JPH04170129A - 復調装置及び復調方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野］ 本発明は、無線通信方式の分野における要素技術の１つ
である遅延検波復調装置、特に誤り訂正符号の技術を利
用した遅延検波復調装置の改良に関するものである。

〔従来の技術］ 従来の誤り訂正符号の技術を利用した遅延検波復調装置
は、例えば文献「遅延検波誤り訂正方式・理論的考察」
　（鮫島・榎本著、昭和５３年度電子通信学会総合全国
大会講演予稿集５ＩＯ−６、ｐｐ。

８−２８３〜８−２８４　）に記載されている。以下、
図を用いて従来技術の説明を行う。

第８図は、従来の遅延検波復調装置の構成を示す構成図
である。図において、（１００）は差動４相位相シフト
キーインク（以下、ＰＳＫと称する；Ｐｈａｓｅ　　５
ｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ　）信号であるところの受信信
号、（１１１）は遅延時間が受信信号（１００）のシン
ボル間隔時間Ｔ　（＞Ｏ）に等しい遅延素子、（１１２
）は遅延時間が２Ｔに等しい遅延素子、（１１３）は遅
延時間が３丁に等しい遅延素子、（１１４）は遅延時間
が４Ｔに等しい遅延素子、（１０１１は１シンボル遅延
された受信信号、（１０２１は２シンボル遅延された受
信信号、（１０３）は３シンボル遅延された受信信号、
（１０４）は４シンボル遅延された受信信号、（１２１
）　、　（１２２）　、　（１２３）　、　（１２４１
は位相比較器、（１３１１は第１の位相差データ、（１
３２１は第２の位相差データ、（１３３１は第３の位相
差データ、（１３４）は第４の位相差データ、（１４１
）　、　（１４２）　、　（１４３）　、　＋１４４１
はｅ　（０≦θ＜２ｘ）なる値を入力すると、〔（θ■
π／４）／　（π／２）］なる値（■は２πを法とする
加算を、また、Ｃａｌはａを越えない最大の整数をそれ
ぞれ意味する）を出力する判定器、（１５０１は受信シ
ンボル、（１５１）は第１の゛符号化シンボル、（１５
２）は第２の符号化シンボル、（１り３１は第３の符号
化シンボル、（１６０１はシンドローム生成回路、（１
６１１は第１のシンドローム、（１６２１は第２のシン
ドローム、＋１６３１　は第３のシンドローム、（１６
４）は誤りパターン検出回路、（１６５）は誤りシンボ
ル、（１６６１は４を法とす７る減算器、（１６７）は
復調データであるところの復調シンボルである。また、
第９図はシンドローム生成回路（１６０１の構成を示す
構成図であり、図において、（２００１は畳込み符号器
、＋２０１）　、　＋２０２１　、　＋２０３１は遅延
時間がＴに等しい遅延素子、＋２１１）　、　＋２１２
１　、　（２１３１は４を法とする加算器、（２２１１
は第１の再符号化シンボル、（２２２）は第２の再符号
化シンボル、（２２３）は第３の再符号化シンボル、（
２３１１、（２３２１、＋２３３＋は４を法とする減算
器である。

