JPH0237123B2 - - Google Patents
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- JPH0237123B2 JPH0237123B2 JP59127763A JP12776384A JPH0237123B2 JP H0237123 B2 JPH0237123 B2 JP H0237123B2 JP 59127763 A JP59127763 A JP 59127763A JP 12776384 A JP12776384 A JP 12776384A JP H0237123 B2 JPH0237123 B2 JP H0237123B2
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- JP
- Japan
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- voltage
- sliding
- coaxial
- phase
- terminal
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- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 11
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 6
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 claims description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 5
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 5
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/18—Phase-shifters
- H01P1/183—Coaxial phase-shifters
Landscapes
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は連続可変移相器の改良に関するもので
ある。
ある。
従来、連続的に高周波信号の位相を変化させる
移相器として、種々の形式が使用されて来た。伝
送線路の長さを連続的に変化させれば目的を達成
できるので、初期には第１図のいわゆるＵ字形ラ
イン・ストレツチヤが使用された。
移相器として、種々の形式が使用されて来た。伝
送線路の長さを連続的に変化させれば目的を達成
できるので、初期には第１図のいわゆるＵ字形ラ
イン・ストレツチヤが使用された。
第１図中、１は入力端子、２は出力端子、３1
は入力同軸管の外管、３2は同内導体、４1，４2
はそれぞれ出力同軸管の外管と内導体である。こ
れらの先端にＵ字形の同軸管を挿入し、その外管
５1と内管５2の先端はそれぞれ入出力同軸管の外
管内部および内導体の外部に接触させている。
は入力同軸管の外管、３2は同内導体、４1，４2
はそれぞれ出力同軸管の外管と内導体である。こ
れらの先端にＵ字形の同軸管を挿入し、その外管
５1と内管５2の先端はそれぞれ入出力同軸管の外
管内部および内導体の外部に接触させている。
従つて、このＵ字同軸管をｘmm移動させれば、
入出力端子１，２間の同軸線路長はその２倍変化
させることができるから、使用最低周波数に相当
する波長の（1/2）の摺動範囲を持たせれば、０
〜１波長の位相変化を可能とすることができる。
しかしこの方式の欠点はＵ字同軸管の特性インピ
ーダンスを入出力同軸管と一致させることができ
ない。従つて、入力電圧定在波比が悪くかつ大形
になることである。
入出力端子１，２間の同軸線路長はその２倍変化
させることができるから、使用最低周波数に相当
する波長の（1/2）の摺動範囲を持たせれば、０
〜１波長の位相変化を可能とすることができる。
しかしこの方式の欠点はＵ字同軸管の特性インピ
ーダンスを入出力同軸管と一致させることができ
ない。従つて、入力電圧定在波比が悪くかつ大形
になることである。
そこで、特に小形にする目的から、第２図の如
く、ハイブリツド回路とバラクタ・ダイオードを
組み合わせたものも使われている。同図はハイブ
リツド回路の１種であるブランチ・ライン回路６
の出力端子６3，６4にバラクタ・ダイオード７1
と７2を接続したものである。
く、ハイブリツド回路とバラクタ・ダイオードを
組み合わせたものも使われている。同図はハイブ
リツド回路の１種であるブランチ・ライン回路６
の出力端子６3，６4にバラクタ・ダイオード７1
と７2を接続したものである。
第３図はこの動作原理を説明するもので、今入
力端子６1に単位入力１が入ると、出力端子６3に
はAεjx、出力端子６4にはjBεjxの出力が現われ
る。
力端子６1に単位入力１が入ると、出力端子６3に
はAεjx、出力端子６4にはjBεjxの出力が現われ
る。
今両出力端子６3，６4に接続されているバラク
タ・ダイオードの特性が完全に一致して、その反
射係数を共にΓとすると、ダイオードからの反射
はΓAεjxおよびjΓBεjxとなる。この反射波電力も
それぞれ２分されて端子６1と端子６2に現われ
る。まず、入力端子６1に出現する出力は、端子
６3からの反射波分（ΓA2εj2x）と端子６4からの
反射波分（−ΓB2εj2x）の和即ちΓ（A2−B2）εj2x
となる。また端子６2に現われる端子６3からの反
射分は（jΓABεj2x）、端子６4からの反射分も
（jΓABεj2x）となるので、その合成波は
（j2ΓABεj2x）となる。
タ・ダイオードの特性が完全に一致して、その反
射係数を共にΓとすると、ダイオードからの反射
はΓAεjxおよびjΓBεjxとなる。この反射波電力も
それぞれ２分されて端子６1と端子６2に現われ
る。まず、入力端子６1に出現する出力は、端子
６3からの反射波分（ΓA2εj2x）と端子６4からの
反射波分（−ΓB2εj2x）の和即ちΓ（A2−B2）εj2x
となる。また端子６2に現われる端子６3からの反
射分は（jΓABεj2x）、端子６4からの反射分も
（jΓABεj2x）となるので、その合成波は
（j2ΓABεj2x）となる。
今ハイブリツド内の損失をゼロとすれば、（A2
＋B2＝１）となり、またハイブリツド特性が完
全でＡ＝Ｂ＝１／√２とすれば、出力端子６1
（＃１）に現われる反射波はゼロとなり、移相器
の出力端子６2（＃２）には(1)式の出力波τが現わ
れる。
＋B2＝１）となり、またハイブリツド特性が完
全でＡ＝Ｂ＝１／√２とすれば、出力端子６1
（＃１）に現われる反射波はゼロとなり、移相器
の出力端子６2（＃２）には(1)式の出力波τが現わ
れる。
τ＝jΓεj2x ………(1)
線路の特性インピーダンスをZ0、信号の各周波数
をω、バラクタ・ダイオードの等価静電容量をＣ
とすると、その基準化リアクタンスＸは Ｘ＝−１／（ωCZ0） ………(2) となるから、この反射係数Γは Γ＝jX−１／jX＋１＝−１＋jX／１＋jX＝−（１−jX）
2／１＋X2 ＝−１∠θ 故にtanθ＝2X／（X2−１）となり、従つて、 Cosθ＝１／√１＋2＝（X2−１）／（X2
＋１） θ＝Cos-1｛（X2−１）／（X2＋１）｝
………(3) 故に移相器の出力端子６2（＃２）に現われる信号
は、その振幅が入力端子６1（＃１）の入力信号に
等しく、位相はバラクタ・ダイオードの等価静電
容量Ｃの変化に伴なつて(3)式のように変化する。
をω、バラクタ・ダイオードの等価静電容量をＣ
とすると、その基準化リアクタンスＸは Ｘ＝−１／（ωCZ0） ………(2) となるから、この反射係数Γは Γ＝jX−１／jX＋１＝−１＋jX／１＋jX＝−（１−jX）
2／１＋X2 ＝−１∠θ 故にtanθ＝2X／（X2−１）となり、従つて、 Cosθ＝１／√１＋2＝（X2−１）／（X2
