JPH0460213A - 磁気軸受の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は、宇宙用機器、高速回転機等に使用して好適
な磁気軸受の制御装置に関する。

「従来の技術」 磁気軸受は、その名の示すとおり、磁気の吸引力や反発
力を利用して、物体を無接触で支持するものであり、低
摩擦、低振動、低騒音等の特徴かある。また、超高速回
転、真空中ての回転に使用できるため、人工衛星の姿勢
制御装置や高速回転機等に使用され始めている。

磁気軸受は、制御軸数により、−軸制御のものと、多軸
制御のものとに大別される。

−軸制御の磁気軸受は、スラスト軸受なとに適用される
。その制御装置としては、ＰＩＤ（比例・積分・微分）
調節器が使用され、電流マイナーフィードバック補償と
合わせて、不平衡剛性とフィル電流の遅れを補償するの
か−・般的である。ここで、不平衡剛性というのは、磁
気による吸引力の場合、回転軸が平衡状態からずれたと
き、そのずれを助長する方向に働くのであり、磁気吸引
力の不平衡分を変位量で除した値、すなわち、不安定化
力の磁気ばね定数を意味している。なお、これは、後述
する（１４）式のδｊの係数に相当するものである。

一方、多軸制御の磁気軸受には、多入力、多出力の制御
装置か必要であり、次のような制御方式％式％ ■各軸受を単独にＰＩＤ制御する方式 こねは、上述した一軸制御方式を各軸受にそれぞれ独立
に適用し、各軸受を単独にＰＩＤ制御するようにしたも
のである。

■回転子重心の各軸方向の運動を、それぞれ独立にＰＩ
Ｄ制御する方式 これは、回転子の重心の並進３方向、回転２方向の運動
を、それぞれ独立にＰＩＤ制御するものである。

第９図は、この種の方式を説明するにめの図である。制
御対象（磁気軸受）１２０の回転子の重心は、軸方向、
径方向（２方向）に並進運動を行うとともに、２方向に
回転運動を行う。これらの重心変位は、変位検出器＋２
１によって検出され、変位推定器１２２に供給される。

たたし、軸方向の運動は、他の方向の運動とまったく独
立に制御できるので、第９図では省略しである。

変位推定器１２２は、上記検出量から回転子の推定重心
変位９゜、ｆｊｚ、ｂｙ、２６を演算し、加算器１２３
にフィードバックする。加算器１２３は、重心変位指令
値からフィードバック量を減算し、その偏差をＰＩＤ制
御器１２４に供給する。ＰＩＤ制御器１２４の出力は、
重心に作用する力の指令値に関するものであるか、これ
が荷重指令変換器１２５により、軸受部に作用する磁気
力の指令値に変換され、電流指令器１２６に送られる。

電流指令器１２６は、前記指令値から、軸受部の電磁石
へ供給する電流指令値を作成し、これにより、制御対象
１２０を制御する。こうして、回転子か無接触で軸受部
に支持される。

一方、前記推定重心変位Ｏｚ、Ｑｙは、それぞれ、微分
器１２７を通して乗算器１２８に供給され、回転数検出
器１２９から送られた回転数と乗算されて、ＰＩＤ制御
器１２４の後段に介装され几加算器１３０に、クロスし
た形でフィードバックされ、ジャイロモーメントの補償
をするようになっている。

■現代制御理論に基づく状態フィードバックによる制御
方式 これは、松村文夫他　「横軸形磁気軸受の基本方程式と
制御系設計」　電気学会論文誌Ｃ，Ｉ　０１巻６号、＋
３７（１９８１）に記載され１こものである。この制御
方式では、所定の評価関数か最小になるように、数値計
算によってフィードバック係数を求めるようになってい
る。

ところで、上述した制御方式には、次のような欠点があ
った。

（１）各軸受を単独に制御する■の方式では、左右の軸
受の相互干渉や、回転子の回転にともなうジャイロモー
メントの影響を補償することができない。

（２）回転子の重心の運動をそれぞれ独立にＰＩＤ制御
する■の制御方式では、左右対称な構造をもつ場合には
、重心の各軸方向の運動をそれぞれ制御することかでき
る。しかし、左右非対称な場合には、左右の軸受の不平
衡剛性の影響が、反対側の軸受に影響して相互干渉を起
こし、この■の制御方式では、これを補償できない。

また、回転子か回転を開始すると、ジャイロモーメント
か発生し、水平方向と垂直方向の各回転運動か相互干渉
を起こす。これを補償するために、第１９図に示す従来
の方式においては、推定重心角変位ａｚ、ｅｙをフィー
ドバックして補償を行っている。すなわち、上記角変位
ｂＺ、δｙを微分して角速度を求約、これをフィードバ
ックすることによりジャイロモーメントを補償していた
。

しかしながら、このジャイロモーメント補償では、単に
角変位δ２．δＹを微分した値だけで、ジャイロモーメ
ント補償を行っていたため、電磁石のコイルの遅れを補
償できなかった。この結果、コイルの応答遅れにより、
連応性に欠けるという問題があった。

なお、上述した左右の軸受の相互干渉、およびジャイロ
モーメントによる各軸回りの相互干渉は、重心変位のフ
ィードバックループの係数行列の中に、非対角項が現れ
ることに対応するが、その詳細は後述する。

（３）現代制御理論による■の制御方式では、上記（＋
）、（２）の不都合は解消されるが、回転数が変わると
フィードバック係数の最適値も変化するために、最適な
制御ができなくなってしまう。ま１こ、すべての状態変
数のフィードバックをとる必要があるため、フィートバ
ンクループが多数となり、数値計算によって求めたフィ
ードバック係数の設定も、また微調整も複雑で困難であ
る。

このような背景の下に、本出願人は、ジャイロモーメン
トによる相互干渉を補償し、常に最適な制御を行うこと
のできる磁気軸受の制御装置を開示した（特開昭６３−
３１８３１４）。その概要を第１１図〜第１８図を参照
し説明する。

第１１図は、本出願人の開示した磁気軸受制御装置の構
成を示すブロック図であるが、この制御装置の説明に入
る前に、まず第１２図以降を参照して、上記制御装置の
制御対象である磁気軸受につき説明する。

磁気軸受（制御対象）の構造と各関連量第１２図は、磁
気軸受の構造を示す斜視図である。図において、■は回
転子、２は回転子１の回転軸である。回転軸２は、左右
の軸受部３Ｃ１３ｒにより無接触で支持されている。軸
受部３ｇ、３ｒは、それぞれ４個の電磁石をもち（第１
１図の３ｇ１〜３Ｑいおよび３ｒ１〜３ｒ４参照）、回
転軸２を吸引することにより、これを平衡位置に保持し
ようとする。この軸受部３Ｑ、３ｒの外方には、左右の
検出部４ｇ、４ｒが配設されている。検出部４（！、４
ｒは、１ことえば渦電流式の非接触変位計からなるもの
で、回転軸２の径方向の変位量を検出するものである。

上記回転子Ｉにつき、次のような静止座標系を定める。

まず、平衡状態における回転子１の重心Ｇの位置を原点
Ｏとする。また、平衡状態における回転軸２の軸心をＸ
軸、鉛直下方を２軸とし、ｙ軸は、これら各軸が右手系
をなすように定める。

