JPH03269988A - Inductive heating cooker - Google Patents
Inductive heating cookerInfo
- Publication number
- JPH03269988A JPH03269988A JP7041890A JP7041890A JPH03269988A JP H03269988 A JPH03269988 A JP H03269988A JP 7041890 A JP7041890 A JP 7041890A JP 7041890 A JP7041890 A JP 7041890A JP H03269988 A JPH03269988 A JP H03269988A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching means
- switching
- voltage
- loss
- continuity
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 title claims abstract description 24
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 title 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 8
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 7
- 230000005669 field effect Effects 0.000 abstract 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 abstract 1
- 150000004706 metal oxides Chemical group 0.000 abstract 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 11
- 238000001816 cooling Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 229910001220 stainless steel Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010935 stainless steel Substances 0.000 description 1
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はスイッチング素子に特徴を有する誘導加熱調理
器に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of the Invention The present invention relates to an induction heating cooker having a switching element.
従来の技術
従来使用されている誘導加熱調理器の構成を第７図に基
づいて説明する。■は直流電源、２はインバータ回路で
、直列に接続した第一のスイッチング素子３．第二のス
イッチング素子４、加熱コイル５、加熱コイル５に直列
接続された共振コンデンサ６、第一のダイオード７、第
二のダイオード８て構成されている。９はインバータ回
路２の制御回路で、導通比設定部９ａ、可変周波数発振
部９ｂを備えている。BACKGROUND ART The structure of a conventionally used induction heating cooker will be explained based on FIG. 7. 2 is a DC power supply, 2 is an inverter circuit, and 3. is the first switching element connected in series. It is composed of a second switching element 4, a heating coil 5, a resonant capacitor 6 connected in series with the heating coil 5, a first diode 7, and a second diode 8. Reference numeral 9 denotes a control circuit for the inverter circuit 2, which includes a conduction ratio setting section 9a and a variable frequency oscillation section 9b.
次に、上記構成の動作を第８図、第９図により説明する
。電源電圧がＥである直流電源１を第一のスイッチング
素子３、第二のスイッチング素子４て交互にオン・オフ
させることにより、加熱コイル５・共振コンデンサ６に
高周波電流を供給する。この時の第一のスイッチング素
子３の両端電圧Ｖ 、第二のスイッチング素子４の両
端電圧ＥＩ
■ 第一のスイッチング素子３と第一のダイＥ２−
オード７の電流の和Ｉ 、第二のスイッチング素１
子と第二のダイオード８の電流の和■。２は、第８図の
ようになる。同図ａ、ｂは、発振周期Ｔがインバータ回
路及び負荷等の条件で決まる共振周期Ｔ の１／４程度
の時の電圧および電流の動作波形てあり、ｃ、ｄ、ｅは
周期Ｔが共振周期Ｔ。の３／′４程度の時の電圧、電流
および両者の積の動作波形である。第９図の詩形性曲線
図よりわかるように、発振周期Ｔが変化すれば発振周波
数ｆ１／Ｔ、入力電力Ｐは変化する。第８図におけるａ
、ｂは低入力時の動作波形を、Ｃ−ｅは高入力時の動作
波形を示している。この従来例では、第一のスイッチン
グ素子３と第二のスイッチング素子４の導通時間は、発
振周波数ｆが変化しても相等しくなるように制御されて
いる。従って２個のスイッチング素子の動作波形は同一
であるうこの時２個のスイッチング素子には、スイッチ
ング素子に流れる電流とオン電圧の積からなるオン損失
と、スイッチング時の電流電圧の積からなるスイッチン
グ損失が発生している。Next, the operation of the above configuration will be explained with reference to FIGS. 8 and 9. A high frequency current is supplied to the heating coil 5 and the resonant capacitor 6 by alternately turning on and off the DC power supply 1 whose power supply voltage is E through the first switching element 3 and the second switching element 4. At this time, the voltage V across the first switching element 3, the voltage EI across the second switching element 4, the sum I of the currents of the first switching element 3 and the first diode E2-ode 7, the second switching element The sum of the currents of element 1 and second diode 8■. 2 is as shown in FIG. Figures a and b show the voltage and current operating waveforms when the oscillation period T is about 1/4 of the resonance period T determined by the conditions of the inverter circuit and load, and c, d, and e show the operating waveforms when the period T is resonant. Period T. These are the operating waveforms of the voltage, current, and the product of both when the voltage is about 3/4 of the voltage. As can be seen from the poetry curve diagram in FIG. 9, if the oscillation period T changes, the oscillation frequency f1/T and the input power P change. a in Figure 8
, b show operating waveforms at low input, and C-e show operating waveforms at high input. In this conventional example, the conduction times of the first switching element 3 and the second switching element 4 are controlled to be equal even if the oscillation frequency f changes. Therefore, the operating waveforms of the two switching elements are the same.In this case, the two switching elements have an on loss, which is the product of the current flowing through the switching element and the on voltage, and a switching loss, which is the product of the current and voltage during switching. A loss is occurring.
