JPH04227342A - マイクロ波出力信号を第1あるいは第2の出力端にスイッチする回路 - Google Patents

マイクロ波出力信号を第1あるいは第2の出力端にスイッチする回路

Info

Publication number
JPH04227342A
JPH04227342A JP3040774A JP4077491A JPH04227342A JP H04227342 A JPH04227342 A JP H04227342A JP 3040774 A JP3040774 A JP 3040774A JP 4077491 A JP4077491 A JP 4077491A JP H04227342 A JPH04227342 A JP H04227342A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
output
coupler
input
signal
switch circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP3040774A
Other languages
English (en)
Inventor
Gerard Firmain
フィルマン  ジェラール
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales Electron Devices SA
Original Assignee
Thomson Tubes Electroniques
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thomson Tubes Electroniques filed Critical Thomson Tubes Electroniques
Publication of JPH04227342A publication Critical patent/JPH04227342A/ja
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F3/00Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/60Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
    • H03F3/602Combinations of several amplifiers
    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01PWAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00Auxiliary devices
    • H01P1/10Auxiliary devices for switching or interrupting

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はマイクロ波信号を第1の
出力端あるいは第2の出力端にスイッチする回路に関す
る。この信号はパワー信号であることが望ましい。本発
明はまた数個のスイッチ回路を含むスイッチ装置に関す
る。
【0002】このスイッチ回路およびスイッチ装置は特
にアンテナへの電力信号のスイッチのために構成されて
いる。これは送信器の最終パワー段から出された信号が
いくつものアンテナの中から選ばれた1つのアンテナへ
向けて送り出されることを可能にする。
【0003】
【従来の技術】用途によっては、送信器の最終段から出
されるパワー信号はある特定の用途例えば特定のイルミ
ネーションゾーンをイルミネートするアンテナに向けら
れねばならない。通信衛星は個別のゾーンを引き続いて
イルミネートするアンテナを時に備えている。トランス
ポンダ中で再び増幅された信号は伝達されシトラフィッ
クの関数としてイルミネートされるゾーンに対応するア
ンテナの方に向けられねばならない。
【0004】あるレーダーシステムにおいては、送信器
から出る信号はある時にはいわゆる主アンテナへ又ある
時にはいわゆる制御アンテナへ送られねばならない。
【0005】従来のスイッチ回路においては、このスイ
ッチングは送信器の最終パワー段の出力端で整流子ある
いは切換スイッチを使って行われていた。
【0006】この切り換えスイッチは機械式あるいは電
磁機械式あるいはまたフェライトスイッチでも良い。ま
たこれは手動制御あるいは遠隔制御のいづれでも良い。 いづれの場合においてもこの切り換えスイッチはピーク
パワー値が数キロワット、平均パワー値が数10から数
百ワットの信号を切り換えねばならない。
【0007】これらの標準的なスイッチング回路はいく
つかの欠点を有している。
【0008】高パワーにおいては、切り換えスイッチに
おける伝送損失は1デシベルオーダーのレベルに達する
ことがある。アンテナが所定のパワー値を放射するため
には、送信器の最終段はアンテナが放射するパワーに加
えて約25%のパワーを与えねばならない。切り換えス
イッチ中でのこの伝送損失は特別な冷却装置の使用を必
要とする。
【0009】このパワー切り換えスイッチの信頼性は、
先づ、利用するパワーのレベルに従って低下しかつ次に
単位時間あたりの切り換え動作の回数に応じて低下する
。送信器のパワー段に故障が起った時には、送信の中断
を回避するために使われる次のような標準的な方法があ
る:この方法は2つの同一の増幅装置列を使う。そして
この時1つの列のみが運転状態にあり他方の列は休止状
態すなわち冗長の状態にある。休止状態にある増幅装置
列を必要な場合に作動させるために追加の切り換えスイ
ッチが使用されねばならない。この追加の切り換えスイ
ッチは伝送損失を2倍にする。もし各切り換えスイッチ
に1デシベルの損失があるとすると増幅装置列の各々は
アンテナが放射するパワーに関して約60%の追加のパ
ワーを与えねばならない。
【0010】衛星通信システムにおいては搭載トランス
ポンダによって伝送されるパワーのレベルは現在の所3
00WCWを越えていない。しかし、切り換えスイッチ
の損失およびそれらの低い信頼性はこの様なシステムの
性能特性を著しく限られたものとしている。
【0011】地上においては、この送信されるパワー値
は大きく変動し数ワットから数メガワットにまで及ぶこ
とがある。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】本発明はこれらの欠点
を解消することを目的とする。
【0013】
【課題を解決するための手段】本発明はパワーが実質的
に等しい入力信号の部分が与えられる2つの増幅装置列
を有するスイッチング回路を提供する。この増幅装置列
の出力は低損失のカプラー中で結合される。カプラーの
入力端では、制御可能な移相手段がカプラーの一方の出
力端あるいは他方の出力端のいづれか一方に増幅装置列
の出力信号の和が得られるように信号を同相あるいは逆
相に調整する。
【0014】本発明はまた2n 個のスイッチング回路
を有するスイッチング装置を提供する。
【0015】本発明によるスイッチング回路は出力信号
を第1あるいは第2の出力端に切り換えるように設計さ
れている。このスイッチング回路は2つの入力端および
この回路の出力端を形成する2つの出力端を備えたカプ
ラーを有する。
【0016】その入力端では、2つの増幅器が増幅する
入力信号の実質的に等しいパワーの2つの部分を受け取
り、かつ各増幅器はカプラーの1入力端に入力を与える
【0017】少なくとも1つの増幅器の上流側に設けら
れた制御可能な移相手段はある時にはカプラーの一方の
出力端にまたある時には他方の出力端に出力信号が得ら
れるようにカプラーの入力端に表われる信号を同相ある
いは逆相に制御する。
【0018】入力信号はデバイダーカプラーに与えられ
そしてデバイダーカプラーはその2つの出力端にパワー
が実質的に等しいその入力信号の部分を与えることが望
ましい。
【0019】増幅器は実質的に同一でありかつカプラー
はいわゆる“180°”カプラーであることが望ましい
【0020】制御可能な移相手段はデバイダーカプラー
の出力端と対応する増幅器の入力端間に挿入された少な
くとも1つの制御可能な可変移相器から構成される。
【0021】増幅器の出力端には、増幅器の入力端と出
力端間の電気的な距離を等しくするための装置を設ける
ことが可能である。
【0022】0増幅器の入力端は、増幅器の出力信号の
振幅を等しくするための装置を設けることがまた可能で
ある。
【0023】少なくとも1つのカプラーからの出力信号
を受けるサーボ制御回路によって均等化装置を制御する
ことができる。
【0024】スイッチング回路の各出力端には負荷装置
が接続されている。
【0025】スイッチング回路の各出力端と各負荷装置
の間に帯域フィルターが挿入されても良い。これらのフ
ィルターはそれぞれ異なる周波数帯域を備えている、そ
してスイッチング回路が信号を異なる周波数に切り換え
ることを可能としている。
【0026】本発明はまた出力信号を2n+1 個の出
力端から選ばれた1つの出力端に切り換える装置を提供
する。上記の装置は上に述べたように2n 個のスイッ
チング回路を有している。2n 個のスイッチング回路
の入力端にはデバイダーカプラーおよび制御可能な移相
手段からなるn段のカスケードの出力が与えられる。
【0027】2n 個のスイッチング回路の出力端は各
