JPH04233307A - チョッパ調整器の制御方法及び該方法を適用した回路 - Google Patents
チョッパ調整器の制御方法及び該方法を適用した回路Info
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- JPH04233307A JPH04233307A JP3136801A JP13680191A JPH04233307A JP H04233307 A JPH04233307 A JP H04233307A JP 3136801 A JP3136801 A JP 3136801A JP 13680191 A JP13680191 A JP 13680191A JP H04233307 A JPH04233307 A JP H04233307A
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はチョッパ調整器の制御方
法及び該方法を実行するための回路に関する。
法及び該方法を実行するための回路に関する。
【０００２】パラメータ調整のためにサーボ制御が電気
チョッパ構造体内に挿入されるときはいつでも本発明の
方法が使用され得る。本方法の適用は特に、宇宙分野、
航空機分野及び消費者分野に及んでいる。
チョッパ構造体内に挿入されるときはいつでも本発明の
方法が使用され得る。本方法の適用は特に、宇宙分野、
航空機分野及び消費者分野に及んでいる。
【０００３】本発明の方法は、特に双方向ピーク電流が
制御された変調器及び状態フィードバックによる安定制
御に基づくチョッパ調整器の制御方法である。
制御された変調器及び状態フィードバックによる安定制
御に基づくチョッパ調整器の制御方法である。
【０００４】（８５％を越える）高いエネルギ効率で（
数Ｗ〜数ｋＷの）高い電力レベルを実現する一方で、Ｄ
Ｃ増幅器の性能と相容れる動的性能を得るために、チョ
ッパ調整器及び増幅器は、（数分の１ＭＨｚ〜数ＭＨｚ
の）高い同期周波数と、サンプリング周波数の半分にで
きるだけ近い通過帯域での大信号サーボ制御とを兼備し
ていなければならない。
数Ｗ〜数ｋＷの）高い電力レベルを実現する一方で、Ｄ
Ｃ増幅器の性能と相容れる動的性能を得るために、チョ
ッパ調整器及び増幅器は、（数分の１ＭＨｚ〜数ＭＨｚ
の）高い同期周波数と、サンプリング周波数の半分にで
きるだけ近い通過帯域での大信号サーボ制御とを兼備し
ていなければならない。
【０００５】
【従来の技術】現在、システムの種々の可能な状態の従
来の状態へのフィードバックによる非線形アナログ安定
制御と、システムの種々の可能な状態の事前の記憶によ
るディジタル制御という２つの技術が競合している。
来の状態へのフィードバックによる非線形アナログ安定
制御と、システムの種々の可能な状態の事前の記憶によ
るディジタル制御という２つの技術が競合している。
【０００６】状態フィードバックによる安定制御は、Ｇ
． Ｓａｌｕｔ， Ｊ．Ｃ． Ｍａｒｐｉｎａｒ
ｄ及びＭ． Ｖａｌｅｎｔｉｎの論文“Ｌａｒｇｅ
ｓｉｇｎａｌ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｃｏｎｔｒｏ
ｌ ｆｏｒ ｐｏｗｅｒ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ
ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ”（ＰＥＳＣ １９８５，Ｔ
ｏｕｌｏｕｓｅ）に記載されているように、自己適応フ
ィードバックループにより実現され得る。
． Ｓａｌｕｔ， Ｊ．Ｃ． Ｍａｒｐｉｎａｒ
ｄ及びＭ． Ｖａｌｅｎｔｉｎの論文“Ｌａｒｇｅ
ｓｉｇｎａｌ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｃｏｎｔｒｏ
ｌ ｆｏｒ ｐｏｗｅｒ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ
ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ”（ＰＥＳＣ １９８５，Ｔ
ｏｕｌｏｕｓｅ）に記載されているように、自己適応フ
ィードバックループにより実現され得る。
【０００７】このフィードバックループは、バックチョ
ッパ電圧調整器の枠内で、２つの線形増幅器と、１つの
加算回路と、１つの非線形機能除算器（所定のクロック
でアナログの大きさを持続時間に変換するための１つの
非線形パルス幅変調（ＰＷＭ）用変調器）とを装備して
いる。
ッパ電圧調整器の枠内で、２つの線形増幅器と、１つの
加算回路と、１つの非線形機能除算器（所定のクロック
でアナログの大きさを持続時間に変換するための１つの
非線形パルス幅変調（ＰＷＭ）用変調器）とを装備して