以上のように従来の構成では、第一のスイッチング素子
３と第二のスイッチング素子４の導通時間は一定で発振
周波数ｆを変えることによって入力電力Ｐを変化させて
いたため、２個のスイッチング素子の動作波形は同一で
、またオン損失とスイッチング損失か発生していた。As described above, in the conventional configuration, the conduction time of the first switching element 3 and the second switching element 4 is constant and the input power P is changed by changing the oscillation frequency f. The operating waveforms were the same, and on-loss and switching loss were occurring.
発明が解決しようとする課題
前記したような従来の構成ては、低オン電圧でかつ高速
スイッチング特性を備えたパワー素子が望まれている。Problems to be Solved by the Invention In the conventional configurations described above, a power element having a low on-voltage and high-speed switching characteristics is desired.
しかし現状では、この２つの特性を同時に満足するよう
なスイッチング素子はないため（例えばバイポーラトラ
ンジスタは低オン損失だか低速スイッチングであり、Ｍ
ＯＳＦＥＴは高速スイッチングだが高オン損失である）
、使用するスイッチング素子の損失が過大となるもので
ある。つまり従来の構成ては、スイッチング素子の冷却
を必要とするため、装置か大型化するとしう課題を有す
るものであった。However, at present, there is no switching element that satisfies these two characteristics at the same time (for example, bipolar transistors have low on-loss and slow switching, and M
OSFET has high speed switching but high on-loss)
, the loss of the switching elements used is excessive. In other words, the conventional configuration requires cooling of the switching elements, which has the problem of increasing the size of the device.
本発明は上記従来の課題を解決しようとするもので、ス
イッチングの損失を低減することのできる誘導加熱調理
器を提供することを目的とするものである。The present invention is intended to solve the above-mentioned conventional problems, and an object of the present invention is to provide an induction heating cooker that can reduce switching loss.
課題を解決するための手段
＠紀目的を達成するために本発明は、直流電流を高周波
電流に変換するインバータ回路と、その制御回路を備え
、前記インバータ回路は加熱コイルと薊記加熱コイルに
接続された共振コンデンサと、２個のスイッチング手段
を有し、前記制御回路は発振器と可変導通比設定部を有
し、前記可変導通比設定部によって設定された導通時間
の長い方のスイッチング手段に低オン電圧パワー素子を
、導通時間の短い方のスイッチング手段に高速スイッチ
ングパワー素子を用いた誘導加熱調理器とするものであ
る。Means for Solving the Problems @ In order to achieve the objects, the present invention comprises an inverter circuit for converting direct current into high frequency current, and a control circuit thereof, the inverter circuit being connected to a heating coil and a heating coil. The control circuit has an oscillator and a variable conduction ratio setting section, and the control circuit has a resonant capacitor having a longer conduction time set by the variable conduction ratio setting section. The induction heating cooker uses a high-speed switching power element as a switching means having a shorter conduction time as an on-voltage power element.