なお、重心Ｇと回転子１の中心とは、必ずしも一致しな
い（第３図（ａ）参照）。

第１３図は、上記各部の位置関係を示す図であり、同図
（ａ）と（ｃ）は正面図、（ｂ）は平面図である。

同図（ａ）に示すように、重心Ｇと回転子１の中心との
距離をＱ。、回転子ｌの中心と左右の軸受部３ｇ、３ｒ
との距離をそれぞれＣ，、Ｉ２２、回転子Ｉの中心と検
出部４Ｑ、４ｒとの距離をそれぞれｃ、′、ｃ、′とす
る。また、同図（ｂ）に示すように、回転軸２のｙ軸方
向の変位量を記述する。すなわち、左右軸受部３ｇ、３
ｒにおける回転軸２のｙ軸方向の変位量（平衡位置から
の変位量）を’／Ｉ　、）’ｒ、左右検出部４Ｃ４ｒに
おける回転軸２のｙ軸方向の変位量をｙｔ’　、ｙｒ′
とする。また、重心Ｇの位置での回転軸２のｙ軸方向の
変位量をＹｃとする。さらに、同図（ｃ）に示すように
、Ｚ軸方向の各変位量をそれぞれ、ＺＪ　。

Ｚｒ、　Ｚｌ　′、Ｚｒ　′、Ｚｃとする。

次に、左軸受部３Ｑにおいて、回転軸２に作用する吸引
力は、鉛直上方にｆｔ、、鉛直下方にｒｔｔ。

水平左方にｆｊ３．水平右方にｆｊ４であるとする。ま
た、右軸受部３ｒにおいて、回転軸２に作用する吸引力
は、それぞれｆｒ＋、ｆｔ７．ｆｔ３．ｆｔ４であると
する。こうすると、左右の軸受部３Ｑ　、３ｒにおいて
、ｙ軸方向、Ｚ軸方向に作用する力ｒｙｉ　、　ｆｙｒ
、　ｆｚＩ、　ｆｚｒは、次のようになる。

ｆｙｊ＝ｆＩ３−ｆｊ、、ｆｙｒ＝ｆｒ３−ｆｔ４ｆｚ
Ａ：ｆｔ２４ｉ　＋　、　ｆｚｒ＝ｆｒ２−ｆｒ＋　　
　　　　　　　（１）また、回転子１のｘ、ｙ、ｚ各軸
回りの回転量をθいθ９．θ２、回転子１のＸ軸回りの
回転角速度をω８とする。

磁気軸受の伝達特性 次に、このような磁気軸受の運動方程式から始めて、磁
気軸受の伝達特性を求め、そのブロック線図を定めるこ
ととする。

（１）運動方程式 回転子１を、軸対称の構造をもつ剛体とみなして、Ｘ軸
回りの回転を除いた５自由度を制御する場合を考える。

ここで、回転軸２の方向、つまりスラスト方向（Ｘ軸方
向）については、変位量の検出も、力を加えることも、
他方向の運動とは独立に行えるから、単独に制御するこ
とができる。

しかしながら、径方向、すなわちラジアル方向（Ｘ軸お
よびＺ軸方向）の４軸は、互いに影響しあっている。た
とえば、左の軸受部３Ｑに吸引力が働くと、右の軸受部
３ｒの方でも運動か生じる。

また、一般に、検出部４Ｃ，４ｒの位置と、軸受部３Ｑ
　、３ｒの位置とは異なるので、左の軸受部３ｇにおけ
る回転軸２の変位を知ろうとすると、左右の検出部４ρ
、４ｒにおける変位量から推定しなければならない。

このように、左右の運動は、吸引力の発生においても、
変位の検出においても関連している。また、回転子１が
回転し始めると、ジャイロモーメントが発生するので、
ｙ軸方向とＺ軸方向の運動も干渉しあっている。つまり
、ラジアル４軸は、すべて関連していることとなる。

さて、第１２図、第１３図において、重心Ｇの並進運動
の運動方程式は、次のようになる。

ｍｉ’　ｃ＝Ｆｘ、ｍｙｃ４ｙ　ｍｉ　ｃ４ｚ　　　　
−・−（２）また、重心Ｇの回転運動の運動方程式は、
次のようになる。

ＪＹθ２−ω、Ｊｘ（９ｙ＝Ｍｚ Ｊｙθｙ＋ωｘＪｘＱ　ｚ”ＭＹ　　　　　　　　　　
　　・＋＋　＋・（３）ここで、ｍは回転子ｌの質量、
Ｊｘ、ＪｙはＸ軸、Ｘ軸回りの慣性モーメント（たたし
Ｚ軸回りの慣性モーメントＪ　ｚ＝　Ｊ　ｙ）、Ｘｃ、
ｙｃ、Ｚｃは重心Ｇの各軸方向の平衡位置からの変位量
、θ２．θ２は重心Ｇの回りの角変位量、ω８は回転子
１の回転角速度、ＦｘＦｙ、Ｆｚは重心Ｇに作用する力
、Ｍ　ｙ　、　Ｍ　ｚは重心Ｇに働くモーメントである
。

ラジアル４軸の運動方程式を行列で表記すると、次のよ
うになる。

（２）軸受部３（！　、３ｒ、検出部４（，４ｒ、およ
び重心Ｇでの、回転軸２の変位量の関係を記述する。

まず、重心変位と軸受部変位の関係は、次のよこれを直
接記法で表記すると、 ＭｉＧ’Ｃ−Ｌｃ＝ｆ　Ｇ　　　　　　　　　　　　・
（４ａ）となり、さらにラプラス変換すると、 （ｓ’／’７　＋ｓＣ）　ｘ　ｃ＝　ｆ　ｃ　　　　　
　　　　　　−（４ｂ）となる。これが回転子の運動を
表す運動方程式である。なお、本明細書では、便宜上、
時間領域での関数も、ラプラス変換後の複素周波数領域
での関数も同じ記号を用いることとする。

または、直接記法で次のようになる。

ｘＢ：ＡｘＣ ・・・（５ａ） また、重心変位と検出部変位の関係は、次の通・・（６
） 直接記法で、 １Ｂ＝Ｂ　ｘ　Ｃ （６ａ） となる。

上記（６）式を解けば、検出部変位ｘ５から推定重心変
位デ。を推定することができる。すなわち、 ［・・］ ＣＩ＋α２′、Ｑ、′−ｉ２゜ ｉ ・・・（７） となる。直接記法で ：　ａ−Ｂ　−’　ｘ　ｓ　　　　　　　　　　　　・
＝　（７ａ）となる。

上記（７）式を（５）式に代入すると、推定軸受部変位
デ、を推定することができる。すなわち、となる。直接
記法で表記すると、 ｆ　ｓ−Ａ　Ｂ　−’　）：　ｓ　　　　　　　　　　
　−（８ａ）となる。

こうして、検出部変位工、から軸受部変位と重心変位の
推定値−：？、Ｂ、仝０を求めることができる。

一方、軸受部３（，３ｒに発生した吸引力ｆＢ（前記（
１）式参照）と、回転子１の重心Ｇに作用する一般化力
ｆ６との関係は、次式のようになる。

直接記法で表記すると、 ｆ　ｃｍＤ　ｆ　ｅ　　　　　　　　　　　　　　　−
（９ａ）となる。

こうして、検出部４、重心Ｇ、および軸受部３における
変位量と力との関係が求められた。

（３）軸受部３Ｑ、３ｒに発生した吸引力を求める。電
磁石（馬てい形）の吸引力ｆは、一般に、次のように表
すことができる。

ここで、ｆは吸引力、１はコイル電流、δは電磁石と回
転軸２との間のギャップの大きさ、φｇは磁束、Ｐｇは
ギャップ部のパーミアンス、Ａｇはキャップ部の断面積
、μ。は真空中の透磁率、Ｎはコイルの巻数である。

