して等化処理を行う。
In FIG. 1, a received signal memory 1 stores received signals converted into Hespant signals. The equalization processing section 13, which has the same configuration as the conventional equalizer shown in FIG.
A training signal sequence is read out from one burst of received signals stored in the received signal memory 11, an adaptive algorithm is operated to set initial values of tap coefficients, and then a transmission signal sequence is read out and equalized.

ここで、本発明の特徴とする構成は、等化処理部13で
タップ係数が十分に収束した後にその動作を一時的に停
止させ、適応アルゴリズムで用いられるパラメータ(例
えば設定されたタップ係数W(i))を取り込み、その
絶対値の大きさの2乗を求める適応アルゴリズムパラメ
ータ演算回路15と、その出力と伝搬路の雑音を定量化
した雑音情報とを取り込み、最適なタップ数を決定して
等化処理部13に送出する最適タップ数決定回路17と
を備えるところにある。
Here, the configuration that characterizes the present invention is that after the tap coefficients have sufficiently converged in the equalization processing unit 13, its operation is temporarily stopped, and the parameter used in the adaptive algorithm (for example, the set tap coefficient W ( i)) and calculates the square of the magnitude of its absolute value.The adaptive algorithm parameter calculation circuit 15 takes in the output and noise information that quantifies the noise in the propagation path, and determines the optimal number of taps. The optimum tap number determining circuit 17 is provided to send data to the equalization processing section 13.

なお、適応アルゴリズムで用いられる各種パラメータ(
タップ係数W(i) 、RLSアルゴリズムにおけるゲ
インベクトルK(i) )の値は複素数である。したが
って、適応アルゴリズムパラメータ演算回路15は、そ
の絶対値の大きさの2乗を求めるものであり、実数部(
Re[W(i)] )と虚数部(Im[W(i)])を
それぞれ2乗する乗算器21、および各乗算器出力を加
算する加算器23により構成される。
In addition, various parameters used in the adaptive algorithm (
The values of the tap coefficient W(i) and the gain vector K(i) in the RLS algorithm are complex numbers. Therefore, the adaptive algorithm parameter calculation circuit 15 calculates the square of the magnitude of the absolute value, and the real part (
It is composed of a multiplier 21 that squares Re[W(i)]) and the imaginary part (Im[W(i)]), respectively, and an adder 23 that adds the outputs of each multiplier.

最適タップ数決定回路17は、適応アルゴリズムパラメ
ータ演算回路15が出力するパラメータの絶対値の2乗
の大きさIW(i)l”と、伝搬路の雑音を定量化した
雑音情報10−r/10とを比較する比較器25、およ
び比較結果に基づいてタップ数の最通値を求めるタップ
数決定器27により構成される。
The optimal number of taps determination circuit 17 uses the magnitude IW(i)l'' of the square of the absolute value of the parameter outputted by the adaptive algorithm parameter calculation circuit 15 and noise information 10-r/10 that quantifies the noise in the propagation path. and a tap number determiner 27 that determines the most common value of the number of taps based on the comparison result.

なお、雑音情報の検出は、受信機の受信信号の電界強度
情報を利用する方法、あるいはタップ係数を十分に収束
させた後における等化器の誤差検出器の出力信号を用い
る方法が適当である。
Note that it is appropriate to detect the noise information by using the field strength information of the received signal of the receiver, or by using the output signal of the error detector of the equalizer after the tap coefficients have been sufficiently converged. .

以下、第2図ないし第4図に示す適応アルゴリズムパラ
メータ演算回路15の出力例を参照し、本実施例の動作
について説明する。
The operation of this embodiment will be described below with reference to output examples of the adaptive algorithm parameter calculation circuit 15 shown in FIGS. 2 to 4.