作用
上記本発明によれば可変導通比設定部によって設定され
た導通時間の長い方のスイッチング手段には低オン電圧
パワー素子を、導通時間の短い方のスイッチング手段に
は高速スイッチングパワー素子を用い、スイッチング素
子の損失を大幅に低減でき、装置の小型化を図ることが
できるものである。According to the present invention, a low on-voltage power element is used as the switching means with the longer conduction time set by the variable conduction ratio setting section, and a high-speed switching power element is used as the switching means with the shorter conduction time, The loss of the switching element can be significantly reduced, and the device can be made smaller.
実施例
以下、本発明の実施例を第１図に基づいて説明する。１
１は直流電源、１２はインバータ回路で、直列に接続し
た第一のスイッチング手段１３、第二のスイッチング手
段１４、加熱コイノシ１５、加熱コイル１５に直列接続
された共振コンデンサ１６、第一のダイオード１７、第
二のダイオード１８で構成されている。１９はインバー
タ回路１２の制御回路で、第一のスイッチング手段１３
と第二のスイッチング手段１４の導通比を設定してこれ
らのスイッチング手段を駆動する可変導通比設定部１９
ａと、発振器１９ｂ等から構成されている。EXAMPLE Hereinafter, an example of the present invention will be described based on FIG. 1
1 is a DC power supply, 12 is an inverter circuit, which includes a first switching means 13, a second switching means 14, a heating coil 15, a resonant capacitor 16 connected in series with the heating coil 15, and a first diode 17. , and a second diode 18. 19 is a control circuit for the inverter circuit 12, and the first switching means 13
and a variable conduction ratio setting section 19 that sets the conduction ratio of the second switching means 14 and drives these switching means.
a, an oscillator 19b, etc.
以上のように横絞された誘導加熱調理器において以下そ
の動作を第２図・第３図・第４図を用いて説明する。イ
ンバータ回路１２は、電源電圧がＥである直流電源１１
を、第一のスイッチング手段１３・第二のスイッチング
手段１４を交互にオンオフさせることによって高周波電
圧を発生し、加熱コイル１５・共振コンデンサ１６にこ
の高周波電流を供給している。この時第−のスイッチン
グ手段１３・第二のスイッチング手段１４は、定の発振
周波数で発振する発振器１９ｂに接続された可変導通比
設定部１９ａで設定された導通比で、交互に駆動されて
いる。また、この導通比を変化させることによって、イ
ンバータ回路１２の入力電力Ｐを変化させている。これ
は、第一のスイッチング手段１３の導通期間Ｔ１ と発
振周期Ｔの比Ｔ、／Ｔと入力電力Ｐ、発振周波数ｆとの
関係が第３図の特性曲線図に示される関係にあることに
着目したものてあり、発振周期Ｔを一定として（つまり
発振周波数ｆ ＝ １ ／Ｔを一定として）、第一のス
イッチング手段１３の導通時間を変え、インバータ回路
１２の入力電力Ｐを変化させている。この場合、必然的
に第二のスイッチング手段１４の導通時間Ｔ２は、Ｔ−
Ｔ、に制御される。本実施例ては必ずＴ１≦Ｔ２となる
ように制御しており、導通時間の短い（Ｔ ”）第一
のスイッチング手段工３にはスイッチング速度の速いＭ
ＯＳＦＥＴを、導通時間の長い（Ｔ２）第二のスイッチ
ング手段１４にはオン電圧の低いバイポーラトランジス
タを用いている。第２図Ａ、Ｂに低人力（Ｔ ／Ｔξ
０．２）の時の電圧および電流の動作波形を、第２図Ｃ
，Ｄ、Ｅに高入力（Ｔ／Ｔ勾０．４）の時の電圧、電流
および両者の積の動作波形を示す。第２図から明らかな
ように第一のスイッチング手段１３であるＭＯＳＦＥＴ
にはスイッチングが存在するか、第二のスイッチング手
段１４であるバイポーラトランジスタにはスイッチング
が存在しない。また、インバータ回路１２の特性より第
二のスイッチング手段１４であるバイポーラトランジス
タに流れる電流の平均値は、第一のスイッチング手段１
３であるＭＯＳＦＥＴに流れる電流の平均値と第二のダ
イオード１８に流れる電流の平均値の和に等しくなる。The operation of the induction heating cooker which is horizontally throttled as described above will be explained below with reference to FIGS. 2, 3, and 4. The inverter circuit 12 includes a DC power supply 11 whose power supply voltage is E.
