JPH0251084A - ベースラインベクトルを決定する方法 - Google Patents

ベースラインベクトルを決定する方法

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JPH0251084A
JPH0251084A JP1169750A JP16975089A JPH0251084A JP H0251084 A JPH0251084 A JP H0251084A JP 1169750 A JP1169750 A JP 1169750A JP 16975089 A JP16975089 A JP 16975089A JP H0251084 A JPH0251084 A JP H0251084A
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Mark A Sturza
マーク　エー．スターザ
Alison K Brown
アリソン　ケー．ブラウン
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Litton Systems Inc
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    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
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    • G—PHYSICS
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    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はペアのポイント、例えば、地上の測量マーク間
のベースラインベクトルを　Ｇ。
Ｐ　、　Ｓ　、　（Ｇｌｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉ
ｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍ）　（７）星座（ｃｏｎｓｔｅｌｌ
ａｔｉｏｎ）の衛星送信機からのＬｌ及びＬ２伝送内に
含まれる情報からの電波インターフェロメトリー（ｒａ
ｄｉｏ　１ｎｔｅｒ−ｆｅｒｏ＋ｍａｔｒｙ）によって
測定するための装置及び方法に関する。より具体的には
、本発明は、衛星送信機のコーディング変調に関する事
前の知識を必要とせずに衛星伝送の信号位相を決定する
のに使用されるデジタルシステムに関する。
自由空間信号（ｆｒｅｅ　５ｐａｃｅ　ｓｉｇｎａｌ）
を変調するために擬似ランダムビットシーケンスを使用
する技術は通信分野において重要な地位を確保しており
１軍事及び民間の両方において多くの重要なアプリケー
ションを持つ。通常、擬似ノイズコード（ＰＮ−コード
）と呼ばれるこのシーケンスを使用すると、正弦搬送波
を直接シーケンス広帯域タイプ（ｄｉｒｅｃｔｓｅｑｕ
ａｎｃｅ　５ｐｒｅａｄ　ｓｐｅｃｔｒｕｍ　ｔｙｐｅ
）の信号を生成するように変調することができる。この
信号においては、情報伝送に対して要求されるよりも多
くのバンド幅が占拠される。このため、（１）信号のハ
イディング（ｈｉｄｉｎｇ）、（２）信号パワーをスプ
レッドすることによって得られる生来的なアンチジャム
（ａｎｔｉ−ｊａｍｅ）性能、（３）レンジング情報の
伝送、（４）信号経路アノマリ−（ａｎｏｍａｌｉｅｓ
）に対する過敏性の低下、及び（５）干渉なしに同一周
波数バンド内での多くの伝送を可能とするコード分割多
重アクセス（ｃｏｄｅ　ｄｉｖｉｓｉｏｎｍ　ｕｌｔｉ
ｐｌｅ　ａｃｃｅｓｓ、　ＣＤ　Ｍ　Ａ　）を含む多く
の長所を享受することができる。
直接シーケンス広帯域信号伝送の上に説明の特性は戦場
環境、石油の開発、及び衛星補助無線ナビゲーションに