上記（１０）式中、吸引力、電流、ギャップの大きさを
、それぞれ定常分と変動分とに分けると次の式が成立す
る。

ここで、定常分とは平衡時における値であり、大文字で
示しである。また、変動分は平衡状態からのずれに相当
し、小文字で示しである。

変動分が定常分と比べて十分少さいとすれば、２次以上
の微小項が省略でき、次の式が成立する。

・（１２） よって、 ｆｊ＝２Ｆｊ（′−Ａ−一　釘　）　　　　　　　・・
・（１４）Ｉｊ　　　　　Ｗ の２式が成り立つ。

ここで、Ｐｊ、Ｉｊ、Ｗは、吸引力、電流、ギャップの
大きさの各定常分、ｆｊ、ｉ、１．δｊはこれらの変動
分である。また、サフィックスコは、Ｊ＋＋７２，７３
４ａ、ｒ＋、Ｉ’２．ｒｘ＋ｒａをとる。つまり、左右
軸受部３Ｑ３ｒの各方向につき、吸引力、電流、ギャッ
プの大きさの、それぞれの定常分と変動分とが定まる。

次に、フィル電流の変動分■５、軸受部変位ｙｉ　。

Ｙｒ、Ｚｊ　、Ｚｒ、軸受部吸引力ｆｙａ　、ｆｙｒ、
ｆｚｉ　、ｆｚｒの各関係を求める。まず、電流ｉｙｊ
、ｉｙｒ、ｉｚ１．ｉｚｒの正の向きとして、正の吸引
力ｆｙｊ、ｆｙｒ、ｆｚｊ、ｆｚｒを発生させる電流の
向きをとると、次式が成立する。

ｙｉ＝−δ１３＝δＪ４ ｙｒニーδｒ３＝δｒ４ Ｚｌ＝−δｉ２＝δｊ１ Ｚｒ−一δｒ、＝δｒｌ　　　　　　　　　　　・−（
１５）１ｙノ＝　１ノ３””　　　　１ｊ４ １ｙｒ”　　１ｒ３＝　　　　１ｒ４ ｊＺｊ”ｊ７２＝　　　　１ノ。

ｊＺｒ＝　１ｒ２＝　　　　ｊ　　ｒ＋これらの式と（
１４） 式とから、次の式が得られ る。

ｒＹ　７　＝　ｆ　ｉ　ｚ　−ｒ　ｉ　、＝　２Ｐ　７
３（瓜ｍ）−２Ｆ　ｔ　４　（五−広）ｌｊ３Ｗ　　　
＋７４胃 ２（Ｐｊ３−十瓜）ｉｙｊＪ（Ｆｊ３＋Ｆｊ４）ｙ　　
ｔｌｊ３１１．　　　　　ｖ ｆｙｒ＝ｆｒ３−ｆｒ、＝２（ｍ＋ｍ）ｉｙｒＪ（Ｆｒ
ｓ＋Ｆｒ＋）　ｙ　ｒＩｒ３１ｒ４　　　　＊ ｆｚｊ＝ｒＪ２−ｆｊ＋＝２（Ｚユ□”−）ｉｚｊＪ（
Ｆｊｚ＋Ｆｊ＋）　ｚ　ｉＩノ、　　１１．　　　　　
　’＃ ｆｚｒ＝ｆｒｚ−ｆｒ、□２（跋工＋ｍ）　１ｚｒＪ（
Ｆｒｔ＋Ｐｒ＋）　ｚ　ｒｌｒｔ　　Ｉｒ、　　　　　
１ｉ この式を行列で表せば、 ｆｚｉブ 「ｚｒ　ｌ □ となる。まｆこ、直接記法で表すと、 ｆ　１１＝Ｐ　　ｊ　十〇　Ｘ　Ｂ ・・・（１７ａ） ・・・（１７ｂ） こうして、電流変動分りと、吸引力変動分子Ｂと、軸受
部変位量工、との関係が得られｆｊ。

（４）電磁石の電流特性 電磁石に与えられる電流指令Ｉと、応答（実際に流れる
コイル電流）（との関係を次の式で表す。

ｊ＝Ｇ（ｓ）ｉ　　　　　　　　　　　　　・（１８）
ここで、４組のラジアル軸受をすべて同じ特性とすると
、次のようになる。

ｊ　＝　Ｇ　（ｓ）　Ｉ　ｒ　　　　　　　　　　　　
（１８ａ）ただし、Ｉは単位行列 なお、伝達特性Ｇ（ｓ）の具体例としては、次のような
ものがある。

■電流マイナーフィードバックがないとき第８図（ａ）
に示すように、電流マイナーフィードバックかない場合
は、 １／Ｇ（ｓ）−１＋ａｓ となる。なお、ａはコイルの時定数を表す。

■比例電流マイナーフィードバックがあるときこの場合
は、第８図（ｂ）に示すように、Ｇ（ｓ）　−に／（１
＋ａｓ＋Ｋ） １／Ｇ（ｓ）−（１＋Ｋ）／に＋ａｓ／にとなる。なお
、Ｋは比例ゲインである。

■ＰＩ電流マイナーフィードバックのときこの場合は、
第８図（ｃ）に示すような構成となる。ここで、系を安
定にするために、比例ゲインＫｐ、および時定数Ｔを、
Ｋ　ｐ　＝　２　ａ　／　Ｔに設定すると、１　／　Ｇ
　（ｓ　）は、次のようになる。

１／Ｇ（ｓ）−１＋丁２ｓ／２ａ十丁２（ａ−Ｔ）ｓ’
／２ａ−７３ｓ’（ａ−Ｔ）／２ａ＋　Ｔ’（ａ−Ｔ）
ｓ’／２ａ＋　−−−−■ｐｒｉ流マイナーフィードバ
ックと一次遅れフィルタ（時定数Ｔ）との組み合わせ この場合は、第８図（ｄ）のようになり、１／Ｇ（ｓ）
は、次の式で与えられる。

１／Ｇ（ｓ）−１＋　Ｔ（１＋Ｔ／２ａ）ｓ＋　Ｔ’ｓ
’／２（５）制御対象の伝達特性 以上を総合して、磁気軸受、つまり制御対象の伝達特性
を求める。

上述した運動方程式等を改めて書くと、運動方程式　　
　　（ｓ２Ｍ　＋ｓＣ）　ｘ　ｃ＝ｆ　ｃ軸受部変位　
　　　工８・Ａｘｃ 検出部変位　　　　１ｓ−Ｂ工。

推定重心変位　　　デｃ−Ｂ　−’　ｚ　ｓ推定重心変
位　　デｔ＝−ＡＢ−’工Ｓ一般化力と吸引力　ｆ。＝
Ｄ　ｆ　Ｂ 電磁吸引力　　　　ｆ　Ｂ”Ｐ　ｊ　十Ｑよりコイル電
流特性　　ｉ　＝Ｇ（ｓ）／　ｒとなる。

上記（４ｂ）、（５ａ）、（６ａ）式および（９ａ）（
１８ａ）式から、次の式が得られる。

（ｓ”Ｍ　＋ｓＣ）　ｘ　ｃ＝　ｆ　ｃ　ｆ　Ｂ ＝ＤＣＰＬ　　＋Ｑｘ　Ｂ） Ｄ　ＰＧ（ｓ）　Ｉ　ｉ　＋Ｄ　Ｑ　Ａ　ｘ　ｃ（４ｂ
） （５ａ） （６ａ） （７ａ） ・・　（８ａ） （９ａ） ・・　（１７ｂ） （１８ａ） （１，７ｂ） ・・・（１９） ここで、 電流指令値　　？、＝ＰすｆＢ　　　　　　・・・（２
０）吸引力指令値　ｒ　Ｂ＝ｖ−１ｒ　６　　　　　　
・・（２１）とおき、これらの式を（１９）式に代入す
ると、次の式が成立する。