A high frequency voltage is generated by alternately turning on and off the first switching means 13 and the second switching means 14, and this high frequency current is supplied to the heating coil 15 and the resonant capacitor 16. At this time, the first switching means 13 and the second switching means 14 are driven alternately at a conduction ratio set by a variable conduction ratio setting section 19a connected to an oscillator 19b that oscillates at a constant oscillation frequency. . Furthermore, by changing this conduction ratio, the input power P of the inverter circuit 12 is changed. This is because the relationship between the ratio T, /T of the conduction period T1 and the oscillation period T of the first switching means 13, the input power P, and the oscillation frequency f is the relationship shown in the characteristic curve diagram in FIG. In this method, the input power P of the inverter circuit 12 is changed by changing the conduction time of the first switching means 13 while keeping the oscillation period T constant (that is, keeping the oscillation frequency f = 1 /T constant). . In this case, the conduction time T2 of the second switching means 14 is necessarily T-
It is controlled by T. In this embodiment, the control is performed so that T1≦T2, and the first switching means 3 having a short conduction time (T'') has a high switching speed.
A bipolar transistor with a low on-voltage is used as the OSFET and the second switching means 14 with a long conduction time (T2). Figure 2 A and B show low human power (T /Tξ
0.2), the voltage and current operating waveforms are shown in Figure 2C.
, D, and E show the operating waveforms of voltage, current, and their product at high input (T/T slope 0.4). As is clear from FIG. 2, the first switching means 13 is a MOSFET.
There is switching in the bipolar transistor which is the second switching means 14, or there is no switching in the bipolar transistor which is the second switching means 14. Furthermore, due to the characteristics of the inverter circuit 12, the average value of the current flowing through the bipolar transistor which is the second switching means 14 is the same as that of the first switching means 1.
3, which is equal to the sum of the average value of the current flowing through the MOSFET and the average value of the current flowing through the second diode 18.
従って第二のスイッチング手段１４であるバイポーラト
ランジスタに流れる電流は、第一のスイッチング手段１
３であるＭＯＳＦＥＴに流れる電流よりも第二のダイオ
ード１８に流れる電流分だけ大きくなる。実験によって
得た結果ては、ステンレス鍋を加熱した場合に第二のス
イッチング手段１４に流れる電流は、第一のスイッチン
グ手段１３に流れる電流の約１．５倍となる。従って、
第一のスイッチング手段１３はスイッチング損失が大き
く、第二のスイッチング手段はオン損失が大きくなる。Therefore, the current flowing through the bipolar transistor which is the second switching means 14 is the same as that of the first switching means 1.
The current flowing through the second diode 18 is larger than the current flowing through the MOSFET 3. As a result obtained through experiments, when the stainless steel pot is heated, the current flowing through the second switching means 14 is approximately 1.5 times the current flowing through the first switching means 13. Therefore,
The first switching means 13 has a large switching loss, and the second switching means has a large on-loss.
そこで本実施例では、スイッチング損失の大きな第一の
スイッチング手段としてスイッチング速度の速いＭＯＳ
ＦＥＴを、オン損失の大きな第二のスイッチング手段に
はオン電圧の低いバイポーラトランジスタを用いること
によって、２個のスイッチング手段の損失を大幅に低減
している。スイッチング速度とスイッチング損失の関係
及びオン電圧とオン損失の関係は、当熱のことながら第
４図に示した通りである。Therefore, in this embodiment, a MOS with high switching speed is used as the first switching means with large switching loss.
