JPH03235065A - 電磁型デジタル電流検出器 - Google Patents
電磁型デジタル電流検出器Info
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- JPH03235065A JPH03235065A JP2030529A JP3052990A JPH03235065A JP H03235065 A JPH03235065 A JP H03235065A JP 2030529 A JP2030529 A JP 2030529A JP 3052990 A JP3052990 A JP 3052990A JP H03235065 A JPH03235065 A JP H03235065A
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Landscapes
- Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電気的に絶縁して電流を電磁的にデジタル演
算により検出する電磁型デジタル電流検出器に関する。
算により検出する電磁型デジタル電流検出器に関する。
従来は、シャント抵抗、絶縁アンプならびにアナログ／
ディジタル変換器を用いてディジタルの電流検出回路［
第１の従来例］を構成していた。
ディジタル変換器を用いてディジタルの電流検出回路［
第１の従来例］を構成していた。
また、本出願人かさきに開発した第２の従来例として特
開昭６３−１３３０６７号公報・発明の名称 デジタル
電流検出器がある。
開昭６３−１３３０６７号公報・発明の名称 デジタル
電流検出器がある。
これは、トロイダルコアの中心部を被測定電流が流れる
直流母線を貫通させ、トロイダルコアの磁路の一部に形
成した空隙面に磁気検出器を配設し、トロイダルコアに
巻回した巻線からの検出電圧の正・負を判別する第１の
比較器出力と、検出電圧の絶対値が一定値を越えるかを
みる第２の比較器出力と、検出電圧のアナログ／ディジ
タル変換した値とを可逆カウンタに与え、この可逆カウ
ンタ出力を電流値とするとともに可逆カウンタ出力をデ
ィジタル／アナログ逆変換しアンプを介して巻線に加え
るデジタル電流検出器である。
直流母線を貫通させ、トロイダルコアの磁路の一部に形
成した空隙面に磁気検出器を配設し、トロイダルコアに
巻回した巻線からの検出電圧の正・負を判別する第１の
比較器出力と、検出電圧の絶対値が一定値を越えるかを
みる第２の比較器出力と、検出電圧のアナログ／ディジ
タル変換した値とを可逆カウンタに与え、この可逆カウ
ンタ出力を電流値とするとともに可逆カウンタ出力をデ
ィジタル／アナログ逆変換しアンプを介して巻線に加え
るデジタル電流検出器である。
さらに、本出願人は第３の従来例として特開昭６３−１
５９７６９号公報・発明の名称 絶縁型デジタル電流検
出器を提案している。
５９７６９号公報・発明の名称 絶縁型デジタル電流検
出器を提案している。
それは、シャント抵抗の両端電圧と出力帰還アナログ電
圧との比較をする比較器出力を電気的絶縁を介してアッ
プダウンカウンタで計数出力する絶縁型デジタル電流検
出器である。
圧との比較をする比較器出力を電気的絶縁を介してアッ
プダウンカウンタで計数出力する絶縁型デジタル電流検
出器である。
しかしながら、第１および第３の従来例においてはシャ
ント抵抗での発熱の問題から、この方式は大容量の電流
検出に利用できない欠点がある。
ント抵抗での発熱の問題から、この方式は大容量の電流
検出に利用できない欠点がある。
また、第２の従来例にあっては磁気演算をするトロイダ
ルコアの残留磁気のため電流検出器自身の精度が悪いの
を克服して、ゼロメソッド型の電流検出器とＡ／Ｄ変換
器を適用する方法ではあるが、構成部材が少々増加する
という不具合がある。
ルコアの残留磁気のため電流検出器自身の精度が悪いの
を克服して、ゼロメソッド型の電流検出器とＡ／Ｄ変換
器を適用する方法ではあるが、構成部材が少々増加する
という不具合がある。
ここにおいて、本発明はこれらの従来例の難点をすべて
払拭した電磁型デジタル電流検出器を提供することを、
その目的とする。
払拭した電磁型デジタル電流検出器を提供することを、
その目的とする。
上記目的を達成するために、本発明は、デユーティ一定
で、正と負の同−絶体値の電流をトロイダルコアの補償
巻線に与え、 このトロイダルコアに巻回した測定巻線に流す被測定電
流を抑制する装置と、 かつ、そのトロイダルコアの磁路の一部を僅かに切り開
いてトロイダルコアの断面に磁気センサを設けた磁気検
出器を介してトロイダルコアを貫通する磁束の方向性の
正負を検出する装置と、これを被測定電流の検出値とな
すとともに、トロイダルコアの補償巻線に入力している
電流の方向を切換える装置とを それぞれ具備したことを特徴とする電磁型デジタル電流
検出器 であり、また トロイダルコアの補償巻線の前段に積分作用をなすオペ
アンプを設けた 前項記載の電磁型デジタル電流検出器 であり、かつ 前記オペアンプの出力を電流バッファ回路を経てからト
ロイダルコアの補償巻線へ加える前項記載の電磁型デジ
タル電流検出器 であり、さらに 正と負の同一絶対値の電流をトロイダルコアの補償巻線
へ与え、 トロイダルコアに巻回した測定巻線に流す被測定電流を
抑制する装置と、 かつ、そのトロイダルコアの磁路の一部をわずかに切り