段に2n 個のカプラーを有する2n+1 個カプラー
からなるn段のカスケードの入力端に接続されている。
【0028】デバイダーカプラーおよび移相手段の各i
段目は2i−1個のデバイダーカプラーと2i−1 個
の移相手段を含んでおりこれらの全てはこの段に関して
は同時に制御可能であり、各デバイダーカプラー/移相
手段の組みの出力端にはi+1段目のデバイダーカプラ
ーの入力端に印加されるように構成された同相あるいは
逆相のいづれか一方の信号を形成する。
【0029】i段目のカプラーの各入力端はi−1段目
の異なるカプラーの出力端に接続されている。
【0030】最大2n+1 個の負荷回路がn段目の2
n 個のカプラーの出力端に接続されている。整合され
た負荷が負荷回路に接続されていないn段目の2n 個
のカプラーの出力端に接続されている。
【0031】本発明のその他の特徴および効果は以下の
説明から明らかになるであろう、ただしこれらは本発明
を限定するものではなく、またそれらは添付の図面によ
っても示されている。
【0032】
【実施例】以下の図面において、均等物に対しては同じ
参照符号がくり返し使われている。
【0033】図1に示されている回路は2つのアンテナ
1、2の切り換えのために使用されている。それは増幅
される信号を与える制御装置7を有している。この制御
装置7の出力端は増幅器Aの入力端に接続されている。 この増幅器Aの出力端は切り換えスイッチ6の入力端5
に接続されている。この切り換えスイッチ6はアンテナ
1および2にそれぞれ接続された2つの出力端3、4を
有している。制御装置から与えられ信号は増幅器Aで増
幅されかつスイッチ6の位置に応じてその信号はアンテ
ナ1あるいはアンテナ2のいづれか一方に与えられる。
【0034】図1においては、増幅された信号は切り換
えスイッチ6からその出力3を通して出て行きそしてア
ンテナ1へ与えられる。アンテナ2へは信号は与えられ
ていない。制御装置7および増幅器Aは送信器の最終段
の部分を形成している。増幅器AはT.W.T.あるい
はクライストロンあるいは固体増幅器のようなマイクロ
波管と考えてよい。切り換えスイッチ6は機械式あるい
は電磁機械式あるいはさらにフェライト式スイッチでも
良い。それは手によってあるいは遠隔から制御されても
良い。
【0035】図2は本発明による2つの出力端を有する
スイッチング回路Bを示している。2つの増幅器A1、
A2が使用されている。これらは2つの実質的に同一な
増幅器例えば進行波管であると考えても良い。固体増幅
器あるいはハイブリット回路で構成した増幅器を使用す
ることもまた可能である。
【0036】これらの増幅器A1、A2はそれぞれ入力
信号の実質的にパワー値の等しい部分を受け取る。ここ
ではそれは入力信号のパワーの半分である。周知の方法
でパワーを2つに分けるように働くデバイダーカプラー
Dが使われている。
【0037】その入力端に、カプラーDは入力マイクロ
波信号を受けておりそしてその2つの出力端にそれはそ
のパワーが入力パワーの半分である信号を与えている。
【0038】この入力信号は制御装置(図示せず)によ
って与えられる。
【0039】増幅器A1、A2の出力端はそれぞれカプ
ラーHの2つの入力端E、E’に接続されている。カプ
ラーHのこの2つの出力端S、S’はスイッチング回路
の2つの出力端を形成している。
【0040】このカプラーHはいわゆる“180°”カ
プラーである。これは次のように動作する:入力端Eお
よびE’に与えられる信号に位相差があると、その入力
端に表われている信号のベクトル和およびベクトル差が
それぞれその和出力端Sおよびその差出力端S’で得ら
れる。
【0041】もし入力端EおよびE’に与えられる信号
が同相である場合にはSにそれらの和がS’にそれらの
差(すなわち実質的にO信号)が与えられる。もし入力
端EおよびE’に与えられる信号が逆相の場合には、そ
れらの和がS’におよび実質的にO信号がSに与えられ
る。
【0042】このカプラーHは例えばセラミック回路上
にガイド状のマジックT回路によってあるいは3ストリ
ップライン上のマジックT回路によって形成することが
出来る。これらのカプラーは一般的に1/10デシベル
以下の低損失型である。
【0043】以下において、便利であると云う理由でカ
プラーの入力あるいは出力端とこの入力あるいはこの出
力端に表われている信号を同様に示すために同じ参照符
号を使用する。
【0044】このスイッチング回路は少なくとも制御可
能な移相手段を含むのでカプラーの入力端に印加される
信号は同相あるいは逆相のいづれか一方である。
【0045】図2はデバイダーカプラーDの出力端と増
幅器A1の入力端に挿入された制御可能な可変移相器P
Hを示している。これは単に一例にすぎない。これは増