By using FETs and a bipolar transistor with a low on-voltage for the second switching means with a large on-loss, the losses of the two switching means are significantly reduced. The relationship between switching speed and switching loss and the relationship between on-voltage and on-loss are as shown in FIG. 4, with regard to heat.
以上のように本実施例では、可変導通比設定部１９ａに
よって設定された導通時間の長い方のスイッチング手段
（本実施例では第二のスイッチング手段１４）に低オン
電圧パワー素子であるバイポーラトランジスタを、導通
時間の短い方のスイッチング手段（本実施例では第一の
スイッチング手段１３）に高速スイッチングパワー素子
であるＭＯＳＦＥＴを用いることによって２個のスイッ
チング手段の損失を大幅に低減したものである。As described above, in this embodiment, a bipolar transistor, which is a low on-voltage power element, is used as the switching means (second switching means 14 in this embodiment) having a longer conduction time set by the variable conduction ratio setting section 19a. By using a MOSFET, which is a high-speed switching power element, as the switching means with a shorter conduction time (the first switching means 13 in this embodiment), the loss of the two switching means is significantly reduced.
第５図は本発明の第二の実施例を示す回路図である。図
において２１は直流電源、２２はインバータ回路で、直
列に接続した第一のスイッチング手段２３と第二のスイ
ッチング手段２４、加熱コイル２５、加熱コイル２５に
直列接続された共振コンデンサ２６、第一のダイオード
２７、第のダイオード２８て構成されている。２９はイ
ンバータ回路１２の制御回路で、第一のスイッチング手
段２３と第二のスイッチング手段２４の導通比を設定し
て駆動する可変導通比設定部２９ａ、発振器２９ｂ等か
ら構成されている。FIG. 5 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. In the figure, 21 is a DC power supply, 22 is an inverter circuit, a first switching means 23 and a second switching means 24 connected in series, a heating coil 25, a resonant capacitor 26 connected in series with the heating coil 25, and a first It is composed of a diode 27 and a second diode 28. Reference numeral 29 denotes a control circuit for the inverter circuit 12, which includes a variable conduction ratio setting section 29a that sets and drives the conduction ratio of the first switching means 23 and the second switching means 24, an oscillator 29b, and the like.
本実施例の動作は、はとんと前記第一の実施例と同様で
あり、異なる部分について第６図を用いて説明する。第
６図に示すようにＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラト
ランジスタ）のスイッチング速度・オン電圧特性は、高
速スイッチング−高オン電圧側（ＭＯＳＦＥＴ側）から
低速スイッチング−低オン電圧側（バイボーラトランジ
スタ側）まで特性領域が広い特徴を持っている。従って
第一のスイッチング手段２３・第二のスイッチング手段
２４としてＴＧＢＴ一種類を使用し、特性を選別するこ
とによって、バイポーラトランジスタとＭＯＳＦＥＴの
二種類の素子を使い分けた場合と同様の特性を得ること
ができる。本実施例はこの点に着目したもので、可変導
通比設定部２９ａによって設定された導通時間の長い方
のスイッチング手段（第二のスイッチング手段２４）に
は低オン電圧ＩＧＢＴ（第６図でオン電圧〈Ａの領域）
を、導通時間の短い方のスイッチング手段（第一のスイ
ッチング手段２３）に高速スイッチングＩＧＢＴ（第６
図でスイッチング速度〈Ｂの領域）を用いることによっ
て、２個のスイッチング手段の損失を大幅に低減してい
る。また、ＩＧＢＴは電圧駆動型素子であるため、バイ
ポーラトランジスタに比べて駆動回路が大幅に小型化・
低コスト化できる。その上さらに、特性の異なる二種類
のスイッチング素子を一種類のパワー素子（ＩＧＢＴ）
で構成しているため、はとんど同一の駆動回路で駆動で
き、駆動回路の設計工数等の低コスト化も図ることかで
きる。The operation of this embodiment is essentially the same as that of the first embodiment, and the different parts will be explained using FIG. 6. As shown in Figure 6, the switching speed and on-voltage characteristics of IGBTs (insulated gate bipolar transistors) range from high-speed switching - high on-voltage side (MOSFET side) to slow switching - low on-voltage side (bipolar transistor side). It has a wide range of characteristics. Therefore, by using one type of TGBT as the first switching means 23 and second switching means 24 and selecting the characteristics, it is possible to obtain the same characteristics as when using two types of elements, bipolar transistors and MOSFETs. can. This embodiment focuses on this point, and the switching means (second switching means 24) with the longer conduction time set by the variable conduction ratio setting section 29a has a low on-voltage IGBT (on-off in FIG. 6). Voltage (area of A)
, a high-speed switching IGBT (sixth
By using the switching speed (region B) in the figure, the losses of the two switching means are significantly reduced. Additionally, since IGBTs are voltage-driven devices, their drive circuits are much smaller and smaller than bipolar transistors.