次に動作について説明する。

第８図において、差動４相ＰＳＫ信号であるところの受
信信号（１００１は遅延時間が受信信号（ｔｏｏｌのシ
ンボル間隔時間Ｔに等しい遅延素子（ｆｉｌｌ　により
遅延され、１シンボル遅延された受信信号（１０１１と
なる。同様に、受信信号（１００１は遅延時間がそれぞ
れ２Ｔ、３Ｔ、及び４Ｔに等しい遅延素子（１１２）　
、　（１１３）、、及び（１１４）により遅延され、そ
れぞれ２シンボル遅延された受信信号（１０２１，３シ
ンボル遅延された受信信号（１０３）　、及び４シンボ
ル遅延された受信信号（１０４）となる。ついで、１シ
ンボル遅延された受信信号（１０１１と受信信号（１０
０）の位相が位相比較器（１２１１により比較され、両
者の位相差は第１の位相差データ（１３１）として出力
される。同様に、２シンボル遅延された受信信号（１０
２）　、３シンボル遅延された受信信号（１０３１、及
び４シンボル遅延された受信信号（１０４）と受信信号
（１００）の位相は、それぞれ位相比較器（１２２１、
（１２３１及び（１２４）により比較され、第２の位相
差データ（１３２）　、第３゛の位相差データＴ１３３
）　、及び第４の位相差データ＋１３４１が出力される
。さらに判定器（１４１）に第１の位相差データ（１３
１）が入力され、受信シンボル（１５０１が出力される
。同様に、判定器（１４２１、（１４３）及び（１４４
）に、それぞれ第２の位相差データ（１３２１、第３の
位相差データ（１３３１、及び第４の位相差データ（１
３４）が入力され、第１の符号化シンボル（１５１）　
、第２の符号化シンボル（１５２）　、及び第３の符号
化シンボル（１５３１が出力される。なお、前記文献に
も記されているように、受信シンボル（１５０１、第１
の符号化シンボル（ｉ５１）　、第２の符号化シンボル
（１５２）、及び第３の符号化シンボル（１５３１は拘
束長４、符号化率１／４の組織符号である４元畳込み符
号を構成している。ここで、第１の符号化シンボル（１
５１１、第２の符号化シンボル（１５２）　、及び第３
の符号化シンボル（１５３）の生成多項式を、それぞれ
Ｇ、　ＦＤｌ　、Ｇ２　（Ｄｌ　、及びＧ３（Ｄ）とす
ると、 Ｇ、（ＤＪ　＝　１　＋　Ｄ Ｇ２（Ｄ）＝１＋Ｄ＋Ｄ２ Ｇｌ（Ｄ）　＝　ｌ　＋Ｄ＋Ｄ２＋Ｄ″である。また、
受信シンボル（１５０１は誤り訂正符号の技術を利用し
ない一般的な遅延検波復調装置の復調データそのもので
ある。

このようにして得られた受信シンボル［１５０）、第１
の符号化シンボル（１５１）　、第２の符号化シンボル
！１５２１　、及び第３の符号化シンボル（１５３１を
、第１の位相差データ（１３１１をシンドローム生成回
路（１６０１に入力することにより、第１のシンドロー
ム（１６１１、第２のシンドローム（１６２１、及び第
３のシンドローム（１６３）が生成される。

以下、第９図を用いてシンドローム生成回路’　　（１
６０）の動作について説明する。

第９図において、遅延時間Ｔに等しい遅延素子＋２０１
１　、　（２０２）　、　（２０３）と４を法とする加
算器（２１１）。

（２１２１、（２１３１により構成される畳込み符号器
（２００）に受信シンボル（１５０１が入力され、第１
の再符号化シンボルｆ２２１１　、第２の再符号化シン
ボル（２２２）　、及び第３の再符号化シンボル（２２
３）がそれぞれ出力される。ここで、第１の再符号化シ
ンボル（２２１１、第２の再符号シンボル（２２２）　
、及び第３の再符号化シンボルｆ２２３）の生成多項式
は、それぞれ第１の符号化シンボル（１５１）　、第２
の符号化シンボル（１５２１、及び第３の符号化シンボ
ルｆ１５３）の生成多項式と同一である。次いで、４を
法とする減算器（２３１１によって第１の再符号化シン
ボル（２２１１から第１の符号化シンボル（１５１）を
減算することにより、第１のシンドローム（１６１）を
得る。同様に、４を法とする減算器（２３２１及び（２
３３）によって第２の再符号化シンボル（２２２）　、
及び第３の再符号化シンボル（２２３）から第２の符号
化シンボル（１５２）　、及び第３の符号化シンボル（
１５３）をそれぞれ減算することにより、第２のシンド
ローム（１６２１、及び第３のシンドローム（１６３１
を得る。

