JPH031906B2 - - Google Patents
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- JPH031906B2 JPH031906B2 JP56033665A JP3366581A JPH031906B2 JP H031906 B2 JPH031906 B2 JP H031906B2 JP 56033665 A JP56033665 A JP 56033665A JP 3366581 A JP3366581 A JP 3366581A JP H031906 B2 JPH031906 B2 JP H031906B2
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- power supply
- thyristor
- thyristor power
- firing
- waveform
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 19
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/70—Regulating power factor; Regulating reactive current or power
Description
＜産業上の利用分野＞
本発明は複数のサイリスタ電源（パワートラン
ジスタ等と同等電源を含む）で夫々の負荷を零相
制御する交流電源波形の制御方法に関する。 ＜従来の技術及び解決しようとする課題＞ 一般に電気炉等の負荷はその負荷温度に伴い出
力電圧を変化させる必要があり、この手段として
はトランスのタツプ切替えや、サイリスタ電源に
よる無段階制御方式の出力変換をし且つサーミス
タ等を主体としたフイードバツク系によつて炉内
温度の安定制御を図る方式が汎用的であつた。 然し乍ら、このサイリスタ方式のみでトランス
方式と同等の効果を得ようとすると、無効電力が
多くなり全消費電力の力率低下が大きな障害とな
るため、大型で而かも高価なトランス方式と併用
せざるを得なかつたのである。 即ち、在来のサイリスタ電源では位相制御によ
つて０から所定値迄無段階に出力を変化できる
が、サイリスタの抵抗対に使用されている素材の
抵抗値が経年変化によつて４倍位迄変化する。従
つて、仮に抵抗値が数年後２倍になるとすると、 負荷容量は（供給電圧）2／最終抵抗値＝V2／ｒとな
り、この最 終抵抗値のときの最大出力V2／ｒを負荷に対して安 定供給できるように電力設備を設計するから、初
期電圧ＸはV2／ｒ＝X2／ｒ／２より得る値Ｘ＝Ｖ／√２ （Ｖ）に抑えなくてはならない。前記サイリスタ
により上記の如く電圧を抵抗体の経年変化に従い
Ｖ／√２〜Ｖに亘って出力変化させれば、電流値は 初期値Ｖ／√２／ｒ／２＝√２・Ｖ／ｒから最終値V/r
に 減少するから、負荷を設置する工場の変電設備は
初期値√２・Ｖ／ｒの電流を流し得て且つ最終電圧 の出力が可能な容量、つまり√２・Ｖ／ｒ×Ｖ＝√ ２・V2／ｒの容量が必要である。 然るにトランスのタツプ切替えによりＶ／√２〜 Ｖの出力変化をさせる場合は電流値がＶ／√２／ｒ／２ ＝√２・Ｖ／ｒからＶ／ｒに変化するが、それはトラン スの２次電流のみであつて１次電流の方はトラン
スの電圧タツプ比に反比例して流れるため当初よ
りV/rだけで変化しない。従つてトランス方式に
比しサイリスタ方式は√２倍の電源容量設備が必
要となるのである。、しかも実際はサイリスタの
抵抗体に使用されている素材の抵抗値の経年変化
は４倍に達することもあり、この場合はトランス
方式に比し２倍の設備が必要である。 更にサイリスタ方式がトランス方式に比し不利
な点として、トランス方式はすべて正弦波で制御
を行なうので問題はないが、サイリスタ電源を位
相制御又は零相制御して電圧を制御すると、特に
何台かのサイリスタ電源を併用して制御した場合
はその出力波形が非常に悪くなり（正弦波にほど
遠くなり）無効電力が増加するという問題があっ
た。 ＜課題を解決するための手段＞ 本発明は叙上の問題点に鑑み為されたものであ
り、交流電源に接続したゼロクロスポイント検出
回路の出力部に点弧サイクル分配回路を接続し、
この点弧サイクル分配回路の出力端を任意数のサ
イリスタ電源の各ゲート部に接続し、且つ各サイ
リスタ電源の出力部には夫々に対応する負荷を接