Ｃ８”Ｍ＋５Ｃ−ＤＱＡ　）ｘｃ−ＤＰＧｃｓ）Ｉ　　
Ｐ　　　’Ｄ−雪　。

Ｇ　（ｓ）　Ｔ　ａ　　　　　−（２２）よって、 ＤＱＡ となる。これが、重心に作用する一般化力の指令値ｆｃ
と１心変位χ６との関係を示す式である。

この（２３）式を、運動方程式（４ｂ）と比較すると、
ＤＱＡの項が新たに加わっていることが分かる。このＤ
ＱＡＣ以下、不平衡剛性行列ＤＱＡとよぶ）は、軸受部
変位−ＩＢによって生じるもので、不平衡剛性の影響を
表す項であり、次式で表される成分を持つ。

（以下、余白） （Ｆｊ３本Ｆｌｊ”（Ｆｒ３＋Ｐｒ４）（Ｆｌｒ＋Ｆｌ
＋）＋（Ｆｒ３＋Ｆｒ＋）（Ｆｒ３＋Ｆｒ４Ｘｆ２ｔ＋
Ｑｏ）。

（ＰＪ２”Ｆ）＋）（Ｌ−１！ｏ） ＋（Ｆｒ、＋Ｆｒ＋）（α２＝Ｑｏ） ＋（Ｆｒ３＋Ｆｒ＋）（ＱｓＱａ）”」・・・（２４） 磁気軸受の機械構造が左右対称のときは、Ｑｏ＝Ｏ，（
ｔ＋＝Ｑｔ、Ｆｊ３＋Ｆｔｔ＝Ｆｒ３＋Ｐｒ４．Ｆｔｔ
＋Ｆ）、＝Ｆｒ、＋Ｆｒ＋・・・（２５） となるから、不平衡剛性行列ＤＱＡは対角行列となる。

よって、この行列ＤＱＡを通して重心変位量工。がフィ
ードバックされても、各軸の相互干渉は生じない。しか
しながら、左右非対称のときは、不平衡剛性行列ＤＱＡ
は非対角となるから、ｙ軸とθ２軸、およびＺ軸とθア
軸の運動は、互いに干渉しあう。

このように、上記（２３）式で示される重心Ｇの運動に
は、行列ＤＱＡで表現される不平衡剛性の影響と、ジャ
イロモーメント行列Ｃで表現されるジャイロモーメント
の影響とがあるため、各軸の運動は相互に関連している
。

第１４図は、上述した（２３）式で示される伝達特性を
示すブロック線図である。

この図において、−点鎖線で囲んだ部分が制御対象であ
る。この制御対象の前段には、重心に作用する力の指令
値Ｔ。から吸引力指令値ＴＢを算出するための荷重指令
変換器（上記（２１）式の行列Ｄ−’に相当）と、吸引
力指令値ｆＢから電流指令値ｔを算出するための電流指
令器（上記（２０）式の行列Ｐ−１に相当）か設けられ
ている。

上記制御対象は、電流指令値Ｉに応じてコイル電流ｊ（
変動分）を電磁石に流し、軸受部吸引力ｆＢ（変動分）
を発生する。この吸引力ｆＢにより、回転子ｌの重心Ｇ
に力ｆ６が作用し、回転子１が（４ｂ）式の運動を行う
。これにより、重心変位Ｉ６、軸受部変位よりが生じ、
軸受部変位ｆａが行列Ｑを介して、行列Ｐの出力側に正
帰還される。

これが、不平衡剛性を表す行列ＤＱＡに相当する。

第１４図のブロック線図で示す系は、重心に作用する一
般化力の指令値？。の４つの成分を人力とし、重心変位
χ。の４つの成分を出力とする多入力・多出力系である
。

この場合、不平衡剛性行列ＤＱＡと、ジャイロモーメン
ト行列Ｃが非対角なので、各軸が干渉しあっている。ま
た、行列ＤＱＡが正臂還されているので、不安定な系で
ある。

制御装置の構成法 次に、この制御対象を制御する制御装置について説明す
る。制御対象に制御装置を加えた制御系の特性としては
、ある一つの出力変数に対して、一つの人力で制御でき
るように非干渉化されているのが望ましい。また、非干
渉化された各部分系。

は、制御性、安定性、連応性の面でも十分に良い性能を
備えているのがよい。

これらの制御特性をＩ−ＰＤ方式の制御装置を用いて実
現することを考える。以下、■−ＰＤ方式という場合、
Ｉ−ＰＤのほかに、Ｉ−ＰＤＤ’Ｉ−ＰＤＤ”Ｄ’・・
・・・の各方式を含むものとする。

Ｉ−ＰＤ方式の制御系の構成は、第５図に示すように、
伝達関数Ｈ−’で表される制御対象（これは、第４図の
制御対象に荷重指令変換器と、電流指令器を加えたもの
に相当する）に、伝達関数Ｆで示されるＰ（比例）、Ｄ
（微分）、Ｄ”（２回微分）・・・・・・の局所フィー
ドバックをかけて極配置を調整し、特性を改善する一方
、制御量ｙを目標値ｒ側に直結フィードバックし、■（
積分）動作で定常位置偏差がゼ０になるように制御する
ものである。なお、上記伝達関数μｍ１のアンダーライ
ンは、複素周波数Ｓの昇べき多項式を表す。たとえば、
Ｈ＝　Ｈ（、＋　ｓ　Ｈ、＋　ｓ　”Ｈ２＋　−となる
。

＞ＦＤ制御装置に含まれる積分ゲインＫ、比例ゲインＦ
。、微分ゲインＦ１．２回微分ゲインＦ。

・・・を、北森俊行　「制御対象の部分的知識に基づ＜
Ｉ−ＰＤ方式非干渉制御系の設計」　計測自動制御論文
集、１．６−１．１１２／１１７（１９８０）に記載さ
れている部分モデルマツチング法に基づいて設計する。

（１）部分モデルマツチング法 非干渉性、制御性、安定性、連応性の面で、十分に設計
仕様を満たす制御系として、次の式で表される伝達特性
をもつ参照モデルを考える。

（１＋ａ、Σｓ＋ａ２Σ’ｓ’＋−）ｙ＝ｒ　　　−（
２６）ここで、　　Ｙ：出力 ｒ・入力 Σ・立ち上がり時間行列（対角行列） ａ＋　　２Ｌｔ・・・・　、係数 である。

（２６）式の（）の中は、対角行列となるので、入出力
はそれぞれ非干渉化されて、部分系に分かれている。ま
た、適当な係数列を選ぶことにより、各部分系に適当な
減衰性、応答性を与えることができる。

ここで、制御対象である磁気軸受をＩ　−Ｐ　Ｉ）方式
の制御装置で制御する場合の、制御系の入出力関係を、
（２６）式の参照モデルに一致させる操作を行う。この
制御系の伝達特性の各項の係数を、Ｓの低次の方から補
償要素に応じた次数まで、」二記参照モデルの係数と等
しくすることを、部分モデルマツチング法といい、これ
に基づいて各ゲインの設計公式が導かれる。すなわち、
フィードバックループ中の補償要素として、比例要素Ｆ
。と１回微分要素Ｆ１とを使用するとき、各ゲインは、
上記文献により、次の式で与えられる。