＋１） θ＝Cos-1｛（X2−１）／（X2＋１）｝
………(3) 故に移相器の出力端子６2（＃２）に現われる信号
は、その振幅が入力端子６1（＃１）の入力信号に
等しく、位相はバラクタ・ダイオードの等価静電
容量Ｃの変化に伴なつて(3)式のように変化する。
また、3dBハイブリツドが完全ならば、入力端
子に現われる反射波信号はゼロになり、小形に作
られる特徴があるが、バラクタ・ダイオードの静
電容量の変化範囲の制限等から、電気角で40度程
度が限界となりダイオードの抵抗分のために損失
が大きく、その上移相量を90度以上とするために
は数段直列に接続する必要があつて、特に挿入損
失が大きくなる。
子に現われる反射波信号はゼロになり、小形に作
られる特徴があるが、バラクタ・ダイオードの静
電容量の変化範囲の制限等から、電気角で40度程
度が限界となりダイオードの抵抗分のために損失
が大きく、その上移相量を90度以上とするために
は数段直列に接続する必要があつて、特に挿入損
失が大きくなる。
本発明は上記に鑑みて提案されたもので、入力
電力定在波比および挿入損失が小さく、移相量の
大きな可変移相器を小形軽量に得ることを目的と
する。
電力定在波比および挿入損失が小さく、移相量の
大きな可変移相器を小形軽量に得ることを目的と
する。
本発明は２個の出力端子を有し、そのおのおの
に入力信号電力レベルの約1/2ずつで、かつ90度
の位相差を有する信号を取り出すハイブリツド結
合器の該両出力端子に、それぞれ平行に同軸管を
接続し、それら各同軸管の外管に対向して軸に沿
う溝を穿ち、各同軸管の内外導体短絡板を前記溝
を通した連結板で結び、その連結板の雌ネジに電
動機で廻転駆動されるネジ棒を螺合すると共に該
連結板に摺動抵抗器の摺動素子を連動させ、この
摺動抵抗器の固定端子に一定の電圧を印加する構
成とし、その摺動端子電圧と同軸管短絡位置とを
１対１の関係に設定して、その摺動端子電圧と、
位相制御電圧との差電圧がゼロになつたとき、電
動機が停止するように構成した可変移相器であ
る。
に入力信号電力レベルの約1/2ずつで、かつ90度
の位相差を有する信号を取り出すハイブリツド結
合器の該両出力端子に、それぞれ平行に同軸管を
接続し、それら各同軸管の外管に対向して軸に沿
う溝を穿ち、各同軸管の内外導体短絡板を前記溝
を通した連結板で結び、その連結板の雌ネジに電
動機で廻転駆動されるネジ棒を螺合すると共に該
連結板に摺動抵抗器の摺動素子を連動させ、この
摺動抵抗器の固定端子に一定の電圧を印加する構
成とし、その摺動端子電圧と同軸管短絡位置とを
１対１の関係に設定して、その摺動端子電圧と、
位相制御電圧との差電圧がゼロになつたとき、電
動機が停止するように構成した可変移相器であ
る。
本発明は上記の構成であるから、電動機でネジ
棒を回転させると、連結板が前後進して該連結板
で連結した各同軸管の内外導体短絡位置を変化さ
せ、高周波入力信号の位相を変化させる。また、
上記連結板の移動に連動して、摺動抵抗器の摺動
素子が移動し、この摺動素子電圧は同軸管短絡板
位置と一対一の対応を示すことになる。
棒を回転させると、連結板が前後進して該連結板
で連結した各同軸管の内外導体短絡位置を変化さ
せ、高周波入力信号の位相を変化させる。また、
上記連結板の移動に連動して、摺動抵抗器の摺動
素子が移動し、この摺動素子電圧は同軸管短絡板
位置と一対一の対応を示すことになる。
そこで、例えば、制御電圧と前記摺動素子電圧
とを作動増幅器に導き、この出力電圧で前記電動
機を回転させ該出力電圧が零になつたとき電動機
の回転を止めるようにして、外部からの制御電圧
により各同軸管の内外導体短絡位置、従つて、高
周波入力信号の位相を変化させるものである。
とを作動増幅器に導き、この出力電圧で前記電動
機を回転させ該出力電圧が零になつたとき電動機
の回転を止めるようにして、外部からの制御電圧
により各同軸管の内外導体短絡位置、従つて、高
周波入力信号の位相を変化させるものである。
第４図は本発明の実施例説明図である。3dBハ
