JPH0320958B2 - - Google Patents

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JPH0320958B2
JPH0320958B2 JP20012882A JP20012882A JPH0320958B2 JP H0320958 B2 JPH0320958 B2 JP H0320958B2 JP 20012882 A JP20012882 A JP 20012882A JP 20012882 A JP20012882 A JP 20012882A JP H0320958 B2 JPH0320958 B2 JP H0320958B2
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Japan
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voltage
power supply
current
loop current
control
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JP20012882A
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Japanese (ja)
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JPS5990455A (en
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Shinichi Ito
Mitsutoshi Ayano
Kenji Takato
Yoshito Takeda
Toshiro Tojo
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Fujitsu Ltd
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Fujitsu Ltd
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    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04QSELECTING
    • H04Q1/00Details of selecting apparatus or arrangements
    • H04Q1/18Electrical details
    • H04Q1/30Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents
    • H04Q1/38Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using combinations of direct currents of different amplitudes or polarities over line conductors or combination of line conductors

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Meter Arrangements (AREA)
  • Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
  • Interface Circuits In Exchanges (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 (a) 発明の技術分野 本発明は2線式の加入電話機等にループ状に通
話電流を供給する通話路装置の給電回路に係り、
特に課金パルスの生成のため通話中に該通話電流
の極性を反転する際、線路の音声信号に対して生
ずる雑音を減少させる所謂サイレントレバース制
御回路に関する。
[Detailed Description of the Invention] (a) Technical Field of the Invention The present invention relates to a power supply circuit for a communication line device that supplies communication current in a loop to a two-wire subscriber telephone set, etc.
In particular, the present invention relates to a so-called silent reverse control circuit for reducing noise generated in line audio signals when reversing the polarity of a call current during a call to generate billing pulses.

(b) 技術の背景 デイジタル交換機等においては、収容する加入
電話機のループ状の通話電流は、加入者回路等の
通話路装置から供給される。然り公衆加入電話機
等を収容する通話路装置では、所定周期で短時間
(例えば約300ミリ秒間)前記通話電流の極性を反
転することにより生成される課金パルスを公衆電
話機に送り、投入貨幣を収納する必要がある。か
かる課金パルスの生成により発生する雑音が、音
声帯域の通話に与える影響を極力軽減する為に、
通話電流の極性反転には充分な過渡時間を持たせ
て緩慢に行う必要がある。かかる手段として前記
通話電流の給電回路の出力に低域濾波器を挿入す
ることも考慮されるが、該低域濾波器を構成する
線輪並びにコンデンサが大形かつ高価となる為に
実現性が乏しい。この解決策として、互いに極性
の反する通話電流を供給する給電回路を2組設
け、通常はその一方の給電回路から線路にループ
状に通話電流を供給し、該通話電流の極性を反転
する場合は、該一方の給電回路が供給中の通話電
流を漸減させ、同時に他方の給電回路の通話電流
を漸増させるように外部から制御するサイレント
レバース制御回路の試みがなされている。
(b) Background of the Technology In digital exchanges and the like, the loop-shaped communication current of the subscriber telephone set accommodated therein is supplied from a communication path device such as a subscriber circuit. However, in a communication path device that accommodates a public telephone, etc., a charging pulse generated by reversing the polarity of the communication current for a short period of time (for example, about 300 milliseconds) is sent to the public telephone to charge the inserted coins. It needs to be stored. In order to reduce the influence of noise generated by the generation of such billing pulses on voice band calls as much as possible,
The polarity of the communication current must be reversed slowly with sufficient transition time. As such a means, it is considered to insert a low-pass filter into the output of the power supply circuit for the communication current, but this is not practical because the wires and capacitors that make up the low-pass filter are large and expensive. poor. As a solution to this problem, two sets of feeder circuits are provided that supply communication currents with opposite polarities, and normally one of the feeder circuits supplies communication current to the line in a loop, and when the polarity of the communication current is reversed, Attempts have been made to provide a silent reverse control circuit that is externally controlled so that one power feeding circuit gradually decreases the current being supplied, and at the same time gradually increases the current flowing through the other power feeding circuit.