おいて有利であることが実証されている。重要なアブリ
レーションが地球衛星送信機の世界的な網であるグロー
バルポジショニングシステム（Ｇ、Ｐ、Ｓ、）において
発見されているが、これを使用してユーザはそれらの位
置を既知の衛星位置に対して決定することができる０個
々の衛星は、同定Ｃ／　Ａ　（ｃｏａｒｓｅ　ａｃｑｕ
ｉｓｉｔｉｏｎ）符号化擬似ノイズシーケンス及び同定
Ｐ　（ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ）符号化シーケンスの両方に
て変調された１５７５．４２ＭＨｚの公称（抑圧）搬送
波周波数を持つＬ１信号、及びその衛星に割り当てられ
た同定Ｐ　（ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ）符号化シーケンスに
て変調された１２２７．６０ＭＨｚの公称（抑圧）Ｗｉ
送波周波数を持つし２信号の両方を伝送する。ＧＰＳ受
信機の正確な位置は衛星送信機の既知の位置から三辺測
量の周知の技術から決定できる。
異なるサイトの互いの相対的な位置をこれらサイトにお
いて同時に受信される無線信号の位相あるいはこれらの
間のグループ遅延の測定から決定する方法は当分野にお
いて周知であり、総称的に電波インターフェロメトリー
による測地学の技術と呼ばれている０個々のサイトの所
のアンテナが干渉計を形成するようにされ、１つのアン
テナから別のアンテナに延びる相対位置ベクトルはこの
干渉計のベースラインベクトルと呼ばれる。２つのアン
テナの間のベースライン、あるいは相対位置ベクトルは
１通常、個々のアンテナの位置よりも不確かに決定され
るが、これは、多くの潜在的なエラーのソースが両方の
アンテナの所で測定値にほぼ同一の影響を与える傾向を
持ち、従って、この２つのアンテナ間の差がとられると
き相殺される傾向を持つためである。マイクロ波電波干
渉計による測地学技術は相対位置あるいは干渉計″ベー
スラインベクトルの決定に対して、精度、速度、及びレ
ンジの無比の組合せを提供することが知られている。こ
の決定はベースラインベクトルの２端の所で受信される
信号間のグループ遅延差、あるいは位相差、あるいはこ
の両方に基づいて行なわれる。位相測定値は本質的にグ
ループ遅延測定値よりも正確であるが、ただし、位相測
定の解釈は、これらの生来の整数サイクルアンビギュイ
ティに起因して一段と複雑となる。
先行技術においては、Ｇ、Ｐ、Ｓ、衛星伝送からベース
ラインベクトルを決定するための情報はその伝送を変調
したコーティングの知識を８栗とした。Ｃ／Ａコードは
公衆が一般に入手できるが、Ｐ−コードは軍事アプリケ
ーションに厳重に制約されており、従って、この技術は
、公衆をＬ１伝送に制約する。
幾つかの″コードレス″システムが、衛星信号から情報
を得るためにＰＮ−コードを知らなければならないとい
う要件を解消する目的で開発されている。これらシステ
ムには、１９８７年５月１９日イ寸けでチャールズＣ。
カランセルマン三世（Ｃｈａｒｌｅｓ　Ｃ，Ｃｏｕｎｓ
ｅｌｍａｎ、■）に公布された米国特許第４，６６７．
２０３号：［衛星からの信号を使用して位置を決定する
ための方法及びシステム（Ｍｅｔｈｏｄ　ａｎｄ　Ｓｙ
ｓｔｅｍＦｏｒ　Ｄｅｔｅｒｍｉｎｉｎｇ　Ｐｏ５ｉｔ
ｉｏｎ　Ｕｓｉｎｇ　ＳｉｇｎａｌｓＦｒｏｍ　５ａｔ
ｅｌｌｉｔｅｓ）において開示されるシステムが含まれ
る。この特許は地球ベースラインベクトル（ｅａｒｔｈ
　ｂａｓｅｌｉｎａ　ｖｅｃｔｏｒ）をこのベースライ
ンの終端ポイントの所のＧ、Ｐ、Ｓ。
受信機の位置を知ることによって決定するためのシステ
ムを開示する。この特許内において説明されるシステム
は、Ｌ２衛星伝送からベースラインベクトルを複数の衛
星からの公称周波数のドツプラーシフトの予測に基づい
て計算し、この伝送を変調するコードの知識は必要とし
ない、この特許において開示されるシステムは、衛星伝
送の符号化変調の知識を必要とするシステムよりも優れ