いる。
【０００８】ブースト調整器では、７つの線形増幅器と
、２つの除算器と、１つの非線形乗算器と、１つの加算
回路と、１つの非線形ＰＷＭ変調器とが使用されている
。
、２つの除算器と、１つの非線形乗算器と、１つの加算
回路と、１つの非線形ＰＷＭ変調器とが使用されている
。
【０００９】Ａ． Ｃａｐｅｌ， Ｊ． Ｃ．
Ｍａｒｐｉｎａｒｄ， Ｇ． Ｓａｌｕｔ，
Ｍ． Ｖａｌｅｎｔｉｎ及びＤ． Ｏ’Ｓｕｌｌｉ
ｖａｎの論文“Ａ ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ
ｈｉｇｈ ｐｏｗｅｒ ｃｅｌｌ ｕｓｉｎｇ
ｌａｒｇｅ ｓｉｇｎａｌ ｆｅｅｄｂａｃｋ
ｃｏｎｔｒｏｌ ｗｉｔｈ ｍａｘｉｍｕｍ
ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ
ｓｐａｃｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”（ＥＳＡ
Ｊｏｕｒｎａｌ， １９８６， Ｖｏｌ．１０
）に記載されているように、誘導子Ｌ及び負荷Ｒ内の電
力回路の中央から予め収集された情報はコンデンサＣを
通過する電流に結合され得るが、ＰＷＭ変調器は入力電
圧Ｖによりバイアスされ得、それにより非線形機能除算
器を排除することができるために簡略化が可能となる。
Ｍａｒｐｉｎａｒｄ， Ｇ． Ｓａｌｕｔ，
Ｍ． Ｖａｌｅｎｔｉｎ及びＤ． Ｏ’Ｓｕｌｌｉ
ｖａｎの論文“Ａ ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ
ｈｉｇｈ ｐｏｗｅｒ ｃｅｌｌ ｕｓｉｎｇ
ｌａｒｇｅ ｓｉｇｎａｌ ｆｅｅｄｂａｃｋ
ｃｏｎｔｒｏｌ ｗｉｔｈ ｍａｘｉｍｕｍ
ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ
ｓｐａｃｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”（ＥＳＡ
Ｊｏｕｒｎａｌ， １９８６， Ｖｏｌ．１０
）に記載されているように、誘導子Ｌ及び負荷Ｒ内の電
力回路の中央から予め収集された情報はコンデンサＣを
通過する電流に結合され得るが、ＰＷＭ変調器は入力電
圧Ｖによりバイアスされ得、それにより非線形機能除算
器を排除することができるために簡略化が可能となる。
【００１０】そこで制御ユニットは簡略化されて、３つ
の増幅器と、１つの加算回路と、１つの非線形ＰＷＭ変
調器とからなっている。
の増幅器と、１つの加算回路と、１つの非線形ＰＷＭ変
調器とからなっている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】これら全てのシステム
の電流センサは調整器又は調整器の負荷を短絡から保護
するには不適切であることが観察され得る。
の電流センサは調整器又は調整器の負荷を短絡から保護
するには不適切であることが観察され得る。
【００１２】本発明の目的はこの問題を解決することで
ある。
ある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】このために本発明はチョ
ッパ調整器の制御方法を提供する。この方法は、各瞬間
にエネルギを検査し、非常に広範な通過帯域での経時的
に変動するパラメータの調整方法であり、次のサンプル
でのシステムの安定状態が予測され、それにより良好な
安全条件下で調整を行うことができる。
ッパ調整器の制御方法を提供する。この方法は、各瞬間
にエネルギを検査し、非常に広範な通過帯域での経時的
に変動するパラメータの調整方法であり、次のサンプル
でのシステムの安定状態が予測され、それにより良好な
安全条件下で調整を行うことができる。
【００１４】入力エネルギ源の電圧が制限され（１組の
電池、太陽電池パネル、配電網）、出力電圧が一般にサ
ーボ制御パラメータであり、従って振幅が制限され、且
つ通過エネルギがパルス電流の測定により制御されるた
めに、この方法により有利には、電流サージ及び電圧サ
ージの損傷作用に対する固有保護が可能となる。
電池、太陽電池パネル、配電網）、出力電圧が一般にサ
ーボ制御パラメータであり、従って振幅が制限され、且
つ通過エネルギがパルス電流の測定により制御されるた
めに、この方法により有利には、電流サージ及び電圧サ
ージの損傷作用に対する固有保護が可能となる。
【００１５】
【実施例】本発明の実施例を添付図面を参照して例示的
に説明する。
に説明する。
【００１６】本発明の方法は、エネルギ伝達が図１の線
図に示す如き状態フィードバックによる安定制御により
制御されるべきときにチョッパ調整器のサーボ制御ルー
プに適用される経時的に変動するパラメータの調整方法
である。
図に示す如き状態フィードバックによる安定制御により