以下、再び第８図を用いて動作の説明を行う。

シンドローム生成回路（１６０）から出力された第１の
シンドローム（１６１）　、第２のシンドローム（１６
２）　、及び第３のシンドローム（１６３１は誤りパタ
ーン検出回路（１６４）に入力される。誤りパターン検
出回路（１６４）は様々な誤りによって生じるシンドロ
ームパターンを記憶しており、入力された第１のシンド
ローム（１６１）　、第２のシンドローム（１６２）　
、及び第３のシンドローム（１６３１によるシンドロー
ムパターンが記憶しているシンドロームパターンのいず
れかに一致した場合は、この一致したシンドロームパタ
ーンを生じさせる原因となる誤りを誤りシンボル（１６
５）として出力する。また、いずれも不一致の場合は誤
りシンボル（１６５）として０゛を出力する。次いで、
４を法とする減算器（１６６）によって受信シンボル（
１５０）から誤りシンボル（１６５）を減算することに
より、受信シンボル（１５０）の誤りが訂正された復調
シンボル（１６７３を得る。得られた復調シンボル（１
６７１を復調データとして出力することにより、誤り訂
正符号の技術を利用しない一般的な遅延検波復調装置よ
りも良好なビット誤り率特性を実現できる。

〔発明が解決しようとする課題］ 従来の遅延検波復調装置は以上のように構成されている
ので、畳込み符号化データを得るために複数の位相比較
器を必要としており、これらの位相比較器の特性を一致
させないと復調データのビット誤り率に劣化を生じる。

しかるに、位相比較器は一般的にアナログ回路をその構
成要素としており、複数の位相比較器の特性を完全に一
致させることはアナログ回路個有の誤差のために困難で
ある。また、実用上問題とならない程度の誤差範囲に特
性を揃える場合も、各位相比較器の調整に多くの時間を
費やさねばならない。すなわち、従来の遅延検波復調装
置は、良好なビット誤り率特性を実現するためには調整
に多大な時間を要するという問題点があった。また、従
来例装置においては、畳込み符号化データをシンドロー
ムを用いて復号する方法を用いており、畳込み符号デー
タの最尤復号を行っていないことからブロック符号より
も同じ拘束長のもとで復号誤り率を小さくすることに限
界があるという問題点があった。

本発明は、上記のような問題点を解消するためになされ
たものであり、調整が容易で、しかも畳込み符号化デー
タの最尤復号を行う遅延検波装置を得ることを目的とす
る。

〔課題を解決するための手段〕

この第１の発明に係る遅延検波復調装置は、任意のシン
ボル間隔時間Ｔ（＞Ｏ）を有する信号を受信し、時間Ｔ
を隔てた受信信号間の位相差データを用いて受信信号の
復調を行う遅延検波復調装置において、上記位相差デー
タを畳込み符号化する畳込み符号器と、該畳込み符号器
より出力される畳込み符号の最尤復号を行い復号シンボ
ルを復調データとするビタビ復号器とを備えたものであ
る。

また、この第２の発明に係る遅延検波復調装置は、任意
のシンボル間隔時間Ｔ　（＞Ｏ）を有する信号を受信し
、時間Ｔを隔てた受信信号間の位相差データを用いて受
信信号の復調を行う遅延検波復調装置において、上記受
信信号間の位相差データを用いて受信シンボルの判定を
行う判定器と、受信信号の多値数Ｍ（Ｍは２以上の整数
）に応じて前記受信信号間の位相差データの量子化を行
う量子化器と、上記受信信号間の位相差データと上記量
子化器より出力される量子化位相差データとの減算値よ
り誤差データを出力する減算器と、上記誤差データの取
り得る値を一π／（２Ｍ）以上π／（２Ｍ）未満として
、誤差データを畳込み符号化を行う畳込み符号器と、内
部状態として（０，１，Ｍ−１）の３値のみを組み合わ
せた状態を備えると共に、出力される復号シンボルの値
も上記３値のみにし、上記畳込み復号器より出力される
畳込み符号を最尤復号し、上記３値のみとした復号シン
ボルを出力するビタビ復号器と、該ビタビ復号器から出
力される復号シンボルと上記判定器から出力される受信
シンボルとを加算し、復調データを出力する加算器とを
備えたものである。

ｒ作用〕 この第１の発明は、受信信号と時間Ｔを隔てた遅延受信
信号間の位相差データを、畳込み符号器に入力して畳込
み符号化データを生成した後、ビタビ復号器にて畳込み
符号化データの最尤復号を行い復調データとしての復号
シンボルを出力することで誤り訂正符号の技術を利用し
ない一般的な遅延検波復調装置よりも良好なビット誤り
率特性を実現できる。