第2図(a)は、フィードフォワード・トランスバーザ
ルフィルタを5タツプ、フィードバック・トランスバー
サルフィルタを4タツプとした判定帰還形等化器におい
て、所定の時点で等化器の動作を停止させたときのタッ
プ係数W(i)の絶対値の2乗の大きさIW(i)12
を縦軸にとったものである。
Figure 2 (a) shows a decision feedback equalizer with a feedforward transversal filter of 5 taps and a feedback transversal filter of 4 taps, in which the operation of the equalizer is stopped at a predetermined point. The magnitude of the square of the absolute value of the tap coefficient W(i) at the time IW(i)12
is plotted on the vertical axis.

いま、例として受信信号の電界強度情報を利用する方法
で得られた雑音情報が7dBであったとすると、TdB
より小さい信号は雑音レベル以下であると考えられる。
As an example, if the noise information obtained by using the field strength information of the received signal is 7 dB, then TdB
Smaller signals are considered below the noise level.

そこで、タップ係数の絶対値が最も大きいタップを1に
正規化したタップ係数の絶対値の2乗の大きさIW(i
)Mが、雑音情報rdBの真値IQ−r/10よりも大
きい範囲を有効タップ存在範囲とする。第2図(a)に
示す例では、斜線を施したタップ係数W(1) 、W(
0) 、W(−1)の3つのタップが有効タップ存在範
囲となる。
Therefore, the magnitude IW (i
) M is larger than the true value IQ-r/10 of the noise information rdB as the effective tap existence range. In the example shown in FIG. 2(a), the tap coefficients W(1) and W(
0) and W(-1) are the effective tap existence range.

次に、有効タップ存在範囲の外側に、クロンク信号およ
びフレーム信号のジンクの影響を考慮した余裕タップを
1つずつ設け、これらのタップを合わせたタップ数を最
適タップ数とする。ここでは、最適タップ数は5タップ
となる。
Next, one extra tap is provided outside the effective tap existing range in consideration of the effects of zinc on the clock signal and the frame signal, and the total number of these taps is set as the optimal number of taps. Here, the optimal number of taps is 5 taps.

このように、適応アルゴリズムパラメータ演算回路15
および最適タップ数決定回路17により得られた最適タ
ップ数を等化処理部13に設定し、タップ数を削減した
のちに受信信号メモリ11に蓄積されている同一バース
トの受信信号について、先頭からトレーニング動作を含
めて再度等化処理を実行する。このような手順を踏むこ
とにより、等化器の追従特性を改善することができると
ともに、適応アルゴリズムの演算処理量を減少させるこ
とができる。
In this way, the adaptive algorithm parameter calculation circuit 15
Then, the optimal number of taps obtained by the optimal number of taps determining circuit 17 is set in the equalization processing unit 13, and after the number of taps is reduced, the received signal of the same burst stored in the received signal memory 11 is trained from the beginning. Execute the equalization process again including the operation. By following such a procedure, it is possible to improve the tracking characteristics of the equalizer and to reduce the amount of calculation processing of the adaptive algorithm.

第2図(b)は、同様の判定帰還形等化器において、す
べてのタップ係数の絶対値の2乗の大きさW(i)l”
が、雑音情報TdBの真値10づ′10を越えている場
合である。
FIG. 2(b) shows the magnitude W(i)l'' of the square of the absolute value of all tap coefficients in a similar decision feedback equalizer.
This is a case where the true value of the noise information TdB exceeds 10 by 10.

このとき、等他罪の両端のタップ係数W(4)、W (
−4)はどちらもIQ−r/10よりも大きい値になっ
ており、これらのタップの外側にさらにタップが必要と
なる。そこで、それらのタップの外側にさらにタップを
設け、合計11タツプとして上で、受信信号メモリ11
に蓄積されている同一ハーストの受信信号について、先
頭からトレーニング動作を含めて再度等化処理を実行す
る。なお、第2図(C)に示すように、新たなタップ係
数W(5)、W(−5)はどちらも10−r/1Gより
も小さい値になるので、11タツプからさらにタップ数
を増加させる必要はない。すなわち、−度停止させた等
他罪の動作を停止させた時点から再起動させればよい。
At this time, the tap coefficients W(4) and W(
-4) are both larger than IQ-r/10, and additional taps are required outside these taps. Therefore, additional taps are provided outside of those taps for a total of 11 taps, and the received signal memory 11 is
Equalization processing is performed again on the received signals of the same Hurst stored in , including the training operation from the beginning. As shown in Figure 2 (C), the new tap coefficients W(5) and W(-5) are both smaller than 10-r/1G, so the number of taps is further increased from 11 taps. There is no need to increase it. In other words, it is sufficient to restart the operation from the point at which the operation of the other person is stopped, such as after being stopped for a certain period of time.