開いてトロイダルコアの断面に磁気センサを設゛けた磁
気検出器を介してトロイダルコアを貫通する磁束を検出
する装置と、 前記磁束を検出する装置の出力電圧と、デユーティ一定
のキャリアパルスとを積分する積分作用をなすオペアン
プを設け、 前記オペアンプの出力電圧の正負を検出する装置と、 二のオペアンプの出力電圧を被測定電流の検出値となす
とともトロイダルコアの補償巻線に入力している電流の
方向を切りかえる装置とをそれぞれ具備した ことを特徴とする電磁型デジタル電流検出器であり、さ
らにまた トロイダルコアの補償巻線の一方端に第１のスイッチ回
路の共通接点を接続し、 トロイダルコアの補償巻線の一方端に第２のスイッチ回
路の共通接点を接続し、 第１のスイッチ回路の第１の入力接点と第２のスイッチ
回路の第１の入力接点に正電圧を接続し、第２のスイッ
チ回路の第２の入力接点と第２のスイッチ回路の第２の
入力接点に負正電圧を接続してなる バッファ回路を設け、 このバッファ回路を前記オペアンプの出力で切換える 前々項記載の電磁型デジタル電流検出器であり、しかも
なお 補償巻線に与える電流のデユーティを５０％とした これまでの各項のいずれかに記載の電磁型デジタル電流
検出器 である。
で、正と負の同−絶体値の電流をトロイダルコアの補償
巻線に与え、 このトロイダルコアに巻回した測定巻線に流す被測定電
流を抑制する装置と、 かつ、そのトロイダルコアの磁路の一部を僅かに切り開
いてトロイダルコアの断面に磁気センサを設けた磁気検
出器を介してトロイダルコアを貫通する磁束の方向性の
正負を検出する装置と、これを被測定電流の検出値とな
すとともに、トロイダルコアの補償巻線に入力している
電流の方向を切換える装置とを それぞれ具備したことを特徴とする電磁型デジタル電流
検出器 であり、また トロイダルコアの補償巻線の前段に積分作用をなすオペ
アンプを設けた 前項記載の電磁型デジタル電流検出器 であり、かつ 前記オペアンプの出力を電流バッファ回路を経てからト
ロイダルコアの補償巻線へ加える前項記載の電磁型デジ
タル電流検出器 であり、さらに 正と負の同一絶対値の電流をトロイダルコアの補償巻線
へ与え、 トロイダルコアに巻回した測定巻線に流す被測定電流を
抑制する装置と、 かつ、そのトロイダルコアの磁路の一部をわずかに切り
開いてトロイダルコアの断面に磁気センサを設゛けた磁
気検出器を介してトロイダルコアを貫通する磁束を検出
する装置と、 前記磁束を検出する装置の出力電圧と、デユーティ一定
のキャリアパルスとを積分する積分作用をなすオペアン
プを設け、 前記オペアンプの出力電圧の正負を検出する装置と、 二のオペアンプの出力電圧を被測定電流の検出値となす
とともトロイダルコアの補償巻線に入力している電流の
方向を切りかえる装置とをそれぞれ具備した ことを特徴とする電磁型デジタル電流検出器であり、さ
らにまた トロイダルコアの補償巻線の一方端に第１のスイッチ回
路の共通接点を接続し、 トロイダルコアの補償巻線の一方端に第２のスイッチ回
路の共通接点を接続し、 第１のスイッチ回路の第１の入力接点と第２のスイッチ
回路の第１の入力接点に正電圧を接続し、第２のスイッ
チ回路の第２の入力接点と第２のスイッチ回路の第２の
入力接点に負正電圧を接続してなる バッファ回路を設け、 このバッファ回路を前記オペアンプの出力で切換える 前々項記載の電磁型デジタル電流検出器であり、しかも
なお 補償巻線に与える電流のデユーティを５０％とした これまでの各項のいずれかに記載の電磁型デジタル電流
検出器 である。
本発明は、上記の構成であるから、
アナログ量の被測定電流をトロイダルコアの測定巻線に
流すことで巻線の積分要素を利用しているのでパルス幅
変調Ａ／Ｄコンバータに不可欠な積分器を不要とし、 さらに、被測定電流の回路と測定出力回路の電気的絶縁
も完全となり電力ロスがなく、しかもなお、パルス幅変
調Ａ／Ｄコンバータに積分器を使用することで、被測定
電流が含むノイズにも強く、 大電流も測定可能となる。
流すことで巻線の積分要素を利用しているのでパルス幅
変調Ａ／Ｄコンバータに不可欠な積分器を不要とし、 さらに、被測定電流の回路と測定出力回路の電気的絶縁
も完全となり電力ロスがなく、しかもなお、パルス幅変
調Ａ／Ｄコンバータに積分器を使用することで、被測定
電流が含むノイズにも強く、 大電流も測定可能となる。
本発明の一実施例における回路構成を表すブロック図を
第１図に示す。
第１図に示す。
交流あるいは直流の被測定電流が流れる測定巻線１０２
と、キャリアパルスを導入しＰＷＭ ［パルス幅変調コ
される被測定電流のＰＷＭ出力をキャリアパルスに同期
させる補償巻線１０１を巻回した、トロイダルコア１０
３の磁路の一部を切り開きそこに磁気センサ［例えばホ
ール素子コ１０４を配設し、磁気センサ１０４の一対の
端面には直流電源１２０から定電流回路１２１を経て定
電流が与えられ、他の一対の端面には磁気センサ１０４
に交差する磁束変化に対応した電圧が発生する。
と、キャリアパルスを導入しＰＷＭ ［パルス幅変調コ
される被測定電流のＰＷＭ出力をキャリアパルスに同期
させる補償巻線１０１を巻回した、トロイダルコア１０
３の磁路の一部を切り開きそこに磁気センサ［例えばホ
ール素子コ１０４を配設し、磁気センサ１０４の一対の
端面には直流電源１２０から定電流回路１２１を経て定
電流が与えられ、他の一対の端面には磁気センサ１０４