(c) 従来技術の問題点 第1図はこの加入者回路のサイレントレバース
制御回路の従来の一例を示す。第1図において、
加入者回路は2組の給電回路FD1およびFD2
と、制御回路CTLとを有している。給電回路FD
1は、地気から通話線の線路L2に流出し、線路
L1から負の電源電圧V1(例えば−48ボルト)に
流入するループ電流i1を供給し、また、給電回路
FD2から線路L1,L2を経て前記電源電圧V1
に流入するループ電流i2を供給する。給電回路
FD1およびFD2は共に、第2図に例示される構
成を有し、トランジスタQ1,Q2の極性を除
き、線路L1とL2に対し対称的な構成を有す
る。以下に第2図の給電回路の動作を説明する。
まずダイオードD2,D3が無いものとして回路
の基本動作について述べる。あるループ電流IL
が、D4,R12,Q2,L2、図示しない電話
機、L1,Q1,R8,D1を通して流れていた
とする。(厳密には抵抗R9,R10,R5,R
6を経由する電流もあるが、該抵抗を十分に高い
値に設定する事により無視できる。)抵抗R12
の両端にはR12×ILの電圧が生ずる。この電圧
は、オペアンプOA2の負入力端−に印加され
る。オペアンプは通常動作をしている時には負入
力端−と正入力端+の電圧は等しくなる性質があ
るため、OA2の正入力端+は、抵抗R12とト
ランジスタQ2の接続点の電圧に等しい。抵抗R
11に直流電流が流れないので、抵抗R10とR
9の接続点の電圧にも等しくなる。抵抗R10に
は、R12×IL/R10の電流が流れ、この電流はす
べて抵抗R9に流れることから、抵抗(R9+
R10)の両端電圧は、IL×R12×(R9+R10)/
R10となる。
(c) Problems with the Prior Art FIG. 1 shows an example of a conventional silent reverse control circuit for a subscriber circuit. In Figure 1,
The subscriber circuit consists of two sets of power supply circuits FD1 and FD2.
and a control circuit CTL. Power supply circuit FD
1 supplies a loop current i 1 that flows from the earth to line L2 of the communication line and flows from line L1 to the negative supply voltage V1 (for example -48 volts), and
The power supply voltage V1 is supplied from FD2 via lines L1 and L2.
Provides a loop current i 2 flowing into. power supply circuit
Both FD1 and FD2 have the configuration illustrated in FIG. 2, and have symmetrical configurations with respect to lines L1 and L2, except for the polarities of transistors Q1 and Q2. The operation of the power supply circuit shown in FIG. 2 will be explained below.
First, the basic operation of the circuit will be described assuming that there are no diodes D2 and D3. A certain loop current I L
Suppose that the signal is flowing through D4, R12, Q2, L2, a telephone (not shown), L1, Q1, R8, and D1. (Strictly speaking, resistors R9, R10, R5, R
There is also a current passing through the resistor 6, but it can be ignored by setting the resistor to a sufficiently high value. )Resistance R12
A voltage of R12×I L is generated across the terminal. This voltage is applied to the negative input terminal - of the operational amplifier OA2. When an operational amplifier is in normal operation, the negative input terminal - and the positive input terminal + have the same voltage, so the positive input terminal + of OA2 is equal to the voltage at the connection point between the resistor R12 and the transistor Q2. Resistance R
Since no DC current flows through 11, resistors R10 and R
It also becomes equal to the voltage at the connection point 9. A current of R12×I L /R10 flows through the resistor R10, and all of this current flows through the resistor R9, so the resistor (R9+
The voltage across R10) is I L × R12 × (R9 + R10)/
It will be R10.

従つて抵抗R12とダイオードD4の接続点と
トランジスタQ2のコレクタとの間は、等価的に
R12×(R9+R10)/R10で決定される抵抗とな
る。通常は200オームから400オーム程度に設定さ
れ、トランジスタQ1側の回路も、トランジスタ
Q2の側の回路と対称的に定数の設定が行われ
る。そして、2つの線路L1,L2の端A−B間
には、電話機を含む加入者回線が接続されるが、
その抵抗値は加入者線路の長さによりOオームか
ら1800オーム程度に変化するため、ループ電流IL
も20mA程度から100mA程度の範囲で変化する。
ダイオードD2,D3が接続されていない状態で
は、給電回路は等価的に抵抗であり、抵抗R9と
R10の接続点の電圧v4と、抵抗R5とR6の接
続点の電圧v3は、ループ電流ILの大きさに比例し
て変化する。
Therefore, the connection point between resistor R12 and diode D4 and the collector of transistor Q2 is equivalently
The resistance is determined by R12×(R9+R10)/R10. Normally, it is set to about 200 ohms to 400 ohms, and the constant is set in the circuit on the transistor Q1 side as well as the circuit on the transistor Q2 side. A subscriber line including a telephone is connected between ends A and B of the two lines L1 and L2.
Its resistance value varies from 0 ohm to about 1800 ohm depending on the length of the subscriber line, so the loop current I L
The current also varies from about 20mA to about 100mA.
When diodes D2 and D3 are not connected, the power supply circuit is equivalently a resistor, and the voltage v 4 at the connection point between resistors R9 and R10 and the voltage v 3 at the connection point between resistors R5 and R6 are the loop currents. It changes in proportion to the size of I L.