制御されるべきときにチョッパ調整器のサーボ制御ルー
プに適用される経時的に変動するパラメータの調整方法
である。
【００１７】入力ネットワーク１０と出力ネットワーク
１１との間には、双方向調整器構造体１２がある。外部
クロックＴにより同期化され、且つ入力電圧Ｖ１、出力
電圧Ｖ２、入力電流ｉ１及び出力電流ｉ２を受け取る変
調器１３は、双方向構造体１２を制御する（ｔｃ）のに
役立つ。
１１との間には、双方向調整器構造体１２がある。外部
クロックＴにより同期化され、且つ入力電圧Ｖ１、出力
電圧Ｖ２、入力電流ｉ１及び出力電流ｉ２を受け取る変
調器１３は、双方向構造体１２を制御する（ｔｃ）のに
役立つ。
【００１８】この線図では、エネルギは、電位Ｖ１にエ
ネルギ源を含んでいる入力ネットワーク１０から電位Ｖ
２の負荷ネットワークに通過し得る。この負荷ネットワ
ークは受動性であり得るか又は伝達エネルギＥがＥ＝ｆ
（Ｖｃ） の式の法則に従う制御電圧Ｖｃの関数となるように同様
にエネルギ源を含み得る。
ネルギ源を含んでいる入力ネットワーク１０から電位Ｖ
２の負荷ネットワークに通過し得る。この負荷ネットワ
ークは受動性であり得るか又は伝達エネルギＥがＥ＝ｆ
（Ｖｃ） の式の法則に従う制御電圧Ｖｃの関数となるように同様
にエネルギ源を含み得る。
【００１９】この場合、サーボ制御されるパラメータは
負荷電圧Ｖ２であり、入力ネットワーク１０から取出さ
れたエネルギＥは上記法則によりサーボ制御の必要性に
適合されている。上限値がこの法則に則ってこのエネル
ギに適用されるならば、出力ネットワーク１１又はチョ
ッパ調整器構造体１２自体でいかなる損傷状況も生じ得
ない。
負荷電圧Ｖ２であり、入力ネットワーク１０から取出さ
れたエネルギＥは上記法則によりサーボ制御の必要性に
適合されている。上限値がこの法則に則ってこのエネル
ギに適用されるならば、出力ネットワーク１１又はチョ
ッパ調整器構造体１２自体でいかなる損傷状況も生じ得
ない。
【００２０】調整器構造体１２は双方向性であり、即ち
サーボ制御されるパラメータ及びエネルギ送出ネットワ
ークが共に図１に示す如く、調整器構造体１２に対して
同じ側になければ、ネットワークＶ１とネットワークＶ
２とが逆になったときに、同一の電気構造体が適用され
る。
サーボ制御されるパラメータ及びエネルギ送出ネットワ
ークが共に図１に示す如く、調整器構造体１２に対して
同じ側になければ、ネットワークＶ１とネットワークＶ
２とが逆になったときに、同一の電気構造体が適用され
る。
【００２１】電流サージ及び電圧サージの損傷作用に対
するこの構造体１２の固有保護は、エネルギ源Ｖ１の電
圧が制限され（１組の電池、太陽電池パネル、配電網）
、出力電圧Ｖ２が一般にサーボ制御されるべきパラメー
タであり、従って振幅が制御され、且つ構造体内を通過
するエネルギＥが、
するこの構造体１２の固有保護は、エネルギ源Ｖ１の電
圧が制限され（１組の電池、太陽電池パネル、配電網）
、出力電圧Ｖ２が一般にサーボ制御されるべきパラメー
タであり、従って振幅が制御され、且つ構造体内を通過
するエネルギＥが、
【００２２】
【数１】
【００２３】（式中、ｔは静的調整器のスイッチが通電
状態にあるために流れるエネルギの時間であり、Ｔは同
期クロックの周期である）の式で表されるようにパルス
電流ｉ１（ｔ）を取出して検査されることに依存してい
る。
状態にあるために流れるエネルギの時間であり、Ｔは同
期クロックの周期である）の式で表されるようにパルス
電流ｉ１（ｔ）を取出して検査されることに依存してい
る。
【００２４】パスル電流ｉ１（ｔ）は損傷的な値には達
し得ない。何故ならば、この電流は、 ｉ１ＭＡＸ＝Ｇ・Ｖｃ （式中、Ｇは定数であり、Ｖｃは制御電圧である）で表
される式の法則によりエネルギ源で直接制御されるピー
ク電流だからである。
し得ない。何故ならば、この電流は、 ｉ１ＭＡＸ＝Ｇ・Ｖｃ （式中、Ｇは定数であり、Ｖｃは制御電圧である）で表
される式の法則によりエネルギ源で直接制御されるピー
ク電流だからである。
【００２５】その結果、この関係式が上限を有するなら
ば、対応する正又は負の電流値を決して越え得ない。何
故ならば、伝達の原理は短絡時でも双方向性だからであ
る。
ば、対応する正又は負の電流値を決して越え得ない。何
故ならば、伝達の原理は短絡時でも双方向性だからであ
る。
【００２６】制御電圧Ｖｃは、全てのシステムパラメー
タの瞬時値を考慮し且つ Ｖｃ＝（１−Ｋ）・ｋ１・（ＶＲ−Ｖ２）＋ｋ２・ｉ２
＋ｋ３・Ｖ２＋ｋ４・Ｖ１ （式中、ＶＲは基準電圧であり、ｋ１，ｋ２，ｋ３，ｋ
４は純粋利得であり、Ｋはシステムの動的範囲を決定す
る定数（０≦Ｋ≦１）である）の一般式で表される状態
フィードバックによる安定制御の結果である。