に交差する磁束変化に対応した電圧が発生する。
この磁気センサ１０４の発生電圧はコンパレータ１１０
の両端に与えられ、その比較電圧が被測定電流の電流値
をデジタルに表すＰＷＭ出力として取り出される。
の両端に与えられ、その比較電圧が被測定電流の電流値
をデジタルに表すＰＷＭ出力として取り出される。
このＰＷＭ出力はスイッチ駆動手段１０５を経てスイッ
チＳ２を接点Ｃ２を中心にして接点ａ２あるいはｂ２に
接触させて、基準直流電圧子ＶＲｅｆ’あるいは−ＶＲ
ｅｆ’が抵抗１１２を経てアンプ１０７に加えられ、抵
抗１１４を経てアンプ１０７に加えられる一定電圧と比
較される。また、ＰＷＭｌｎはデユーティ（Ｄｕｔｙ）
５０％のキャリアパルスｖｉｎであり、このキャリア
パルスｖｉｎをスイッチ駆動手段１０６を経てスイッチ
Ｓ２を接点ｃ２を中心にして接点ａ２あるいはｂ２に接
触させて、基準直流電圧＋ＶＲｅｆあるいは−Ｖ Ｒｅ
ｆが抵抗１１１を介してにアンプ１０７に与えられ、抵
抗１１４を経てアンプ１０７に加えられる一定電圧と比
較される。そして、１１３，１１５゜１１６は抵抗、１
１７はコンデンサ、１０８゜１０９はトランジスタ、＋
Ｖｃｃ、 −Ｖｃｃハ正、負の直流電源である。
チＳ２を接点Ｃ２を中心にして接点ａ２あるいはｂ２に
接触させて、基準直流電圧子ＶＲｅｆ’あるいは−ＶＲ
ｅｆ’が抵抗１１２を経てアンプ１０７に加えられ、抵
抗１１４を経てアンプ１０７に加えられる一定電圧と比
較される。また、ＰＷＭｌｎはデユーティ（Ｄｕｔｙ）
５０％のキャリアパルスｖｉｎであり、このキャリア
パルスｖｉｎをスイッチ駆動手段１０６を経てスイッチ
Ｓ２を接点ｃ２を中心にして接点ａ２あるいはｂ２に接
触させて、基準直流電圧＋ＶＲｅｆあるいは−Ｖ Ｒｅ
ｆが抵抗１１１を介してにアンプ１０７に与えられ、抵
抗１１４を経てアンプ１０７に加えられる一定電圧と比
較される。そして、１１３，１１５゜１１６は抵抗、１
１７はコンデンサ、１０８゜１０９はトランジスタ、＋
Ｖｃｃ、 −Ｖｃｃハ正、負の直流電源である。
トランジスタ１０８と１０９からなる回路は、電圧ゲイ
ン１のバッファー回路であり、アンプ１０７の出力電流
を増大する働きがある。
ン１のバッファー回路であり、アンプ１０７の出力電流
を増大する働きがある。
このように、スイッチＳｌ、Ｓ２によりＰＷＭ出力はキ
ャリアパルスＶｉｎに同期する。
ャリアパルスＶｉｎに同期する。
第２図は、この一実施例の動作を説明するブロック線図
［第２図（ａ）］ とトロイダルコアの各巻線の略図［
第２図（ｂ）］である。
［第２図（ａ）］ とトロイダルコアの各巻線の略図［
第２図（ｂ）］である。
第２図（ｂ）に示すようにトロイダルコア１０３に補償
巻線１０１．測定巻線１０２をとりつける。
巻線１０１．測定巻線１０２をとりつける。
測定巻線１０２に被測定電流１２を流し、補償巻線１０
１の補償電流１１との差ｌ２−Ｉｆの符号によって、リ
レー要素［２０１］の出力電圧を±Ｖｃに制御し、この
信号にデユーティ５０％で正負の同一絶対値のパルス電
圧［キャリアパルス］Ｖｉｎを加え、補償巻線１０１
［２０２］を通じて被測定電流Ｉ２の入力点へフィー
ドバックする。
１の補償電流１１との差ｌ２−Ｉｆの符号によって、リ
レー要素［２０１］の出力電圧を±Ｖｃに制御し、この
信号にデユーティ５０％で正負の同一絶対値のパルス電
圧［キャリアパルス］Ｖｉｎを加え、補償巻線１０１
［２０２］を通じて被測定電流Ｉ２の入力点へフィー
ドバックする。
このとき補償巻線１０１は積分器となるので、フィード
バック信号は電流である。
バック信号は電流である。
この信号が補償電流１１となる。このループによって１
２−ＩＩ 〜０とすることで、リレー要素［２０１］の
出力パルスを被測定電流１２の変換値とするものである
。
２−ＩＩ 〜０とすることで、リレー要素［２０１］の
出力パルスを被測定電流１２の変換値とするものである
。
なお、補償巻線１０１の積分作用をオペアンプ（演算増
幅器）とコンデンサで代用し、補償巻線１０１へは積分
器の出力を電流に変換して流しても実現できる。
幅器）とコンデンサで代用し、補償巻線１０１へは積分
器の出力を電流に変換して流しても実現できる。
この一実施例の作用を第３図の電圧波形図により説明す
る。
る。
第３図において、補償電流■１は常に変化するが、補償
電流１１の平均値は被測定電流Ｉ２と等しくなる。
電流１１の平均値は被測定電流Ｉ２と等しくなる。
また、第２図に示すようにデユーティ５０％のパルスの
周期での積分値１１を考えると、デユーティ５０％の積
分値は０となり、±Ｖｅの積分値のみが残る。
周期での積分値１１を考えると、デユーティ５０％の積
分値は０となり、±Ｖｅの積分値のみが残る。
ここで、＋Ｖｃの印加される時間をＴ＋とすると、補償
電流１１は Ｉｔ −Ｖｃ（２Ｔ＋ −Ｔ） ・ （
２式）であられされ、これが被測定電流Ｉ２と等しいこ
とにより １２−Ｖｅ（２Ｔ＋ −Ｔ） −（３式
）これより、被測定電流Ｉ２が時間Ｔ＋に変換されたこ
とになる。
電流１１は Ｉｔ −Ｖｃ（２Ｔ＋ −Ｔ） ・ （
２式）であられされ、これが被測定電流Ｉ２と等しいこ
とにより １２−Ｖｅ（２Ｔ＋ −Ｔ） −（３式
）これより、被測定電流Ｉ２が時間Ｔ＋に変換されたこ
とになる。
このように、第１図は測定巻線１０２を流れる被測定電
流をパルス幅変換して検出する回路であり、図中ＰＷＭ