Cost can be reduced. Furthermore, two types of switching elements with different characteristics can be combined into one type of power element (IGBT).
Since it is configured as follows, it can be driven by almost the same drive circuit, and it is also possible to reduce costs such as the number of man-hours required for designing the drive circuit.
以上のように本実施例では、スイッチング手段としてＩ
ＧＢＴ一種類を選択し、第一のスイッチング手段として
高速スイッチングＩＧＢＴを、第二のスイッチング手段
として低オン電圧ＩＧＢＴを使用することによって、２
個のスイッチング手段の損失を大幅に低減することがで
きるとともに、駆動回路の構成および駆動回路の開発工
数等の簡易化・削減を計ることができるものである。As described above, in this embodiment, I
By selecting one type of GBT and using a high-speed switching IGBT as the first switching means and a low on-voltage IGBT as the second switching means, two
The loss of each switching means can be significantly reduced, and the structure of the drive circuit and the number of man-hours for developing the drive circuit can be simplified and reduced.
発明の効果
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、直流
電流を高周波電流に変換するインバータ回路と、その制
御ＴＭ路を備え、前記インバータ回路は加熱コイルと前
記加熱コイルに接続された共振コンデンサと、２個のス
イッチング手段を有し、前記制御回路は発振器と可変導
通比設定部を有し、前記可変導通比設定部によって設定
された導通時間の長い方のスイッチング手段に低オン電
圧パワー素子を、導通時間の短い方のスイッチング手段
に高速スイッチングパワー素子を用いたことにより、ス
イッチング手段の損失を大幅に低減した誘導加熱調理器
を提供できる。Effects of the Invention As is clear from the above description, the present invention includes an inverter circuit that converts direct current into a high-frequency current and a control TM path thereof, and the inverter circuit is connected to a heating coil and the heating coil. The control circuit has an oscillator and a variable conduction ratio setting section, and the switching means having the longer conduction time set by the variable conduction ratio setting section has a low ON state. By using a high-speed switching power element as a switching means having a shorter conduction time than a voltage power element, it is possible to provide an induction heating cooker in which loss in the switching means is significantly reduced.
第１図は本発明の第一の実施例を示す回路図、第２図は
第１図の回路の各部における波形図、第３図、第４図は
同特性曲線図、第５図は本発明の第二の実施例を示す回
路図、第６図は同特性曲線図、第７図は従来例を示す回
路図、第８図は第７図の回路の各部における波形図、第
９図は同特性曲線図である。
１２・２２・・・インバータ回路、１３・２３・・・第
一のスイッチング手段、１４・２４・・・第二のスイッ
チング手段、１５・２５・・・加熱コイル、１６・２６
・・・共振コンデンサ、１９・２９・・・制御回路、１
９ａ・２９ａ・・・可変導通比設定部、１９ｂ・２９ｂ
・・・発振器。FIG. 1 is a circuit diagram showing the first embodiment of the present invention, FIG. 2 is a waveform diagram at each part of the circuit in FIG. 1, FIGS. 3 and 4 are characteristic curve diagrams, and FIG. A circuit diagram showing a second embodiment of the invention, FIG. 6 is a characteristic curve diagram of the same, FIG. 7 is a circuit diagram showing a conventional example, FIG. 8 is a waveform diagram at each part of the circuit in FIG. 7, and FIG. 9 is the same characteristic curve diagram. 12, 22... Inverter circuit, 13, 23... First switching means, 14, 24... Second switching means, 15, 25... Heating coil, 16, 26
...Resonance capacitor, 19.29...Control circuit, 1
9a/29a...Variable conduction ratio setting section, 19b/29b
...oscillator.