てはいるが、開示のシステムはアナログ回路にて実現さ
れ、従って、デジタル回路要素と比較して、生来的にコ
ストが高く、信頼性も低く、温度の変化に対してより敏
感であり、また大きなスペースを要求する要素を採用す
る。
先行技術の上記及びその他の短所が本発明によって克服
されるが、本発明は、第１面において、複数のａ、ｐ、
ｓ、送信機からのＬ２−Ｐ符号化信号内に含まれる情報
からベースラインベクトルを決定するための改良された
方法を提供する。ここで、この伝送はこのベースライン
の個々の端の所に位置する受信機によって検出され、こ
れら送信機は、受信された伝送の測定された位相をこの
予測値と比較することによって同定され、信号変調コー
ドの先見的な知識は必要とされない、この改良は複数の
衛星伝送の測定位相値を派生するための方法を含む。こ
の方法は、Ｌ２信号をローカル発振器とミキシングして
中間周波数信号を提供する方法を含む、このローカル発
振器はカウンタをクロックする。カウンタはこのローカ
ル発振器と同期され、ローカル発振器の分数の周波数を
持つ信号によって開示される。この中間周波数信号はカ
ウンタを停止するのに使用される。カウンタが中間周波
数信号によって停止された後、このカウントの最上位ビ
ットが破棄され、これによって測定位相の値が提供され
る。
もう−面においては、本発明は広帯域タイプの複数のコ
ード変調信号の測定位相のコードレスデジタル検出のた
めの装置を提供する。
この装置はこれら信号をローカル発振器とミックスして
中間周波数信号を提供する。ローカル発振器によってク
ロックされるカウンタが提供される。ローカル発振器の
周波数を割ることによってこのローカル発振器と同期し
、これの分数の周波数を持つ第３の信号を生成するため
の手段が提供される。この第３の信号はカウンタに加え
られ、このカウンタはこの第３の信号に応答してカウン
トを開示する。
このカウンタのカウントの最大ビットを破棄するための
手段が提供される。
本発明の上記及びその他の特徴及び長所は以下の詳細な
説明から一層明白となるものである。この説明はセット
の図解のための図面とともに行なわれる。説明文と図面
には対応する参照番号が使用されるが、説明を通じて同
一番号は同一の要素を示す。
第１図は本発明によるＬ２コードレスカード（Ｌ　２　
ｃｏｄｅｌｅｓｓ　ｃａｒｄ）を含むナビゲーションシ
ステムのブロック図である。このシステムはＣ／Ａ符号
化Ｌ１し号（Ｃ／　Ａ　ｃｏｄｅｄＬ　１　ｓｉｇｎａ
ｌｓ）を追跡するためのＧ、Ｐ、Ｓ。
受信機１０、及びＧ、Ｐ、Ｓ、星座（Ｇ、Ｐ、Ｓ。
ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）のＰ−符号化Ｌ２信号（
Ｐ−ｃｏｄｅｄ　Ｌ　２　ｓｉｇｎａｌｓ）から位相及
びデルタレンジ測定値を生成するためのコンピュータカ
ード１４を含む。
後に説明されるごとく、コンピュータ１２はＬ２カード
１４の動作をＬ１受信機１ｏの動作と同期するためのタ
イミング及びコントロールを提供する。カード１４はｒ
、ｆ、ケーブル１６を介してＬ２　　Ｐ−符号化信号を
自由空間伝送（ｆｒｅａ　５ｐａｃｅ　ｔｒａｎｓｍｉ
ｓｓｉｏｎ）の適当な変換の後にアンテナ、帯域フィル
ター（２０Ｍ　Ｈ２／＜ンド幅）及びシステムノイズフ
ロア−（ｓｙｓｔｅ＋ｍ　ｎｏｉｓｅ　ｆｌｏｏｒ）を
セットするための低ノイズ前置増幅器（約５０ｄＧ利得
）を介して受信する。好ましくは、３ｄＢの適当なシス
テムノイズ値が達成される。
ケーブル１８は同じように条件付けられたＬｌ　　ｒ、
ｆ、信号をこの受信機に伝送する。
間知、のごとく、Ｌ１１倍の公称（抑圧）搬送波周波数
は１５７５．４２ＭＨｚであり、一方；Ｌ２２倍のこれ
は１２２７．６ＭＨｚである。
第２図はＬ２コードレスカード１４の詳細なブロック図
である。適当に条件付けられたＬ２２倍はイメージ拒絶
フィルタ（ｉｍａｇｅｒｅｊｅｃｔ　ｆｉｌｔｅｒ）　
２０に加えられ、これによって帯域ミ戸渡される。イメ
ージ拒絶フィルタ２０の出力は１１９０．４ＭＨｚのロ
ーカル発振器信号を受信するミキサー２２に加えること
によって３７．２ＭＨｚの公称中間周波数（ＩＦ）値に
変換される。ＩＦ倍信号、次に、２０ＭＨｚ帯域フィル
タ２４．ノツチフィルタ２６、そして、リミッタ−２８
へと加えられる。結果としての信号は１次に、÷３２カ
ウンタ３０の５ＴＯＰ端末に加えられるが、これは、後
に説明されるごとく、位相サンプリング機能を提供する
。
カウンタ３０は１１９０．４ＭＨｚローカル発振器信号
によってクロックされる。この信号は５９５．２ＭＨｚ
　　ＳＡＷ電圧制御発振器（５９５、２ＭＨｚ　ＳＡＷ
　Ｖｏｌｔａｇｅ　ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄｏｓｃｉｌｌ
ａｔｏｒ）　３２の出力をダブラ−（ｄｏｕｂｌｅｒ）
３４に加えることによって生成される。こうして生成さ
れた信号は、望ましくない周波数モードを排除するため
に帯域チ波される０発振器３２はＬＬ受信機ｌＯによっ
て提供される１０ＭＨｚ周波数基準に位相ロックされる
。
この基準信号は、受信機１０（これは高い内部安定性を
持つ）内で、あるいはコンピュータ１２の制御下におい
て外部１０ＭＨｚ周波数基準によって生成される。
上に述べたごとく、リミッタ−２８の出力は１１９０．
４ＭＨｚローカル発振器によってクロックされる÷３２
カウンタ３０の５ＴＯＰ端末に加えられる。１１９０．
４ＭＨｚローカル発振器信号を÷６４カウンタ４０に加
えることによって生成される１　８　、６　Ｍ　Ｈｚ　
信号は、４ビットラッチ３８及びカウンタ３０のＳＴＡ
ＲＴｍ末（変換の後）の両方に加えられる。カウンタ３
０は、４ビットラッチ３８との組合せで、ハードリミテ
ィッドＩＦ信号（ｈａｒｄｌｉｍｉｔｅｄ　ＩＦ　ｓｉ
ｇｎａｌ）の位相をデジタル的にサンプリングするため
の装置を提供する。既に述べたごとく、カウンタ３０は
÷６４カウンタ４０からの１８　、６　Ｍ　Ｈｚパルス
のフォーリングエツジの到達によって開始される。この
信号はローカル発振器の１１９０．４ＭＨｚクロッキン
グパルスと同期される。ローカル発振器信号は、前述の
ごとく、５ＡＷＶＣＯ３２の出力を２倍にし、フィルタ
することによって生成される。÷６４カウンタ４０のパ
ルス出力のライジングエツジはカウンタ３０の４つの最
下位ビットをラッチする機能を持つ。カウンタ３０は、
次に、ハードリミティッドＩＦ信号の正に向がうゼロク
ロシングによって“停止”される。
前述の発振器３２は、Ｌ１受信機１ｏがらのＩＯＭＨ基
準信号に位相ロックされる。この同期を達成するための
装置が第３図の下側部分に開示される。示されるごとく
、÷６４カウンタ４０からの公称１８．６ＭＨｚ信号出
力はさらに÷９３カウンタ５８に加えられる。
この信号は排他的ＯＲゲート６０に入力される。ゲート
６０へのもう一方の入力は２００ｋＨｚ信号であり、こ
れは、Ｌ１受信機１゜からの１０　Ｍ　Ｈｚ基準信号を
÷５０カウンタ６２に加えることによって生成される。
ゲート６０の出力の所でこうして生成された位相ロック
２００ｋＨｚ信号は、次に、コントロール信号として、
ｖＣ○３２に加えられる。
リミッタ２８に加えられるＩＦ倍信号、以下の形式を持
つ。
５（ｔ）”ｖ’　ＺＰ　Ｃ０Ｂ（（１）、、　ｔ＋　（
１）　ｄｔ＋θ＋ｙｃ　ｄ（ｔ−τ）＋πＰ（を−τ）
＋ｎ（ｔ）　　　　　　　　　　　　　　　（１）ここ
で、 Ｐ＝信号パワー； ωＩＦ＝　Ｉ　Ｆ周波数（半径７秒）；ωｄ＝ドツプラ
ー周波数； θ＝搬送波位相（半径）； ｄ（ｔ）＝５０ＢＰＳデータ（０あるいは１）；Ｐ（ｔ
）＝１０．２３　　Ｐ−コード（０あるいは１）；及び ｎ　（ｔ　）　＝　Ａ　Ｗ　Ｇ　Ｎである。
測定される位相サンプリング間隔（ａ＋ｅａｓｕｒ−ｅ
ｄ　ｐｈａｓｅ　ｓａｍｐｌｉｎｇ　１ｎｔｅｒｖａｌ
）はＴ＝２π／ωＩＦ　の整数倍数である。このため、
カウンタ３０の５ビツト状態（ｆｉｖｅ−ｂｉｔ　５ｔ
ａｔｅ）は。
ハードリミティッドＩＦ信号の正に向かうゼロクロシン
グの到達によって停止されたとき。
以下のようになる。
（ωｄｎＴ＋θ＋ｘ　ｄ（ｔ−ｃ　）＋　πＰ（ｔ−ｃ
　）＋φｎ）　　　（２）ここで、φｎ＝ｎ（ｔ）に起
因する位相ノイズ成分である。
上の式は、勿論、ＧＰＳ信号のＰ−コーディングの効果
を含む。これは、カウンタ３０のカウントを２倍にする
ことによって除去される（このカウントはハードリミテ
イッドＩＦ信号によって停止される）、この２倍にする
結果として、ＩＦ倍信号　（ｔ）の値が二乗され、ｓ　
（ｔ）のコーディングに独立した式あるいは値が得られ
る。
生成される値あるいはカウントの２倍化（ｄｏｕｂｌｉ
ｎｇ）は、カウンタ３０内で生成されたカウントの４つ
のＬＳＢのみを、この（”　Ｓ　Ｔ　Ａ　ＲＴ　”から
“５ＴＯＰ”）期間にラッチ３８内に入れ、最上位ビッ
トの値を“破棄”することによって達成される。結果と
して、以下の値は個々の位相サンプリング期間において
ラッチ３８内に入れられる。
Ｃ２ωａｎＴ＋２Ｆ）＋２φｎ）　ｍｏｄ２　ｔｃ　、
　　　　　（３）上の式はＩＦ倍信号測定された位相の
値を表わし、信号コーディングとは独立したものである
（式１及び２を参照）。
上のようにして決定された測定位相値は個々の位相サン
プリング期間の終端によってラッチ３８内に入れられ、
カウンタ３０の所にハードリミティッドＩＦＳＴＯＰ信
号の正に向かうゼロクロシングが到達することによって
終端される。ラッチされた測定ＩＦ位相値は、その後、
÷６４カウンタ４０からのパルスのダウンゴーイングエ
ツジの到達によって、１８．６ＭＨｚの速度にて位相プ
ロセッサゲートアレイ３６に加えられる。
この測定位相値は、下に説明の位相追跡方法及び装置と
の組合せにて、受信機によって。
Ｌ２２倍の変調コーディングの知識なしに複数の衛星送
信機に対するＬ２ドツプラー位相及びデルタレンジを生
成するのに使用される。
こうして２本発明は、上のように決定される測定位相を
下に説明の信号処理及び計算と組合せて用いることによ
って位置を電波側地学（ｒａｄｉｏ−ｇｅｏｄｅｓｙ）
にて、コードレス的に決定することを可能とする。
第３図は位相プロセッサのゲートアレイ３６の回路を略
図にて示す。図示されるごとく、アレイ３６は８つの独
立したチャネル４２．４４，４６，４８，５０，５２，
５４及び５６を含むが、個々が１つのＬ２Ｐ−符号化衛
星信号に専用化される。アレイ３６の個々のチャネルは
、中央タイミングコントロールユニット５７の下で、測
定された位相値を処理し、所定の衛星送信機のＬ２２倍
位相を追跡する１個々のチャネルに対して使用される方
法及び装置は１本質的に、スタルザ（Ｓｔｕｒｚａ）ら
による合衆国特許筒４，５８４，６５２号：　［同位相
及び直角位相成分を決定するための装置及び方法（Ａｐ
ｐａｒａｔｕｓ　ａｎｄ　ＭｅｔｈｏｄＦｏｒ　Ｄｅｔ
ｅｒｍｉｎｉｎｇ　Ｉｎ−ｐｈａｓｅ　ａｎｄ　Ｑｕａ
ｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ　Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）
　］に開示の方法及び装置に従うが、この発明の教示が
ここに参考のために編入されている。この発明に対する
権利は本発明の譲受人によって保持される。
チャネル４２から５６は所定の衛星送信機から伝送され
た信号と関連する位相エラーの値（測定された位相と推
定される位相の値との差）を提供するように構成される
。推定位相値は、チャネルによって、そのチャネルによ
って追跡される信号を持つ送信衛星の同定に従う異なる
値を持つ。代表としてのチャネル４２の説明に入るが、
この中で生成され。
直角位相ＣＱｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ、”Ｑ”