ｉｎ ［ＶｉｎコによってスイッチＳ１を駆動し、デユ
ーティ５０％の信号をつくる。
流をパルス幅変換して検出する回路であり、図中ＰＷＭ
ｉｎ ［ＶｉｎコによってスイッチＳ１を駆動し、デユ
ーティ５０％の信号をつくる。
補償巻線１０１．測定巻線１０２の電流の和の符号はト
ロイダルコア１０２の断面に設けた磁束検出器［磁気セ
ンサ１０４．コンパレータなどからなる］により検出す
る。またこの検出信号でスイッチＳ２を駆動する。補償
巻線１０１はスイッチＳＬ、Ｓ２によってつくられた信
号が加えられて印加されることで、測定巻線１０２の電
流と等しくなるように制御され、このときの磁束検出器
の出力ＰＷＭ出力が検出値となる。なお、この磁束検出
器に用いた素子［磁気センサ１０４コは低電流を流し磁
界の変化を検出するもであればよい。
ロイダルコア１０２の断面に設けた磁束検出器［磁気セ
ンサ１０４．コンパレータなどからなる］により検出す
る。またこの検出信号でスイッチＳ２を駆動する。補償
巻線１０１はスイッチＳＬ、Ｓ２によってつくられた信
号が加えられて印加されることで、測定巻線１０２の電
流と等しくなるように制御され、このときの磁束検出器
の出力ＰＷＭ出力が検出値となる。なお、この磁束検出
器に用いた素子［磁気センサ１０４コは低電流を流し磁
界の変化を検出するもであればよい。
第４図は本発明の他の実施例の回路構成を表すブロック
図である。
図である。
この他の実施例は、磁気センサ［例えばホール素子コの
出力がゼロクロス比較器に入力されてパルス幅変調信号
に変換する方式において、あるいは尖状ノイズが生起す
ることがあったときに有効な手段である。
出力がゼロクロス比較器に入力されてパルス幅変調信号
に変換する方式において、あるいは尖状ノイズが生起す
ることがあったときに有効な手段である。
すべての図面において、同一符号は同一部材を示す。
磁束検出回路１０４て検出されたトロイダルコア１０３
の磁束変化は積分回路４０５へ与えられる。
の磁束変化は積分回路４０５へ与えられる。
積分回路４０５は、磁束検出回路１０４からの入力抵抗
１２２とキャリアパルスＶｉｎの入力抵抗１２３の出力
端を共通にしてアンプ１２４の一方の入力端子へ接続し
、アンプ１２４の他方の入力端子は接地されており、ア
ンプ１２４の出力端は積分コンデンサ］２５を介して先
の一方の入力端子へ帰還接続される。
１２２とキャリアパルスＶｉｎの入力抵抗１２３の出力
端を共通にしてアンプ１２４の一方の入力端子へ接続し
、アンプ１２４の他方の入力端子は接地されており、ア
ンプ１２４の出力端は積分コンデンサ］２５を介して先
の一方の入力端子へ帰還接続される。
積分回路４０５の出力信号はコンパレータ４０６の一方
入力端に加わり、コンパレータ４０６の他方入力端は接
地されており、このコンパレータ４０６の出力かＰＷＭ
出力であり、このＰＷＭ出力はバッファ回路４０７を経
て補償巻線１０１へ補償電流を加え、またＰＷＭ出力は
計数回路４０８を介してデジタル符号化されたデジタル
符号出力が被測定電流Ｉ２の電流値として出力する。
入力端に加わり、コンパレータ４０６の他方入力端は接
地されており、このコンパレータ４０６の出力かＰＷＭ
出力であり、このＰＷＭ出力はバッファ回路４０７を経
て補償巻線１０１へ補償電流を加え、またＰＷＭ出力は
計数回路４０８を介してデジタル符号化されたデジタル
符号出力が被測定電流Ｉ２の電流値として出力する。
その他の実施例における作用を第５図の伝達関数による
ブロック図で説明する。
ブロック図で説明する。
まず、測定巻線１０２の巻数をＮｌ（ターン）とすると
、被測定電流Ｉ２によって、トロイダルコア１０３中に Φｌ−μ・Ｎｌ φ１２ ・・・（４
式）の磁束Φｌが生ずる。ここにμはトロイダルコアの
透磁率である。同様に、補償巻線１０１の巻線をＮ２（
ターン）とすると、補償巻線１０１を流れる補償電流工
】によって、トロイダルコア１０３中に Φ２−μ・Ｎ２ ・１１ ・・・（５式
）の磁束が生ずる。ＰＷＭ信号をデジタル符号に変換す
る計数回路４０８は、一般によく知られている。
、被測定電流Ｉ２によって、トロイダルコア１０３中に Φｌ−μ・Ｎｌ φ１２ ・・・（４
式）の磁束Φｌが生ずる。ここにμはトロイダルコアの
透磁率である。同様に、補償巻線１０１の巻線をＮ２（
ターン）とすると、補償巻線１０１を流れる補償電流工
】によって、トロイダルコア１０３中に Φ２−μ・Ｎ２ ・１１ ・・・（５式
）の磁束が生ずる。ＰＷＭ信号をデジタル符号に変換す
る計数回路４０８は、一般によく知られている。
このことと、（４式〉と（５式）の関係より、本発明の
動作原理を示す第５図は、磁束の入力からＰＷＭ出力ま
でのブロック図としている。
動作原理を示す第５図は、磁束の入力からＰＷＭ出力ま
でのブロック図としている。
第５図において、説明を簡単にするために、キャリアパ
ルスＶｉｎのデユーティは５０％で、振幅は最大値ｖｃ
、最小値−ＶＣとし、またリレー要素の出力も最小値が
ＶＨ−Ｖｌ、最小値がＶＬ −−Ｖｌ とする。
ルスＶｉｎのデユーティは５０％で、振幅は最大値ｖｃ
、最小値−ＶＣとし、またリレー要素の出力も最小値が
ＶＨ−Ｖｌ、最小値がＶＬ −−Ｖｌ とする。
さらに、第４図のバッファ回路を第５図に示すように１
次おくれ要素に設定する。
次おくれ要素に設定する。
この時定数Ｔ２をキャリアパルスの周期に対して十分短
く設定すと、バッファ回路５０４の出力は、はぼＰＷＭ
出力と同一の波形となる。ここでは、時定数Ｔ２をキャ
リアパルスの周期の１１５〜１／１０倍程度に設定する
。
く設定すと、バッファ回路５０４の出力は、はぼＰＷＭ
出力と同一の波形となる。ここでは、時定数Ｔ２をキャ
リアパルスの周期の１１５〜１／１０倍程度に設定する
。
第６図は、第５図における各部の電圧波形図であり、縦
軸は電圧、横軸は時間である。
軸は電圧、横軸は時間である。
第６図（ａ）は積分要素５０２の入力段での電圧波形［
−点鎖線は後述する磁束ｆｆ１ＫｌΦ１の平均値である
コ、第６図（ｂ）はキャリアパルスＶｊｎの電圧波形、
第６図（ｄ）はリレー要素５０３の入力段での電圧波形
、第６図（ｃ）はリレー要素５０３の出力段つまりＰＷ
Ｍ出力の電圧波形であり、それぞれ時点ｔ１から時点ｔ
６まてを時間的に対応して表している。
−点鎖線は後述する磁束ｆｆ１ＫｌΦ１の平均値である
コ、第６図（ｂ）はキャリアパルスＶｊｎの電圧波形、
第６図（ｄ）はリレー要素５０３の入力段での電圧波形
、第６図（ｃ）はリレー要素５０３の出力段つまりＰＷ
Ｍ出力の電圧波形であり、それぞれ時点ｔ１から時点ｔ
６まてを時間的に対応して表している。
第５図のブロック図は積分要素を持った閉ループ系とな
っているので、積分要素５０２の入力段の平均値が０と
なるように制御がおこなわれる。
っているので、積分要素５０２の入力段の平均値が０と
なるように制御がおこなわれる。
第６図は第５図の制御系が安定状態を示している。
すなわち、第６図（ａ）の電圧波形はデユーティが５０
％のキャリアパルスと被測定電流を表すＫｌΦｌと補償
巻線による−に１Φ２の各波形を示している。
％のキャリアパルスと被測定電流を表すＫｌΦｌと補償
巻線による−に１Φ２の各波形を示している。
フィードバックループの働きによって、第５図の積分要
素５０２の入力段での平均値は０となるので、 すなわち、 ロ となる。また、リレー要素５０３の出力段では第６図（
Ｃ）に示すＰＷＭ出力電圧波形が観測できるのであるか
ら、 Φ２−２に２ Ｖｌ （（ＴＶ ／Ｔｃ）−１／２
］・・・（８式） である。（５式）と（８式）より、被測定電置型２は、
１２−（２に２ Ｖ １）／（μＮ１）Ｘ （（ＴＶ
／Ｔｃ）−１／２１−（９式）となる。また、（８式
）より、ＰＷＭ出力のデユーティのＤ［％］は、 Ｄ＝ （ＴＶ ／ Ｔｃ）ｘ １００−［（（μ・Ｎ
ｌ）／（２に２ Ｖｌ）＋ １２＋１／２］ ｘｌＯ
Ｏ［％］・・・（１０式）となる。（９式）より、被測
定電流Ｉ２−０のとき、Ｄ−５０％となり、被測定電流
Ｉ２の符号にによって、デユーティのＤが変化すること
がわかる。
素５０２の入力段での平均値は０となるので、 すなわち、 ロ となる。また、リレー要素５０３の出力段では第６図（
Ｃ）に示すＰＷＭ出力電圧波形が観測できるのであるか
ら、 Φ２−２に２ Ｖｌ （（ＴＶ ／Ｔｃ）−１／２
］・・・（８式） である。（５式）と（８式）より、被測定電置型２は、
１２−（２に２ Ｖ １）／（μＮ１）Ｘ （（ＴＶ
／Ｔｃ）−１／２１−（９式）となる。また、（８式
）より、ＰＷＭ出力のデユーティのＤ［％］は、 Ｄ＝ （ＴＶ ／ Ｔｃ）ｘ １００−［（（μ・Ｎ
ｌ）／（２に２ Ｖｌ）＋ １２＋１／２］ ｘｌＯ
Ｏ［％］・・・（１０式）となる。（９式）より、被測
定電流Ｉ２−０のとき、Ｄ−５０％となり、被測定電流
Ｉ２の符号にによって、デユーティのＤが変化すること
がわかる。
すなわち、被測定電流Ｉ２の値がＰＷＭ出力に変換され
ることが説明できる。
ることが説明できる。
以上説明したように本発明は、積分回路を用いたＰＷＭ
方式をゼロメソッドによる電流検出回路に適用し、外部
からキャリアパルスを、積分回路の入力に加えることに
より、ＰＷＭ出力電圧波形の周期をキャリアパルスの周
期と一致させることを特徴としている。
方式をゼロメソッドによる電流検出回路に適用し、外部
からキャリアパルスを、積分回路の入力に加えることに
より、ＰＷＭ出力電圧波形の周期をキャリアパルスの周
期と一致させることを特徴としている。
この他の実施例は、そのバッファ回路として第７図（ａ
）に表した４０７ａのように構成している。
）に表した４０７ａのように構成している。
まず、バッファ回路４０７ａの動作を説明する。
第４図のリレー要素（コンパレータ）４０６は第５図の
５０３のように、入力の符号が正であれば、ＶＨの電圧
を出力し、負であればＶＬの電圧を出力する。
５０３のように、入力の符号が正であれば、ＶＨの電圧
を出力し、負であればＶＬの電圧を出力する。
また、補償巻線１０１のインダクタンスをり。
抵抗の値をＲとする。このしとＲが第５図の一次おくれ
要素５０１を構成している。バッファ回路４０７ａ内の
スイッチ回路７０１の出力から補償巻線１０１を流れる
補償電流１１までの伝達関数Ｇ Ｉ （Ｓ）は、 Ｇｌ（ｓ）＝（１／Ｒ）／ （１＋ｓ （Ｌ／Ｒ））
・・・（１１式） となる。（５式）と（１１式）より、スイッチ回路７０
１から、補償電流ＩＩによって生ずる磁束Φ２までの伝
達関数は、 Ｇ２（ｓ）＝に２ ／（１＋ｓ −Ｔ２） −（
１２式）となる。ただし、 Ｎ２−μ・Ｎ２ ／Ｒ・・・（１３式〉Ｔ２−Ｌ／Ｒ・
・・（１４式） である。（１２式）から明らかなように、第５図のブロ
ック５０４中に記した一次おくれ要素ができたので、電
流検出回路の動作は先に説明したのと同等である。
要素５０１を構成している。バッファ回路４０７ａ内の
スイッチ回路７０１の出力から補償巻線１０１を流れる
補償電流１１までの伝達関数Ｇ Ｉ （Ｓ）は、 Ｇｌ（ｓ）＝（１／Ｒ）／ （１＋ｓ （Ｌ／Ｒ））
・・・（１１式） となる。（５式）と（１１式）より、スイッチ回路７０
１から、補償電流ＩＩによって生ずる磁束Φ２までの伝
達関数は、 Ｇ２（ｓ）＝に２ ／（１＋ｓ −Ｔ２） −（
１２式）となる。ただし、 Ｎ２−μ・Ｎ２ ／Ｒ・・・（１３式〉Ｔ２−Ｌ／Ｒ・
・・（１４式） である。（１２式）から明らかなように、第５図のブロ
ック５０４中に記した一次おくれ要素ができたので、電
流検出回路の動作は先に説明したのと同等である。
本発明の別の実施例におけるバッファ回路の詳細図を第
７図（ｂ）に示す。
７図（ｂ）に示す。
他の実施例［第７図（Ｃ）］において、Ｖｃｃ−ＶＨ−
ＶＩ −Ｖｃｃ−ＶＬ −−Ｖｌ とおくと、第５図のブロック図と各要素が等価になるの
で、（９式）と（１３式）より、被測定電流Ｉ２は Ｉ２−（２Ｖ／Ｒ）（Ｎ２ ／Ｎ１） Ｘ ［（ＴＶ ／Ｔｃ）−（１／２）コ・・・（１５式
） となる。（１５式）において、ＴＶ／Ｔｃは０〜１の値
をとるので、被測定電流の最大値ＩＩＩはＩｍ −（Ｖ
ｌ ／Ｒ）（Ｎ２ ／Ｎ１．） ・・・（１６式）
となり、Ｒ，Ｎｌ 、Ｎ２を固定すると、スイッチ回路
７０１の電源電圧■１のみによって決定される。
ＶＩ −Ｖｃｃ−ＶＬ −−Ｖｌ とおくと、第５図のブロック図と各要素が等価になるの
で、（９式）と（１３式）より、被測定電流Ｉ２は Ｉ２−（２Ｖ／Ｒ）（Ｎ２ ／Ｎ１） Ｘ ［（ＴＶ ／Ｔｃ）−（１／２）コ・・・（１５式
） となる。（１５式）において、ＴＶ／Ｔｃは０〜１の値
をとるので、被測定電流の最大値ＩＩＩはＩｍ −（Ｖ
ｌ ／Ｒ）（Ｎ２ ／Ｎ１．） ・・・（１６式）
となり、Ｒ，Ｎｌ 、Ｎ２を固定すると、スイッチ回路
７０１の電源電圧■１のみによって決定される。
このように、別の実施例は他の実施例と同じＶｌ、Ｒ，
Ｎｌ、Ｎ２の値を用いながら（１６式）で決まる最大電
流の２倍の電流を検出しようとするものであり、この別
の実施例はバッファ回路４０７ｂの構成が他の実施例の
バッファ回路４０７ａと異なっている。すなわち、第７
図（ｂ）に示すように、２個のスイッチ回路７０５゜７
０６でバッファ回路４０７ｂを構成する。
Ｎｌ、Ｎ２の値を用いながら（１６式）で決まる最大電
流の２倍の電流を検出しようとするものであり、この別
の実施例はバッファ回路４０７ｂの構成が他の実施例の
バッファ回路４０７ａと異なっている。すなわち、第７
図（ｂ）に示すように、２個のスイッチ回路７０５゜７
０６でバッファ回路４０７ｂを構成する。
そこで、バッファ回路４０７ｂの動作を述べる。
スイッチ回路７０５，７０６は、リレー要素からの入力
ＶＢがｌであればＶｃを出力し、ＶＬであれば−ｖｃを
出力するもので、リレー要素からの入力ｖＢにより実線
あるいは点線のようにスイッチ接点が連動する。
ＶＢがｌであればＶｃを出力し、ＶＬであれば−ｖｃを
出力するもので、リレー要素からの入力ｖＢにより実線
あるいは点線のようにスイッチ接点が連動する。
したがって、第７図（ｂ）の別の実施例は第７図（ａ）
の他の実施例の２倍の電流まで検出できるというすぐれ
た効果がある。
の他の実施例の２倍の電流まで検出できるというすぐれ
た効果がある。
ところで、これまでの説明ではキャリアパルスのデユー
ティは５０％としているが、デユーティは一定値であれ
ばよく、例えばデユーティ４０％でもがまはないが、こ
の場合は被測定電流がゼロのとき、ＰＷＭ出力のデユー
ティが４０％となる。
ティは５０％としているが、デユーティは一定値であれ
ばよく、例えばデユーティ４０％でもがまはないが、こ
の場合は被測定電流がゼロのとき、ＰＷＭ出力のデユー
ティが４０％となる。
かくして本発明によれば、トロイダルコアに巻回した″
巻線の積分要素を利用しているため、パルス幅変調Ａ／
Ｄコンバータに不可欠な積分器を不要としており、また
シャント抵抗を適用していないから、被測定電流が流通
する被測定回路と測定回路との電気的絶縁は必要でなく
、電力ロスがないという効果が認められる。
巻線の積分要素を利用しているため、パルス幅変調Ａ／
Ｄコンバータに不可欠な積分器を不要としており、また
シャント抵抗を適用していないから、被測定電流が流通
する被測定回路と測定回路との電気的絶縁は必要でなく
、電力ロスがないという効果が認められる。
しかも、キャリアパルスのデユーティは一定値であれば
よくｎ％であれば被測定電流がゼロのときにＰＷＭ出力
のデユーティはｎ％とすればよい。
よくｎ％であれば被測定電流がゼロのときにＰＷＭ出力
のデユーティはｎ％とすればよい。
さらに、パルス幅変調Ａ／Ｄコンバータを適用して被測
定電流にノイズ成分が含まれるときでもその影響を受け
ない。
定電流にノイズ成分が含まれるときでもその影響を受け
ない。
すなわち、本発明はこの種の電磁型デジタル電流検出回
路として、被測定電流の量値の増大と、構成部材の減少
と、電気的絶縁の完全性と、検出回路としての電力ロス
がゼロに近く、被測定電流がノイズを含むときの対策も
万全であるという、特段の効果を奏することができる。
路として、被測定電流の量値の増大と、構成部材の減少
と、電気的絶縁の完全性と、検出回路としての電力ロス
がゼロに近く、被測定電流がノイズを含むときの対策も
万全であるという、特段の効果を奏することができる。