幅器A2の入力端に配置することも出来る。2つの可変
移相器を使用することも出来る、そしてその1つは増幅
器A1の入力端に接続され他の1つは増幅器A2の入力
端に接続される。これら2つの移相器は同時に制御され
る。
【0046】制御可能な可変移相器PHはフェライト移
相器、PINダイオード移相器あるいは機械的なもので
も良い。これは要求される切り換え時間によって決めら
れる。これは増幅器の上流側にあるので低いパワーレベ
ルで作動する。
【0047】これらの2つの出力端S、S’はそれぞれ
負荷装置に接続されている。図2は2つのアンテナ10
、20を示しており、そして本発明によるスイッチング
回路はその入力信号を増幅した後ある時は一方のアンテ
ナ10にまたある時は他方のアンテナに切り換えること
を可能にしている。このスイッチング回路はまた例えば
マイクロ波オーブンあるいは粒子加速器の部分への応用
も考えられる。
【0048】アンテナ10に信号を与えるためには、信
号EおよびE’は同相でなくてはならない。従って可変
移相器PHはカプラーからの入力信号が同相となるよう
に制御される。その出力端SにカプラーHは増幅器A1
およびA2の出力信号の和を与えかつその出力端S’に
は実質的にO信号を与える。
【0049】これとは逆にアンテナ20に信号を与える
時は、信号EおよびE’は逆相でなくてはならない。可
変移相器PHはカプラーの入力信号が逆相となるように
制御される。信号EおよびE’の和が出力端S’で得ら
れかつ出力端Sには実質的にO信号が表われる。
【0050】本発明によるスイッチング回路は高レベル
パワーの信号を低損失カプラー中で組み合わすことを可
能にし、かつ切り換えは低パワーレベルの信号を処理し
ている制御可能な移相手段によって達成されている。
【0051】多くの場合アンテナ10、20はそれぞれ
異った周波数で信号を放射しかつ順々に動作する。帯域
フィルターFLT1、FLT2がカプラーHの出力端S
、S’とアンテナ10、20の間にそれぞれ設けられて
いる。フィルターFLT1は周波数F1の信号のみを通
過させかつフィルターFLT2は周波数F2の信号のみ
を通過させる。この変形例が図3に示されている。
【0052】この図3はまた必要な場合には2つの増幅
装置列中に生じる差を自動的に補償することを可能にす
る装置を示している。
【0053】この目的のために本実施例は先づデバイダ
ーDの出力端とカプラーHの出力端S、S’間の電気的
な距離を等しくするための装置をそして次にカプラーH
の入力端における信号EおよびE’の振幅を等しくする
ための装置を使用している。
【0054】電気的な距離を等しくするため、可変移相
器11、12をそれぞれ各増幅器A1、A2の入力端に
設けることが可能である。
【0055】パワーレベルを等しくするため、可変減衰
器21、22をそれぞれ各増幅器A1、A2の入力端に
可変移相器11、12と並列に設けることが出来る。
【0056】可変移相器11、12および可変減衰器2
1、22がデバイダーDおよび可変移相器PH間に設け
られているものを示したが、これらは可変移相器および
増幅器A1、A2の入力端に挿入することも出来る。
【0057】一方では可変移相器11、12および他方
では可変減衰器21、22は標準的なサーボ制御回路2
4によって差動的に制御されまたこのサーボ制御回路そ
れ自身は出力信号S’あるいはSの少なくとも1つによ
って制御される。
【0058】また可変移相器PHを制御するためにプロ
グラミング装置25を使用することも考えられる。
【0059】本発明によるスイッチング回路はパワー切
り換えスイッチを使っている従来の回路に比べて種々の
利点がある。
【0060】さて図2に戻って説明を続ける。アンテナ
10あるいは20の1つが放射するパワーをPとすると
各増幅器A1、A2は約P/2のパワーを与えねばなら
ない。
【0061】図1に示す従来の回路においては、アンテ
ナ1あるいは2の1つによってパワーPを放射するため
には増幅器Aは約1.25Pのパワーを与えねばならな
かった。
【0062】2つの増幅器A1およびA2は増幅器Aに
比べて2.5ないし3倍少ないパワーで済み、従ってそ
れらの信頼性は増加する。
【0063】2つの平均的なパワー増幅器のコストはた
だ1つの高パワー増幅器のそれより一般的に少なくて済
む。
【0064】スイッチングは低レベルパワーの信号の位
相の変更によって達成される。このスイッチングの信頼
性はスイッチングが高レベルパワーの回路で行なわれて
いる標準的なスイッチ回路のそれに比べて向上する。
【0065】2つの増幅装置列を並列に使うことによっ
て増幅器の並列接続による周知の利点をも達成出来る。 この回路のノイズ係数は増幅器の1つのそれと等しくか