続した制御回路を用いて、交流電源のゼロクロス
ポイントを検出し、その検出信号により複数のサ
イリスタ電源を点弧せしめ、各々の負荷を零相制
御するようにした交流電源波形の制御方法であつ
て、 上記点弧サイクル分配回路は、予め、各サイリ
スタ電源の各々異なる設定電圧に応じて各サイリ
スタ電源に共通する所定の位相範囲を設定し、上
記所定の位相範囲内における各サイリスタ電源の
点弧タイミングの数を、各サイリスタ電源毎に異
なる設定電圧に応じた異なる数だけ分配し、且つ
上記所定の位相範囲内において各サイリスタ電源
全てが同相で同時に点弧しないように抑制して順
次点弧させ、合成負荷電流の波流を正弦波に近似
せしめるようにして実効値を少なくし、無効電力
を低減することにより電源装置等の設備費の低減
と省エネルギー化及びランニングコストの低廉化
を可能とした交流電源波形の制御方法の提供を目
的とするものである。 ＜実施例＞ 以下、本発明を第１図〜第９図を参照しつつ説
明する。 先ず、実効値の低減に関し、交流電圧200Vの
１／√３電圧を得る一例に基づいて説明する。１台 サイリスタ電源の場合１／√３電圧Ｅは次のように なる。 又、回路抵抗Ｒを10Ωとすると電流Ｉは、Ｉ＝
200／10√３(A)となる。 この時の波形は第１図に図示の如く最初の点弧
から2πの位相間隔をおいて半サイクル間点弧し
たものである。これが３台のサイリスタ電源を運
転する場合は３台共同相で同時に点弧すると、こ
の時の電流I′は次のようになる。 I′＝３・200／10√３≒34 (A) この時の合成波形は第２図に図示の如く第１図
の３倍の波形となる。 ところが、第３図に図示の如く３台のサイリス
タ電源の点弧タイミングを３台全てが同相で同時
に点弧しないように抑制し、πずつ偏位させた合
成波形は第４図のようになり電流I″は次のように
なる。 即ち、この時の合成波形は第４図に図示される
如く完全な連続した正弦波形でありこのため第２
図より実効値が少なくなる。 以上は200／√３（Ｖ）を得ようとした場合である が、他の電圧を得る場合でも各サイリスタ電源の
点弧タイミングを設定電圧に応じた位相に分配す
れば良く、例えば200/2（Ｖ）、200／√５（Ｖ）、 200／√６（Ｖ）を得る場合には第５図ａ，ｂ，ｃに 示す如く1/4、1/5、1/6の半波期間点弧すれば良
い。これらの波形は必ずしも規則的に1/4、1/5、
１／６周期毎である必要は無く、例えば位相範囲が
1000サイクル等の長い期間の内で平均して1/4、
1/5、1/6の半波が点弧すれば200/2、200／√５、 200／√６（Ｖ）が得られる。つまり1000サイクル中 ｎサイクルが使われるとその時得られる電圧は
ジスタ等と同等電源を含む）で夫々の負荷を零相
制御する交流電源波形の制御方法に関する。 ＜従来の技術及び解決しようとする課題＞ 一般に電気炉等の負荷はその負荷温度に伴い出
力電圧を変化させる必要があり、この手段として
はトランスのタツプ切替えや、サイリスタ電源に
よる無段階制御方式の出力変換をし且つサーミス
タ等を主体としたフイードバツク系によつて炉内
温度の安定制御を図る方式が汎用的であつた。 然し乍ら、このサイリスタ方式のみでトランス
方式と同等の効果を得ようとすると、無効電力が
多くなり全消費電力の力率低下が大きな障害とな
るため、大型で而かも高価なトランス方式と併用
せざるを得なかつたのである。 即ち、在来のサイリスタ電源では位相制御によ
つて０から所定値迄無段階に出力を変化できる
が、サイリスタの抵抗対に使用されている素材の
抵抗値が経年変化によつて４倍位迄変化する。従
つて、仮に抵抗値が数年後２倍になるとすると、 負荷容量は（供給電圧）2／最終抵抗値＝V2／ｒとな
り、この最 終抵抗値のときの最大出力V2／ｒを負荷に対して安 定供給できるように電力設備を設計するから、初
期電圧ＸはV2／ｒ＝X2／ｒ／２より得る値Ｘ＝Ｖ／√２ （Ｖ）に抑えなくてはならない。前記サイリスタ
により上記の如く電圧を抵抗体の経年変化に従い
Ｖ／√２〜Ｖに亘って出力変化させれば、電流値は 初期値Ｖ／√２／ｒ／２＝√２・Ｖ／ｒから最終値V/r
に 減少するから、負荷を設置する工場の変電設備は
初期値√２・Ｖ／ｒの電流を流し得て且つ最終電圧 の出力が可能な容量、つまり√２・Ｖ／ｒ×Ｖ＝√ ２・V2／ｒの容量が必要である。 然るにトランスのタツプ切替えによりＶ／√２〜 Ｖの出力変化をさせる場合は電流値がＶ／√２／ｒ／２ ＝√２・Ｖ／ｒからＶ／ｒに変化するが、それはトラン スの２次電流のみであつて１次電流の方はトラン