）レジスタ６４及び同相位相（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ、（Ｉ
Ｉ”）レジスタ６６の所に提供される値は、コンピュー
タ１２内において、このコンピュータ１２が推定位相レ
ジスタ６８及び推定デルタ位相レジスタ７０に提供する
推定位相及び推定デルタ位相値の予想バンド幅を算定す
るために総和される。この位相エラー値は１会衆国特許
第４，５８４，６５２号の教示に従ってサイン及びコサ
インテーブルを通じて工及びＱサンプルを形成するよう
に変換される。その位置とさまざまな既知の衛星送信機
位置との間の距離の推測値を表わす初期位相及び推定デ
ルタ位相値は受信機１０によって１ｋＨｚにてコンピュ
ータ１２に供給される。■及びＱ値は１　ｋ　Ｈｚにて
コンピュータ１２に送られ、約３９０　ｋ　Ｈｚにて前
述の特許によって教示されるように推測デルタ位相を加
えることによって更新される。こうして、受信機は、測
定位相値を使用して、複数のＧ、Ｐ、Ｓ、衛星に対する
ドツプラー位相を追跡及び決定する。
コンピュータ１２は個々のチャネルに対するＩ及びＱサ
ンプルペアを総和することによってブリデイテクション
バンド帳（ｐｒｅｄｅｔｅｃｔｉｏｎ　ｂａｎｄｗｉｄ
ｔｈ）を算定する（例えば、１０Ｈｚ）。従って、 １＝１ ｉ＝１ これら総和はＳＮ比を推定し１位相ロックを検出するた
めに、２Ｈｚル一プノイズバンド幅のコンピュータ１２
内の平滑化フィルタ（ｓ＋ｉｏｏｔｈｉｎｇ　ｆｉｌｔ
ｅｒ）を通じて処理される。タイドループノイズバンド
幅（ｔｉｇｈｔ　１ｏｏｐｎｏｉｓｅ　ｂａｎｄｗｉｄ
ｔｈ）がＬ２ドツプラー周波数がｌ　Ｈｚより大きな精
度にてＬ１ドツプラー周波数から推測できるという事実
から得ることができる。従って、個々のチャネルに対し
て、θｅ”　ＱＳＬＩＭｋ θＪｋ＝ＱＪごｔ”２”６０／７７”　ω　　十〇＊θ
Ｂ　；に＝１　ｔｏ　８Ｃ＝４寧　Ｂｎ　　；　　Ｂｎ
　　”　　２Ｈｚここで、ω２は追跡中のＬＩ　Ｃ／Ａ
符号信号のドツプラー周波数である。
１秒エポック（ｏｎｅ　５ｅｃｏｎｄ　ｅｐｏｃｈ）に
おけるθｊの値はその衛星のＬ２　　Ｐ−符号信号の位
相測定値であり、ここで、ＬＩ　Ｃ／Ａ符号ドツプラー
（Ｌ　Ｉ　　Ｃ／　Ａ　−ｃｏｄｅ　ｄａｐｐｌｅｒ）
は町、によって与えられる。
以下の式、つまり、 によって形成される総和は１秒Ｌ２　　Ｐ−符号デルタ
レンジ（ｏｎｅ　５ｅｃｏｎｄ　Ｌ　２　　Ｐ　−ｄｅ
ｌｔａｒａｎｇｅ）である。
従って１本発明はデジタル手段によるし２位相及びデル
タレンジのコードレス決定に対する方法及び装置の両方
を提供することがわかる。結果として、低製造コスト、
高信頼性、低い温度過敏症、小さなサイズ及び少ないパ
ワー消費を含むデジタル回路に固有の長所を享受するこ
とができる。本発明の教えを使用することによって、デ
ジタル技術によって測定位相を得ることができ、この値
から従来のデジタル処理及び計算方法にて有用な位相及
びデルタレンジ情報を簡単に得ることができる。
本発明は現時点において好ましいと考えられる実施態様
との関連で説明されたが、これに限定されるものでない
ことは勿論である。
本発明は特許請求の範囲によってのみ定義されるもので
あり、これらと同等なものも本発明に包括されるもので
ある。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明によるＬ２コードレスカードを含むナビ
ゲーションシステムのブロック図であり； 第２図は第１図のナビゲーションシステムのＬ２コード
レスカードの詳細なブロック図であり；そして

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、複数のＧ．Ｐ．Ｓ．送信機からのＬ１ 及びＬ２信号内に含まれる情報からベースラインベクト
    ルを決定するための方法において、該送信機が該伝送が
    該ベースラインの個々の終端の所に位置する受信機によ