タの瞬時値を考慮し且つ Ｖｃ＝（１−Ｋ）・ｋ１・（ＶＲ−Ｖ２）＋ｋ２・ｉ２
＋ｋ３・Ｖ２＋ｋ４・Ｖ１ （式中、ＶＲは基準電圧であり、ｋ１，ｋ２，ｋ３，ｋ
４は純粋利得であり、Ｋはシステムの動的範囲を決定す
る定数（０≦Ｋ≦１）である）の一般式で表される状態
フィードバックによる安定制御の結果である。
【００２７】Ｋ→０のときにサーボ制御は速く、Ｋ→１
のときにサーボ制御は遅い。
のときにサーボ制御は遅い。
【００２８】Ｖｃを導く上記関係式は、全ての構成のチ
ョッパ調整器に有効な、従ってこの制御原理が適切で、
その一般的なブロック図を図２に示す広範な応用例に有
効な関係式の全体的な形を変えずに、純粋利得ｋｎの値
を決定させ得る状態空間内の電気システムの大きい信号
での動的挙動を調査することにより設定される。
ョッパ調整器に有効な、従ってこの制御原理が適切で、
その一般的なブロック図を図２に示す広範な応用例に有
効な関係式の全体的な形を変えずに、純粋利得ｋｎの値
を決定させ得る状態空間内の電気システムの大きい信号
での動的挙動を調査することにより設定される。
【００２９】制御電圧Ｖｃは、例えばマイクロプロセッ
サを使用してアナログ手段又はディジタル手段により計
算される。
サを使用してアナログ手段又はディジタル手段により計
算される。
【００３０】図示する電力回路はＬＣ回路、即ち二次回
路であるが、この回路は当然高次とは異なる回路であり
得る。
路であるが、この回路は当然高次とは異なる回路であり
得る。
【００３１】変調器１３は１つの加算回路１５と、各利
得ｋ２，ｋ３，ｋ１・（１−Ｋ），ｋ４用の４つの増幅
器１６，１７，１８，１９と、１つの加算回路２０と、
計算値Ｇ・Ｖｃと測定電流ｉ１とを比較するための１つ
の比較器２１と、１つの双安定回路２２とを含んでいる
。
得ｋ２，ｋ３，ｋ１・（１−Ｋ），ｋ４用の４つの増幅
器１６，１７，１８，１９と、１つの加算回路２０と、
計算値Ｇ・Ｖｃと測定電流ｉ１とを比較するための１つ
の比較器２１と、１つの双安定回路２２とを含んでいる
。
【００３２】この回路はのこぎり波変調器も、非線形機
能（例えば乗算器又は除算器）も使用せず、単に線形増
幅器、比較器及び論理回路を使用している。この論理回
路は、クロック信号Ｔに応答してスイッチＳを起動し且
つ ｉ１（ｔ）＝Ｇ・Ｖｃ（ｔ） のときはいつでもスイッチを切換えさせる。
能（例えば乗算器又は除算器）も使用せず、単に線形増
幅器、比較器及び論理回路を使用している。この論理回
路は、クロック信号Ｔに応答してスイッチＳを起動し且
つ ｉ１（ｔ）＝Ｇ・Ｖｃ（ｔ） のときはいつでもスイッチを切換えさせる。
【００３３】従って、この関係式を満たす時間ｔは、変
換器の負荷時間率（ｄｕｔｙ ｒａｔｉｏ）を規定し且
つこの変換器の構造体に固有の従来のエネルギ転送の法
則の支配下にある。これにより Ｄ＝ｔｃ／Ｔ で表される式が導かれる。
換器の負荷時間率（ｄｕｔｙ ｒａｔｉｏ）を規定し且
つこの変換器の構造体に固有の従来のエネルギ転送の法
則の支配下にある。これにより Ｄ＝ｔｃ／Ｔ で表される式が導かれる。
【００３４】チョッパ調整器の型の如何を問わず、回路
の誘導子内を流れる電流は、図３に示す如く三角形の波
形を有する。システムが平衡点から遠く離れた所で動作
している過渡状態では、電流のピーク値ｉＭはサンプリ
ング周期数ｎから次の周期数ｎ＋１までで異なっている
。従って、 ｉＭ（ｎＴ）≠ｉＭ（（ｎ＋１）Ｔ）の式が成り立つ。
の誘導子内を流れる電流は、図３に示す如く三角形の波
形を有する。システムが平衡点から遠く離れた所で動作
している過渡状態では、電流のピーク値ｉＭはサンプリ
ング周期数ｎから次の周期数ｎ＋１までで異なっている
。従って、 ｉＭ（ｎＴ）≠ｉＭ（（ｎ＋１）Ｔ）の式が成り立つ。
【００３５】平衡時には、等しい三角形の電流が得られ
る。
る。
【００３６】本発明の方法は、ピーク電流ｉＭが次のサ
ンプル（ｎ＋１）Ｔ間に達するべき値を、周期中の種々
のパラメータの値を考慮してサンプルｎＴ間に計算する
ことからなる。従って、 ｉＭ（（ｎ＋１）Ｔ）＝ｆ（ｉＭ（ｎＴ），Ｖ１（ｎＴ
），Ｖ２（ｎＴ）） で表される漸化式が得られる。
ンプル（ｎ＋１）Ｔ間に達するべき値を、周期中の種々
のパラメータの値を考慮してサンプルｎＴ間に計算する
ことからなる。従って、 ｉＭ（（ｎ＋１）Ｔ）＝ｆ（ｉＭ（ｎＴ），Ｖ１（ｎＴ
），Ｖ２（ｎＴ）） で表される漸化式が得られる。
【００３７】電流ｉ１（ｔ）は絶えず測定され、スイッ
チＳ，Ｓ’は外部クロックＴにより起動させられ、ｉ１
（ｔ）がｉＭ（ｎ＋１）Ｔに等しいときはいつでも作動
停止させられる。
チＳ，Ｓ’は外部クロックＴにより起動させられ、ｉ１
（ｔ）がｉＭ（ｎ＋１）Ｔに等しいときはいつでも作動
停止させられる。
【００３８】従って瞬間ｎＴの情報入力は回路内ではほ