第１図は本発明の一実施例における回路構成を表すブロ
ック図、第２図はその伝達関数図、第３図のその電圧波
形図、第４図は本発明の他の実施例における回路構成を
表すブロック図、第５図はその伝達関数図、第６図はそ
の電圧波形および磁束平均値の説明図、第７図（ａ）は
本発明の他の実施例のバッファ回路の詳細図、第７図（
ｂ）は本発明の別の実施例のバッファ回路の詳細図であ
る。 １０１・・・補償巻線 １０２・・・測定巻線 １０３・・・トロダルコア １０４・・・磁気センサ １０５．１０６・・・スイッチ駆動手段１０７．１２４
・・・アンプ １０８．１０９・・・トランジスタ １１０．４０６・・・コンパレータ １１１〜１１６，１２２，１２３，７０２〜７０４・・
・抵抗 １１７．１２５・・・コンデンサ １１８．１１９・・・ダイオード １２０・・・直流電源 １２１・・・定電流回路 ４０４・・・磁束検出回路 ４０５・・・積分回路 ４０７．４０７（ａ）、４０７（ｂ）−バッファ回路４
０８・・・計数回路 ７０１．７０５，７０６・・・スイッチ回路＋ｖｃｅ・
・・正の直流電源（電圧） −ｖｅｃ・・・負の直流電源（電圧） Ｖｉｎ・・・キャリアパルス。
ック図、第２図はその伝達関数図、第３図のその電圧波
形図、第４図は本発明の他の実施例における回路構成を
表すブロック図、第５図はその伝達関数図、第６図はそ
の電圧波形および磁束平均値の説明図、第７図（ａ）は
本発明の他の実施例のバッファ回路の詳細図、第７図（
ｂ）は本発明の別の実施例のバッファ回路の詳細図であ
る。 １０１・・・補償巻線 １０２・・・測定巻線 １０３・・・トロダルコア １０４・・・磁気センサ １０５．１０６・・・スイッチ駆動手段１０７．１２４
・・・アンプ １０８．１０９・・・トランジスタ １１０．４０６・・・コンパレータ １１１〜１１６，１２２，１２３，７０２〜７０４・・
・抵抗 １１７．１２５・・・コンデンサ １１８．１１９・・・ダイオード １２０・・・直流電源 １２１・・・定電流回路 ４０４・・・磁束検出回路 ４０５・・・積分回路 ４０７．４０７（ａ）、４０７（ｂ）−バッファ回路４
０８・・・計数回路 ７０１．７０５，７０６・・・スイッチ回路＋ｖｃｅ・
・・正の直流電源（電圧） −ｖｅｃ・・・負の直流電源（電圧） Ｖｉｎ・・・キャリアパルス。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、デューティ一定で、正と負の同一絶体値の電流をト
ロイダルコアの補償巻線に与え、このトロイダルコアに
巻回した測定巻線に流す被測定電流を抑制する装置と、 かつ、そのトロイダルコアの磁路の一部を僅かに切り開
いてトロイダルコアの断面に磁気センサを設けた磁気検
出器を介してトロイダルコアを貫通する磁束の方向性の
正負を検出する装置と、これを被測定電流の検出値とな
すとともに、トロイダルコアの補償巻線に入力している
電流の方向を切換える装置とを それぞれ具備したことを特徴とする電磁型デジタル電流
検出器。 ２、トロイダルコアの補償巻線の前段に積分作用をなす
オペアンプを設けた 請求項１記載の電磁型デジタル電流検出器。 ３、正と負の同一絶対値の電流をトロイダルコアの補償
巻線へ与え、 トロイダルコアに巻回した測定巻線に流す被測定電流を
抑制する装置と、 かつ、そのトロイダルコアの磁路の一部をわずかに切り
開いてトロイダルコアの断面に磁気センサを設けた磁気
検出器を介してトロイダルコアを貫通する磁束を検出す
る装置と、前記磁束を検出する装置の出力電圧と、デュ
ーティ一定のキャリアパルスとを積分する積分作用をな
すオペアンプを設け、 前記オペアンプの出力電圧の正負を検出する装置と、 このオペアンプの出力電圧を被測定電流の検出値となす
とともトロイダルコアの補償巻線に入力している電流の
方向を切りかえる装置とをそれぞれ具備した ことを特徴とする電磁型デジタル電流検出器。 ４、トロイダルコアの補償巻線の一方端を接地し他方端
から正電圧あるいは負電圧を印加するスイッチ回路から
なるバッファ回路へ、前記オペアンプの出力を与える 請求項３記載の電磁型デジタル電流検出器。 ５、トロイダルコアの補償巻線の一方端に第１のスイッ
チ回路の共通接点を接続し、 トロイダルコアの補償巻線の一方端に第２のスイッチ回
路の共通接点を接続し、 第１のスイッチ回路の第１の入力接点と第２のスイッチ
回路の第１の入力接点に正電圧を接続し、第２のスイッ
チ回路の第２の入力接点と第２のスイッチ回路の第２の
入力接点に負正電圧を接続してなる バッファ回路を設け、 このバッファ回路を前記オペアンプの出力で切換える 請求項３記載の電磁型デジタル電流検出器。 ６、補償巻線に与える電流のデューティを５０％とした 請求項１ないし５のいずれかに記載の電磁型デジタル電
流検出器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02030529A JP3099336B2 (ja) | 1990-02-09 | 1990-02-09 | 電磁型デジタル電流検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02030529A JP3099336B2 (ja) | 1990-02-09 | 1990-02-09 | 電磁型デジタル電流検出器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03235065A true JPH03235065A (ja) | 1991-10-21 |