つこの係数は増幅器の出力パワーが低ければ低い程小さ
い。高調波レベルが低減されかつ定常波比(S.W.R
.)が改善される。
【0066】増幅器の1つが故障した場合でも本発明に
よるスイッチング回路は動作を続けることが出来る。
【0067】次に図3を参照する。増幅器A1が故障し
かつ周波数F1の信号をアンテナ10に供給する必要が
あるとする。増幅器A2の出力端に表われているパワー
をP/2とする。カプラーHの入力端Eは何も受け取っ
ていない。カプラーHの入力端E’はP/2のパワーを
受け取っている。
【0068】各出力端S、S’は周波数F1の信号を与
える、そのパワーはP/4である。信号の周波数がF1
なのでフィルターFLT2はS’からの信号を通さない
。S’からの信号はフィルターFLT2でS’の方向に
反射される。このパワーP/4はカプラーHの入力端E
およびE’間に2つの等しい部分に分割される。もしバ
ランスが取れているとすると、P/4のパワー信号がア
ンテナ中に供給される。このパワーレベルは接続のバラ
ンスがそのシステムにとって許容範囲にある時間の間は
運転の遂行を可能にする。接続のバランスについての評
価をする際には、最悪の伝播条件が考慮される。所定の
パワーレベルについては、その時間のN%(例えば99
.9%)について運転の遂行が確保される。6dB以下
のパワーレベルでは、その時間のN’%(例えば95%
)について運転の遂行が確保されるであろう。
【0069】P/4のパワーがフィルターFLT2から
S’へもどされるので、P/8のパワーが入力端Eおよ
びE’を通ってもどり増幅器A1、A2中で消費されね
ばならない。このパワーレベルは一般的には許容可能な
ものでありもしこの増幅器A2がA1と同様に適切に設
計されているならば作動中の増幅器A2を損う危険性は
ない。
【0070】アンテナ10、20に引き続いて与えられ
る信号の周波数が同じ場合には、冗長増幅器を使用する
ことが望ましくなる。図4でこの点を説明する。冗長増
幅器には参照符号ARが付されている。この図には増幅
器A1、A2、ARの上流側に配置されるスイッチング
回路の部分については示されていない。増幅器ARの出
力は2つの切り換えスイッチC1、C2を使ってもし増
幅器A1が故障の時にはカプラーHの入力端Eへあるい
はもし増幅器A2が故障の時にはカプラーHの入力端E
’へ切り換えられる。もし増幅器A1およびA2が正常
に動作している場合には、増幅器ARは休止状態に置か
れる。
【0072】切り換えスイッチC1は2つの入力端41
、42および1つの出力端43を有する。入力端41は
A1の出力端に接続されており入力端42はARの出力
端に接続されている。出力端43はカプラーHの入力端
Eに接続されている。
【0073】切り換えスイッチC2は2つの入力端44
、45および1つの出力端46を有する。入力端44は
同様にARの出力端に接続され、入力端45はA2の出
力端に接続されている。出力端46はカプラーHの入力
端E’に接続されている。
【0074】              増幅器A1
が故障しているとしかつアンテナ10に信号を供給する
必要があるとする。切り換えスイッチC1はその入力端
42に表われている信号をその出力端43に切り換える
。増幅器ARの出力信号は、その損失は別として、カプ
ラーHの入力端Eに表われている。切り換えスイッチC
2はその入力端45に表われている信号をその出力端4
6へ切り換える。増幅器A2の出力信号は、その損失は
別として、カプラーHの入力端E’に表われている。ア
ンテナ10に信号を供給するためには、EおよびE’に
おける信号は同相でなくてはならない。冗長増幅器を有
するこの構成においては、各増幅器は2つの同一な増幅
装置列を有する標準的な回路に使用されている増幅器の
それぞれが与える半分のパワー値を与える。2つの切り
換えスイッチは低パワーで作動する、従ってそれらの信
頼性は向上する。
【0075】コストの点からは、3つの平均的パワーの
増幅器のコストは一般的に2つの高パワーの増幅器のそ
れよりも低い。
【0076】信号を2n+1 個の出力端(nは0ある
いはそれ以上の整数である)の中から選ばれた1つの出
力端に切り換える必要が生じる。その時には本発明によ
るm=2n 個のスイッチング回路B1−−−−Bmを
有するスイッチング装置が使える。図5はn=1の時の
このような装置を示しており、図6はn=2の時のもう
1つのこのような装置を示している。
【0077】実際にはnは値1を取りそして4つの出力
端が使用される。
【0078】2n 個のスイッチング回路B1−−−−
Bmの入力端にはデバイダーD1−−− Dnおよび制
御可能な移相手段PH1、PH2、−−−−PHnから
なるn段のカスケードの出力が与えられる。