また、この第２の発明によれば、畳込み復号器が取り得
る誤差データの範囲は−π／（２Ｍ）以上π／（２Ｍ）
未満であるため、上記畳込み復号器より畳込み符号を入
力し最尤復号を行うビタビ復号器が備えるべき内部状態
数は（０，１゜Ｍ−１）の３値のみを組み合わせた状態
でよく、従ってビタビ復号器が備える回路メモリ類の数
が削減する。

〔実施例］ 以下、この第１の発明の一実施例を図について説明する
。第１図は本発明の第１の実施例による遅延検波復調装
置の構成を示す構成図であり、図において、（１３１ａ
ｌは位相差データ、（３００１は畳込み復号器、（３０
１）は第１の符号化シンボル、（３０２）は第２の符号
化シンボル、（３０３）は第３の符号化シンボル、＋３
０４）は第４の符号化シンボル、（３１０１は畳込み符
号化データの最尤復号を行うビタビ復号器、＋３１１１
は復調データであるところの復号シンボルである。また
、第２図は畳込み復号器（３００）の一実施例を示す構
成図であり、図において、＋４０１１　、　（４０２）
　、　（４０３１は遅延時間が受信信号（１００）のシ
ンボル間隔時間Ｔに等しい遅延素子、（４１１１、＋４
１２）　、　＋４１３３は２πを法とする加算器、（４
２１）　、　（４２２１、（４２３）　、　（４２４１
にはθなる値を入力すると［（θΦπ’／４）／（π／
２）］なる値を出力する判定器である。

次に動作について説明する。

第１図において、差動４相ＰＳＫ信号であるところの受
信信号（１００）は遅延時間が受信信号（１００１のシ
ンボル間隔時間Ｔに等しい遅延素子（ｔｉｌｌ　により
遅延され、１シンボル遅延された受信信号（１０１）と
なる。次いで、１シンボル遅延された受信信号＋１０１
３　と受信信号（１００１の位相が位相比較器（１２１
１により比較され、両者の位相差が位相差データ（１３
１ａｌとして出力される。位相差データ（１３１ａｌは
畳込み符号器（３００）に入力されて畳込み符号化が行
われ、畳込み符号化データを構成するところの第１の符
号化シンボル（３０１１、第２の符号化シンボル（３０
２）、第３の符号化シンボル（３０３）　、及び第４の
符号化シンボル（３０４１が出力される。

ここで、畳込み符号器（３００１は、第２図に示される
ように、遅延時間Ｔが等しい遅延素子（４０１）。

＋４０２１　、及び（４０３）　、２πを法とする加算
器＋４１１１　、　＋４１２１及び（４１３）　、並び
に判定器（４２１１。

（４２２）、（４２３）　、及び（４２４）により構成
される、拘束長４、符号化率１．／４の４元組織符号の
符号器であるものとする。このとき、第２の符号化シン
ボル（３０２１、第３の符号化シンボル（３０３１、及
び第４の符号化シンボル（３０４１の生成多項式を、そ
れぞれＧ２　ｉＤ）　、Ｇａ　（Ｄ）　、及びＧ４（ｎ
）　とすると、Ｇ２（Ｄｌ　＝　１　＋　Ｄ Ｇｓ　ｆＤ）　＝　１　＋　Ｄ　＋　Ｄ　”Ｇ４（Ｄｌ
　　＝　１　＋Ｄ＋Ｄ”　　＋Ｄ”である。また、第１
の符号化シンボル（３０１）は誤り訂正符号の技術を利
用しない一般的な遅延検波復調装置の復調データそのも
のである。

以下、再び第１図を用いて動作の説明を行う。

畳込み符号器（３００）から出力された、畳込み符号化
データを構成するところの第１の符号化シンボル（３０
１）　、第２の符号化シンボル（３０２）、第３の符号
化シンボル（３０３１、及び第４の符号化シンボル（３
０４１はビタビ復号器（３１０）に入力される。