| JP3099336B2 JP3099336B2 (ja) | 2000-10-16 |
Family
ID=12306331
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02030529A Expired - Fee Related JP3099336B2 (ja) | 1990-02-09 | 1990-02-09 | 電磁型デジタル電流検出器 |
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| Country | Link |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103777104A (zh) * | 2014-02-24 | 2014-05-07 | 国家电网公司 | 数字化变电站二次信号传输系统延时特性测试装置及方法 |
| CN103792419A (zh) * | 2014-03-04 | 2014-05-14 | 济南大学 | 实现模拟量与数字量混合接入的同步采样方法 |
| CN103884887A (zh) * | 2012-12-20 | 2014-06-25 | 北京普源精电科技有限公司 | 一种具有霍尔元件的隔离电路及其示波器 |
| WO2015104776A1 (ja) * | 2014-01-07 | 2015-07-16 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電流検出装置 |
| CN111999541A (zh) * | 2020-09-10 | 2020-11-27 | 秦孝文 | 一种防磁扰一体化无损电流检测高精度智能传感器探头 |
| CN112260666A (zh) * | 2020-10-10 | 2021-01-22 | 浙江巨磁智能技术有限公司 | 一种在低频闭环和高频开环的磁通门电路实现方法 |
| KR102350709B1 (ko) * | 2021-08-31 | 2022-01-14 | (주)에스엔 | 전류 측정 장치 |
| WO2023231578A1 (zh) * | 2022-05-31 | 2023-12-07 | 国网信息通信产业集团有限公司 | 一种模拟量采集方法及装置 |
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|---|---|---|---|---|
| EP3309558A1 (en) * | 2016-10-14 | 2018-04-18 | LEM Intellectual Property SA | Electrical current transducer |
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1990
- 1990-02-09 JP JP02030529A patent/JP3099336B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| WO2015104776A1 (ja) * | 2014-01-07 | 2015-07-16 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電流検出装置 |
| CN103777104A (zh) * | 2014-02-24 | 2014-05-07 | 国家电网公司 | 数字化变电站二次信号传输系统延时特性测试装置及方法 |
| CN103777104B (zh) * | 2014-02-24 | 2016-11-23 | 国家电网公司 | 数字化变电站二次信号传输系统延时特性测试装置及方法 |
| CN103792419A (zh) * | 2014-03-04 | 2014-05-14 | 济南大学 | 实现模拟量与数字量混合接入的同步采样方法 |
| CN103792419B (zh) * | 2014-03-04 | 2016-01-20 | 济南大学 | 实现模拟量与数字量混合接入的同步采样方法 |
| CN111999541A (zh) * | 2020-09-10 | 2020-11-27 | 秦孝文 | 一种防磁扰一体化无损电流检测高精度智能传感器探头 |
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| KR102350709B1 (ko) * | 2021-08-31 | 2022-01-14 | (주)에스엔 | 전류 측정 장치 |
| WO2023231578A1 (zh) * | 2022-05-31 | 2023-12-07 | 国网信息通信产业集团有限公司 | 一种模拟量采集方法及装置 |
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|---|---|
| JP3099336B2 (ja) | 2000-10-16 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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