スの電圧タツプ比に反比例して流れるため当初よ
りV/rだけで変化しない。従つてトランス方式に
比しサイリスタ方式は√２倍の電源容量設備が必
要となるのである。、しかも実際はサイリスタの
抵抗体に使用されている素材の抵抗値の経年変化
は４倍に達することもあり、この場合はトランス
方式に比し２倍の設備が必要である。 更にサイリスタ方式がトランス方式に比し不利
な点として、トランス方式はすべて正弦波で制御
を行なうので問題はないが、サイリスタ電源を位
相制御又は零相制御して電圧を制御すると、特に
何台かのサイリスタ電源を併用して制御した場合
はその出力波形が非常に悪くなり（正弦波にほど
遠くなり）無効電力が増加するという問題があっ
た。 ＜課題を解決するための手段＞ 本発明は叙上の問題点に鑑み為されたものであ
り、交流電源に接続したゼロクロスポイント検出
回路の出力部に点弧サイクル分配回路を接続し、
この点弧サイクル分配回路の出力端を任意数のサ
イリスタ電源の各ゲート部に接続し、且つ各サイ
リスタ電源の出力部には夫々に対応する負荷を接
続した制御回路を用いて、交流電源のゼロクロス
ポイントを検出し、その検出信号により複数のサ
イリスタ電源を点弧せしめ、各々の負荷を零相制
御するようにした交流電源波形の制御方法であつ
て、 上記点弧サイクル分配回路は、予め、各サイリ
スタ電源の各々異なる設定電圧に応じて各サイリ
スタ電源に共通する所定の位相範囲を設定し、上
記所定の位相範囲内における各サイリスタ電源の
点弧タイミングの数を、各サイリスタ電源毎に異
なる設定電圧に応じた異なる数だけ分配し、且つ
上記所定の位相範囲内において各サイリスタ電源
全てが同相で同時に点弧しないように抑制して順
次点弧させ、合成負荷電流の波流を正弦波に近似
せしめるようにして実効値を少なくし、無効電力
を低減することにより電源装置等の設備費の低減
と省エネルギー化及びランニングコストの低廉化
を可能とした交流電源波形の制御方法の提供を目
的とするものである。 ＜実施例＞ 以下、本発明を第１図〜第９図を参照しつつ説
明する。 先ず、実効値の低減に関し、交流電圧200Vの
１／√３電圧を得る一例に基づいて説明する。１台 サイリスタ電源の場合１／√３電圧Ｅは次のように なる。 又、回路抵抗Ｒを10Ωとすると電流Ｉは、Ｉ＝
200／10√３(A)となる。 この時の波形は第１図に図示の如く最初の点弧
から2πの位相間隔をおいて半サイクル間点弧し
たものである。これが３台のサイリスタ電源を運
転する場合は３台共同相で同時に点弧すると、こ
の時の電流I′は次のようになる。 I′＝３・200／10√３≒34 (A) この時の合成波形は第２図に図示の如く第１図
の３倍の波形となる。 ところが、第３図に図示の如く３台のサイリス
タ電源の点弧タイミングを３台全てが同相で同時
に点弧しないように抑制し、πずつ偏位させた合
成波形は第４図のようになり電流I″は次のように
なる。 即ち、この時の合成波形は第４図に図示される
如く完全な連続した正弦波形でありこのため第２
図より実効値が少なくなる。 以上は200／√３（Ｖ）を得ようとした場合である が、他の電圧を得る場合でも各サイリスタ電源の
点弧タイミングを設定電圧に応じた位相に分配す
れば良く、例えば200/2（Ｖ）、200／√５（Ｖ）、 200／√６（Ｖ）を得る場合には第５図ａ，ｂ，ｃに 示す如く1/4、1/5、1/6の半波期間点弧すれば良
い。これらの波形は必ずしも規則的に1/4、1/5、
１／６周期毎である必要は無く、例えば位相範囲が
1000サイクル等の長い期間の内で平均して1/4、
1/5、1/6の半波が点弧すれば200/2、200／√５、 200／√６（Ｖ）が得られる。つまり1000サイクル中 ｎサイクルが使われるとその時得られる電圧は
【式】となるので０〜200Vの電圧
が無段階に調整できる。
上記の如く任意数のサイリスタ電源を所定位相
間隔で順次点弧させる場合第６図に示す構成の制
御回路がある。即ち、交流電源１に接続したゼロ
クロスポイント検出回路２の出力部には点弧サイ
クル分配回路３を接続し、その点弧サイクル分配
回路３の出力端を任意数サイリスタ電源４1，４2
……４ｎの各ゲート部に接続してあり、各サイリ