    って検出されるタイプであり、該送信機が該受信された
    伝送の測定された位相とこれの予測値を比較することに
    よって同定され、信号変調コーディングの事前の知識が
    必要とされず、 ａ）該Ｌ２信号をローカル発振器とミキシングして中間
    の周波数信号を提供するステップ； ｂ）カウンタを該ローカル発振器にてクロックするステ
    ップ； ｃ）該カウンタを該ローカル発振器と同期され、該ロー
    カル発振器の分数である周波数をもつ信号にて開始する
    ステップ； ｄ）該カウンタを該中間周波数信号にて停止するステッ
    プ；及び ｅ）該カウントの最上位ビットを破棄するステップから
    成る改良された測定方法にて前記信号の位相を決定する
    ことを特徴とするベースラインベクトルを決定する方法
    。 ２、該中間周波数信号をハードリミットするステップが
    さらに含まれることを特徴とする請求項１記載のベース
    ラインベクトルを決定する方法。 ３、該最上位ビットを破棄するステップがさらに該カウ
    ンタのカウントを該カウンタの段の数よりも１つ少ない
    ビット容量を持つラッチに加えるステップを含むことを
    特徴とする請求項２記載のベースラインベクトルを決定
    する方法。 ４、さらに、ａ）該カウンタが÷３２カウンタであり； ｂ）該ラッチが４ビットラッチであること を特徴とする請求項３記載のベースラインベクトルを決
    定する方法。 ５、該ハードリミット中間周波数信号の正に向かうゼロ
    クロシングが該÷３２カウンタを停止することを特徴と
    する請求項４記載のベースラインベクトルを決定する方
    法。 ６、該ローカル発振器の周波数が該カウンタを開始する
    ために加えられる信号の周波数の６４倍であることを特
    徴とする請求項５記載のベースラインベクトルを決定す
    る方法７、該中間周波数信号の公称周波数が３７．２Ｍ
    Ｈｚであることを特徴とする請求項６記載のベースライ
    ンベクトルを決定する方法。 ８、該ローカル発振器の周波数が１１９０．４ＭＨｚで
    あることを特徴とする請求項７記載のベースラインベク
    トルを決定する方法。 ９、広帯域タイプのコード変調信号の位相のコードレス
    デジタル測定装置において、該装置が； ａ）該信号を中間周波数信号を提供するためにローカル
    発振器とミックスするた めの手段； ｂ）該ローカル発振器によってクロックされるカウンタ
    ；及び ｃ）該ローカル発振器の周波数を該ローカル発振器と同
    期され、該ローカル発振器の周波数の分数である周波数
    を持つ第３の信号を生成するための手段を持ち、 ｄ）該第３の信号が該カウンタに加えられ、該カウンタ
    が該第３の信号に応答してカウントを開始し；さらに ｅ）該カウンタのカウントの最上位ビットを破棄するた
    めの手段が含まれることを特徴とする測定装置。 １０、該中間周波数信号をハードリミットするための手
    段がさらに含まれることを特徴とする請求項９記載の測
    定装置。 １１、該最上位ビットを破棄するための手段が該カウン
    タの段の数より１つ少ない容量を持つラッチから成るこ
    とを特徴とする請求項１０記載の測定装置。 １２、さらに、ａ）該カウンタが÷３２カウンタであり
    ； ｂ）該ラッチが４−ビットラッチであることを特徴とす
    る請求項１１記載の測定装置。 １３、該ハードリミット中間周波数信号の正に向かうゼ
    ロクロシングが該÷３２カウンタを停止することを特徴
    とする請求項１２記載の測定装置。 １４、該ローカル発振器の周波数を割るための該手段が
    ÷６４周波数デバイダであることを特徴とする請求項１
    ４記載の測定装置。
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