Σ２リ−［＃　、−’Ｈ３］ａｉ−□　　　　　　　　
　・・・（２７）Ｆ、＝ａ、にΣ−Ｈｏ−９（２９） Ｆ　１＝Ｂ２にΣ２−Ｈ１・・（３０）ここで、［］ａ
ｆａｒは、行列の対角成分を表す。

（２７）〜（３０）式で与えられる各ゲインを補償要素
として用いれば、（２６）式で表される参照モデルの伝
達特性をもつ、非干渉で安定な制御系が得られる。

なお、フィードバックループ中の補償要素に、さらに高
次の微分要素、すなわち、２回微分要素、３回微分要素
などを含む場合も、上記（２７）〜（３０）式と同様に
、各ゲインが与えられる。

（２）次に、第１４図で示される本実施例の伝達特性と
、上記１−ＰＤ制御方式の行列μ−とを等置することに
より、積分ゲインに、比例ゲインＦ。、微分ゲインＦ１
を算出する。

まず、本実施例装置のコイル電流特性Ｇ　（ｓ）を次式
で表す。

１／Ｇ　　（ｓ）　　−ｇ。十ｇａｓ・・・・（３Ｉ）
この式は、前述した電流マイナーフィードバックがない
とき、あるいは比例電流マイナーフィードバックのとき
には、厳密に成立する。また、その他の電流マイナーフ
ィートバック方式のときには、近似的に成り立つ。この
（３１）式を、第４図のブロック線図に対応する（２３
）式に代入すると、（ｇｏ”ｇ＋ｓＸｓ２Ｍ　＋ｓＣ−
Ｄ　Ｑ　Ａ　）　ｚ　ｃ・Ｔ　ｃ　　　−（３２）とな
る。この式の左辺の工。の係数か、行列Ｈに対応するか
ら、これらを等置することにより、Ｈニーｇ、ＤＱ　Ａ
　＋ｇｏｃ　Ｓ−ｇ＋　Ｄ　Ｑ　Ａ　ｓ＋ｇｏ／’７ｓ
’＋ｇ＋Ｃｓ’＋ｇ、Ｍｓ３−（３３）となり、次の各
式が成立する。

Ｈａ　＝−ｇｏ　Ｄ　Ｑ　Ａ Ｈ＋＝ｇｏＣ−ｇｌＺ）　Ｑ　Ａ Ｈ３・ｇ、Ｍ＋ｇ、ｃ ８３０ｇ、Ｍ°°゛（３４） したがって、立ち上がり時間、積分ゲイン、比例ゲイン
、および微分ゲインは、次の式で規定される。

立ち上がり時間 Σ ”　　ＬＨ２−’Ｈｊ］ｄｌａｒ＝ σ　Ｉ ただし 。−り一虹 ａ＜　　ｇ。

・・・（３５） 積分ゲイン 比例ゲイン Ｆｏ＝ａＩＫΣ−Ｈ（、＝　ｎＭ＋ ａ３σ２ 旦−Ｌ」４」−Ｃ十ｇｏ　Ｄ　Ｑ　　Ａａ３σ２ ・・・（３７） 微分ゲイン Ｆ＋＝　ａｔＫΣ−Ｈ ・・・（３８） こうして、積分ゲイン、比例ゲイン、および微分ゲイン
が求められた。ここで、上記各ゲインの右辺第１項は、
質量行列Ｍ（対角行列）に関する成分、第２項は、ジャ
イロモーメント行列Ｃ（非対角行列）に関する成分であ
る。また、比例ゲインおよび微分ゲインの第３項は、不
平衡剛性行列ＤＱＡ　（非対角行列）にかかわる成分で
、不平衡剛性を補償するものである。このＩ−ＰＤ制御
装置を、第１４図に示す制御対象に付加すると、第１６
図のようになる。

第１６図において、加算器７は第１５図の積分器の入力
側の加算器に対応し、加算器８は第１５図の積分器の出
力側の加算器に対応する。また、第１６図の荷重指令変
換器から変位推定器までが、第１５図の）／−１に対応
し、第６図のＦ。十Ｆ、Ｓが第１５図のＦに対応する。

第１６図において、検出部４Ｑ、４ｒから出力された検
出部変位Ｉ５は、行列Ｂ−１により推定重心変位ｉＧに
変換される。この推定重心変位！。が、目標値側にある
加算器７に直接フィードバックされるとともに、ＰＤ要
素（Ｆｏ　十Ｆ　１ｓ　）を介して積分要素の出力側に
ある加算器８にフィードバックされる。この加算器８の
出力が重心に作用する一般化力の指令値？、となる。

この図では、制御対象内のフィードバックループが不平
衡剛性行列ＤＱＡで表されている。これは、第１４図の
フィードバックループを等価変換し１こものである。

ここで、積分ゲイン、比例ゲイン、および微分ゲインの
、質量行列Ｈにかかわる各成分は、対角成分のみである
が、ジャイロモーメント行列Ｃ。

および不平衡剛性行列ＤＱＡにかかわる各成分は、非対
角成分をもっこととなる。すなわち、ジャイロモーメン
ト行列Ｃで表現されるジャイロモーメントの影響と、行
列ＤＱＡで表現される不平衡剛性の影響とで、互いに関
連し合っている重心Ｇまわりの各軸の運動を非干渉化し
て、各軸をそれぞれ独立に制御するためには、補償のた
めの制御装置もクロスして設ける必要がある。

このうち、不平衡剛性の補償部分は、対角行列にするこ
とができる。すなわち、上記（，３７）　。

（３８）両式の不平衡剛性補償部分であるＤＱＡに関す
る成分を他の部分と分離することにより、この部分を対
角化することができる。

このために、第１７図に示すように、重心変位量↑Ｇを
係数行列Ａによって、軸受部変位量デＢに変換し、これ
をＰＤ要素（ｇｏ＋ｇ＋ｓ）Ｑを介して、加算器９ヘフ
イードバツクするようにした。

このように構成しても、第１６図と全く等価である。こ
れによって、補償フィードバックループ中に、対角行列
０が入ることとなり、不平衡剛性補償部分を対角化する
ことができる。

対角化できれば、不平衡剛性の補償フィードバックルー
プは、クロスしなくなり、制御装置が簡略化されるとと
もに、現場におけるゲインの微調整も容易となる。

なお、第１７図において、積分、比例、微分各ゲインの
質量行列だとジャイロモーメント行列Ｃにかかわる成分
は、推定重心変位ｉ６を入力とするフィードバックルー
プを形成している。

従来技術による制御装置の構成 第１７図を具体化することにより、第１１図の構成が得
られる。

第１１図において、３０は変位推定器である。

変位推定器３０は、検出部４（！、４ｒに接続されてい
る。そ１．て、検出部変位ｆｓに（７ａ）式の変換を施
して推定重心変位デ。を求めるとともに、（８ａ）式の
変換により、検出部変位ｘ５から推定軸受部変位デ、を
求める。すなわち、第１７図の構成要素Ｂ−１とＡとに
対応する部分である。ここて求められｆこ推定重心変位
士。は、主制御器４０５０、ジャイロモーメント補償器
６０に供給され、推定軸受部変位デ、は、不平衡剛性補
償器８０に供給される。