Claims (1)
その制御回路を備え、前記インバータ回路は加熱コイル
と前記加熱コイルに接続された共振コンデンサと、２個
のスイッチング手段を有し、前記制御回路は発振器と可
変導通比設定部を有し、前記可変導通比設定部によって
設定された導通時間の長い方のスイッチング手段に低オ
ン電圧パワー素子を、導通時間の短い方のスイッチング
手段に高速スイッチングパワー素子を用いた誘導加熱調
理器。An inverter circuit that converts direct current to high frequency current,
The inverter circuit includes a heating coil, a resonant capacitor connected to the heating coil, and two switching means, and the control circuit includes an oscillator and a variable conduction ratio setting section, An induction heating cooker using a low on-voltage power element as a switching means with a longer conduction time set by a conduction ratio setting section and a high-speed switching power element as a switching means with a shorter conduction time.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7041890A JP2712732B2 (en) | 1990-03-20 | 1990-03-20 | Induction heating cooker |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7041890A JP2712732B2 (en) | 1990-03-20 | 1990-03-20 | Induction heating cooker |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03269988A true JPH03269988A (en) | 1991-12-02 |
| JP2712732B2 JP2712732B2 (en) | 1998-02-16 |
Family
ID=13430909
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7041890A Expired - Fee Related JP2712732B2 (en) | 1990-03-20 | 1990-03-20 | Induction heating cooker |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2712732B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010041354A1 (en) | 2008-10-08 | 2010-04-15 | パナソニック株式会社 | Inductive heating device |
-
1990
- 1990-03-20 JP JP7041890A patent/JP2712732B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010041354A1 (en) | 2008-10-08 | 2010-04-15 | パナソニック株式会社 | Inductive heating device |
| US8957354B2 (en) | 2008-10-08 | 2015-02-17 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Inductive heating device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2712732B2 (en) | 1998-02-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7973268B2 (en) | Induction heating cooking device | |
| US20090296441A1 (en) | Semiconductor Power Switch | |
| US9806594B2 (en) | Drive device for power converter and driving method of power converter | |
| JP3430878B2 (en) | MOS gate type element driving circuit | |
| JP2002165439A (en) | Switch circuit | |
| EP0666703A1 (en) | Power transistor driving circuit of electromagnetic induction heating device | |
| JPH11252896A (en) | Iegt gate controller | |
| JP7142609B2 (en) | power converter | |
| JPH03269988A (en) | Inductive heating cooker | |
| JP2001025259A (en) | Pwm inverter | |
| Haehre et al. | Design of a 5-MHz-gate-driver for SiC-MOSFETs | |
| JP6650356B2 (en) | Power converter | |
| JP5939903B2 (en) | Electromagnetic induction heating device | |
| JP2982364B2 (en) | Inverter for induction heating | |
| JP2014090316A (en) | Gate Drive circuit | |
| JP2621495B2 (en) | Gate drive circuit | |
| JPH1092564A (en) | Induction heating cooker | |
| JPH0965656A (en) | High-frequency inverter | |
| Sobczynski | Active gate drivers | |
| JP3087494B2 (en) | Gate drive circuit for driving power switching elements | |
| Bourgeois et al. | Losses of insulated gate bipolar transistor in HF resonant converters | |
| CN118300588A (en) | Gate driving circuit, hybrid power device and control method of hybrid power device | |
| JPH06290863A (en) | Induction heating cooking apparatus | |
| JPS62104479A (en) | Control rectifier | |
| JP2022143030A (en) | Drive circuit and semiconductor device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081031 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091031 Year of fee payment: 12 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |