JPH0239195B2 - - Google Patents
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- JPH0239195B2 JPH0239195B2 JP57116515A JP11651582A JPH0239195B2 JP H0239195 B2 JPH0239195 B2 JP H0239195B2 JP 57116515 A JP57116515 A JP 57116515A JP 11651582 A JP11651582 A JP 11651582A JP H0239195 B2 JPH0239195 B2 JP H0239195B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/15—Controlling commutation time
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は無整流子電動機制御方法に係り、特に
サイリスタからなる逆変換器の出力側に同期電動
機を接続し、同期電動機に与える交流電力を逆変
換器を介して制御する無整流子電動機制御方法に
関する。[Detailed Description of the Invention] [Technical Field of the Invention] The present invention relates to a non-commutator motor control method, and in particular, a synchronous motor is connected to the output side of an inverter consisting of a thyristor, and AC power applied to the synchronous motor is reversed. The present invention relates to a method for controlling a commutatorless motor using a converter.
〔発明の技術的背景〕
一般に、無整流子電動機は通常の回転数領域に
おける電機子電流の転流制御を電動機の誘起電圧
を利用して行つている。このため、電動機駆動用
のサイリスタ変換器としては、低価格で構成が簡
単である等の理由から、自然転流形が広く一般に
用いられている。この様なサイリスタ変換器に於
いて転流タイミングを定めるための検出信号とし
ては大別して2種類ある。一つは回転子に直結し
た位置検出器を通じて検出される信号であり、他
のひとつは電動機の端子電圧を検出して得られる
誘起電圧位相か作られる信号である。これらの信
号、つまり位相検出値に基いて、サイリスタ変換
器は設定転流進み角β0あるいは実効転流進み角β
により転流タイミングを与えている。転流開始
後、電機子電流が完全に次の相に移るまでの間に
は、電動機の転流リアクタンスの影響によりある
程度の時間を要し、いわゆる重なり角uの期間を
もつて転流を完了する。一般に、転流完了時の誘
起電圧電気角から互いに転流を行つた相電圧が交
わる角度までを転流余裕角γとしている。サイリ
スタを用いた変換器では電機子電流の転流終了後
もサイリスタ特有の所定量のターンオフタイム
tpffがあるため、サイリスタに逆電圧が印加され
ている転流余裕角γの時間内にターンオフタイム
tpffがなければならない。更に、電動機の誘起電
圧波形には歪があり、従つて、転流余裕角γとし
ては通常20度前後以上の値を設定する必要があ
る。なお、上述した各電気角の関係は次式で示さ
れる。[Technical Background of the Invention] Generally, commutatorless motors perform commutation control of armature current in a normal rotational speed range by using the induced voltage of the motor. Therefore, as a thyristor converter for driving an electric motor, the natural commutation type is widely used because of its low cost and simple configuration. There are roughly two types of detection signals for determining commutation timing in such a thyristor converter. One is a signal detected through a position detector directly connected to the rotor, and the other is a signal generated from the induced voltage phase obtained by detecting the terminal voltage of the motor. Based on these signals, that is, the phase detection values, the thyristor converter adjusts the set commutation lead angle β 0 or the effective commutation lead angle β
This gives the commutation timing. After commutation starts, it takes a certain amount of time for the armature current to completely transfer to the next phase due to the influence of the commutation reactance of the motor, and commutation is completed after a period of so-called overlap angle u. do. Generally, the commutation margin angle γ is defined as the angle from the induced voltage electrical angle at the time of completion of commutation to the angle at which phase voltages that have been commutated with each other intersect. In converters using thyristors, even after commutation of armature current ends, there is a predetermined turn-off time unique to thyristors.
t pff , the turn-off time is within the commutation margin angle γ when the reverse voltage is applied to the thyristor.
There must be t pff . Furthermore, the induced voltage waveform of the motor is distorted, so the commutation margin angle γ usually needs to be set to a value of around 20 degrees or more. Note that the relationship between the electrical angles described above is expressed by the following equation.
cos(β−u)−cosβ=√2・XC・I/VM
………(1)
γ=β−u ………(2)
但し、XCは転流リアクタンス、VMは電動機電
圧、Iは直流電流である。また電動機力率はほぼ
cos(β−u/2)で表わされる。cos(β-u)-cosβ=√2・X C・I/V M
………(1) γ=β−u ………(2) However, X C is commutation reactance, V M is motor voltage, and I is DC current. Also, the motor power factor is approximately
It is expressed as cos(β-u/2).
一般に、電動機は効率や力率のなるべく大きな
所で運転するのがシステムとして得策であるが、
そのためには転流余裕角γを極力小さくすること
が望ましい。かかる制御を行うための一つの例と
して転流余裕角γを一定に制御する、いわゆる転
流余裕角一定制御が知られており、電流に対する
出力の線形性や過負荷耐量の増大などから有効な
方式とされている。ところがこの様な制御を行う
に当つて、実効転流進み角βを与えるためには
(1)、(2)式より転流リアクタンス値や電圧・電流値
を知つた上で実効転流進み角βを定める必要があ
る。これに対して、転流リアクタンスXCは一般
に装置の設計段階で予想するか、試験段階で測定
や調整を行つて負荷電流Iと実効転流進み角βの
関係を定めるのが一般的であるが、調整に時間を
とつたり、リアクタンス値の変化に対する特性変
化が生じたりする等の問題がある。また、(1)式の
演算を行うために、これをアナログ回路で構成し
た場合には関数発生器を要することとなり、構成
が複雑化しコスト低減の障害になるという欠点が
ある。
In general, it is best for the system to operate electric motors where the efficiency and power factor are as high as possible.
For this purpose, it is desirable to make the commutation margin angle γ as small as possible. One example of such control is known as so-called constant commutation margin angle control, which controls the commutation margin angle γ to a constant value. It is considered a method. However, when performing such control, in order to give the effective commutation advance angle β,
From equations (1) and (2), it is necessary to determine the effective commutation advance angle β by knowing the commutation reactance value, voltage, and current values. On the other hand, the commutation reactance X C is generally predicted at the equipment design stage, or measured and adjusted at the testing stage to determine the relationship between the load current I and the effective commutation advance angle β. However, there are problems such as the adjustment takes time and changes in characteristics due to changes in reactance value. Furthermore, in order to perform the calculation of equation (1), if this is constructed using an analog circuit, a function generator is required, which has the drawback of complicating the construction and impeding cost reduction.
従つて、本発明の目的は上記従来技術の欠点を
なくし、無整流子電動機の転流リアクタンス値や
電圧変化に対して所定の転流余裕角となるように
実効転流進み角を自動的に定めることを可能なら
しめる無整流子電動機制御方法を提供することに
ある。
Therefore, an object of the present invention is to eliminate the above-mentioned drawbacks of the prior art, and to automatically adjust the effective commutation advance angle to a predetermined commutation margin angle with respect to changes in the commutation reactance value and voltage of a non-commutated motor. The object of the present invention is to provide a method for controlling a commutatorless motor that makes it possible to control a commutatorless motor.
上記目的を達成するために本発明による無整流
子電動機制御方法は、サイリスタからなる逆変換
器の出力側に同期電動機を接続し、同期電動機に
与える交流電力を逆変換器を介して制御する無整
流子電動機制御方法において、電動機の転流リク
タンスがXc、端子電圧がVMのとき、演算によつ
て求められる係数Kの初期値K1を、
K1>√2・Xc/VM
なる値に設定し、転流動作毎にKを、過去の複数
回の転流動作にわたつて算出されたKの平均値
K、逆変換器の出力電圧位相θ及び転流重なり角
uから演算された転流余裕角γ、設定転流余裕角
γs、及び逆変換器の入力電流基準I*から、
K=−sinγs・(γ−γs)/I*
として演算し、その結果得られた複数個の係数K
の平均値を新たに演算し、
cosβ=cosγs−・I*
なる演算式に基づいて次回の実効転流進み角βを
決定することを特徴とする。
In order to achieve the above object, a non-commutator motor control method according to the present invention connects a synchronous motor to the output side of an inverter consisting of a thyristor, and controls AC power applied to the synchronous motor via the inverter. In the commutator motor control method, when the commutation rectance of the motor is X c and the terminal voltage is V M , the initial value K 1 of the coefficient K obtained by calculation is K 1 >√2・X c /V M For each commutation operation, calculate K from the average value K of K calculated over multiple past commutation operations, the output voltage phase θ of the inverter, and the commutation overlap angle u. From the commutation margin angle γ set, the set commutation margin angle γ s , and the input current reference I * of the inverter, calculate K=−sinγ s ·(γ−γ s )/I * , and the result is multiple coefficients K
It is characterized in that the average value of is newly calculated, and the next effective commutation advance angle β is determined based on the calculation formula cosβ=cosγ s −·I * .
以下、図面に従つて本発明の実施例を説明す
る。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
本発明の一実施例に係る無整流子電動機制御方
法に於いては、所定の転流余裕角γを得るべく実
効転流進み角βを制御するが、この場合以下に説
明する原理に基いてこれを行うこととなる。 In a commutatorless motor control method according to an embodiment of the present invention, the effective commutation advance angle β is controlled in order to obtain a predetermined commutation margin angle γ. This will be done.
いま、無整流子電動機の制御を行うに当つて、
転流余裕角γを一定に制御した場合、(1)式より実
効転流進み角β及び重なり角uは直流電流値Iに
応じて第1図aの特性図のように変化する。但
し、この場合、電動機の電圧並びに周波数は一定
と仮定する。一方、第1図bの特性図はcosβを
縦軸にとつた場合の変化であり、(1)式から明らか
なように直流電流Iに対してcosβの傾きは一定
となる。すなわち、(1)式を書き直すと次のように
なる。 Now, when controlling a commutatorless motor,
When the commutation margin angle γ is controlled to be constant, the effective commutation advance angle β and the overlap angle u change according to the DC current value I as shown in the characteristic diagram of FIG. 1a from equation (1). However, in this case, it is assumed that the voltage and frequency of the motor are constant. On the other hand, the characteristic diagram in FIG. 1b shows the change when cosβ is plotted on the vertical axis, and as is clear from equation (1), the slope of cosβ is constant with respect to the DC current I. That is, if we rewrite equation (1), it becomes as follows.
cosβ=A−KI ………(3)
但し、A=cosγ,K=√2・XC/VMである。
いま、設定転流余裕角をγsとし第1図bでγをγs
に置き換えた場合、直流電流Iに対して理想的な
実効転流進み角βが得られると、cosβは同図の
直線と一致する特性となる。ところが、実際には
cosβは完全には一致しないで直線の上側あるい
は下側の値となる。直流電流Iに対するcosβの
値が直線の上側となつた場合、実際の転流余裕角
γは設定転流余裕角γsより小となる。一般に、設
定転流余裕角γs自体は可能なかぎり小さく選定し
ているため、直線の上側となる様な実効転流進み
角βの選び方は避ける必要がある。すなわち、
cosβは常に直線の下側で動作するようにし、し
かも可能なかぎり直線に近づけるのが理想的であ
る。cosβ=A−KI……(3) However, A=cosγ, K=√2·X C /V M.
Now, let the set commutation margin angle be γ s , and in Fig. 1b, γ is γ s
If an ideal effective commutation advance angle β is obtained for the DC current I, cosβ has a characteristic that matches the straight line in the figure. However, in reality
The cosβ values do not match perfectly, but are above or below the straight line. When the value of cos β with respect to the DC current I is above the straight line, the actual commutation margin angle γ is smaller than the set commutation margin angle γ s . Generally, the set commutation margin angle γ s itself is selected as small as possible, so it is necessary to avoid selecting the effective commutation advance angle β such that it is above the straight line. That is,
Ideally, cosβ should always operate below a straight line, and should be as close to a straight line as possible.
いま、理想状態で直流電流Iにかかる係数をK
として第2図の特性図に示すように係数がK1と
なる傾きを考える。この場合、直流電流値IがI1
のときのcosβは(3)式により与えられ、同図のX
点に相当するcosβが与えられることとなる。こ
の実効転流進み角βが与えられたときの運転特性
は第2図にcで示した直線のように傾きが−K
で、直線aを平行移動したものとなり、I=0の
ところと交わる点が運転上のcosγとなる。これ
を式で示すと次のようになる。 Now, in an ideal state, the coefficient applied to the DC current I is K.
Let us consider the slope where the coefficient is K 1 as shown in the characteristic diagram of Figure 2. In this case, the DC current value I is I 1
cosβ is given by equation (3), and
The cosβ corresponding to the point will be given. When this effective commutation advance angle β is given, the operating characteristics are as shown by the straight line c in Figure 2, which has a slope of −K.
Then, the straight line a is translated in parallel, and the point where it intersects with I=0 becomes the operating cosγ. This can be expressed as an equation as follows.
cosβ=cosγs−K1I1=cosγ−KI1 ………(4) (4)式より理想的な係数Kは次のようになる。cosβ=cosγ s −K 1 I 1 =cosγ−KI 1 (4) From equation (4), the ideal coefficient K is as follows.
K=K1−(cosγs−cosγ)/I1 ………(5)
(5)式の右辺第2項に転流余裕角γとその設定値
γsとの差、すなわちΔγ=γ−γsが比較的小さい
として三角公式を適用すると、(5)式は(6)式のよう
に変形することが出来る。K=K 1 −(cosγ s −cosγ)/I 1 ………(5) The second term on the right side of equation (5) is the difference between the commutation margin angle γ and its set value γ s , that is, Δγ=γ− If we assume that γ s is relatively small and apply the trigonometric formula, equation (5) can be transformed into equation (6).
K=K1−Δγ・sinγs/I1 ………(6)
すなわち、理想的な係数Kを得る場合、それま
での係数K1に対して(6)式に従つてΔγとI1に関係
する量だけ減少させればよいことがわかる。とこ
ろが、実際の運転上、理想的な係数Kに合わせる
べく(6)式そのものを適用した場合、転流余裕角γ
がその設定値γsより小さくなる可能性があるた
め、係数Kの値として、まず予想される値よりも
十分大きい初期値K1を設定し、それに基づいて
生ずる(6)式右辺の第2項により修正する動作を繰
り返すことにより、設定転流余裕角γsより小さく
ならない範囲内で理想的な係数Kに近づけるよう
にすればよい。K=K 1 −Δγ・sinγ s /I 1 ......(6) In other words, when obtaining the ideal coefficient K, Δγ and I 1 are changed according to equation (6) for the previous coefficient K 1 . It can be seen that it is sufficient to reduce only the relevant amount. However, in actual operation, when formula (6) itself is applied to match the ideal coefficient K, the commutation margin angle γ
Since there is a possibility that γ s is smaller than the set value γ s, first set the initial value K 1 that is sufficiently larger than the expected value as the value of the coefficient K, and then By repeating the correction operation using the term, it is possible to approach the ideal coefficient K within a range that does not become smaller than the set commutation margin angle γ s .
以上説明した原理に基き、本発明に係る無整流
子電動機制御方法に於いては転流進み角の制御を
行うが、次にこれを具体化する構成について説明
する。 Based on the principle explained above, the commutation advance angle is controlled in the commutatorless motor control method according to the present invention.Next, a configuration that embodies this will be explained.
第3図は本発明の一実施例に係る無整流子電動
機制御方法を適用される制御系統のブロツク図で
ある。第3図に於いて、3相電源1は3相交流電
源を順変換器2、直流リアクトル3、逆変換器4
を介して電動機5に供給する。電動機5の電圧並
びに電流は電圧検出器6及び電流検出器7により
検出される。重なり角検出器8は電流検出器7の
出力に基いて重なり角uを検出する。一方、電圧
位相検出器9は電圧検出器6の出力に基いて電圧
位相θの検出を行う。変換器10は所望の電動機
速度を得るための直流電流基準値I*をデイジタル
変換してマイクロプロセツサ11に入力する。
RAM12はマイクロプロセツサ11の演算用の
メモリとして動作する。ゲートパルス増幅器13
は演算の主体であるマイクロプロセツサ11から
の実効転流進み角βを示す信号に基いて逆変換器
4のゲート制御を行う。なお、マイクロプロセツ
サ11への入力信号としては重なり角u、電圧位
相θ、直流電流基準直I*がある。一方、マイクロ
プロセツサ11の出力としては、実効転流進み角
βに対応する転流信号がある。また、データのや
りとりは係数Kを記憶しておくRAM12との間
で行なわれる。 FIG. 3 is a block diagram of a control system to which a commutatorless motor control method according to an embodiment of the present invention is applied. In Figure 3, a three-phase power supply 1 converts the three-phase AC power into a forward converter 2, a DC reactor 3, and an inverse converter 4.
is supplied to the electric motor 5 via. The voltage and current of the motor 5 are detected by a voltage detector 6 and a current detector 7. An overlap angle detector 8 detects an overlap angle u based on the output of the current detector 7. On the other hand, the voltage phase detector 9 detects the voltage phase θ based on the output of the voltage detector 6. Converter 10 digitally converts the DC current reference value I * for obtaining a desired motor speed and inputs the converted value to microprocessor 11.
The RAM 12 operates as a memory for calculations by the microprocessor 11. Gate pulse amplifier 13
performs gate control of the inverter 4 based on a signal indicating the effective commutation advance angle β from the microprocessor 11 which is the main body of calculation. The input signals to the microprocessor 11 include the overlap angle u, the voltage phase θ, and the DC current reference I * . On the other hand, the output of the microprocessor 11 is a commutation signal corresponding to the effective commutation advance angle β. Further, data is exchanged with the RAM 12 that stores the coefficient K.
かかる構成に於いて、次にマイクロプロセツサ
11での演算の概要を第4図のフローチヤートに
従つて説明する。ちなみに、第4図に於いて、演
算の流れは転流開始直後から記してある。 In this configuration, an outline of the calculations performed by the microprocessor 11 will be explained below with reference to the flowchart shown in FIG. Incidentally, in FIG. 4, the flow of calculations is shown immediately after commutation starts.
まず、ルーチン41に於いて転流終了をチエツ
クするが、ここで転流終了ならば次のルーチン4
2で転流余裕角γの値を求め、これからΔγ(=γ
−γs)を求めて(6)式に基いてm番目の係数Knを
求める。この値はルーチン43にてn個の係数の
格納容量を持つRAM12のm番目のアドレスに
格納される。この後、RAM12に於いてはアド
レスつまりmを1だけ増加させるが、このmがn
を起えた場合はmを1にもどしてn個のアドレス
をサイクリツクに巡回しながら順次係数を格納し
てゆくこととなる。つぎに、ルーチン44に於い
てRAM12に格納されているn個の係数Kの平
均値を演算する。この場合、マイクロプロセツ
サ11に於いては、
=1/no
〓p=1
KP ………(7)
なる演算が実行される。次のルーチン45に於い
ては、A/D変換器10を通じて逆変換器4の入
力直流電流基準値I*を取り込み、係数の平均値
とにより(3)式に基いて実効転流進み角βを演算す
る。この様にして求めた実効転流進み角βを次の
ルーチン46に於いて電圧位相検出器9を通じて
取り込まれる電圧位相角θと突き合わせる。ルー
チン45とルーチン46の動作は、ルーチン46
に於いて転流タイミングと判定されるまで繰り返
して行なわれ、電圧位相角θから転流タイミング
が判定されると次のルーチン47に移り、マイク
ロプロセツサ11よりゲートパルス増幅器13に
対して実効転流進み角βに対応する信号、つまり
転流信号が出力される。 First, in routine 41, the completion of commutation is checked. If the commutation is finished here, the next routine 4 is started.
2, find the value of the commutation margin angle γ, and from this calculate Δγ (= γ
−γ s ), and the m-th coefficient K n is determined based on equation (6). This value is stored in routine 43 at the mth address of RAM 12, which has a storage capacity of n coefficients. After this, in the RAM 12, the address, m is increased by 1, but this m is n
If this occurs, m is returned to 1 and the coefficients are sequentially stored while cyclically visiting n addresses. Next, in routine 44, the average value of the n coefficients K stored in the RAM 12 is calculated. In this case, the microprocessor 11 executes the following calculation: =1/n o 〓 p=1 K P (7). In the next routine 45, the input DC current reference value I * of the inverter 4 is taken in through the A/D converter 10, and the effective commutation advance angle β is calculated based on the average value of the coefficients and the equation (3). Calculate. In the next routine 46, the effective commutation advance angle β obtained in this manner is compared with the voltage phase angle θ taken in through the voltage phase detector 9. The operations of the routine 45 and the routine 46 are as follows.