とんど変動せず且つ計算回路２５内に入力される。この
計算回路は次の瞬間（ｎ＋１）Ｔでの状態ベクトル値を
予測するのに役立つ。次のサンプルの限界値は知られて
いる。従って、全ての状態ベクトル値が計算値に達する
とシステムは停止する。
とんど変動せず且つ計算回路２５内に入力される。この
計算回路は次の瞬間（ｎ＋１）Ｔでの状態ベクトル値を
予測するのに役立つ。次のサンプルの限界値は知られて
いる。従って、全ての状態ベクトル値が計算値に達する
とシステムは停止する。
【００３９】このようにして、妨害が生じる前に妨害の
結果が予想される。ディジタルによる予測が行われる。
結果が予想される。ディジタルによる予測が行われる。
【００４０】計算回路２５はマイクロプロセッサにより
構成され得る。
構成され得る。
【００４１】システムは過渡期間中常に円滑に変動する
。このようにして、例えば３つのサンプルで平衡に達し
得る。
。このようにして、例えば３つのサンプルで平衡に達し
得る。
【００４２】この場合を図４の回路に示す。入力電圧Ｖ
１、出力電圧Ｖ２及び出力電流ｉ２が測定され且つ（ｎ
＋１）周期中に電流ｉ（ｔ）のピーク値ｉＭを設定する
ために基準電圧ＶＲ（ｔ）に結合される。回路２５はｉ
Ｍ（（ｎ＋１）ｔ）の計算用回路である。
１、出力電圧Ｖ２及び出力電流ｉ２が測定され且つ（ｎ
＋１）周期中に電流ｉ（ｔ）のピーク値ｉＭを設定する
ために基準電圧ＶＲ（ｔ）に結合される。回路２５はｉ
Ｍ（（ｎ＋１）ｔ）の計算用回路である。
【００４３】情報ｉＭは構造体内を流れる電流ｉ１（ｔ
）の値と絶えず比較される。上記関係式が満たされると
きはいつでも、クロックＴにより予め起動させられ且つ
システムの動的に安定した機能に対応するスイッチＳの
通電時間Ｔ（ｃ）が達せられる。スイッチＳは作動を停
止し、スイッチＳ’は双安定回路２２及びＮＯＴゲート
２７を含んでいる論理回路２６により起動させられる。
）の値と絶えず比較される。上記関係式が満たされると
きはいつでも、クロックＴにより予め起動させられ且つ
システムの動的に安定した機能に対応するスイッチＳの
通電時間Ｔ（ｃ）が達せられる。スイッチＳは作動を停
止し、スイッチＳ’は双安定回路２２及びＮＯＴゲート
２７を含んでいる論理回路２６により起動させられる。
【００４４】上限がｉＭの計算に適用されるならば、電
流ｉ２（ｔ）は短絡中でも決してこの値を越え得ない。 この方法は、除算、機能乗算又はＰＷＭ変調のような非
線形機能を使用していない。
流ｉ２（ｔ）は短絡中でも決してこの値を越え得ない。 この方法は、除算、機能乗算又はＰＷＭ変調のような非
線形機能を使用していない。
【００４５】図４の制御部材の機能で行われるようなｉ
Ｍ（（ｎ＋１）Ｔ）の計算は、電力構造体がバックタイ
プセルの図４の応用例で簡単に説明されている状態フィ
ードバックによる安定制御理論のハードワイヤード論理
である。
Ｍ（（ｎ＋１）Ｔ）の計算は、電力構造体がバックタイ
プセルの図４の応用例で簡単に説明されている状態フィ
ードバックによる安定制御理論のハードワイヤード論理
である。
【００４６】Ｘがシステムの状態ベクトルで、Ａ，Ｂが
バックセルの電気回路網のマトリックスならば、
バックセルの電気回路網のマトリックスならば、
【００
４７】
４７】
【数２】
【００４８】の式が導かれる。
【００４９】図３を参照すると、ある周期でのこの回路
の状態方程式により、以下の漸化式： Ｘ（Ｔ＋ｔｃ）＝ｅＡＴ・Ｘ（ｔｃ）＋Ａ−１・［ｅＡ
Ｔｃ−１］・ＢＶ が得られる。２次の展開にとどめて上記式を簡単な式で
表すことができる。このことは、回路の時定数が周期Ｔ
を上回るので完全に正当化される。
の状態方程式により、以下の漸化式： Ｘ（Ｔ＋ｔｃ）＝ｅＡＴ・Ｘ（ｔｃ）＋Ａ−１・［ｅＡ
Ｔｃ−１］・ＢＶ が得られる。２次の展開にとどめて上記式を簡単な式で
表すことができる。このことは、回路の時定数が周期Ｔ
を上回るので完全に正当化される。
【００５０】
Ｘ（Ｔ＋ｔｃ）＝（１＋ＡＴ＋（ＡＴ）２／２）・Ｘ（
ｔｃ）＋ｔｃ・Ｖ・（Ａ＋Ａ・ｔｃ／２）・Ｂ従って、
以下の構成要素を有する状態ベクトルが導かれる。
ｔｃ）＋ｔｃ・Ｖ・（Ａ＋Ａ・ｔｃ／２）・Ｂ従って、
以下の構成要素を有する状態ベクトルが導かれる。
【００５１】
ｉ（ｎ＋１）＝（１−Ｔ２／２ＬＣ）・ｉｎ＋［（Ｔ２
／２ＬＲＣ）−（Ｔ／Ｌ）］・Ｖｎ＋ｔｃ・Ｖ／ＬＶ（
ｎ＋１）＝［（Ｔ／Ｃ）−（Ｔ２／２ＲＣ２）］・ｉｎ
＋［１−（Ｔ／ＲＣ）＋１／２Ｔ２［（−１／ＬＣ］＋
１／（ＲＣ）２］］・Ｖｎ＋ｔｃ・Ｖ１／２ＬＣＶＲが
基準電圧で、Ｋが０〜１の範囲の定数ならば、システム
に課させられる漸化式により動的性能が決定される。
／２ＬＲＣ）−（Ｔ／Ｌ）］・Ｖｎ＋ｔｃ・Ｖ／ＬＶ（
ｎ＋１）＝［（Ｔ／Ｃ）−（Ｔ２／２ＲＣ２）］・ｉｎ
＋［１−（Ｔ／ＲＣ）＋１／２Ｔ２［（−１／ＬＣ］＋