一方、この様な給電回路において、抵抗R9と
R10の接続点の電圧v4を一定電圧に固定する
と、抵抗R12を流れる電流は、v4/R12で規
定される電流値以上の電流が流れなくなる。それ
で抵抗R10の両端電圧をOV以下にすれば、ル
ープ電流ILを0とする事が出来る。ダイオードD
2,D3、抵抗R13,R14、トランジスタQ
3から構成される回路は、線路L1,L2の間の
ループ電流ILのON/OFFを制御する回路であ
る。抵抗R13とR14の値は等しく且つ抵抗R
9,R10,R5,R6の値に比べて十分に低い
値であるものとする。線路L1,L2の間には加
入者回線を通したループがあり、ループ電流IL
流れている。抵抗R14の両端電圧が、抵抗R1
0の両端電圧より大きくなるように、トランジス
タQ3のベース端子T1の電圧を設定すれば(設
定電圧をv1とする)ダイオードD3は逆バイアス
となつて、前述の給電動作には影響を与えず通常
の給電状態となる。この状態からトランジスタQ
3のベース端子T1をグランドレベルにすると、
トランジスタQ3はOFFとなり、抵抗R14の
両端電圧がOVとなり、ダイオードD3を通して
抵抗R9とR10の接続点の電圧v4は略OVとな
り、ループ電流ILは流れなくなる。トランジスタ
Q3のベース端子T1の電圧を、OVから電圧v1
で或いは電圧v1からOVまで、緩やかに変化させ
れば、ループ電流ILも緩やかにON/OFFさせる
事が出来る。これに必要な電圧v1は、ループ電流
ILに依存するので、電圧v1は、ループ電流ILの最
大値から決定される。(そしてこの電圧v1の値を
V2として、以下に述べる従来のサイレントレバ
ース制御回路CTLの制御電源電圧V2とする。) この様に構成された給電回路FD1,FD2と制
御回路CTLとにより構成された第1図の従来の
サイレントレバース制御回路について、以下に説
明する。第1図の制御回路CTLは、給電回路FD
1の端子T1および給電回路FD2の端子T2に印加
する制御電圧v1およびv2を生成する。制御回路
CTL内のスイツチSは、図の如く復旧状態に在
る時は、コンデンサC1は制御電源電圧V2によ
り充電され、コンデンサC2は放電された状態に
在る。その結果、給電回路FD1の端子T1に印加
される制御電圧v1は、制御電源電圧V2に等しく
なり、給電回路FD2の端子T2に印加される制御
電圧v2は0となつて、給電回路FD1から線条L
1,L2にループ電流が供給されるが、この時、
給電回路FD2はOFF状態にある。かかる状態に
おいて、ループ電流i1の極性を反転する為に制御
回路CTLのスイツチSを動作させると、コンデ
ンサC1は抵抗R1およびR2を介して放電さ
れ、またコンデンサC2は抵抗R3を介して制御
電源電圧V2により充電され、制御電圧v1は制御
電源電圧V2から次第に低下する。その結果、給
電回路FD1内の電圧v3およびv4も次第に低下し、
夫に伴いループ電流i1も次第に減少する。一方、
給電回路FD2内の電圧v3およびv4は次第に上昇
し、夫に伴いルーブ電流i2が次第に増加する。や
がて制御電圧v1が0、制御電圧v2が制御電源電圧
V2に達すると、給電回路FD1からはループ電流
i1が供給されなくなり、給電回路FD2からルー
プ電流i2が供給される事となり、線条L1,L2
に送出されるループ電流i1の極性が反転する結果
となる。更にループ電流i2の極性を反転させるに
は、制御回路CTLのスイツチSを復旧させる事
により、前述と逆の過程で達成される。第3図の
Aは、第1図の従来例におけるループ電流の変化
の一例を示す。第3図のAにおいて、加入者線路
が短くループ電流が大きい第3図のAのIaの場合
は、給電回路FD1またはFD2内の前記の電圧v3
およびv4は、制御電源電圧V2に比し高い電圧と
なる為、制御回路CTL内のスイツチSの動作時
点t1の当初から、電圧v3またはv4が制御電圧v1
またはv2と共に低下し、ループ電流i1またはi2は、
時点t1から減少を開始し、充分な過渡時間を経
過して0となり、またスイツチSの復旧時点t2
から充分な過渡時間を経過して時点t3で再び飽
和値Iaに復元する。然しながら加入者線路が充分
に長くてループ電流が小さい第3図のAのIbの場
合は、給電回路FD1またはFD2内の電圧v3およ
びv4は、制御電源電圧V2に比し低い電圧となる
為、制御回路CTL内のスイツチSの動作時点t
1から、制御電圧v1またはv2が暫く低下した時点
t1′に初めて電圧v3またはv4が低下し始め、ル
ープ電流i1またはi2の過渡時間も短縮される。ま
たスイツチSの復旧時点t2から短い過渡時間を
経過して時点t3′で再びループ電流Ibに復元す
る。以上の説明から明らかな如く、第1図の従来
のサイレントレバース制御回路では、給電回路
FD1,FD2の制御端子T1,T2に印加される制
御電圧v1およびv2は、ループ電流i1またはi2の値
の如何に拘わらず、一定の制御電源電圧V2と、
コンデンサC1またはC2、および抵抗R1,R
2またはR3,R4により定まる時定数とにより
変化していた。従つてループ電流の値が小さい第
3図のAにおけるIbの場合には、給電回路FD1,
FD2内の電圧v3またはv4の制御可能範囲は縮小
され、ループ電流i1またはi2の過渡時間は短縮さ
れ、その結果発生する雑音の通話に及ぼす影響も
大きくなる。この様子を第3図のBを用いて説明
する。加入者線路が短かく近距離の加入者が接続
されている場合は、ループ電流も大きくなり、線
路L1,L2間のA−B線間の電圧は、(a)の如く
小さくなる。そして電流の変化時間は、前述の如
く、制御回路CTLに設定された時定数により変
化するため時点t1からt2と十分に長く、従つてA
−B線間の電圧の変化による音声帯域の成分が少
なく雑音となり難い。一方、加入者線路が長く遠
距離の加入者が接続されている場合は、ループ電
流が小さくなり、線路L1,L2間のA−B線間
の電圧は、(b)の如く大きくなる。そして電流の変
化時間は、前述の如く短い時間で変化する事とな
り、A−B線間の電圧の変化が時点t1′からt2と急
峻となり、発生雑音が通話の音声帯域への雑音と
なり易い。
On the other hand, in such a power supply circuit, if the voltage v 4 at the connection point between resistors R9 and R10 is fixed to a constant voltage, the current flowing through resistor R12 will not exceed the current value specified by v 4 /R12. . Therefore, if the voltage across the resistor R10 is set below OV, the loop current I L can be set to 0. Diode D
2, D3, resistors R13, R14, transistor Q
3 is a circuit that controls ON/OFF of the loop current I L between the lines L1 and L2. The values of resistors R13 and R14 are equal and the resistor R