これらの構成要素４０，５０．６０は、第１７図の比例
・微分要素と積分要素とに対応し、Ｉ−ＰＤ方式の制御
を実行するものである。

まず、主制御器４０．５０は、推定重心変位デ。

と重心変位指令値　。とから、重心に作用する一般化ツ
ノの指令値で６を求めるものである。すなわち、主制御
器４０は、第１７図に示す加算器７と、積分ゲイン中の
質量行列Ｈに関する成分に相当するＩ要素４１ａ、４１
ｂと、比例ゲインおよび微分ゲイン中の質量行列Ｈにか
かわる成分に対応するＰＤ要素４２ａ、４２ｂと、加算
器８とを有し、推定重心変位ｉ６から重心に作用する一
般化力の指令値ｆ６を演算する。

上記Ｉ要素４１ａ、４１．ｂは、重心変位指令値６から
推定重心変位？６を引い１０偏差に対して、（ｇ　ＯＩ
　＋　／　ａ３（ｙ　３　）のゲインで積分しく（３６
）式参照）、ＰＤ要素４２ａ、４２ｂは、推定重心変位
’Ｘｃに（ａｒｇｏｎ／　ａ３σ’＋　ｆＬ２ｇｏＭ　
Ｈｓ　／　ａ３ａ　）の演算を施す（（３７）、（３８
）式）。ま１こ、主制御器５０も同様に構成され、加算
器７．８と、■要素５１ａ、５１ｂと、ＰＤ要素５２ａ
、５２ｂとからなっている。

次に、ジャイロモーメント補償器６０は、前述した積分
ゲイン、比例ゲイン、微分ゲイン（前２−（３６）〜（
３８）式参照）のシャイ「ト行列Ｃに関する各成分の演
− すなわち、回転数検出器６かｔ １の角速度ω８と、Ｘ軸回りのｔ との積をとって行列Ｃの成分ω８ （４）〜（４ｂ）式参照）、これにＩ−ＰＤ比出力乗じ
て、（３６）〜（３８）式のジャイロモーメントの補償
値を演算する。

このジャイロモーメント補償器６０には、重心変位の指
令値ｉ６と推定値デ。の内の回転に関する成分、ずなわ
ら、σア、σア、ｂｙ、δ２か供給され、以下の演算が
行われる。まず、指令値と推定値の偏差（σ、−δｙ）
、（７ｇ２−δ２）がそれぞれ、加算器７から１要素６
１ａ、６１ｂに供給される。また、推定値りかＰ要素６
２＋ｌＬおよびＤ要素６３ａに、推定値δ２がＰ要素６
２ｂおよびＤ要素６３ｂに、それぞれ供給される。これ
らの各要素の出力は、加算器８で加減算され、乗算器６
４ａ、６４ｂにそれぞれ供給される。乗算器６４ａ、６
４ｂには、増幅器６５から値ωｘＪｘか供給され、乗算
が行われる。

上述したＰ要素６２ａ、６２ｂは、入力に対して（ａ　
＋ｇ　＋／　ａ　ｓσ２）倍の増幅を行う（（３７）式
参照）。また、Ｄ要素６３ａ、６３ｂは、入力に対して
（ａｔｇ＋／ａ３σ−ｇｏ）ｓの演算を行う（上記（３
８）式）。さらに、■要素６１ａ、６１ｂは、入力に対
して（ｇ＋／ａ３σ３）（］／ｓ）の演算を施すように
なっている（上記（３６）式参照）。

こうして求められ１こジャイロモーメントの補償値は、
加算器ＩＩ、１２に供給され、ｌ軸回りのモーメントと
、ｙ軸回りのモーメン）・とか補償され、重心に作用す
る一般化力の指令値ｆ６か求められ、荷重指令変換器７
０に供給される。

荷重指令変換器７０は第１７図の行列要素りに相当する
もので、（２１）式の演算により、重心に作用する一般
化力の指令値ｆ６を、軸受部吸弓力の指令値ｆＢに変換
するものである。ここで、係数行列りの逆行列Ｄ−１は
、次式で与えられる。

・・・（３９） 上記の演算を実行するために、荷重指令変換器７０は、
入力を（ρ２＋ρ、）／（Ｌ＋ρ、）倍にする増幅器７
１ａ、７３ａと＜　（１２＋−１２０）／（（＋＋Ｉ２
２）倍にする増幅器７１ｂ、７３ｂと、１　／　（Ｌ　
＋　Ｑｔ）倍にする増幅器７２ａ、７２ｂ、７４ａ、７
４ｂと、加算器７５ａ７５ｂと、加算器７６ａ、７６ｂ
とを有している。そして、これらの加算器７５ａ〜７６
ｂから軸受部吸引力の指令値ｆＢが出力され、不平衡剛
性補償器８０へ供給される。

不平衡剛性補償器８０は、第１７図のフィードバックル
ープに挿入された（ｇｏ十ｇ＋ｓ）Ｑ要素と加算器９と
に相当するもので、上記軸受部吸弓力の指令値ｒｎが供
給される加算器９と、推定軸受部変位’Ｌ　ａに対して
、（ｇ　０＋　ｇ　＋　ｓ　）Ｑの比例・微分演算を実
行するＰＤ要素８１ａ、８　ｌｂ、８２ａ、８２ｂとか
ら構成される。

ＰＤ要素８１ａ〜８２ｂのＰ要素は推定軸受部変位デ８
をｇ。Ｑ倍に増幅し、Ｄ要素は推定軸受部変位ｉＢにｇ
、ｓＱの演算を施す。そして、軸受部吸引力の指令値ｆ
ＢからＰＤ要素８１ａ〜Ｂ２ｂの出力を引いた偏差値（
Ｔ　ａ−（ｇｏ十ｇ＋ｓ）　Ｑ　：’ａ）を電流指令器
９０に供給する。

電流指令器９０は、第１７図の７）−１要素に相当する
ものである。すなわち、加算器９から供給された上記偏
差値を増幅して、コイル電流変動分の指令値を出力する
増幅器９１ａ、９　ｌｂ、９２ａ、９２ｂと、コイル電
流の定常分から、これらの変動分指令値を加減算する加
算器９３ａ〜９６ｂから構成されている。そして、加算
器９３ａ〜９６ｂから、各コイル３Ｑ、〜３Ｑいおよび
３ｒ＋〜３ｒ４へ供給する電流の指令値が出力される。

この従来例による磁気軸受制御装置は、上述したように
、Ｉ−ＰＤ方式の参照モデルにマツチングさせであるか
ら、良好な制御特性を得ることができる。すなわち、制
御性、安定性、連応性の面で優れた特性を有している。

また、推定軸受部変位９Ｂを、不平衡剛性補償器８０の
ＰＤ要素８１ａ〜８２ｂの各入力側にフィードバックし
て、不平衡剛性の補償が対角行列Ｑにより行われるよう
にしたから、不平衡剛性の補償制御の簡単化を図ること
ができる。これにより、ｙ軸と０２軸、あるいはＺ軸と
θ、との相互干渉を回避できる。さらに、ジャイロモー
メント補償器６０により、ジャイロモーメントの影響を
解消するようにしたから、回転子ｌの回転数にかかわら
ず、常に安定した制御が可能となる。特に、このジャイ
ロモーメント補償器６０は、電磁石のコイル特性による
電流遅れを補償するようにしたから、応答性のよい補償
を行うことができる。

ところで、第１１図の磁気軸受制御装置においては、回
転数検出器６によって検出された回転角速度ω８がジャ
イロモーメント補償器６ｏに供給される。しかし、何ら
かの原因（例えば停ｉりにより回転角速度ω８がンヤイ
ａモーメント補償器６０に供給されなくなるような事態
が発生することがある。この場合における磁気軸受制御
装置の挙動について、以下解析する。