【0079】2n 個のスイッチング回路B1−−−−
Bmの出力S、S’はカプラーH11−−−−H1m、
H21−−−−H2m、Hn1−−−−Hnmからなる
n段のカスケードの入力端E1、E’1に接続される。
【0080】デバイダーおよび移相手段からなるi段目
は2i−1 個のデバイダーDiおよび2i−1 個の
移相手段PHiを有しておりこれら全てはこの段iに関
しては同時に制御可能である。これらの2i−1 個の
移相手段PHiは各デバイダーおよび移相手段の出力端
に同相あるいは逆相いづれか一方の信号を形成する。こ
れらの信号はi+1段目のデバイダーDi+1の入力端
に加えられる。
【0081】カプラHijの入力端Eiはi−1段目の
カプラーHi−1,kの出力端Si−1あるいはS’i
−1の1つに接続される。同じカプラーHijの入力端
E’iは他のカプラーHi−1,l の出力端Si−1
、S’i−1の1つに接続される。なおここでl はk
とは異なるとする。カプラーHi−1,k、Hi−1,
l はi−1段に属しており、かつカプラーHijはi
段に属している。
【0082】スイッチング装置の入力はデバイダーD1
の入力端に与えられる。入力信号は増幅される前にその
入力端に与えられる。
【0083】この装置の2n+1 個の出力端はn段目
のカプラーHn1、−−−−Hnmの出力端Snおよび
S’nのレベルのところに位置している。最大2n+1
 個の作動装置がこれらに接続することが出来る。図5
はカプラーH11、H12の出力端S1およびS’1に
接続された4つのアンテナ50、60、70、80を示
している。もし2n+1 個以下の作動装置が使用され
る場合には負荷装置に接続されていない出力端Snある
いはS’nには整合された負荷が接続される。
【0084】図6はそれぞれカプラーH21、H23の
出力端の1つに一方にアンテナ100、140、および
他の出力端に整合された負荷がそれぞれ接続されたもの
を示している。アンテナ120、130、150、16
0はそれぞれカプラーH22およびH24の出力端に接
続されている。
【0085】図5および図6において、各移相手段PH
1、PH2、−−−−PHnは制御可能な可変移相器と
して表わされている。
【0086】i段目の各移相器はそれぞれデバイダーD
iの出力端と次の段のデバイダーDi+1の入力端間に
接続されている。しかしこれは単なる一例にすぎない。 2つの移相器が使われそしてそれぞれが各デバイダーの
出力側に設けられても良い。同じ段の可変移相器は同時
に制御される。2n 個のスイッチング回路B1、−−
−−Bmの移相器PHもまた同時に制御可能である。
【0087】n段目の移相器PHnはスイッチング回路
B1、−−−−Bmの入力端に接続されている。
【0088】図5の装置の動作についてさらに詳しく検
討する。カプラーH11の入力端E1は回路B1のカプ
ラーHの出力端Sに接続されている。カプラーH11の
入力端E’1は回路B2のカプラーHの出力端Sに接続
されている。
【0089】カプラーH12の入力端E1は回路B1の
カプラーHの出力端S’に接続されている。カプラーH
12の入力端E’1は回路B2のカプラーHの出力端S
’に接続されている。アンテナ60のみがパワーを放射
していると仮定すると、カプラーH11の信号S’1に
よってパワーが与えられる。カプラーH11の入力端に
おける信号E1およびE’1は逆相の関係にある。
【0090】移相器PH1は回路B1およびB2の入力
端に表われている信号が逆相となるように制御される。
【0091】カプラーHのところで、その出力端Sで信
号が復元されかつその出力端S’のところでは実質的に
何も表われない。このことは可変移相器PHは同時に制
御され従ってカプラーHに与えられる信号は同相である
ことを意味する。
【0092】信号をもう1つのアンテナに切り換えるた
めには移相器PHおよび/または移相器PHを先に述べ
たと違うように制御すれば良い。
【0093】以上述べた例は特に増幅器、均等化装置お
よび負荷装置の構成に関して本発明の範囲を制限するも
のではない。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来の2出力端を有するスイッチング回路を示
す。
【図2】本発明の二重出力スイッチング回路を示す。
【図3】本発明の同様な二重出力スイッチング回路の変
形例を示す。
【図4】冗長増幅器を有するグレードを落したモードで
作動する二重出力スイッチング回路の部分図を示す。
【図5】本発明の4出力スイッチング装置を示す。
【図6】本発明の8出力スイッチング装置を示す。
【符号の説明】
B  スイッチング回路 D  デバイダーカプラー PH  制御可能な可変移相器 A1、A2  増幅器 H  “180°”カプラー