ビタビ復号器（３１０１はビタビ復号法により畳込み符
号化データの最尤復号を行う。ビタビ復号法とビタビ復
号器（３１０）に関する説明は、例えば文献「符号理論
」　（今井著、電子情報通信学会、１９９０）に開示さ
れているので、ここでは説明を省略する。ビタビ復号器
（３１０）からは最尤復号の結果である復号シンボル（
，３１１１が出力される。このようにして得られた復号
シンボル（３１１３を復調データとして出力することに
より、誤り訂正符号の技術を利用しない一般的な遅延検
波復調装置よりも良好なビット誤り率特性を実現できる
。

このことを計算器シミュレーションの結果を用いて具体
的に示す。第３図は、本発明の第１実施例のビット誤り
率のシミユレーション値を示す特性図である。但し、シ
ミュレーションの条件として、信号伝送路には加法性白
色ガウス雑音のみが存在するものとしている。図におい
て、横軸は受信信号の１ビツト当たりのエネルギーと雑
音の電　−力密度の比（以下、Ｅｂ／Ｎｏと略称する）
をデシベルで表示し、縦軸はビット誤り率を電力密度の
目盛りで表示している。また、図中の破線は誤り訂正符
号の技術を利用しない一般的な遅延検波復調装置のビッ
ト誤り率の理論値を示したものであり、実線は第１実施
例装置のビット誤り率のシミユレーション値を結んだも
のである。第３図に示すように、本発明の第１の実施例
装置は、誤り訂正符号の技術を利用しない一般的な遅延
検波復調装置と比較して、より小さいＥｌ、／Ｎ、で同
じビット誤り率を実現することができる。例えば１０−
’のビット誤り率を得るために必要なＥ、／Ｎ、の値を
比較すると、その差は約１．６ｄＢである。

このように、本発明の第１実施例装置は誤り訂正符号の
技術を利用しない一般的な遅延検波復調装置よりも良好
なビット誤り率を実現できる。また、第１実施例装置で
は位相比較器を１つしか必要としないため、位相比較器
の調整は極めて容易である。

なお、上記第１実施例においては受信信号が差動４相Ｐ
ＳＥ信号である場合を示したが、他の差動多相ＰＳＫ信
号（例えば８相ＰＳＫ信号やπ／４シフト相ＰＳに信号
）であってもよい。また、畳込み符号器（３００）とし
て、拘束長４、符号化率１／４の畳込み符号化を行うも
のを示したが、他の拘束長と符号化率のもの（例えば、
拘束長３、符号化率１／３のものや拘束長２、符号化率
１／２のものなど）でもよい。

次に第２の発明の一実施例を図について説明する。第４
図は本実施例による遅延検波復調装置の構成を示す構成
図であり、図において、（３００ａｌは畳込み符号器、
（３１０ａ）はビタビ復号器、［５００）はθなる値を
入力すると〔（θのπ／４）／（７１：／２）〕π／２
なる値を出力する量子化器、（５０１）は量子化位相差
データ、（５１０１は２７Ｃを法とする減算器、（５２
０１は誤差データ、（５２１）は第１の符号化シンボル
、（５２２）は第２の符号化シンボル、（５２３１は第
３の符号化シンボル、（５２４１は第４の符号化シンボ
ル、（５３１）は復号シンボル、（５４０１はθなる値
を入力すると〔（θｅπ／４）／（π／２）〕なる値を
出力する判定器、（５４１１は受信シンボル、（５５０
）は遅延時間がビタビ復号器（３ｘｏａ）の復号遅延時
間に等しい遅延素子、（５５１１は遅延された受信シン
ボル、（５６０１は４を法とする加算器、（５７０１は
復調データであるところの復調シンボルである。