スタ電源４1，４2……４ｎの出力部は夫々に対応
する負荷５1，５2……５ｎを接続してある。尚、
各サイリスタ電源４1，４2……４ｎには前記交流
電源１から所定電圧を印加してある。叙上の構成
に於いて、交流電圧の零点をゼロクロスポイント
検出回路２で検出すると、その検出信号が点弧サ
イクル分配回路３に入力し、同回路３から所定の
点弧間隔で各サイリスタ電源４1，４2……４ｎの
ゲート部に出力が供給される。サイリスタ電源４
１，４2……４ｎは、前記の如くゲート部にトリガ
電圧が入力すると導通し交通電源１の電圧が負荷
５1，５2……５ｎに順次印加される。ただ、サイ
リスタ電源の数が増加し且つ各負荷に印加される
電圧が零から所定電圧まで各々異なる電圧で与え
られているとその合計電流値はかなり複雑にな
り、又、各サイリスタ電源の点弧タイミングの設
定も極めて複雑になるから、点弧サイクル分配回
路３は各サイリスタ電源の異なる設定電圧に応じ
予めその分配方式をプログラミングしマイクロコ
ンピュータ制御するのが好ましい。 次に実例を示す。先ず各サイリスタ電源の各々
異なる設定電圧に応じて各サイリスタ電源に共通
する所定の位相範囲を設定し、その中で各サイリ
スタ電源の点弧タイミングの数を、各サイリスタ
電源毎に異なる設定電圧に応じた異なる数だけ分
配し、且つ上記所定の位相範囲内で均一分配即ち
各サイリスタ電源の点弧タイミングを全てのサイ
リスタ電源が同相で同時に点弧しないように抑制
する例を示す。 今、Ａ、Ｂ、Ｃの３台のサイリスタ電源に於い
て夫々の異なる設定電圧に応じた点弧タイミング
の数が平均して2/3、1/2、3/5とする。 この2/3、1/2、3/5は共通分母にすると20/30、1
５／３０、18/30となるので30πを異なる設定電圧に
応じた各サイリスタ電源に共通する所定の位相範
囲とし、この位相範囲内で分子の合計20＋15＋18
＝53の正弦半波（半サイクル）を分配することに
する。 (1) 先ず30πを5π毎に６分割して各分割毎に上記
合計数を53を割り当てる。即ち53／６＝８……５ であるから5π毎に８回点弧させるが、この余
り５は各分割区分に割付け６分割のうち５分割
は９回点弧させ他の１分割のみ８回点弧させる
ことにする。 (2) 次にＡ、Ｂ、Ｃ夫々の点弧タイミングを各々
６分割する。 (A) 20／６＝３……２ (B) 15／６＝２……３ (C) 18／６＝３ 従つて夫々各分割毎に２〜３回づつ点弧タイン
ミングを配分し且つ余りの分は前項(1)で設定し
た各分割毎の割当数８〜９内に抑えられるよう
に割当てる。つまり (A)は5π毎に３〜４回、 (B)は5π毎に２〜３回、 (C)は5π毎に３回、 となるように点弧タイミングを割当てるが(A)
＋(B)＋(C)が８〜９回となるようにする（第７図
参照）。 (3) 更に、π毎に点弧タイミングを割当てる。即
ち、１分割毎に(A)＋(B)＋(C)で９回点弧させる場
合は、１分割単位当り5πであるから９／５＝１… …４となり、又(A)＋(B)＋(C)で８回点弧させる場
合は８／５＝１……３となる。従つて上記余りを １〜5πの間に第８図に示す如く分配すれば良
い。 以上のようにしてπ毎の配分量が決定したら、
３台のサイリスタ電源Ａ、Ｂ、Ｃの設定電圧は、
Ａ＞Ｃ＞ＢであるからあＡ、Ｃ、Ｂの順で３台の
サイリス電源が同相で同時に点弧しないように抑
制して分配すれば良い。叙上のようにＡ、Ｂ、Ｃ
夫々の点弧タイミングを０〜30π迄に割当てる
が、前記余りの分配はプリセツトカウンターに記
録して各分割毎に１回づつ消去し零になるまで分
配する。又、余りの分配が重ならないようにする
には余りを１回消去したか否かのチエツク回路を
設ければ正確に分配点弧できる。 尚、上述の点弧タイミング分配状態及びその合
成波形を第９図に示す。 勿論、上記の場合は正弦半波（π）を分配した
が2π若しくはnπを単位としても良く、極めて長
期間に亘る場合はコンピュータ演算で点弧タイミ
ングを予め設定する。 但し、各負荷毎にトランスを直列に使用する場
合は、正弦半波のみを使用すると直流分が生じて
トランスに偏磁現象を起すため2π単位で分配す
る必要がある。又、長期間に亘つて分配する程点
弧タイミングの重複による影響は少なくなるが、
たとえ点弧タイミングが一部片寄って重複しても
全体で数回程度あれば問題はなく厳格に調整する
必要はない。 ＜効果＞ 本発明は以上説明してきた如き内容のものなの