まず、第１１図の磁気軸受制御装置に制御対象（例えば
回転機）を接続した場合の全体システムにおいて、回転
の自由度について特性方程式を求めると、下式（３９）
が得られる。なお、式（３９）は、角変位量θ、および
θ２に対して共通である。

ＫＰ３　　　　　　ＫＩ３ ＋ｇ＋（ｃｌ　ｚＪｘ　”　”　ｇ＋Ｗ　ＸＪＸ　ｊ　
’　−０・・・（３９）式（３９）において、各変数の
意味は以下の通りである。

ＫＤ２　：第１１図のＰＤ要素４２ｂまたは５２ａのＤ
の値。

ＫＰ２　：第１１図のＰＤ要素４２ｂまたは５２ａのＰ
の値。

Ｋｒ２：第１１図の１要素４１ｂまたは５１ａの■の値
。

Ｋｏｓ　：第１１図のＤ要素６３ａまたは６３ｂのＤの
値。

ＫＰ３　：第１１図のＰ要素６２ａまたは６２ｂのＰの
値。

Ｋｒ３：第１１図の１要素６１ａまたは６１ｂのＩの値
。

式（３つ）は４つの牲性根（以下、特性根１〜４という
）を有し、かつ、式（３９）から明らかなように、回転
数ω、により各特性根が変化する。

なお、式（３９）は、第１１図の構成に基つ０てジャイ
ロモーメント補償を行うことを前提としているか、何ら
かの原因によってジャイロモーメント補償が行なわれな
い場合には、式（３９）において、 ＫＤ３＝　Ｋ、、、　＝　Ｋ　ｒ３＝　Ｏ−（４０）と
すればよい。

上記解析に基づいて、ジャイロモーメント補償が行われ
ない場合の各特性根の軌跡の一例を第８図（ａ）、（ｂ
）に示す。また、ジャイロモーメント補償が行われた場
合の各特性根の軌跡の一例を第９図（ａ）、（ｂ）に示
す。なお、これらの図において、縦軸Ｉｍは各特性根の
虚部てあり、横軸Ｒｅは実部である。また、各特性根は
４組の共役複素数であるか、このうち虚部か正のものの
みを図示する。また、図示した各特性根の実部カベ負で
ある場合は系が安定であり、正の場合は不安定である。

ここで、第６図（ａ）、（ｂ）において、特性根１．３
．４については、Ｏ〜５００００ｒｐｍの範囲内の回転
数で実部が負であるか、特性根２についでは、約４００
００ｒｐｍで実部か「ＯＩとなり安定限界に達し、それ
以上の回転数では実部が正となり不安定となることか判
る。

換言すれば、上記例においては、約４００００ｒｐｍ以
上の回転数において停電等か発生し回転数か得ちれない
ことによってジャイロモーメント補償か停止すると、接
触事故等が発生する危険性かあつ１こ。

かかる危険を回避するＬめに、例えば以■のような対策
か考えられる。

■被制御物たる回転体にエンコーダ等を取り付け、これ
に基づいて回転数を検出する。

■被制御物が誘導電動機等である場合には、その誘導電
動機等に印加される電圧の周波数を測定することによっ
て回転数の概算値を得る。

［発明が解決しようとする課題：１ しかし、上記■の対策によれば、高速回転体にエンコー
ダを取り付ける必要かあり、強度面やスペース面から見
れば不利であることが明らかである。

また、上記■の対策によれば、停電時において誘導電動
機等の電源をパブテリーバッファ・ノブする必要がある
。すなわち、一般的には誘導電動機等の消費電力は、磁
気軸受あるいはその制御回路の消！ＩＩ力に比較してき
わめて犬であるから、多大な容量のバッテリーを具備す
る必要があり、コスト的に不利であることが明らかであ
る。

本発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、回
転数入力が断となった場合に被制御物か不安定となるこ
とを未然に防止し得るとともに、回転体に追加の部品を
取り付けることを要せず、わずかな消費電力で動作し得
る磁気軸受の制御回路を提供することを目的としている
。

「課題を解決するための手段Ｊ 本発明は上記課題を解決するため、軸受部に配設された
電磁石に流す電流を制御することにより、回転子を無接
触で支持するようにした磁気軸受を制御する制御装置に
おいて、前記回転子の重心変位を示す重心変位信号か入
力され、この重心変位信号に基づいて前記重心の運動を
制御する主制御器と、前記回転子の回転数を検出し検出
結果を速度信号として出力する回転数検出器と、前記重
心変位信号を前記速度信号に基づいて補正するジャイロ
モーメン）・補償器と、前記回転数検出器か速度信号を
出力しない場合において、前記回転子の所定回転数に対
応する速度信号を前記ジャイロモーメント補償器に供給
するバックアップ手段とを具備することを特徴としてい
る。

「作用　」 回転数検出器か速度信号を出力する場合には、ジャイロ
モーメント補償器において、その速度信号に基づいて重
心変位信号が補正される。そして、補正された重心変位
信号に基づいて、主制御器によって回転子の重心の運動
が制御される。

一方、何らかの原因によって回転数検出器が速度信号を
出力しない場合には、所定回転数に対応する速度信号が
バックアップ手段からジャイロモーメント補償器に供給
される。これにより、回転数検出器が機能しない場合に
おいても、ジャイロモーメント補償器において、所定回
転数に対応して重心変位信号が補正される。

「第１の実施例」 次に本発明の第１の実施例を第１図を参照し説明する。

なお、図において第１１図ないし第１９図の各部に対応
する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。

図において回転数検出器６は、回転子ｌ（第１２図参照
）の回転速度に比例した角速度信号ω８を出力する。こ
こで、角速度信号ω８は、角速度（あるいは回転数）に
比例し１こ電圧信号であり、回転子Ｉの回転数ｎがＯｒ
ｐｍの場合にＯボルト、回転数ｎが５０００Ｏｒｐｍの
場合に５ボルトの値になる。

１３０は定電圧源であり、１ボルトの電圧を出力する。

なお、定電圧源１３０は磁気軸受制御装置（第１１図参
照）の内部に設けられてバッテリーバックアップされて
おり、停電時においても安定して電圧出力を行うことを
可能としている。

次に、１３１は減算器であり、角速度信号ω８から定電
圧源１３０の出力電圧（ｌボルト）を減算し、減算結果
を信号ωｘ１として出力する。１３２は負電圧カット回
路であり、信号ωｘ１が正の値であれば信号ωｘＩをそ
のまま通過させる一方、信号ω８．が負の値であれば０
ボルトの電圧信号を出力する。そして、負電圧カット回
路１３２の出力信号は信号ω３．として加算器１３３の
一入力端に供給される。加算器１３３は、信号ωｘ２と
定電圧源１３０の出力電圧（１ボルト）とを加算し、加
算結果を信号ω８′として出力する。そして、信号ω８
°は、ジャイロモーメント補償器６０の内部に設けられ
た増幅器６５に供給される。上記以外の構成は、第１１
図と同様である。

次に、上記構成ｊこおいて、正常な角速度信号ω８が得
られた場合の動作を第２図（ａ）〜（ｄ）を参照し説明
する。

まず、第２図（ａ）は角速度信号ω８と回転数ｎとの関
係を示す図であり、上述したように、両者は比例関係を
有している。また、同図（ｂ）は信号ωｘ１と回転数ｎ
との関係を示す図であり、信号ω８１は角速度信号ω８
よりも１ボルトだけ低いレベルになる。これにより、回
転数ｎが１１０００Ｏｒｐの場合に信号ω８１が０ボル
トになることが判る。