ところで、RLSアルゴリズムを用いて等他罪を動作さ
せた場合には、適応アルゴリズムの内部パラメータとし
て、ゲインベクトルK (i)があるが、このゲインベ
クトルK (i)の要素の絶対値が大きいことは、対応
するタップのタップ係数の変化の割合が大きいことを示
す。すなわち、ある時点でタップ係数の絶対値が小さく
ても、ゲインベクトルの絶対値が大きいければ、このあ
とタップ係数の絶対値が急激に大きくなる可能性がある
ことを示している。
By the way, when the RLS algorithm is used to operate the equal-other sin, there is a gain vector K (i) as an internal parameter of the adaptive algorithm, but the absolute value of the elements of this gain vector K (i) is large. indicates that the rate of change in the tap coefficient of the corresponding tap is large. In other words, even if the absolute value of the tap coefficient is small at a certain point in time, if the absolute value of the gain vector is large, this indicates that the absolute value of the tap coefficient may suddenly increase thereafter.

したがって、RLSアルゴリズムを用いた等他罪では、
タップ係数の絶対値だけでなく、ゲインベクトルその他
の適応アルゴリズムのパラメータを含めて、タップ数の
増減を判断するのが良策といえる。
Therefore, in the crime of using the RLS algorithm,
It is a good idea to judge whether to increase or decrease the number of taps by including not only the absolute value of the tap coefficient but also the gain vector and other parameters of the adaptive algorithm.

第3図は、RLSアルゴリズムを用いた判定帰還形等化
器において、所定の時点で等他罪の動作を停止させたと
きに、そのタップ係数W(i)およびゲインベクトルK
(i)の絶対値の2乗の大きさW(i) l ”   
IK(i) I 2を縦軸にとったものである。
Figure 3 shows the tap coefficient W(i) and gain vector K when the equal-other sin operation is stopped at a predetermined point in time in a decision feedback equalizer using the RLS algorithm.
The magnitude of the square of the absolute value of (i) W(i) l ”
IK(i) I 2 is taken on the vertical axis.

第3図(a)において、例えばタップ係数W(3)、W
 (−3)の大きさは小さいために、上述の手順てタッ
プ係数のみから判断するとそのタップは不要と考えられ
る。しかし、第3図(b)に示すように、タップ係数W
(3) 、W(−3)に対応するゲインベクトルK(3
) 、K(−3)の大きさが大きい値を示しているので
、タップ係数W(3) 、W(−3)は将来急激に大き
くなることが予想できる。
In FIG. 3(a), for example, tap coefficients W(3), W
Since the magnitude of (-3) is small, that tap is considered unnecessary when judged from only the tap coefficients in the above procedure. However, as shown in FIG. 3(b), the tap coefficient W
(3) , gain vector K(3) corresponding to W(-3)
) and K(-3) show large values, it can be expected that the tap coefficients W(3) and W(-3) will increase rapidly in the future.

したがって、この例では、タップ係数の大きさのみでは
タップ数の削減が可能と判断できるが、ゲインベクトル
の大きさも考慮すればタップ数の削減は好ましくない。
Therefore, in this example, it can be determined that the number of taps can be reduced based only on the magnitude of the tap coefficient, but if the magnitude of the gain vector is also taken into account, it is not desirable to reduce the number of taps.