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】  出力信号を第1あるいは第2の出力端
    にスイッチする回路であって、上記回路はそのスイッチ
    回路の出力を形成する2つの入力端および2つの出力端
    を有するカプラーを有しており、上記回路においては2
    つの増幅器が増幅する入力信号の実質的にパワーの等し
    い2部分をその入力端で受けており、かつ上記回路では
    各増幅器がカプラーに1入力を与えており、またさらに
    上記回路においては増幅器の少なくとも1つの上流側に
    位置している制御可能な移相手段が、ある時にはその出
    力信号をカプラーの一方の出力端でまたある時には他方
    の出力端で得るためにカプラーの入力端に存在する信号
    を同相あるいは逆相に制御していることを特徴とするス
    イッチ回路。
  2. 【請求項2】  請求項1のスイッチ回路において、そ
    の入力信号はデバイダーカプラーに与えられかつそのデ
    バイダーカプラーはその2つの出力端に実質的にパワー
    の等しいその入力信号の部分を与えることを特徴とする
    スイッチ回路。
  3. 【請求項3】  請求項1あるいは2のいづれかに記載
    のスイッチ回路において、その2つの増幅器は実質的に
    同一である。
  4. 【請求項4】  請求項1に記載のスイッチ回路におい
    て、カプラーはいわゆる“180°”カプラーであるこ
    とを特徴とするスイッチ回路。
  5. 【請求項5】  請求項2に記載のスイッチ回路におい
    て、制御可能な移相手段はデバイダーカプラーの出力端
    および対応する増幅器の入力端間に挿入された少なくと
    も1つの制御可能な可変移相器によって構成されている
    ことを特徴とするスイッチ回路。
  6. 【請求項6】  請求項1に記載のスイッチ回路におい
    て、増幅器の入力端および出力端間の電気的な距離を等
    しくするための装置および/または増幅器の出力信号の
    振幅を等しくするための装置が増幅器の出力端に配置さ
    れていることを特徴とするスイッチ回路。
  7. 【請求項7】  請求項6に記載のスイッチ回路におい
    て、均等化装置を制御するためカプラーの少なくとも1
    つの出力信号を受けるサーボ制御回路が設けられている
    ことを特徴とするスイッチ回路。
  8. 【請求項8】  請求項1に記載のスイッチ回路におい
    て、スイッチ回路の各出力端に負荷装置が接続されてい
    ることを特徴とするスイッチ回路。
  9. 【請求項9】  請求項8に記載のスイッチ回路におい
    て、スイッチ回路の各出力端と各負荷装置の間に帯域フ
    ィルターが挿入されており、その帯域フィルターの周波
    数帯域はそれぞれ異っていることを特徴とするスイッチ
    回路。
  10. 【請求項10】  出力信号を2n+1 個の出力端か
    ら選ばれた1つの出力端にスイッチする装置であって、
    上記装置は請求項2に記載の2n 個のスイッチ回路を
    有しており、その2n 個のスイッチ回路の移相器は同
    時に制御されている、この様な装置において、2n 個
    のスイッチ回路の入力端にはn段のデバイダーカプラー
    および制御可能な移相手段のカスケードの出力が与えら
    れており、2n 個のスイッチ回路の出力端は各段にm
    =2n 個のカプラーを有するn段の2n+1 個のカ
    プラーのカスケードの入力端に接続されており、その出
    力信号はn段目のカプラーの出力端の1つから得られ、
    デバイダーカプラーおよび移相手段の各i段目は2i−
    1 個のデバイダーカプラーおよび2i−1 個の移相
    手段を有しこれらは全てこの段に関しては同時に制御可
    能であり、各デバイダーカプラー/移相手段の組みの出
    力端にi+1段目のデバイダーカプラーDi+1 の入
    力端に加えられる同相あるいは逆相の信号を形成し、さ
    らにi段目のカプラーの入力端は前段の異なるカプラー
    の出力端にそれぞれ接続されていることを特徴とするス
    イッチ回路。
  11. 【請求項11】  請求項10に記載のスイッチ装置に
    おいて最大2n+1 個の負荷回路がn段目の2n 個
    のカプラーの出力端に接続されていることを特徴とする
    スイッチ回路。
  12. 【請求項12】  請求項11に記載のスイッチ装置に
    おいて、整合された負荷が負荷回路に接続されていない
    n段目の2n 個のカプラーの出力端に接続されている
    ことを特徴とするスイッチ回路。
JP3040774A 1990-02-16 1991-02-14 マイクロ波出力信号を第1あるいは第2の出力端にスイッチする回路 Withdrawn JPH04227342A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR9001878 1990-02-16
FR9001878A FR2658665B1 (fr) 1990-02-16 1990-02-16 Circuit de commutation d'un signal de sortie hyperfrequence vers une premiere ou une deuxieme sortie.

