JPH0336090Y2 - - Google Patents
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- JPH0336090Y2 JPH0336090Y2 JP1984059695U JP5969584U JPH0336090Y2 JP H0336090 Y2 JPH0336090 Y2 JP H0336090Y2 JP 1984059695 U JP1984059695 U JP 1984059695U JP 5969584 U JP5969584 U JP 5969584U JP H0336090 Y2 JPH0336090 Y2 JP H0336090Y2
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Description
【考案の詳細な説明】
(イ) 産業上の利用分野
本考案は、発振周波数制御回路に関するもの
で、特に差動接続された一対のトランジスタで構
成される負の容量リアクタンス回路を用いて発振
回路の発振周波数を制御する様にした発振周波数
制御回路に関する。[Detailed explanation of the invention] (a) Industrial application field The present invention relates to an oscillation frequency control circuit, and in particular, the invention relates to an oscillation frequency control circuit using a negative capacitance reactance circuit consisting of a pair of differentially connected transistors. The present invention relates to an oscillation frequency control circuit that controls the oscillation frequency of a motor.
(ロ) 従来技術
水晶振動子等の固体振動子と容量リアクタンス
回路とを組合せ、発振回路の発振周波数を設定す
る様にした発振周波数制御回路が、本願と同一の
出願人により特願昭57−169338号として出願され
ている。第1図は、前記出願に係る発振周波数制
御回路を示す回路図で、1は発振回路、2は該発
振回路1の発振周波数を定める為の水晶振動子等
の固体振動子、及び3は該固体振動子2に並列接
続される負の容量リアクタンスを等価的に作成す
る為の負の容量リアクタンス回路である。第1図
において、コンデンサ4の値をC、抵抗5の値を
R、第1及び第2トランジスタ6及び7の相互コ
ンダクタンスをgm、出力点Aの電圧をe0とすれ
ば、出力点Aにおける電流iは、
i=e0/−1/gm+1/jw(−R・C・gm) …(1)
となり、1/gmを小とすれば、容量リアクタンス回
路3は、等価的に大きさがR・C・gmの負の容
量リアクタンスとなる。そして、前記相互コンダ
クタンスgmは、可変電流源8に流れる電流をI
とすれば、
gm=α/52I …(2)
(ただし、αは電流増幅率)
となるので、容量リアクタンス回路3の容量リア
クタンスCxは、
Cx=−α・R・C/52I …(3)
となる。前記第(3)式は、容量リアクタンスCxが
可変電流源8に流れる電流Iに比例することを示
している。(B) Prior Art An oscillation frequency control circuit which combines a solid resonator such as a crystal resonator and a capacitive reactance circuit to set the oscillation frequency of an oscillation circuit was disclosed in a patent application filed in 1983 by the same applicant as the present application. It has been filed as No. 169338. FIG. 1 is a circuit diagram showing the oscillation frequency control circuit according to the application, in which 1 is an oscillation circuit, 2 is a solid resonator such as a crystal oscillator for determining the oscillation frequency of the oscillation circuit 1, and 3 is a This is a negative capacitive reactance circuit for equivalently creating a negative capacitive reactance connected in parallel to the solid-state resonator 2. In Figure 1, if the value of the capacitor 4 is C, the value of the resistor 5 is R, the mutual conductance of the first and second transistors 6 and 7 is gm, and the voltage at output point A is e0 , then at output point A, The current i is i=e 0 /-1/gm+1/jw (-R・C・gm)...(1) If 1/gm is small, the capacitive reactance circuit 3 is equivalently It becomes a negative capacitance reactance of R・C・gm. The mutual conductance gm controls the current flowing through the variable current source 8 by I
Then, gm=α/52I...(2) (However, α is the current amplification factor), so the capacitive reactance Cx of the capacitive reactance circuit 3 is Cx=-α・R・C/52I...(3) becomes. Equation (3) above indicates that the capacitive reactance Cx is proportional to the current I flowing through the variable current source 8.