１／（ＲＣ）２］］・Ｖｎ＋ｔｃ・Ｖ１／２ＬＣＶＲが
基準電圧で、Ｋが０〜１の範囲の定数ならば、システム
に課させられる漸化式により動的性能が決定される。
【００５２】
Ｖ（ｎ＋１）−ＶＲ＝Ｋ・（Ｖｎ−ＶＲ）Ｖ（ｎ＋１）
を上記システム内の値に置換すると、ｉ（ｎ＋１）＝ｉ
Ｍ（（ｎ＋１）Ｔ） ＝（１−Ｋ）（ｅ／Ｔ）（ＶＲ−Ｖｎ）＋ｉ２−（Ｔ／
Ｌ）・Ｖｎ＋ｔｃ・Ｖ１／Ｌの式が得られる。この式は
前述した一般式と同一である。
を上記システム内の値に置換すると、ｉ（ｎ＋１）＝ｉ
Ｍ（（ｎ＋１）Ｔ） ＝（１−Ｋ）（ｅ／Ｔ）（ＶＲ−Ｖｎ）＋ｉ２−（Ｔ／
Ｌ）・Ｖｎ＋ｔｃ・Ｖ１／Ｌの式が得られる。この式は
前述した一般式と同一である。
【００５３】ｉＭ（（ｎ＋１）Ｔ）＝（１−Ｋ）・ｋ１
・（ＶＲ−Ｖ２）＋ｋ２・ｉ２＋ｋ２・Ｖ２＋ｋ４・Ｖ
１ この一般式は全てのチョッパ調整器構造体に有効である
。
・（ＶＲ−Ｖ２）＋ｋ２・ｉ２＋ｋ２・Ｖ２＋ｋ４・Ｖ
１ この一般式は全てのチョッパ調整器構造体に有効である
。
【００５４】１つの構造体の回路を図２に示す。
【００５５】従って本発明の方法では、システムは閉ル
ープで分析される。出力電圧Ｖ２は入力から出力に流れ
る電流ｉ２を検査して制御される。エネルギは任意の一
瞬に流れるエネルギの量を検査して制御される。電流ｉ
２及び電圧Ｖ２は状態ベクトルの構成要素を形成してい
る。
ープで分析される。出力電圧Ｖ２は入力から出力に流れ
る電流ｉ２を検査して制御される。エネルギは任意の一
瞬に流れるエネルギの量を検査して制御される。電流ｉ
２及び電圧Ｖ２は状態ベクトルの構成要素を形成してい
る。
【００５６】勿論本発明は単に好ましい実施例として記
載したものであり、本発明の範囲を逸脱することなく調
整器の構成部品の代わりに同等の部品を使用することが
できる。
載したものであり、本発明の範囲を逸脱することなく調
整器の構成部品の代わりに同等の部品を使用することが
できる。
【図１】本発明の方法の機能を示す図である。
【図２】本発明の方法の機能を示す図である。
【図３】電流が過渡状態でどのように変動するかを示す
グラフである。
グラフである。
【図４】本発明の方法の制御原理を示す図である。
１０ 入力ネットワーク
１１ 出力ネットワーク
１２ 構造体
１３ 変調器
１５，２０ 加算回路
１６，１７，１８，１９ 増幅器
２１ 比較器
２２ 双安定回路
２５ 計算回路
２６ 論理回路
Claims (10)
- 【請求項１】 チョッパ調整器の制御方法であって、
該方法が、各瞬間にエネルギを検査し、非常に広範な通
過帯域での経時的に変動するパラメータの調整方法であ
り、次のサンプルでのシステムの安定状態が予測され、
それにより良好な安全条件下で調整を行うことができる
ことを特徴とする方法。 - 【請求項２】 全てのシステムパラメータがメモリに
記憶され、システムの挙動が状態空間内で分析され、且
つシステムが一旦安定化されると停止されることを特徴
とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】 探求されるエネルギ値が設定され、こ
の値に達すると当該制御方法が停止され、その後の周期
で再開され得ることを特徴とする請求項２に記載の方法
。 - 【請求項４】 伝達エネルギが制御電圧の関数である
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項５】 制御電圧が、瞬時形態の全てのシステ
ムパラメータを考慮する状態フィードバックによる安定
制御の結果であることを特徴とする請求項４に記載の方
法。 - 【請求項６】 制御電圧が例えばマイクロプロセッサ
によりアナログ手段又はディジタル手段で計算されるこ
とを特徴とする請求項４に記載の方法。 - 【請求項７】 制御電圧が式： Ｖｃ＝（１−Ｋ）・ｋ１・（ＶＲ−Ｖ２）＋ｋ２・ｉ２
＋ｋ３・Ｖ２＋ｋ４・Ｖ１ （式中、ｋ１，ｋ２，ｋ３，ｋ４は純粋利得であり、Ｋ
はシステムの動的範囲を決定する定数であり、Ｖ１，Ｖ
２は入力電圧及び出力電圧であり、ｉ２は出力電流であ
り、ＶＲは基準電圧である）で表されることを特徴とす
る請求項５に記載の方法。 - 【請求項８】 双方向構造体を制御するために外部ク
ロックにより同期化され且つ入力電圧、出力電圧、入力
電流及び出力電流を受け取る変調器と共に、入力ネット
ワークと出力ネットワークとの間に配置される双方向調
整器のために、入力電圧、出力電圧及び出力電流が測定
され且つ次のサンプリング周期中に入力電流のピーク値
を設定するために基準電圧に結合されていることを特徴
とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項９】 ピーク値が構造体内を流れる入力電流
の値と絶えず比較され、これらの値が等しいと、システ