また、同図（ｃ）は信号ω８ｔと回転数ｎとの関係を示
す図であり、信号ω８．は回転数ｎが１１０００Ｏｒｐ
以下の場合には０ボルトであり、回転数ｎが１１０００
Ｏｒｐ以上の場合には信号ω８．に等しい。また、同図
（ｃｌ）は信号ω８゛と回転数ｎとの関係を示す図であ
り、信号ω８゛は回転数ｎが１（１０００ｒｐｍ以下の
場合にはｌボルトであり、回転数ｎが１１０００Ｏｒｐ
以上の場合には角速度信号ω８に等しい。

ここで、信号ω８°がｌボルトに固定された場合（すな
わち、回転数ｎが１１００００ｒｐである場合のジャイ
ロモーメント補償を他の回転数に対しても行った場合）
の式（３９）における各特性根の軌跡を第１Ｏ図（ａ）
、（ｂ）に示す。これらの図によれば、回転数ｎがＯ〜
５００００ｒｐｍの範囲内で、系が安定することが判る
。

このように、正常な角速度信号ω８が得られた場合にお
いて、回転数ｎがＯ〜１１００００ｒｐの場合には各特
性根が第１０図（ａ）、（ｂ）の軌跡に従って変化し、
回転数ｎが１００００−５０００Ｏｒｐｍの場合には各
特性根が第９図（ａ）、（ｂ）の軌跡に従って変化する
。そして、何れの軌跡においても各特性根が安定領域に
有るから、系全体か安定することが判る。

次に、第１図の構成において、ジャイロモーメント補償
が行われない場合の動作を第３図（ａ）〜（ｄ）を参照
し説明する。

この場合においては、各信号ω８、ω８２、ω、。

およびω工′は、回転数ｎに対して、それぞれ第３図（
ａ）〜（ｄ）に示すような関係を有する。すなわち、回
転数ｎにかかわらず信号ω８°がｌボルトに一定する。

この場合、各特性根の軌跡は第１θ図（ａ）、（ｂ）に
示すようになるが、回転数ｎが０〜５００００ｒｐｍの
範囲内で系が安定することは上述した通りである。

このように、本実施例によれば、正常な角速度信号ω８
が得られなかつ１こ場合においても、系全体が安定させ
ることができる。

［第２の実施例」 次に本発明の第２の実施例を第４図を参照し説明する。

なお、図において第１図、第１１図なし）し第１９図の
＠部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を
省略する。

図において１３４は比較器であり、その−入力端には回
転数検出器６から角速度信号ω８か供給され、低入力端
には定電圧源１３０の出力電圧（ｌホルト）が供給され
る。比較器１３４は、両入力端に供給された信号のうち
レベルが犬である方を選択し、信号ω８゛とじて出力す
る。そして、信号ω８°は、第１の実施例と同様にジャ
イロモーメント補償器６０の内部に設けられた増幅器６
５に供給される。上記以外の構成は第１１図と同様であ
る。

上記構成において正常な角速度信号ω８か得られ１こ場
合には、各信号ω８およびω８゛は、回転数ｎに対して
、それぞれ第５図（ａ）および（ｂ）に示すような関係
を有する。一方、停電等が発生した場合には、各信号ω
８およびω８°は、回転数ｎに対して、それぞれ第６図
（ａ）および（ｂ）に示すような関係を有する。

このように、本実施例によれば、第１の実施例と同様の
信号ω８゛を得ることができ、正常な角速度信号ω８が
得られなかった場合においても、系全体か安定させるこ
とができる。

「変形例」 本発明は上述した各実施例に限定されるものではなく、
種々の変形が可能であることは勿論である。

例えば、第４図において、外部のセンサ等（図示せず）
から停電検出信号が得られる場合には、比較器１３４を
単なる切換器に置き換えてもよい。

すなわち、停電検出信号が出力されない場合には角速度
信号ω８を信号ω８゛として切換器を介して出力する一
方、停電検出信号が出力された場合には、定電圧源＋３
０の出力電圧を切換器を介して信号ω８°として出力し
てもよい。この構成において、停電検出信号が出力され
た場合および出力されなかっ１こ場合の信号ω８゛と回
転数ｎとの関係を、それぞれ第７図（ａ）および（ｂ）
に示す。第７図（ａ）によれば、回転数ｎか１１０００
０ｒｐ以下の場合においても、回転数ｎと信号ωえ′と
の比例関係か保持されることが判る。

また、定電圧源１３０の出力電圧はｌボルトに限られず
、制御対象が安定し得る範囲であれば適宜変更してもよ
いことはいうまでもない。

「発明の効果」 以上説明したように本発明によれば、回転数検出器が機
能しない場合においても、ジャイロモーメント補償器に
おいて、所定回転数に対応して重心変位信号が補正され
るから、被制御物が不安定となることを未然に防止する
ことができる。さらに、回転体に追加の部品を取り付け
ることを要せず、わずかな消費電力で動作し得るという
効果を呈する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１の実施例による磁気軸受制御装
置の要部の構成を示すブロック図、第２図（ａ）〜（ｄ
）および第３図（ａ）〜（ｄ）は第１図における各部の
信号の特性図、第４図はこの発明の第２の実施例による
磁気軸受制御装置の要部の構成を示すブロック図、第５
図（ａ）、（ｂ）および第６図（ａ）、（ｂ）は第４図
における各部の信号の特性図、第７図は第２の実施例の
変形例における各部の信号の特性図、第８図（ａ）（ｂ
）〜第１０図（ａ）、（ｂ）は式（３９）の各特性板の
軌跡を示す図、第１１図は従来の磁気軸受制御装置の構
成を示すブロック図、第１２図は磁気軸受の構成を示す
斜視図、第１３図は同磁気軸受の座標系を説明するため
の概念図であり、同図（ａ）と（ｃ）は正面図、同図（
ｂ）は平面図、第１４図は制御対象たる磁気軸受の伝達
特性を示すブロック線図、第１５図はＩ−ＰＤ方式の制
御系の構成を示すブロック線図、第１６図は第１４図の
制御対象にＩ−ＰＤ制御装置と、検出部とを付加して構
成した装置の特性を示すブロック線図、第１７図は上記
従来例による装置の特性を示すブロック線図、第１８図
は軸受都電磁石の特性例を示すブロック線図、第１９図
は従来の制御方式を説明するためのブロック線図である
。 ６・・・・・・回転数検出器、４０．５０・・・・・・
主制御器、６０・・・・・・ジャイロモーメント補償器
、１３０・・・・・定電圧源（バックアップ手段）、１
３１・・・・・・減算器（バックアップ手段）１３２・
・・・・・負電圧カット回路（バックアップ手段）、１
３３・・・・・・加算器（バックアップ手段）、１３４
・・・・・比較器（バックアップ手段）。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 軸受部に配設された電磁石に流す電流を制御することに
   より、回転子を無接触で支持するようにした磁気軸受を
   制御する制御装置において、前記回転子の重心変位を示
   す重心変位信号が入力され、この重心変位信号に基づい
   て前記重心の運動を制御する主制御器と、 前記回転子の回転数を検出し検出結果を速度信号として
   出力する回転数検出器と、 前記重心変位信号を前記速度信号に基づいて補正するジ
   ャイロモーメント補償器と、 前記回転数検出器が速度信号を出力しない場合において
   、前記回転子の所定回転数に対応する速度信号を前記ジ
   ャイロモーメント補償器に供給するバックアップ手段と を具備することを特徴とする磁気軸受の制御装置。