すなわち、RLSアルゴリズムを用いた判定帰還形等化
器では、適応アルゴリズムパラメータ演算回路15およ
び最適タップ数決定回路17は、このようなことを考慮
した構成が不可欠となる。
That is, in the decision feedback equalizer using the RLS algorithm, the configuration of the adaptive algorithm parameter calculation circuit 15 and the optimum number of taps determination circuit 17 must take this into consideration.

第4図は、同様の判定帰還形等化器において、所定の時
点で等他罪の動作を停止させたときのタップ係数W(i
)の絶対値の2乗の大きさIW(iNzを縦軸にとった
ものであるが、ここではタップ係数の絶対値が最も大き
くなるタップの位置か中心からずれている場合を示す。
FIG. 4 shows the tap coefficient W(i
), where the vertical axis is the magnitude IW (iNz) of the square of the absolute value of .

なお、このような状態は、受信段のフレーム同期回路が
送受信機間の絶対遅延時間の変動に追従できなかった場
合に生し、ここでは第4図(a)に示すように、タップ
係数W(3)の絶対値が最も大きくなる例を示す。
Incidentally, such a state occurs when the frame synchronization circuit in the receiving stage is unable to follow fluctuations in the absolute delay time between the transmitter and receiver, and here, as shown in FIG. 4(a), the tap coefficient W An example in which the absolute value of (3) is the largest is shown.

この場合には、受信信号メモリ11から再度受信信号を
読み出し、第二の等化処理を実行するときに、読み出す
位置をずらして調整することにより、第4図(b)に示
す状態に移行させることができる。すなわち、このよう
な調整を行うことにより、タップ数の削減を可能とし、
適応アルゴリズムの演算処理量を減少させることができ
る。
In this case, when the received signal is read out from the received signal memory 11 again and the second equalization process is executed, the readout position is shifted and adjusted to shift to the state shown in FIG. 4(b). be able to. In other words, by making such adjustments, it is possible to reduce the number of taps,
The computational processing amount of the adaptive algorithm can be reduced.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