9, R10, R5, and R6. There is a loop through which a subscriber line passes between the lines L1 and L2, and a loop current I L flows therethrough. The voltage across resistor R14 is
If the voltage at the base terminal T1 of the transistor Q3 is set so as to be larger than the voltage across the terminal of 0 (setting voltage is set to v1 ), the diode D3 becomes reverse biased, which affects the above-mentioned power supply operation. Normal power supply status is established. From this state, transistor Q
When base terminal T1 of 3 is set to ground level,
The transistor Q3 is turned off, the voltage across the resistor R14 becomes OV, the voltage v4 at the connection point between the resistors R9 and R10 becomes approximately OV through the diode D3, and the loop current I L no longer flows. By gradually changing the voltage at the base terminal T 1 of the transistor Q3 from OV to voltage v 1 or from voltage v 1 to OV, the loop current I L can also be gradually turned ON/OFF. The voltage required for this, v 1 , is the loop current
Since it depends on IL , the voltage v 1 is determined from the maximum value of the loop current IL . (And the value of this voltage v 1 is
As V2, it is assumed that the control power supply voltage V2 of the conventional silent reverse control circuit CTL described below is used. ) The conventional silent reverse control circuit shown in FIG. 1, which is constituted by the power supply circuits FD1 and FD2 and the control circuit CTL, will be explained below. The control circuit CTL in Figure 1 is the power supply circuit FD
The control voltages v 1 and v 2 to be applied to the terminal T 1 of the power supply circuit 1 and the terminal T 2 of the power supply circuit FD2 are generated. control circuit
When the switch S in the CTL is in the recovery state as shown in the figure, the capacitor C1 is charged by the control power supply voltage V2, and the capacitor C2 is in a discharged state. As a result, the control voltage v 1 applied to the terminal T 1 of the feed circuit FD1 becomes equal to the control power supply voltage V2, the control voltage v 2 applied to the terminal T 2 of the feed circuit FD2 becomes 0, and the Line L from circuit FD1
1, a loop current is supplied to L2, but at this time,
The power supply circuit FD2 is in an OFF state. In this state, when the switch S of the control circuit CTL is operated to reverse the polarity of the loop current i1 , the capacitor C1 is discharged through the resistors R1 and R2, and the capacitor C2 is connected to the control power supply through the resistor R3. It is charged by the voltage V2, and the control voltage v1 gradually decreases from the control power supply voltage V2. As a result, the voltages v 3 and v 4 in the feeder circuit FD1 also gradually decrease,
The loop current i 1 also gradually decreases. on the other hand,
The voltages v 3 and v 4 in the feed circuit FD2 gradually rise, and the lube current i 2 gradually increases accordingly. Eventually, the control voltage v 1 becomes 0, and the control voltage v 2 becomes the control power supply voltage.