しかして、容量リアクタンス回路3により等価
的に作られる容量リアクタンスCxは、固体振動
子2に並列接続されている。そして、固体振動子
2は誘導リアクタンスと容量リアクタンスとの並
列共振回路と見做すことが出来るので、前記固体
振動子2に容量リアクタンスCxが並列接続され
ると、その並列共振周波数が変化する。特に前記
固体振動子2に負の容量リアクタンスが並列接続
されると、全体の容量リアクタンスが小となるの
で共振周波数が高くなる。 Thus, the capacitive reactance Cx equivalently created by the capacitive reactance circuit 3 is connected in parallel to the solid-state resonator 2. Since the solid-state resonator 2 can be regarded as a parallel resonant circuit of inductive reactance and capacitive reactance, when the capacitive reactance Cx is connected in parallel to the solid-state resonator 2, its parallel resonant frequency changes. In particular, when a negative capacitive reactance is connected in parallel to the solid-state resonator 2, the overall capacitive reactance becomes small and the resonant frequency becomes high.
この第1図の回路は、負の容量リアクタンスを
電子回路により等価的に作成することが出来るの
で、IC(集積回路)化に適するものである。しか
しながら、第1図の回路は、発振周波数を制御す
るため、可変電流源8に流れる電流を大とする
と、第2トランジスタ7が飽和して制御能力を失
い、第3図に実線で示す如く、可変電流源8に流
れる電流をI1以上に増大させたとき、逆に発振周
波数が低下するという欠点があつた。すなわち、
固体振動子2と容量リアクタンス回路3とで決ま
る共振の電圧レベルは、負の容量リアクタンスの
値が大となり、全体の容量リアクタンスが小とな
るに従つて大となるが、そのなつたときの共振の
負の半サイクルにおいて、第2トランジスタ7の
コレクタ電圧がベース電圧よりも約0.7V以上下
がると、前記第2トランジスタ7が飽和し、可変
電流源8の電流を大とすると逆に容量リアクタン
ス回路3の負の容量リアクタンスの値が小にな
る。そして、その様な状態が生じると、発振回路
1をPLL(フエース・ロツクド・ループ)回路の
VCO(電圧制御発振器)に用いた場合、不所望な
ロツクはずれを生じ好ましくない。 The circuit shown in FIG. 1 is suitable for integration into an IC (integrated circuit) because a negative capacitive reactance can be equivalently created using an electronic circuit. However, in the circuit of FIG. 1, when the current flowing through the variable current source 8 is increased to control the oscillation frequency, the second transistor 7 becomes saturated and loses its control ability, as shown by the solid line in FIG. There was a drawback that when the current flowing through the variable current source 8 was increased to more than I1 , the oscillation frequency was reduced. That is,
The resonance voltage level determined by the solid-state resonator 2 and the capacitive reactance circuit 3 increases as the value of the negative capacitive reactance increases and as the overall capacitive reactance decreases. In the negative half cycle of , when the collector voltage of the second transistor 7 drops by about 0.7V or more from the base voltage, the second transistor 7 becomes saturated, and when the current of the variable current source 8 is increased, the capacitive reactance circuit 3, the value of negative capacitance reactance becomes small. When such a situation occurs, oscillation circuit 1 is switched to a PLL (phase locked loop) circuit.
When used in a VCO (voltage controlled oscillator), it is undesirable because it causes unwanted lock loss.
(ハ) 考案の目的
本考案は、上述の点に鑑み成されたもので、負
の容量リアクタンス回路を構成するトランジスタ
の飽和を防止し、それによつて発振周波数の不所
望な低下を防止せとするものである。(c) Purpose of the invention The present invention was developed in view of the above points, and aims to prevent the saturation of the transistors constituting the negative capacitive reactance circuit, thereby preventing an undesirable decrease in the oscillation frequency. It is something to do.
(ニ) 考案の構成
本考案に係る発振周波数制御回路は、発振回路
の発振周波数を設定する為の固体振動子と、該固
体振動子に並列接続される負の容量リアクタンス
回路と、該負の容量リアクタンス回路を構成する
トランジスタのベース・コレクタ間に挿入される
シヨツトキーダイオードとによつて構成される。(d) Structure of the invention The oscillation frequency control circuit according to the invention includes a solid-state resonator for setting the oscillation frequency of an oscillation circuit, a negative capacitive reactance circuit connected in parallel to the solid-state resonator, and a negative capacitance reactance circuit connected in parallel to the solid-state resonator. It is composed of a Schottky diode inserted between the base and collector of a transistor that constitutes a capacitive reactance circuit.