で、合成電流波形が正弦波に近似して実効値が少
なくなり、無効電力が低減されるので、電源用の
トランスとの併用も不要となり工場設備費が廉価
になり、しかも任意の異なる電圧を効率良く得ら
れるので省エネルギー化及び低ランニングコスト
が可能となり、また設定電圧の異なるサイリスタ
電源を同一制御回路で同時に制御できるので、例
えば複数の同一ヒーターを各々異なる温度に制御
する場合でも、ヒーターを交換することなく各サ
イリスタ電源の設定電圧を変化させさえすれば良
い等の著効を奏する。
間隔で順次点弧させる場合第６図に示す構成の制
御回路がある。即ち、交流電源１に接続したゼロ
クロスポイント検出回路２の出力部には点弧サイ
クル分配回路３を接続し、その点弧サイクル分配
回路３の出力端を任意数サイリスタ電源４1，４2
……４ｎの各ゲート部に接続してあり、各サイリ
スタ電源４1，４2……４ｎの出力部は夫々に対応
する負荷５1，５2……５ｎを接続してある。尚、
各サイリスタ電源４1，４2……４ｎには前記交流
電源１から所定電圧を印加してある。叙上の構成
に於いて、交流電圧の零点をゼロクロスポイント
検出回路２で検出すると、その検出信号が点弧サ
イクル分配回路３に入力し、同回路３から所定の
点弧間隔で各サイリスタ電源４1，４2……４ｎの
ゲート部に出力が供給される。サイリスタ電源４
１，４2……４ｎは、前記の如くゲート部にトリガ
電圧が入力すると導通し交通電源１の電圧が負荷
５1，５2……５ｎに順次印加される。ただ、サイ
リスタ電源の数が増加し且つ各負荷に印加される
電圧が零から所定電圧まで各々異なる電圧で与え
られているとその合計電流値はかなり複雑にな
り、又、各サイリスタ電源の点弧タイミングの設
定も極めて複雑になるから、点弧サイクル分配回
路３は各サイリスタ電源の異なる設定電圧に応じ
予めその分配方式をプログラミングしマイクロコ
ンピュータ制御するのが好ましい。 次に実例を示す。先ず各サイリスタ電源の各々
異なる設定電圧に応じて各サイリスタ電源に共通
する所定の位相範囲を設定し、その中で各サイリ
スタ電源の点弧タイミングの数を、各サイリスタ
電源毎に異なる設定電圧に応じた異なる数だけ分
配し、且つ上記所定の位相範囲内で均一分配即ち
各サイリスタ電源の点弧タイミングを全てのサイ
リスタ電源が同相で同時に点弧しないように抑制
する例を示す。 今、Ａ、Ｂ、Ｃの３台のサイリスタ電源に於い
て夫々の異なる設定電圧に応じた点弧タイミング
の数が平均して2/3、1/2、3/5とする。 この2/3、1/2、3/5は共通分母にすると20/30、1
５／３０、18/30となるので30πを異なる設定電圧に
応じた各サイリスタ電源に共通する所定の位相範
囲とし、この位相範囲内で分子の合計20＋15＋18
＝53の正弦半波（半サイクル）を分配することに
する。 (1) 先ず30πを5π毎に６分割して各分割毎に上記
合計数を53を割り当てる。即ち53／６＝８……５ であるから5π毎に８回点弧させるが、この余
り５は各分割区分に割付け６分割のうち５分割
は９回点弧させ他の１分割のみ８回点弧させる
ことにする。 (2) 次にＡ、Ｂ、Ｃ夫々の点弧タイミングを各々
６分割する。 (A) 20／６＝３……２ (B) 15／６＝２……３ (C) 18／６＝３ 従つて夫々各分割毎に２〜３回づつ点弧タイン
ミングを配分し且つ余りの分は前項(1)で設定し
た各分割毎の割当数８〜９内に抑えられるよう
に割当てる。つまり (A)は5π毎に３〜４回、 (B)は5π毎に２〜３回、 (C)は5π毎に３回、 となるように点弧タイミングを割当てるが(A)
＋(B)＋(C)が８〜９回となるようにする（第７図
参照）。 (3) 更に、π毎に点弧タイミングを割当てる。即
ち、１分割毎に(A)＋(B)＋(C)で９回点弧させる場
合は、１分割単位当り5πであるから９／５＝１… …４となり、又(A)＋(B)＋(C)で８回点弧させる場
合は８／５＝１……３となる。従つて上記余りを １〜5πの間に第８図に示す如く分配すれば良
い。 以上のようにしてπ毎の配分量が決定したら、
３台のサイリスタ電源Ａ、Ｂ、Ｃの設定電圧は、
Ａ＞Ｃ＞ＢであるからあＡ、Ｃ、Ｂの順で３台の
サイリス電源が同相で同時に点弧しないように抑
制して分配すれば良い。叙上のようにＡ、Ｂ、Ｃ
夫々の点弧タイミングを０〜30π迄に割当てる
が、前記余りの分配はプリセツトカウンターに記
録して各分割毎に１回づつ消去し零になるまで分
配する。又、余りの分配が重ならないようにする
には余りを１回消去したか否かのチエツク回路を
設ければ正確に分配点弧できる。 尚、上述の点弧タイミング分配状態及びその合
成波形を第９図に示す。 勿論、上記の場合は正弦半波（π）を分配した
が2π若しくはnπを単位としても良く、極めて長
期間に亘る場合はコンピュータ演算で点弧タイミ
ングを予め設定する。 但し、各負荷毎にトランスを直列に使用する場
合は、正弦半波のみを使用すると直流分が生じて
トランスに偏磁現象を起すため2π単位で分配す
る必要がある。又、長期間に亘つて分配する程点
弧タイミングの重複による影響は少なくなるが、
たとえ点弧タイミングが一部片寄って重複しても
全体で数回程度あれば問題はなく厳格に調整する
必要はない。 ＜効果＞ 本発明は以上説明してきた如き内容のものなの
で、合成電流波形が正弦波に近似して実効値が少
なくなり、無効電力が低減されるので、電源用の
トランスとの併用も不要となり工場設備費が廉価
になり、しかも任意の異なる電圧を効率良く得ら
れるので省エネルギー化及び低ランニングコスト
が可能となり、また設定電圧の異なるサイリスタ
電源を同一制御回路で同時に制御できるので、例
えば複数の同一ヒーターを各々異なる温度に制御
する場合でも、ヒーターを交換することなく各サ
イリスタ電源の設定電圧を変化させさえすれば良
い等の著効を奏する。
第１図はゼロクスポイント点弧方式による電圧
波形図、第２図は３台のサイリスタ電源を同上方
式で同相で同時に点弧させた場合の電圧波形図、
第３図は３台のサイリスタ電源で200／√３（Ｖ）
を得る場合の電圧波形図、第４図は同上合成波形
図、第５図ａ，ｂ，ｃは夫々れ200/2（Ｖ）、
200／√５（Ｖ）、200／√６（Ｖ）を得る際の電圧波形
図、 第６図は本発明に係る交流電源波形制御を行な手
段の一例示すブロック図、第７図は本発明に係る
交流電源波形の制御方法にて３台のサイリスタ電
源の点弧タイミングを０〜30πに割当てた場合の
割当図、第８図は第７図で割当てた点呼タイミン
グを更にπ〜5π間に割当てた場合の割当図、そ
して第９図Ａ，Ｂ，Ｃは各々本発明に係る交流電
源波形の制御方法による０〜30πに於ける３台の
サイリスタ電源の夫々の点弧状態を示す波形図で
あり、Ｄはそれらの合成波形図である。 １……流電源、４1，４2…４o……サイリスタ
電源、５1，５2…５o……負荷。
波形図、第２図は３台のサイリスタ電源を同上方
式で同相で同時に点弧させた場合の電圧波形図、
第３図は３台のサイリスタ電源で200／√３（Ｖ）
を得る場合の電圧波形図、第４図は同上合成波形
図、第５図ａ，ｂ，ｃは夫々れ200/2（Ｖ）、
200／√５（Ｖ）、200／√６（Ｖ）を得る際の電圧波形
図、 第６図は本発明に係る交流電源波形制御を行な手
段の一例示すブロック図、第７図は本発明に係る
交流電源波形の制御方法にて３台のサイリスタ電
源の点弧タイミングを０〜30πに割当てた場合の
割当図、第８図は第７図で割当てた点呼タイミン
グを更にπ〜5π間に割当てた場合の割当図、そ
して第９図Ａ，Ｂ，Ｃは各々本発明に係る交流電
源波形の制御方法による０〜30πに於ける３台の
サイリスタ電源の夫々の点弧状態を示す波形図で
あり、Ｄはそれらの合成波形図である。 １……流電源、４1，４2…４o……サイリスタ
電源、５1，５2…５o……負荷。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電源に接続したゼロクロスポイント検出
回路の出力部に点弧サイクル分配回路を接続し、 この点弧サイクル分配回路の出力端を任意数の
サイリスタ電源の各ゲート部に接続し、且つ 各サイリスタ電源の出力部には夫々に対応する
負荷を接続した制御回路を用いて、 交流電源のゼロクロスポイントを検出し、その
検出信号により複数のサイリスタ電源を点弧せし
め、各々の負荷を零相制御するようにした交流電
源波形の制御方法であつて、 上記点弧サイクル分配回路は、 予め、各サイリスタ電源の各々異なる設定電圧
に応じて各サイリスタ電源に共通する所定の位相
範囲を設定し、 上記所定の位相範囲内における各サイリスタ電
源の点弧タイミングの数を、各サイリスタ電源毎
に異なる設定電圧に応じた異なる数だけ分配し、
且つ 上記所定の位相範囲内において各サイリスタ電
源全てが同相で同時に点弧しないように抑制して