When V2 is reached, the loop current flows from the feed circuit FD1.
i 1 is no longer supplied, and loop current i 2 is supplied from the power supply circuit FD2, and the wires L1 and L2
This results in a reversal of the polarity of the loop current i 1 delivered to . Further, reversing the polarity of the loop current i 2 is achieved by restoring the switch S of the control circuit CTL, in a process reverse to that described above. A in FIG. 3 shows an example of a change in loop current in the conventional example shown in FIG. In the case of Ia in A of FIG. 3 where the subscriber line is short and the loop current is large, the voltage v 3 in the feeder circuit FD1 or FD2 is
and v 4 are higher voltages than the control power supply voltage V2, so from the beginning of the operation time t1 of the switch S in the control circuit CTL, the voltage v 3 or v 4 becomes the control voltage v 1
or decreases with v 2 and the loop current i 1 or i 2 is
It starts to decrease from time t1, reaches 0 after a sufficient transition time, and reaches the time t2 when switch S is restored.
After a sufficient transition time has elapsed, the saturation value Ia is restored again at time t3. However, in the case of Ib in A of Fig. 3 where the subscriber line is sufficiently long and the loop current is small, the voltages v 3 and v 4 in the feeder circuit FD1 or FD2 will be lower voltages than the control power supply voltage V2. Therefore, the operating time t of switch S in the control circuit CTL
1, the voltage v 3 or v 4 begins to decrease only at time t1' when the control voltage v 1 or v 2 has decreased for a while, and the transient time of the loop current i 1 or i 2 is also shortened. Further, after a short transient time has elapsed from the restoration time t2 of the switch S, the loop current is restored to the loop current Ib again at the time t3'. As is clear from the above explanation, in the conventional silent reverse control circuit shown in FIG.
The control voltages v 1 and v 2 applied to the control terminals T 1 and T 2 of FD1 and FD2 are a constant control power supply voltage V2, regardless of the value of the loop current i 1 or i 2 ,
Capacitor C1 or C2 and resistor R1, R
2 or the time constant determined by R3 and R4. Therefore, in the case of Ib in A of FIG. 3 where the value of the loop current is small, the power supply circuit FD1,
The controllable range of the voltage v 3 or v 4 in the FD 2 is reduced, the transient time of the loop current i 1 or i 2 is shortened, and the effect of the resulting noise on the speech is also increased. This situation will be explained using B in FIG. If the subscriber line is short and a subscriber at a short distance is connected, the loop current will also be large, and the voltage between lines A and B between the lines L1 and L2 will be small as shown in (a). As mentioned above, the current change time varies depending on the time constant set in the control circuit CTL, so it is sufficiently long from time t 1 to t 2 , and therefore A
- There are fewer components in the audio band due to changes in the voltage between the B lines, making it less likely to become noise. On the other hand, when the subscriber line is long and long-distance subscribers are connected, the loop current becomes small and the voltage between lines A and B between lines L1 and L2 becomes large as shown in (b). As mentioned above, the current change time changes in a short time, and the voltage change between the A and B lines becomes steep from time t 1 ' to t 2 , and the generated noise becomes noise in the voice band of the call. easy.

(d) 発明の目的 本発明の目的は、前述の従来のサイレントレバ
ース制御回路の欠点を除去し、ループ電流の値の
如何に拘わらず、ループ電流の極性の反転時に発
生する雑音の、通話に及ぼす影響を極力減少させ
る手段の提供にある。
(d) Object of the Invention The object of the present invention is to eliminate the drawbacks of the conventional silent reverse control circuits mentioned above, and to eliminate the noise generated when the polarity of the loop current is reversed, regardless of the value of the loop current. The aim is to provide a means to minimize the impact on

(e) 発明の構成 この目的は、それぞれ制御端子T1,T2に印加
される制御電圧(v1,v2)に比例した互いに極性
の相反するループ電流(i1又はi2)を線路L1,
L2に供給する2組の給電回路FD1,FD2と、
該両給電回路の制御端子T1,T2にそれぞれ排反
的に漸増・漸減する前記制御電圧(v1,v2)を印
加するサイレントレバース制御回路CTLとを有
する通話路装置において、前記給電回路から前記
ループ電流に比例した電圧(V4-1,V4-2)を抽
出し保持する手段D5,D6,R15,R16,
C5,OA3を設け、前記サイレントレバース制
御回路CTLが該手段の保持する電圧(V3)を飽
和値として漸増・漸減する制御電圧を生成し2組
の給電回路の制御端子T1,T2に印加するように
構成する事により達成される。
(e) Structure of the Invention The purpose is to connect loop currents (i 1 or i 2 ) of opposite polarity to the line, which are proportional to the control voltages (v 1 , v 2 ) applied to the control terminals T 1 and T 2 , respectively. L1,
Two sets of power supply circuits FD1 and FD2 that supply to L2,
and a silent reverse control circuit CTL that applies the control voltages (v 1 , v 2 ) which are gradually increased and decreased in an exclusive manner to the control terminals T 1 and T 2 of both the power supply circuits, respectively. means D5, D6, R15, R16 for extracting and holding a voltage (V 4-1 , V 4-2 ) proportional to the loop current from the power supply circuit;
C5 and OA3 are provided, and the silent reverse control circuit CTL generates a control voltage that gradually increases and decreases with the voltage (V3) held by the means as a saturation value, and applies it to the control terminals T 1 and T 2 of the two sets of power supply circuits. This is achieved by configuring the device to apply the voltage.