This process is repeated until it is determined that the commutation timing is reached. When the commutation timing is determined from the voltage phase angle θ, the process moves to the next routine 47, where the microprocessor 11 determines the effective commutation timing for the gate pulse amplifier 13. A signal corresponding to the flow advance angle β, that is, a commutation signal is output.
しかる後に、フローは最初に戻り、再び転流が
終了するのを待つて同様動作を繰り返して行うこ
ととなる。 After that, the flow returns to the beginning, waits for the commutation to end, and repeats the same operation.
以上述べた如く、第4図に示した流れを通じて
理想的な係数Kを求める方法に見合つた論理で自
動的に最適な実効転流進み角βが定まつてゆくこ
ととなる。なお、運転開始前には予想される係数
Kよりも充分大きな値をRAMに格納しておけ
ば、運転開始直後には大きめの実効転流進み角β
で電動機5を駆動する事となるが、徐々に所定の
実効転流進み角βに落ちついてゆく。なお、転流
余裕角γが設定転流余裕角γsより小さくなつた場
合はその逆の場合より係数Kを大きめに変化させ
る論理を組んでおけばよい。 As described above, the optimum effective commutation advance angle β is automatically determined through the flow shown in FIG. 4 using logic that is suitable for the method of determining the ideal coefficient K. Note that if a value sufficiently larger than the expected coefficient K is stored in RAM before the start of operation, a larger effective commutation advance angle β can be obtained immediately after the start of operation.
The electric motor 5 is driven, but the effective commutation advance angle gradually settles down to a predetermined effective commutation advance angle β. Note that if the commutation margin angle γ becomes smaller than the set commutation margin angle γ s , a logic may be designed to change the coefficient K to a larger value than in the opposite case.
ところで、上記構成に於いては、係数Kを求め
るに当り、2個以上の係数の平均をとつている
が、これは1回限りのデータから次回の転流に伴
う係数を定めた場合、係数Kの変化が大きいこと
に起因する不安定現象が生じやすいためである。 By the way, in the above configuration, when calculating the coefficient K, the average of two or more coefficients is taken. This is because unstable phenomena are likely to occur due to large changes in K.
上記実施例では記憶装置としてRAMを用いる
場合を例示したが、マイクロプロセツサの種類に
よつてはプロセツサ内部のRAMあるいはレジス
タに格納しておいてもよい。また、係数Kを求め
るに当つての演算式も(6)式の他に(5)式でもよく、
さらには他の等価な演算式を用いてもよい。一
方、設定転流余裕角γsを電動機5の速度に応じて
変化させることにより転流余裕時間一定制御など
への発展も可能となる。 In the above embodiment, a RAM is used as the storage device, but depending on the type of microprocessor, the data may be stored in the RAM or register inside the processor. Also, the calculation formula for calculating the coefficient K may be formula (5) in addition to formula (6),
Furthermore, other equivalent arithmetic expressions may be used. On the other hand, by changing the set commutation margin angle γ s according to the speed of the electric motor 5, it is also possible to develop control such as constant commutation margin time.
以上述べた如く、本発明によれば、転流リアク
タンス値が不明であつてもまた電圧変化があつて
も自動的に設定した転流余裕角で無整流子電動機
の運転を行う事が可能であり、また電動機の弱め
界磁運転時においても自動的に実効転流進み角が
変化して広い速度範囲にわたつて安全な特性を得
ることができ、更に従来の方式に較べて構成が簡
単で調整不用な装置で実施可能な無整流子電動機
制御方法を得ることができる。
As described above, according to the present invention, even if the commutation reactance value is unknown or there is a voltage change, it is possible to operate a commutatorless motor at the automatically set commutation margin angle. In addition, the effective commutation advance angle automatically changes even when the motor is in field-weakening operation, allowing safe characteristics to be obtained over a wide speed range.Furthermore, the configuration is simpler than conventional methods. A commutatorless motor control method that can be implemented with a device that does not require adjustment can be obtained.