(ホ) 実施例
第2図は、本考案の一実施例を示す回路図で、
9はエミツタが共通接続された第1及び第2トラ
ンジスタ10及び11と、該第1トランジスタ1
0のコレクタ電流を反転する電流反転回路12
と、前記第1トランジスタ10のベースと前記第
2トランジスタ11のコレクタとの間に挿入され
たコンデンサ13と、前記第1及び第2トランジ
スタ10及び11のベース間に挿入された抵抗1
4と、前記第1及び第2トランジスタ10及び1
1の共通エミツタに接続された可変電流源15と
によつて構成される負の容量リアクタンス回路、
及び16はアノードが前記第2トランジスタ11
のベースに、カソードが前記第2トランジスタ1
1のコレクタにそれぞれ接続されたシヨツトキー
ダイオードである。尚、前記第2トランジスタ1
1のコレクタ及び前記シヨツトキーダイオード1
6のカソードは、出力端子17に接続されてお
り、該出力端子17は第1図と同様、固体振動子
2及び発振回路1に接続される。(E) Embodiment Figure 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
Reference numeral 9 indicates first and second transistors 10 and 11 whose emitters are commonly connected, and the first transistor 1.
Current inversion circuit 12 that inverts the collector current of 0
a capacitor 13 inserted between the base of the first transistor 10 and the collector of the second transistor 11; and a resistor 1 inserted between the bases of the first and second transistors 10 and 11.
4, and the first and second transistors 10 and 1
a negative capacitive reactance circuit constituted by a variable current source 15 connected to the common emitter of 1;
and 16, the anode of which is the second transistor 11;
The cathode is connected to the base of the second transistor 1.
A Schottky diode is connected to the collector of each of the two Schottky diodes. Note that the second transistor 1
1 collector and the shot key diode 1
The cathode of 6 is connected to an output terminal 17, and the output terminal 17 is connected to the solid-state resonator 2 and the oscillation circuit 1 as in FIG.
次に動作を説明する。負の容量リアクタンス回
路9が可変電流源15に流れる電流Iに応じた負
の容量リアクタンスを持つことは、第1図に基き
詳述したので、ここでは省略する。しかして、可
変電流源15に流れる電流Iが小なる間は、第2
トランジスタ11のベース電圧がコレクタ電圧よ
りも低く、シヨツトキーダイオード16は逆バイ
アスされるので導通しない。従つて、前記可変電
流源15に流れる電流Iが小なる間において、前
記シヨツトキーダイオード16は容量リアクタン
ス回路9に対して何ら作用しない。可変電流源1
5に流れる電流が大となり、第2トランジスタ1
1のコレクタ電圧がベース電圧よりもVSBD(シヨ
ツトキーダイオードの立上り電圧:約0.3V)低
下すると前記シヨツトキーダイオード16が導通
し、前記第2トランジスタ11のベース・コレク
タ間電圧をVSBDに固定する。その為、前記第2ト
ランジスタ11のコレクタ・エミツタ間電圧は、
所定電圧(VBE−VSBD)(ただし、VBEはトランジ
スタのベース・エミツタ間立上り電圧)に保た
れ、前記第2トランジスタ11が飽和することは
ない。そして、前記第2トランジスタ11が飽和
しなければ、可変電流源15に流れる電流Iが増
大しても、負の容量リアクタンスが低下せず、第
3図に一点鎖線で示される如く、発振周波数fが
一定に保たれる。 Next, the operation will be explained. The fact that the negative capacitance reactance circuit 9 has a negative capacitance reactance corresponding to the current I flowing through the variable current source 15 has been described in detail based on FIG. 1, and will not be described here. Therefore, while the current I flowing through the variable current source 15 is small, the second
Since the base voltage of transistor 11 is lower than the collector voltage, Schottky diode 16 is reverse biased and does not conduct. Therefore, while the current I flowing through the variable current source 15 is small, the Schottky diode 16 has no effect on the capacitive reactance circuit 9 . Variable current source 1
5 becomes large, and the second transistor 1
When the collector voltage of the second transistor 11 becomes lower than the base voltage by V SBD (rise voltage of Schottky diode: about 0.3 V), the Schottky diode 16 becomes conductive, and the base-collector voltage of the second transistor 11 becomes V SBD. Fixed to. Therefore, the collector-emitter voltage of the second transistor 11 is
The voltage is maintained at a predetermined voltage (V BE -V SBD ) (where V BE is the rising voltage between the base and emitter of the transistor), and the second transistor 11 is not saturated. If the second transistor 11 is not saturated, even if the current I flowing through the variable current source 15 increases, the negative capacitance reactance will not decrease, and as shown by the dashed line in FIG. 3, the oscillation frequency f is kept constant.