(f) 発明の実施例 以下、本発明の実施例を図面により説明する。
第4図は本発明の一実施例のサイレントレバース
制御回路の構成を示す図であり、第5図のAは該
実施例のループ電流の変化の一例を示し、同図の
Bは2線路L1,L2のA−B線間の電圧変化の
一例を示す。なお、全図を通して同一符号は同一
の対象物を示す。
(f) Examples of the invention Examples of the invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 4 is a diagram showing the configuration of a silent reverse control circuit according to an embodiment of the present invention, A in FIG. An example of voltage change between lines A and B of L1 and L2 is shown. Note that the same reference numerals indicate the same objects throughout the figures.

第4図の実施例におけるサイレントレバース制
御回路CTLは、2組の給電回路FD1,FD2の
それぞれの制御端子T1,T2に印加する制御電圧
v1,v2の電源電圧として、第1図の従来例の一定
の制御電源電圧V2を使用せず、給電回路FD1,
FD2から取り出したループ電流i1又はi2に比例し
た電圧V4-1,V4-2を、ダイオードD5,D6、
抵抗R15,R16を介してコンデンサC5に保
持し、更に演算増幅器OA3を用いたボルテージ
ホロアを介して供給される電圧V3を使用する。
第1図の従来例では、制御電源電圧V2に必要な
電圧は、ループ電流が多い時には高い電圧、ルー
プ電流が少い時には低い電圧となるが、低い方の
電圧で固定すると給電電流を制限する事となるた
め、ループ電流が最大の時の電圧を制御電圧とし
ていたが、第4図の本発明の実施例では、ループ
電流の大小によらず、ループ電流に比例した電圧
V4-1,V4-2を抽出した時定数回路を介して保持
した制御電圧V3を生成し、ループ電流の変化時
間を一定とする事により、サイレントレバース時
の雑音発生を少なくしている。第4図の本発明の
実施例におけるサイレントレバース制御回路
CTLの動作について第2図の給電回路も参照し
て説明する。
The silent reverse control circuit CTL in the embodiment shown in FIG .
As the power supply voltages for v 1 and v 2 , instead of using the constant control power supply voltage V2 of the conventional example shown in Fig. 1, the power supply circuits FD1,
The voltages V 4-1 and V 4-2 proportional to the loop current i 1 or i 2 taken out from FD2 are applied to the diodes D5, D6,
A voltage V3 is used which is held in a capacitor C5 via resistors R15 and R16 and further supplied via a voltage follower using an operational amplifier OA3.
In the conventional example shown in Figure 1, the voltage required for the control power supply voltage V2 is a high voltage when the loop current is large, and a low voltage when the loop current is small, but if it is fixed at a lower voltage, the power supply current is limited. Therefore, the voltage when the loop current is at its maximum was set as the control voltage, but in the embodiment of the present invention shown in FIG.
By generating the held control voltage V3 through a time constant circuit that extracts V 4-1 and V 4-2 and keeping the change time of the loop current constant, noise generation during silent reverse can be reduced. There is. Silent reverse control circuit in the embodiment of the present invention shown in FIG.
The operation of the CTL will be explained with reference to the power supply circuit shown in FIG.

2つの加入者線路L1,L2の端A,Bに接続
された点線の加入電話機が発呼すると、線路L
1,L2のループが閉じて、給電回路FD1又は
FD2により、ループ電流i1又はi2が流れる。給電
回路FD1又はFD2では、既に従来技術の項で説
明した如く、第2図のFD1の抵抗R12の両端
に、ループ電流i1に比例した電圧を生じる。そし
て此の電圧と等しい電圧が抵抗R10の両端に表
れる。この電圧を、抵抗R9,R10との接続点
の電圧v4とし、FD2では抵抗R8の両端電圧を、
抵抗R5とR6との接続点の電圧v3とし(第4図
では電圧V4-1,V4-2)として取り出し、第4図
のサイレントレバース制御回路CTLに入力する。
サイレントレバース制御回路CTLでは、この電
圧V4-1,V4-2を、給電回路FD1,FD2の制御
端子T1,T2への必要な制御電圧v1,v2とする為
に、ダイオードD5、抵抗R15、コンデンサC
5またはダイオードD6、抵抗R16、コンデン
サC5から成る保持回路で保持し、更に演算増幅
器OA3を用いたボルテージホロアを介して制御
電源の電圧V3を生成する。この保持回路は一種
のピークホールド回路であつて、加入電話機が発
呼しループ電流が流れた時、その電流値に比例し
た電圧を保持し、サイレントレバース時のように
一時的に電流が低下しても、ダイオードD5,D
6及びコンデンサC5の作用により、その電圧
V3が保持される。
When the dotted line subscriber telephone connected to ends A and B of two subscriber lines L1 and L2 makes a call, line L
1, the loop of L2 is closed and the power supply circuit FD1 or
Loop current i 1 or i 2 flows due to FD2. In the feeder circuit FD1 or FD2, as already explained in the prior art section, a voltage proportional to the loop current i1 is generated across the resistor R12 of FD1 in FIG. A voltage equal to this voltage appears across the resistor R10. This voltage is defined as voltage v4 at the connection point with resistors R9 and R10, and in FD2, the voltage across resistor R8 is
The voltage at the connection point between the resistors R5 and R6 is taken out as v 3 (voltages V 4-1 and V 4-2 in FIG. 4) and input to the silent reverse control circuit CTL in FIG. 4.