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH04227342A true JPH04227342A (ja) 1992-08-17

Family

ID=9393796

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP3040774A Withdrawn JPH04227342A (ja) 1990-02-16 1991-02-14 マイクロ波出力信号を第1あるいは第2の出力端にスイッチする回路

Country Status (5)

Country Link
US (1) US5146190A (ja)
EP (1) EP0442797A1 (ja)
JP (1) JPH04227342A (ja)
CA (1) CA2036130A1 (ja)
FR (1) FR2658665B1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9063810B2 (en) 2010-08-19 2015-06-23 Ricoh Company, Ltd. Information processing apparatus and information processing system

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5778306A (en) * 1996-11-08 1998-07-07 Motorola Inc. Low loss high frequency transmitting/receiving switching module
JP3082841B2 (ja) * 1997-09-11 2000-08-28 日本電気株式会社 放送機出力信号分配・合成装置
US5949301A (en) * 1997-11-20 1999-09-07 International Business Machines Corporation Controlling the direction of broadband energy flow through components in networking systems
US6020848A (en) 1998-01-27 2000-02-01 The Boeing Company Monolithic microwave integrated circuits for use in low-cost dual polarization phased-array antennas
FR2812949B1 (fr) * 2000-08-11 2003-04-25 Thomson Csf Procede et dispositif de codage/decodage de la repartition de puissance sur les sorties d'un systeme
US6794938B2 (en) * 2002-03-19 2004-09-21 The University Of North Carolina At Charlotte Method and apparatus for cancellation of third order intermodulation distortion and other nonlinearities
EP1592032A1 (en) * 2004-04-30 2005-11-02 Alcatel Mechanical switching circuit
US7382185B1 (en) * 2004-09-10 2008-06-03 Rockwell Collins, Inc. Loop segment switching system
EP1788407B1 (en) * 2005-11-22 2015-05-27 Fujitsu Ten Limited Radar apparatus
JP2016119609A (ja) * 2014-12-22 2016-06-30 富士通株式会社 増幅装置

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3058071A (en) * 1960-01-14 1962-10-09 Gen Electric Co Ltd Electromagnetic wave switching systems
US3419821A (en) * 1965-10-05 1968-12-31 Westinghouse Electric Corp High power microwave switch
US3423688A (en) * 1965-11-09 1969-01-21 Bell Telephone Labor Inc Hybrid-coupled amplifier
US4010426A (en) * 1975-11-12 1977-03-01 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Rf power amplifier parallel redundant system
US4124852A (en) * 1977-01-24 1978-11-07 Raytheon Company Phased power switching system for scanning antenna array
US4531105A (en) * 1982-12-23 1985-07-23 Rca Corporation Frequency multiplier circuit for producing isolated odd and even harmonics
US4477781A (en) * 1983-02-17 1984-10-16 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Combined microwave parallel amplifier- RF attenuator/modulator
US4549152A (en) * 1983-03-28 1985-10-22 Rca Corporation Broadband adjustable phase modulation circuit
US4701716A (en) * 1986-05-07 1987-10-20 Rca Corporation Parallel distributed signal amplifiers
US4841262A (en) * 1986-07-24 1989-06-20 United Technologies Corporation Radio frequency power modification without phase shift
US5019793A (en) * 1990-05-21 1991-05-28 Hughes Aircraft Company Digitally implemented variable phase shifter and amplitude weighting device

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9063810B2 (en) 2010-08-19 2015-06-23 Ricoh Company, Ltd. Information processing apparatus and information processing system

Also Published As

Publication number Publication date
FR2658665A1 (fr) 1991-08-23
FR2658665B1 (fr) 1992-08-07
EP0442797A1 (fr) 1991-08-21
CA2036130A1 (fr) 1991-08-17
US5146190A (en) 1992-09-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CA2065199C (en) Polyphase divider/combiner
US4477781A (en) Combined microwave parallel amplifier- RF attenuator/modulator
US7400215B2 (en) Method and apparatus for increasing performance in a waveguide-based spatial power combiner
US4701716A (en) Parallel distributed signal amplifiers
US5101171A (en) Extended bandwidth RF amplifier
US7595688B2 (en) High power commutating multiple output amplifier system
US9853345B2 (en) Radio frequency splitter
US5025225A (en) Amplifier having substantially constant D.C. to r.f. conversion efficiency
AU4111899A (en) A radio transceiver and a method of preventing transmission spurious response
US8843087B2 (en) Radio frequency combiner
US20180131338A1 (en) Variable attenuation device, phase-switching variable attenuation device, and phase shifter
US5363072A (en) High-frequency power divider-combiner
JPH04227342A (ja) マイクロ波出力信号を第1あるいは第2の出力端にスイッチする回路
US5017886A (en) RF power combiner using baluns
US20080231359A1 (en) Power divider/combiner and power dividing/combining method using the same
US3480885A (en) High power microwave switch
US5966059A (en) Phase shifting power coupler with three signals of equal amplitude
KR20010051574A (ko) 전력 증폭기 시스템, 안테나 시스템 및 신호 전송 방법
JPS6262081B2 (ja)
US7061315B2 (en) Auxiliary amplifier network
US6680692B2 (en) Continuous-wave radar with reflection-modulator
US9831549B2 (en) Systems and methods for high power microwave combining and switching
US5334957A (en) RF high power, two and three way in phase combiner and method
US4086543A (en) Travelling wave hybrid junction amplifier
JP4367423B2 (ja) 高周波スイッチ

Legal Events

Date Code Title Description
A300 Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300

Effective date: 19980514