上述したように、本発明は、所定期間にわたる等化処理
後に、適応アルゴリズムのパラメータの絶対値の大きさ
を求め、伝搬路条件に応した最適なタップ数を設定し、
再度等化処理を行うことにより追従特性を向上させるこ
とができる。また、適応アルゴリズムの演算処理量を削
減することができ、消費電力を減少させることが可能と
なる。
As described above, the present invention calculates the magnitude of the absolute value of the parameter of the adaptive algorithm after equalization processing for a predetermined period, sets the optimal number of taps according to the propagation path conditions,
The tracking characteristics can be improved by performing the equalization process again. Further, the amount of calculation processing of the adaptive algorithm can be reduced, and power consumption can be reduced.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は本発明等他罪の一実施例構成を示すブロック図
。 第2図ないし第4図は適応アルゴリズムパラメータ演算
回路の出力例を示す図。 第5図は送信信号のフレーム構成を示す図。 第6図は等他罪を含む移動通信用受信機の構成を示すブ
ロック図。 第7図は移動通信用受信機に用いられるシンボルタップ
間隔の判定帰還形等化器の構成を示すブロック図。 11・・・受信信号メモリ、13・・・等化処理部、1
5・・・適応アルゴリズムパラメータ演算回路、17・
・・最適タップ数決定回路、21・・・乗算器、23・
・・加算器、25・・・比較器、27・・・タップ数決
定器、61・・・受信アンテナ、62・・・無線周波数
(RF)増幅器、63・・・ミキサ、64・・・局部発
振器、65・・・バンドパスフィルタ(B P F)、
66・・・中間周波数(IF)増幅器、67・・・直交
検波器、71・・・局部発振器71.72・・・π/2
移相器、73・・・ミキサ73.75・・・ローパスフ
ィルタ(LPF)、76・・・アナログ/ディジタル変
換器(A’/D)、77・・・等他罪、81・・・遅延
素子(T)、82・・・乗算器、83・・・加算器、8
4・・・フィードフォワード・トランスバーサルフィル
タ、85・・・フィードバック・トランスバーサルフィ
ルタ、86・・・加算器、87・・・判定器、88・・
・誤差検出器、89・・・トレーニング信号メモリ、9
0・・・タップ係数演算回路、91・・・スイッチ。 (a) (b) 第1図 (C) 第2図 讐(4) W(2) 圓(1) W(−1) W(−2) W(−3)猷−滲(a) K(4) K(3) K(2) K(1) K(0) K(−1) K(−2) K(−3) K(=滲第 図 −C2) W(0) 讐(−1) W(−2) W(−3) W(−滲(a) W(2) W(−1) W(−2) W(−3) W(−滲C′b
) 第 図
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention. FIGS. 2 to 4 are diagrams showing output examples of the adaptive algorithm parameter calculation circuit. FIG. 5 is a diagram showing the frame structure of a transmission signal. FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of a mobile communication receiver including a mobile communication receiver. FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of a symbol tap interval decision feedback equalizer used in a mobile communication receiver. 11... Received signal memory, 13... Equalization processing unit, 1
5...Adaptive algorithm parameter calculation circuit, 17.
... Optimal number of taps determining circuit, 21... Multiplier, 23.
...Adder, 25...Comparator, 27...Tap number determiner, 61...Receiving antenna, 62...Radio frequency (RF) amplifier, 63...Mixer, 64...Local Oscillator, 65...Band pass filter (BPF),
66...Intermediate frequency (IF) amplifier, 67...Quadrature detector, 71...Local oscillator 71.72...π/2
Phase shifter, 73...Mixer 73.75...Low pass filter (LPF), 76...Analog/digital converter (A'/D), 77...Other crimes, 81...Delay Element (T), 82... Multiplier, 83... Adder, 8
4... Feedforward transversal filter, 85... Feedback transversal filter, 86... Adder, 87... Determiner, 88...
・Error detector, 89...Training signal memory, 9
0...Tap coefficient calculation circuit, 91...Switch. (a) (b) Figure 1 (C) Figure 2 En (4) W (2) En (1) W (-1) W (-2) W (-3) 猷-滲 (a) K( 4) K(3) K(2) K(1) K(0) K(-1) K(-2) K(-3) K(=Diagram-C2) W(0) Enemy(-1 ) W(-2) W(-3) W(-滲(a) W(2) W(-1) W(-2) W(-3) W(-滲C'b
) Figure

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] (1)受信信号を蓄積する受信信号メモリと、前記受信
信号メモリに蓄積された受信信号からトレーニング信号
系列を読み出してタップ係数の初期設定を行い、続いて
伝送信号系列を読み出して該タップ係数を自動的に調整
して等化処理を行う等化処理部と を備えた等化器において、 前記等化処理部はタップ数を増減させることができ、設
定されるタップ数に応じて前記受信信号メモリに蓄積さ
れた所定の受信信号に対して等化処理を行う構成とし、 前記等化処理部の等化処理で得られた適応アルゴリズム
のパラメータの大きさを求める適応アルゴリズムパラメ
ータ演算回路と、 前記適応アルゴリズムのパラメータの大きさから前記タ
ップ数の最適値を決定し、前記等化処理部にその最適値
に基づくタップ数を設定する最適タップ数決定回路と を備えたことを特徴とする等化器。
(1) A received signal memory that stores received signals; a training signal sequence is read out from the received signal stored in the received signal memory to initialize tap coefficients, and then a transmission signal sequence is read out and the tap coefficients are set. In an equalizer equipped with an equalization processing unit that automatically adjusts and performs equalization processing, the equalization processing unit is capable of increasing or decreasing the number of taps, and the received signal is adjusted according to the set number of taps. an adaptive algorithm parameter calculation circuit configured to perform equalization processing on a predetermined received signal stored in a memory, and to obtain the magnitude of an adaptive algorithm parameter obtained by the equalization processing of the equalization processing section; Equalization characterized by comprising: an optimal number of taps determining circuit that determines the optimal value of the number of taps based on the magnitude of the parameter of the adaptive algorithm, and sets the number of taps in the equalization processing section based on the optimal value. vessel.
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