ムが動的に安定した機能状態に達していることを特徴と
する請求項８に記載の方法。 - 【請求項１０】 第１の加算回路と、ｉＭ＝Ｇ・Ｖｃ ［式中、Ｖｃは式： Ｖｃ＝（１−Ｋ）・ｋ１・（ＶＲ−Ｖ２）＋ｋ２・ｉ２
＋ｋ３・Ｖ２＋ｋ４・Ｖ１ （式中、ｋ１，ｋ２，ｋ３，ｋ４は純粋利得であり、Ｋ
はシステムの動的範囲を決定する定数であり、Ｖ１，Ｖ
２は入力電圧及び出力電圧であり、ｉ２は出力電流であ
り、ＶＲは基準電圧である）で表される制御電圧である
］の式でｉＭ値が得られるように設けられた各利得用の
４つの増幅器と、第２の加算回路と、測定された入力電
流を計算された入力電流の最大値と比較する比較器とを
含んでいる変調器を備えていることを特徴とする請求項
１に記載の方法を実行するための回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9007152A FR2663170B1 (fr) | 1990-06-08 | 1990-06-08 | Procede de commande d'un regulateur a decoupage et dispositif de mise en óoeuvre dudit procede. |
| FR9007152 | 1990-06-08 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04233307A true JPH04233307A (ja) | 1992-08-21 |
Family
ID=9397414
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3136801A Pending JPH04233307A (ja) | 1990-06-08 | 1991-06-07 | チョッパ調整器の制御方法及び該方法を適用した回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5138250A (ja) |
| EP (1) | EP0460571A1 (ja) |
| JP (1) | JPH04233307A (ja) |
| CA (1) | CA2043882A1 (ja) |
| FR (1) | FR2663170B1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5335162A (en) * | 1993-01-15 | 1994-08-02 | Toko America, Inc. | Primary side controller for regulated power converters |
| EP0681362B1 (en) * | 1994-05-06 | 1998-10-28 | STMicroelectronics S.r.l. | Digital current mode PWM control |
| FR2722351B1 (fr) * | 1994-07-08 | 1996-08-23 | Alcatel Espace | Modulateur d'amplitude hf a largeur d'impulsion |
| US5710697A (en) * | 1996-03-26 | 1998-01-20 | Unitrode Corporation | Power supply controller having frequency foldback and volt-second duty cycle clamp features |
| KR100206658B1 (ko) * | 1996-11-11 | 1999-07-01 | 이종훈 | 동기 발전기용 승강압 쵸파식 정지형 여자 시스템 |
| DE10250359A1 (de) * | 2002-10-29 | 2004-05-19 | Infineon Technologies Ag | Gleichspannungsschaltregler |
| JP4633441B2 (ja) * | 2004-10-29 | 2011-02-16 | 株式会社日立製作所 | 発電機の励磁制御装置 |
| US7482794B2 (en) * | 2005-01-20 | 2009-01-27 | Board Of Regents, The University Of Texas System | System, method and apparatus for controlling converters using input-output linearization |
| US7459893B2 (en) * | 2006-04-20 | 2008-12-02 | Mark E Jacobs | Optimal feedback control of switch-mode power converters |