尚、第1図において、発振回路1はブラツクボ
ツクスで示されているが、発振回路1としては、
固体振動子2と発振素子として使用する様々な発
振回路を利用可能である。 In FIG. 1, the oscillation circuit 1 is shown as a black box, but the oscillation circuit 1 is
Various oscillation circuits can be used as the solid-state resonator 2 and the oscillation element.
(ヘ) 考案の効果
以上述べた如く、本考案に依れば、負の容量リ
アクタンス回路を構成するトランジスタが飽和す
ることを防止しているので、可変電流源に流れる
電流を増大させたとしても容量リアクタンスの値
が低下することは無く、発振周波数が異常に低下
することも無い。従つて、本考案に係る発振周波
数制御回路を用いた発振回路をRLL回路のVCO
として利用しても、異常なロツクはずれを生じる
危険が防止される。(f) Effects of the invention As mentioned above, according to the invention, the transistors forming the negative capacitance reactance circuit are prevented from becoming saturated, so even if the current flowing through the variable current source is increased, The capacitive reactance value does not decrease, and the oscillation frequency does not abnormally decrease. Therefore, the oscillation circuit using the oscillation frequency control circuit according to the present invention can be used as the VCO of the RLL circuit.
Even when used as a lock, the risk of abnormal lock loss is prevented.
第1図は、従来の発振周波数制御回路を示す回
路図、第2図は本考案の一実施例を示す回路図、
及び第3図は本考案の説明に供する為の特性図で
ある。
主な図番の説明、1……発振回路、2……固体
振動子、9……負の容量リアクタンス回路、16
……シヨツトキーダイオード。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional oscillation frequency control circuit, FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention,
and FIG. 3 are characteristic diagrams for explaining the present invention. Explanation of main figure numbers, 1...Oscillation circuit, 2...Solid resonator, 9 ...Negative capacitance reactance circuit, 16
...Shotkey diode.
Claims (1)
いて発振回路の発振周波数を設定する様にした発
振周波数制御回路において、前記負の容量リアク
タンス回路を構成する差動接続された一対のトラ
ンジスタの一方のトランジスタのベース・コレク
タ間にシヨツトキーダイオードを接続し、前記一
方のトランジスタの飽和に起因する前記発振回路
の発振周波数の変化を補償するようにしたことを
特徴とする発振周波数制御回路。 In an oscillation frequency control circuit that uses a solid-state resonator and a negative capacitance reactance circuit to set the oscillation frequency of an oscillation circuit, one of a pair of differentially connected transistors constituting the negative capacitance reactance circuit. An oscillation frequency control circuit characterized in that a Schottky diode is connected between the base and collector of the transistor to compensate for changes in the oscillation frequency of the oscillation circuit caused by saturation of one of the transistors.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5969584U JPS60172410U (en) | 1984-04-23 | 1984-04-23 | Oscillation frequency control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5969584U JPS60172410U (en) | 1984-04-23 | 1984-04-23 | Oscillation frequency control circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60172410U JPS60172410U (en) | 1985-11-15 |
JPH0336090Y2 true JPH0336090Y2 (en) | 1991-07-31 |
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ID=30586356
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5969584U Granted JPS60172410U (en) | 1984-04-23 | 1984-04-23 | Oscillation frequency control circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JPS60172410U (en) |
Families Citing this family (1)
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---|---|---|---|---|
JPH0346573Y2 (en) * | 1986-09-19 | 1991-10-02 |
Citations (2)
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---|---|---|---|---|
JPS5297657A (en) * | 1976-02-12 | 1977-08-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | High-output transistor oscillation circuit |
JPS5957515A (en) * | 1982-09-27 | 1984-04-03 | Sanyo Electric Co Ltd | Variable reactance circuit |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58173916U (en) * | 1982-05-18 | 1983-11-21 | 三洋電機株式会社 | oscillation circuit |
-
1984
- 1984-04-23 JP JP5969584U patent/JPS60172410U/en active Granted
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5297657A (en) * | 1976-02-12 | 1977-08-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | High-output transistor oscillation circuit |
JPS5957515A (en) * | 1982-09-27 | 1984-04-03 | Sanyo Electric Co Ltd | Variable reactance circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS60172410U (en) | 1985-11-15 |
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