In the silent reverse control circuit CTL, in order to make these voltages V 4-1 and V 4-2 the necessary control voltages v 1 and v 2 to the control terminals T 1 and T 2 of the power supply circuits FD1 and FD2, Diode D5, resistor R15, capacitor C
5 or a holding circuit consisting of a diode D6, a resistor R16, and a capacitor C5, and further generates a control power supply voltage V3 through a voltage follower using an operational amplifier OA3. This holding circuit is a type of peak hold circuit, and when a subscriber telephone makes a call and a loop current flows, it holds a voltage proportional to the current value, and the current temporarily decreases as in the case of silent reverse. Even if the diode D5, D
6 and capacitor C5, the voltage
V3 is retained.

第1図の従来例では、制御電源電圧V2を固定
的にループ電流ILの最大値Iaにより定まる電圧と
していた為、ループ電流ILが小さい値Ibの時は、
制御回路CTLの出力v1が電圧V2から0へ変化し
て行つても、電流値Ibで定まる制御電圧に達する
迄、即ち、第3図のAの時点t1からt1′までの時間
は電流の変化は無く、時点t1′から初めて電流が
変化していた。然しながら第4図の本発明の実施
例では、制御回路CTV内の制御電圧V3が、線路
L1,L2のループ電流ILに比例した電圧である
ため、第5図のAに示す如く、ループ電流ILの大
小によらず、常に電流の変化が時点t1から始めら
れるため、過渡時間として十分な時間を掛ける事
が出来て、雑音の発生を低減できる。その結果、
ループ電流ILの電流i1又はi2の極性を反転させる
為に、制御回路CTL内のスイツチSを動作また
は復旧させた場合に、加入者線路L1,L2が短
くループ電流の値が大きい(第5図におけるIa)
場合も、また加入者線路L1,L2が長くループ
電流の値が小さい(第5図におけるIb)場合に
も、ループ電流Ia,Ibは、制御回路CTL内のス
イツチSの動作時点t1の当初から同じく減少し始
め、充分な過渡時間を持つて時点t2に同じく0と
なり、また、スイツチSの復旧時点t2から充分な
過渡時間を持つて同じ時点t3に、再び電流値Ia,
Ibに復元する。
In the conventional example shown in Fig. 1, the control power supply voltage V2 is fixedly determined by the maximum value Ia of the loop current I L , so when the loop current I L is a small value Ib,
Even if the output v 1 of the control circuit CTL changes from the voltage V 2 to 0, the time until it reaches the control voltage determined by the current value Ib, that is, from time t 1 to t 1 ' at A in FIG. There was no change in the current, and the current changed for the first time from time t 1 '. However, in the embodiment of the present invention shown in FIG. 4, since the control voltage V3 in the control circuit CTV is a voltage proportional to the loop current I L of the lines L1 and L2, the loop current increases as shown in A in FIG. Regardless of the magnitude of I L , the current change always starts from time t 1 , so a sufficient transition time can be provided, and the generation of noise can be reduced. the result,
When the switch S in the control circuit CTL is operated or restored in order to reverse the polarity of the current i 1 or i 2 of the loop current I L , the subscriber lines L 1 and L 2 are short and the value of the loop current is large ( Ia in Figure 5)
In the case where the subscriber lines L1 and L2 are long and the value of the loop current is small (Ib in Fig. 5), the loop currents Ia and Ib are equal to the initial value at the operating time t1 of the switch S in the control circuit CTL. After a sufficient transition time, the current value Ia starts to decrease and becomes 0 at time t 2 , and again at the same time t 3 after a sufficient transition time from the time t 2 when the switch S is restored, the current value Ia,
Restore to Ib.