| US9690308B2 (en) | 2011-12-20 | 2017-06-27 | Board Of Regents, The University Of Texas System | System and method for controlling output ripple of DC-DC converters with leading edge modulation control using current injection |
| US8810221B2 (en) * | 2009-06-18 | 2014-08-19 | The Board Of Regents, The University Of Texas System | System, method and apparatus for controlling converters using input-output linearization |
| US8803498B2 (en) | 2009-06-18 | 2014-08-12 | Cirasys, Inc. | System, apparatus and methods for controlling multiple output converters |
| US9369041B2 (en) | 2009-06-18 | 2016-06-14 | Cirasys, Inc. | Analog input output linearization control |
| US9252683B2 (en) | 2009-06-18 | 2016-02-02 | Cirasys, Inc. | Tracking converters with input output linearization control |
| CN103683935A (zh) * | 2013-12-03 | 2014-03-26 | 成都芯源系统有限公司 | 一种开关模式电源及其控制电路和控制方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4161023A (en) * | 1977-09-07 | 1979-07-10 | The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy | Up-and-down chopper circuit |
| GB2045549B (en) * | 1979-03-06 | 1982-12-15 | Gould Advance Ltd | Power regulating apparatus |
| US4672303A (en) * | 1986-08-28 | 1987-06-09 | International Business Machines Corporation | Inductor current control circuit |
| US4931716A (en) * | 1989-05-05 | 1990-06-05 | Milan Jovanovic | Constant frequency zero-voltage-switching multi-resonant converter |
-
1990
- 1990-06-08 FR FR9007152A patent/FR2663170B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-06-03 EP EP91109030A patent/EP0460571A1/fr not_active Withdrawn
- 1991-06-05 CA CA002043882A patent/CA2043882A1/fr not_active Abandoned
- 1991-06-07 JP JP3136801A patent/JPH04233307A/ja active Pending
- 1991-06-07 US US07/711,829 patent/US5138250A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2663170A1 (fr) | 1991-12-13 |
| EP0460571A1 (fr) | 1991-12-11 |
| CA2043882A1 (fr) | 1991-12-09 |
| US5138250A (en) | 1992-08-11 |
| FR2663170B1 (fr) | 1992-07-31 |
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