次に動作について説明する。

第４図において、差動４相ＰＳＫ信号であるところの受
信信号（１００１は遅延時間が受信信号（１００）のシ
ンボル間隔時間Ｔに等しい遅延素子（１１１）により遅
延され、１シンボル遅延された受信信号＋１０１３　と
なる。次いで、１シンボル遅延された受信信号（ｌｏｔ
）と受信信号（１００）の位相が位相比較器（１２１１
により比較され、両者の位相差が位相差データ（１３１
ａｌとして出力される。位相差データ（１３１ａ）は量
子化器（５００）に入力され、量子化位相差データ（５
０１１となる。さらに、２πを法とする減算器（５１０
１によって位相差データ（１３１ａ）から量子化された
位相差データ（５０１１を減算することにより、誤差デ
ータ（５２０１を得る。誤差データ（５２０）は畳込み
符号器（３００ａｌに入力されて畳込み符号化が行われ
、第１の符号化シンボル（５２１１、第２の符号化シン
ボル（５２２１、第３の符号化シンボル（５２３１、及
び第４の符号化シンボル（５２４）が出力される。ここ
で畳込み符号器（３００ａｌは、第２図に図示した第１
の発明の実施例装置における畳み込み符号器（３００）
と同一構成の拘束長４、符号化率１／４の４元組織符号
の符号器であるものとする。従って、第２の符号化シン
ボル（５２２）　、第３の符号化シンボル（５２３）　
、及び第４の符号化シンボル（５２４１の生成多項式を
、それぞれＧ、　（ＤＪ　、　Ｇａ（Ｄ）、及びＧ４（
ＤＪ　　とすると、Ｇ２（ＤＪ　＝　１　＋Ｄ Ｇａ（Ｉｔ）　　＝　１　＋Ｄ＋Ｄ” Ｇ４（Ｄｌ　＝　１　＋Ｄ＋Ｄ”　十Ｄ”である。畳込
み符号化データを構成するところの第１の符号化シンボ
ル（５２１１、第２の符号化シンボル（’５２２）　、
第３の符号化シンボル（５２３１、及び第４の符号化シ
ンボル（５２４１はビタビ復号器（３１０ａｌに入力さ
れ、最尤復号の結果である復号シンボル＋５３１１が出
力される。

一方、位相差データ（１３１ａ）は判定器（５４０１に
も入力され、受信データ（５４１１が出力される。受信
データ（５４１１は誤り訂正符号の技術を利用しない一
般的な遅延検波復調装置における復調データそのもので
ある。次に、遅延時間がビタビ復号器（３１０ａｌの復
号遅延時間に等しい遅延素子（５５０）により、受信デ
ータ（５４１１は遅延された受信データ（５５１）とな
る。最後に、４を法とする加算器＋５６０１　により、
遅延された受信データ（５５１１に復号シンボル（５３
１）が加算され、復調シンボル（５７０１を得る。得ら
れた復調シンボル（５７０）を復調データとして出力す
ることより、第１実施例装置と同等の良好なビット誤り
率特性を実現できる。また、本実施例装置も位相比較器
を１つしか必要としないため、位相比較器の調整は第１
の発明の実施例装置と同じく極めて容易である。

ところで、受信信号（１０Ｇ）は、差動４相ＰＳＥ信号
であるから、これに対応して第１の発明の実施例装置に
おけるビタビ復号器（３１０１の出力であるところの復
号シンボル（３１１）の取り得る値は（０，１，２，３
）の４値（差動Ｍ相ＰＳＥ信号の場合は（０，１，・・
・、Ｍ−１）のＭ値）である。

実際、第１の発明の実施例装置では０以上２π未満の値
をとる位相差データ（１３１ａ）を畳込み符号化するた
め、復号シンボル（３１１１は（０，１，２゜３）の全
ての値をとる。

同様に、第２の発明の実施例装置におけるビタビ復号器
（３１０ａ）の出力であるところの復号シンボル（５３
１）の取り得る値も本来は（０，１，２゜３）の４値と
なるはずである。しかるに、第２の発明の実施例装置に
おいては誤差データ（５２０）を畳込み符号化する。と
ころが、第２実施例装置の構成によれば、誤差データ（
５２０１が取り得る値の範囲は一−Ｉｒ、／４以上π／
４未満（受信信号（１００１が差動Ｍ相ＰＳＫ信号の場
合は−π／　（２Ｍ）以上π／（２Ｍ）未満）である。