以上の説明から明らかな如く、第4図の本実施
例のサイレントレバース制御回路によれば、線路
L1,L2のループ電流の値の如何に拘わらず、
極性を反転する場合に充分に長い過渡時間を経過
するので、極性の反転に伴い発生する雑音が低減
して、加入電話機の通話に与える影響も少なくな
つて問題は無い。なお、第4図および第5図はあ
く迄本発明の一実施例に過ぎず、給電回路FD1,
FD2から取り出すループ電流に比例する電圧
V4-1,V4-2は、第2図の抵抗R6,R10の両
端電圧v3,v4に限定されることはなく、他の幾多
の変形が考えられるが、何れの場合も本発明の効
果は変わらない。また給電回路FD1,FD2の構
成も、第2図に図示されたものに限定されず、更
に本発明の対象の通話路装置は、電話機等を収容
する加入者回路に限定されないことも言う迄もな
い。
As is clear from the above explanation, according to the silent reverse control circuit of this embodiment shown in FIG. 4, regardless of the values of the loop currents of the lines L1 and L2,
Since a sufficiently long transition time elapses when the polarity is reversed, the noise generated due to the polarity reversal is reduced, and the influence on the telephone conversation of the subscriber telephone is also reduced, so there is no problem. Note that FIGS. 4 and 5 are only one embodiment of the present invention, and the power supply circuits FD1,
Voltage proportional to loop current extracted from FD2
V 4-1 and V 4-2 are not limited to the voltages v 3 and v 4 across the resistors R6 and R10 in FIG. The effect of the invention remains the same. Furthermore, the configurations of the power supply circuits FD1 and FD2 are not limited to those shown in FIG. 2, and it goes without saying that the communication path device to which the present invention is applied is not limited to a subscriber circuit accommodating a telephone or the like. do not have.

(g) 発明の効果 以上、本発明によれば、通話路装置において、
2線路のループ電流の反転時に発生する雑音の通
話に及ぼす影響が、ループ電流の値の如何に拘わ
らず、最小限に維持される効果が得られる。
(g) Effects of the invention As described above, according to the present invention, in the communication path device,
An effect can be obtained in which the influence of noise generated when the loop currents of the two lines are reversed on communication is kept to a minimum regardless of the value of the loop currents.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は従来のサイレントレバース制御回路の
一例を示す図、第2図は第1図のサイレントレバ
ース制御回路の給電回路の一例を示す図、第3図
は第1図の従来例のループ電流の変化とA−B線
間の電圧の変化の一例を示す図、第4図は本発明
の実施例のサイレントレバース制御回路を示す
図、第5図は第4図の実施例のループ電流の変化
とA−B線間の電圧の変化の一例を示す図であ
る。
FIG. 1 is a diagram showing an example of a conventional silent reverse control circuit, FIG. 2 is a diagram showing an example of a power supply circuit for the silent reverse control circuit in FIG. A diagram showing an example of a change in loop current and a change in voltage between lines A and B. FIG. 4 is a diagram showing a silent reverse control circuit according to an embodiment of the present invention. FIG. It is a figure which shows an example of the change of a loop current, and the change of the voltage between AB lines.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 1 それぞれ制御端子T1,T2に印加される制御
電圧(v1,v2)に比例した互いに極性の相反する
ループ電流(i1又はi2)を線路L1,L2に供給
する2組の給電回路FD1,FD2と、該両給電回
路の制御端子T1,T2にそれぞれ排反的に漸増・
漸減する制御電圧(v1,v2)を印加するサイレン
トレバース制御回路CTLとを有する通話路装置
において、 前記給電回路FD1,FD2から前記ループ電流
に比例した電圧(v4-1,v4-2)を抽出し保持する
手段D5,D6,R15,R16,C5,OA3
を設け、前記サイレントレバース制御回路が該手
段の保持する電圧(V3)を飽和値として漸増・
漸減し前記ループ電流(i1又はi2)の大きさに応
じた制御電圧を生成して2組の給電回路の制御端
子T1,T2に印加することを特徴とするサイレン
トレバース制御回路。
[Claims] 1. Loop currents (i 1 or i 2 ) with opposite polarities, which are proportional to the control voltages (v 1 , v 2 ) applied to the control terminals T 1 , T 2 respectively, are connected to the lines L1, L2. The two sets of feeder circuits FD1 and FD2 that supply the
In a communication path device having a silent reverse control circuit CTL that applies gradually decreasing control voltages (v 1 , v 2 ), voltages (v 4-1 , v 4 ) proportional to the loop current are supplied from the power supply circuits FD1, FD2. -2 ) means for extracting and retaining D5, D6, R15, R16, C5, OA3
is provided, and the silent reverse control circuit gradually increases the voltage (V3) held by the means as a saturation value.
A silent reverse control circuit that generates a control voltage that gradually decreases in accordance with the magnitude of the loop current (i 1 or i 2 ) and applies it to control terminals T 1 and T 2 of two sets of power supply circuits. .
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