第1図a,bは無整流子電動機の運転上の角度
特性を表わした特性図、第2図は本発明の一実施
例に係る無整流子電動機制御方法を説明するため
の角度特性図、第3図は本発明の一実施例に係る
無整流子電動機制御方法を適用される制御系統の
ブロツク図、第4図は第3図の構成に於ける演算
の流れを示すフローチヤートである。
1……3相電源、2……順変換器、3……直流
リアクトル、4……逆変換器、5……電動機、6
……電圧検出器、7……電流検出器、8……重な
り角検出器、9……電圧位相検出器、10……ア
ナログ/デイジタル変換器、11……マイクロプ
ロセツサ、12……RAM。
FIGS. 1a and 1b are characteristic diagrams showing the operating angular characteristics of a commutatorless motor, and FIG. 2 is an angular characteristic diagram for explaining a commutatorless motor control method according to an embodiment of the present invention. FIG. 3 is a block diagram of a control system to which a commutatorless motor control method according to an embodiment of the present invention is applied, and FIG. 4 is a flowchart showing the flow of calculations in the configuration of FIG. 3. 1... Three-phase power supply, 2... Forward converter, 3... DC reactor, 4... Inverse converter, 5... Electric motor, 6
... Voltage detector, 7 ... Current detector, 8 ... Overlapping angle detector, 9 ... Voltage phase detector, 10 ... Analog/digital converter, 11 ... Microprocessor, 12 ... RAM.
Claims (1)
電動機を接続し、前記同期電動機に与える交流電
力を前記逆変換器を介して制御する無整流子電動
機制御方法において、電動機の転流リクタンスが
Xc、端子電圧がVMのとき、演算によつて求めら
れる係数Kの初期値K1を、 K1>√2・Xc/VM なる値に設定し、転流動作毎にKを、過去の複数
回の転流動作にわたつて算出されたKの平均値
K、前記逆変換器の出力電圧位相θ及び転流重な
り角uから演算された転流余裕角γ、設定転流余
裕角γs、及び逆変換器の入力電流基準I*から、 K=−sinγs・(γ−γs)/I* として演算し、その結果得られた複数個の係数K
の平均値を新たに演算し、 cosβ=cosγs−・I* なる演算式に基づいて次回の実効転流進み角βを
決定することを特徴とする無整流子電動機制御方
法。[Scope of Claims] 1. A non-commutator motor control method in which a synchronous motor is connected to the output side of an inverter made of a thyristor, and AC power applied to the synchronous motor is controlled via the inverter. The commutation rectance is
When X c and the terminal voltage are VM , the initial value K 1 of the coefficient K obtained by calculation is set to a value of K 1 >√2・X c /V M , and K is set for each commutation operation. , the average value K of K calculated over multiple past commutation operations, the commutation margin angle γ calculated from the output voltage phase θ of the inverter and the commutation overlap angle u, and the set commutation margin From the angle γ s and the input current reference I * of the inverter, calculate K = −sin γ s · (γ − γ s )/I * , and the resulting multiple coefficients K
A non-commutator motor control method characterized in that the average value of is newly calculated and the next effective commutation advance angle β is determined based on the calculation formula cosβ=cosγ s −·I * .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57116515A JPS5910188A (en) | 1982-07-05 | 1982-07-05 | Controlling method for commutatorless motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57116515A JPS5910188A (en) | 1982-07-05 | 1982-07-05 | Controlling method for commutatorless motor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5910188A JPS5910188A (en) | 1984-01-19 |
JPH0239195B2 true JPH0239195B2 (en) | 1990-09-04 |
Family
ID=14689048
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57116515A Granted JPS5910188A (en) | 1982-07-05 | 1982-07-05 | Controlling method for commutatorless motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5910188A (en) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS611295A (en) * | 1984-06-11 | 1986-01-07 | Nippon Denso Co Ltd | Pulse modulation controller for motor |
US5800778A (en) * | 1995-05-31 | 1998-09-01 | Biomerieux Vitek, Inc. | Sealant for sample holder |
-
1982
- 1982-07-05 JP JP57116515A patent/JPS5910188A/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5910188A (en) | 1984-01-19 |
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