従って、複合シンボル（５３１）の取り得る値は（０，
１，３）　）受信信号ｆ１００１が差動Ｍ相ＰＳＫ信号
の場合は（０，１゜Ｍ−１）の３値のみに限定される。

このように、第２の発明の実施例装置では複合シンボル
（５３１１の取る値が３値に限定されるため、ビタビ復
号器（３１０ａ）として内部状態数を削減して構成を簡
略化したビタビ復号器を用いることができる。すなわち
、第１の発明の実施例装置では復号シンボル（３１，１
，１は（０，１，２，３）の４値を取り、畳込み符号の
拘束長が４であるため、ビタビ復号器（３１０）が備え
るべき内部状態数は４値を３つ組み合わせた６４（＝４
３）状態である。

第５図に、この場合のトレリス線図における基本的な状
態遷移を示す。これに対し、第２の発明の実施例装置で
は復号シンボル＋５３１）の取る値は（０，１，３）の
３値であるから、ビタビ復号器（３１０ａ）が備えるべ
き内部状態数は２７（＝３１１）状態に削減される。第
６図にこの場合のトレリス線図における基本的な状態遷
移を示す。ビタビ復号器の内部状態数の削減は、ビタビ
復号器が備える回路・メモリ類の削減を意味し、従って
構成の簡略化を意味している。

以上より明らかなように、第２の発明の実施例装置は誤
差データ（５２０１を畳込み符号化するように構成した
ので、ビタビ復号器（３１０ａ）の構成を第１の発明の
実施例装置のビタビ復号器（３１０）よりも簡略化する
ことができ、従って第１の発明の実施例装置よりも装置
の小形化・低消費電力化を図ることができるという効果
を有する。一般に、受信信号（１００１が差動Ｍ相ＰＳ
Ｋ信号であり、畳込み符号の拘束長がＫ（≧２）である
場合、第１の発明の実施例装置のビタビ復号器（３１０
）の備えるべき内部状態数はＭＫ−’となる。一方、第
２の発明の実施例装置のビタビ復号器（３１０ａｌの備
えるべき内部状態数は受信信号（１００）の多値数Ｍに
拘わらず３卜１である。従って、受信信号の多値数Ｍが
大きいほど、第２の発明の実施例装置における内部状態
数の削減によるビタビ復号器の構成の簡略化の効果は絶
大である。

このように、第２の発明の実施例装置では構成を簡略化
したビタビ復号器を用いることができるが、簡略化した
構成のビタビ復号器を用いた場合も第１の発明の実施例
装置と同等の良好なビット誤り率特性を実現できる。こ
のことを計算器シミュレーションの結果を用いて具体的
に示す。第７図は、本発明の第２の発明の実施例装置の
ビット誤り率のシミユレーション値を示す特性図である
。但し、シミュレーションの条件として、ビタビ復号器
（３１０ａ）には簡略化した構成のものを用い、信号伝
送路には加法性白色ガウス雑音のみが存在するものとし
ている。

第７図と第３図を比較すれば、第２の発明の実施例装置
のビタビ復号器（３１０ａ）として簡略した構成のビタ
ビ復号器を用いた場合も、第１の発明の実施例装置と同
等のビット誤り特性を実現できることは明らかである。

なお、上記実施例においては受信信号が差動４相ＰＳＫ
信号である場合を示したが、他の差動多相ＰＳＫ信号（
例えば、８相ＰＳＫ信号やπ／４シフト４相ＰＳＫ信号
）であってもよい。また、畳込み符号器（３００ａ）と
して、拘束長４、符号化率１／４の畳込み符号化を行う
ものを示したが、他の拘束長と符号化率のもの（例えば
拘束長３、符号化率１／３のものや拘束長２、符号化率
１／２のものなど）でもよい。

［発明の効果］ 以上のように、第１の発明においては、畳込み符号化デ
ータの生成を畳込み符号器により行うように構成したの
で位相比較器は１個あればよく、従って従来例装置と比
較すると位相比較器の調整に要する時間が著しく短縮さ
れるとともに、畳込み信号をビタビ復号器にて最尤復号
を行うことで良好なビット誤り率特性を実現することが
きる効果がある。