順次点弧させ、 合成負荷電流の波形を正弦波に近似せしめるこ
とを特徴とする交流電源波形の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3366581A JPS57147721A (en) | 1981-03-09 | 1981-03-09 | Controlling method for waveform of alternating current power source |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3366581A JPS57147721A (en) | 1981-03-09 | 1981-03-09 | Controlling method for waveform of alternating current power source |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57147721A JPS57147721A (en) | 1982-09-11 |
| JPH031906B2 true JPH031906B2 (ja) | 1991-01-11 |
Family
ID=12392746
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3366581A Granted JPS57147721A (en) | 1981-03-09 | 1981-03-09 | Controlling method for waveform of alternating current power source |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57147721A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11193162B2 (en) | 2014-02-05 | 2021-12-07 | Fuso Pharmaceutical Industries, Ltd. | Nucleic acid detection or quantification method using mask oligonucleotide, and device for same |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH077311B2 (ja) * | 1987-01-26 | 1995-01-30 | 三菱電機株式会社 | 電力制御装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5399186A (en) * | 1977-02-08 | 1978-08-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Temperature controller |
-
1981
- 1981-03-09 JP JP3366581A patent/JPS57147721A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5399186A (en) * | 1977-02-08 | 1978-08-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Temperature controller |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11193162B2 (en) | 2014-02-05 | 2021-12-07 | Fuso Pharmaceutical Industries, Ltd. | Nucleic acid detection or quantification method using mask oligonucleotide, and device for same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57147721A (en) | 1982-09-11 |
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