また、第２の発明によれば、畳込み復号器が取り得る誤
差データの範囲は−π／（２Ｍ）以上π／（２Ｍ）未満
であるため、上記畳込み復号器より畳込み符号を入力し
最尤復号を行うビタビ復号器が備えるべき内部状態数は
（０，１゜Ｍ−１）の３値のみを組み合わせた状態でよ
く、従ってビタビ復号器が備える回路メモリ類の数が削
減することができることから、第１の発明の効果に加え
、装置の回路構成を簡易化できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１の発明の一実施例による遅延検波復調装置
の構成を示す構成図、第２図は第１図に記載された畳込
み符号器（３００１の一実施例を示す構成図、第３図は
第１の発明の一実施例装置のビット誤り率の計算器シミ
ユレーション値を示す特性図、第４図は第２の発明の一
実施例による遅延検波復調装置の構成を示す構成図、第
５図は内部状態数を削減しないビタビ復号器のトレリス
線図における基本的な状態遷移を示す状態遷移図、第６
図は内部状態数を削減したビタビ復号器のトレリス線図
における基本的な状態遷移を示す状態遷移図、第７図は
第２の発明の一実施例装置のビット誤り率の計算機シミ
ユレーション値を示す特性図、第８図は従来の遅延検波
復調装置の構成を示す構成図、第９図は第８図に記載さ
れたシンドローム生成回路（１６０）の構成を示す構成
図である。 図において、＋１００１は受信信号、（１０１）は１シ
ンボル遅延された受信信号、（１１１）は遅延時間が受
信信号（１００）のシンボル間隔時間Ｔに等しい遅延素
子、（１２１１は位相比較器、（１３１ａ）は位相差デ
ータ、（３００１は畳込み符号器、（３００ａｌは畳込
み符号器、（３０１）は第１の符号化シンボル、（３０
２１は第２の符号化シンボル、（３０３）は第３の符号
化シンボル、（３０４）は第４の符号化シンボル、（３
１０１はビタビ復号器、（３１０ａ）はビタビ復号器、
（３１１１は復調データであるところの復号シンボル、
（５００）は量子化器、（５０１１は量子在位相差デー
タ、（５１０）は２πを法とする減算器、（５２０）は
誤差データ、（５２１１は第１の符号化シンボル、（５
２２）は第２の符号化シンボル、（５２３１は第３の符
号化シンボル、（５２４１は第４の符号化シンボル、（
５３１）は復号シンボル、（５４０）は判定器、（５４
１）は受信シンボル、（５６０１は４を法とする加算器
、（５７０）は復調データであるところの復調シンボル
である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）任意のシンボル間隔時間Ｔ（＞０）を有する信号
   を受信し、時間Ｔを隔てた受信信号間の位相差データを
   用いて受信信号の復調を行う遅延検波復調装置において
   、上記位相差データを畳込み符号化する畳込み符号器と
   、該畳込み符号器より出力される畳込み符号の最尤復号
   を行い復号シンボルを復調データとするビタビ復号器と
   を備えたことを特徴とする遅延検波復調装置。
2. （２）任意のシンボル間隔時間Ｔ（＞０）を有する信号
   を受信し、時間Ｔを隔てた受信信号間の位相差データを
   用いて受信信号の復調を行う遅延検波復調装置において
   、上記受信信号間の位相差データを用いて受信シンボル
   の判定を行う判定器と、受信信号の多値数Ｍ（Ｍは２以
   上の整数）に応じて前記受信信号間の位相差データの量
   子化を行う量子化器と、上記受信信号間の位相差データ
   と上記量子化器より出力される量子化位相差データとの
   減算値より誤差データを出力する減算器と、上記誤差デ
   ータの取り得る値を−π／（２Ｍ）以上π／（２Ｍ）未
   満として、誤差データを畳込み符号化を行う畳込み符号
   器と、内部状態として（０、１、Ｍ−１）の３値のみを
   組み合わせた状態を備えると共に、出力される復号シン
   ボルの値も上記３値のみにし、上記畳込み復号器より出
   力される畳込み符号を最尤復号し、上記３値のみとした
   復号シンボルを出力するビタビ復号器と、該ビタビ復号
   器から出力される復号シンボルと上記判定器から出力さ
   れる受信シンボルとを加算し、復調データを出力する加
   算器とを備えたことを特徴とする遅延検波復調装置。