イブリツド結合器としては、第２図に示すブラン
チ・ライン結合器の使用もできるが、より電気的
特性の良好な（1/4）波長分布結合形ハイブリツ
ド回路８を使用した。これは主線路と副線路を交
叉させて結合器の２個の出力端子が同一方向に取
り出せるようにする。この出力端子に２個の同軸
管９1，９2を取り付け、この外管と内導体とは、
短絡板１０1，１０2で短絡する。そしてこの両短
絡板は、両同軸管に穿たれた溝１１1および１１2
を通して連結板１２で結ばれている。連結板１２
には、雌ネジ１３が設けられており、この雌ネジ
１３にねじ込まれたネジ棒１４の回転で連結板１
２が前後進し、両同軸管の短絡位置が摺動され
る。ネジ棒１４の回転は電動機１５によつて与え
られる。
イブリツド結合器としては、第２図に示すブラン
チ・ライン結合器の使用もできるが、より電気的
特性の良好な（1/4）波長分布結合形ハイブリツ
ド回路８を使用した。これは主線路と副線路を交
叉させて結合器の２個の出力端子が同一方向に取
り出せるようにする。この出力端子に２個の同軸
管９1，９2を取り付け、この外管と内導体とは、
短絡板１０1，１０2で短絡する。そしてこの両短
絡板は、両同軸管に穿たれた溝１１1および１１2
を通して連結板１２で結ばれている。連結板１２
には、雌ネジ１３が設けられており、この雌ネジ
１３にねじ込まれたネジ棒１４の回転で連結板１
２が前後進し、両同軸管の短絡位置が摺動され
る。ネジ棒１４の回転は電動機１５によつて与え
られる。
一方摺動抵抗器１７の摺動素子１７3は連結機
構１６によつて機械的に連結板１２と連結し、同
軸管９1，９2の短絡位置と連動してその位置が移
動する。この摺動抵抗器１７の固定端子１７1と
１７2には適当な直流または交流の電圧が印加さ
れているので、摺動素子１７3の電圧は、同軸管
短絡位置と一対一の対応を示すことになつて前記
の如く作用する。
構１６によつて機械的に連結板１２と連結し、同
軸管９1，９2の短絡位置と連動してその位置が移
動する。この摺動抵抗器１７の固定端子１７1と
１７2には適当な直流または交流の電圧が印加さ
れているので、摺動素子１７3の電圧は、同軸管
短絡位置と一対一の対応を示すことになつて前記
の如く作用する。
第５図は、同軸管短絡位置が摺動端子電圧と１
対１の対応を示す場合の制御系統図を例示するも
ので、摺動端子１７3の出力電圧と、端子１８に
加えられる位相制御電圧は差動増幅器１９に印加
され、その差電圧が電力増幅器２０で増幅され
て、電動機１５に供給される。電動機の駆動によ
つて移相器短絡位置が移動し、摺動端子出力電圧
と位相制御電圧との差電圧がゼロとなつたところ
で電動機が停止して、位相制御が行なわれる。
対１の対応を示す場合の制御系統図を例示するも
ので、摺動端子１７3の出力電圧と、端子１８に
加えられる位相制御電圧は差動増幅器１９に印加
され、その差電圧が電力増幅器２０で増幅され
て、電動機１５に供給される。電動機の駆動によ
つて移相器短絡位置が移動し、摺動端子出力電圧
と位相制御電圧との差電圧がゼロとなつたところ
で電動機が停止して、位相制御が行なわれる。
然し摺動子出力電圧回路か位相制御電圧回路か
に、自乗特性等の非直線回路２１を破線示のよう
に挿入すれば、上記の１対１以外の特性を持たす
こともできる。
に、自乗特性等の非直線回路２１を破線示のよう
に挿入すれば、上記の１対１以外の特性を持たす
こともできる。
本発明の実施例の動作原理も前記第３図で説明
され、(2)式に相当する短絡同軸管９1，９2の入力
基準化リアクタンスＸは、基準点から短絡位置ま
での長さをｌとして、 Ｘ＝tan（2πl／λ）＝tan（ωl／Vc） ………(4) となる。式中λは信号の波長、Vcは光速である。
され、(2)式に相当する短絡同軸管９1，９2の入力
基準化リアクタンスＸは、基準点から短絡位置ま
での長さをｌとして、 Ｘ＝tan（2πl／λ）＝tan（ωl／Vc） ………(4) となる。式中λは信号の波長、Vcは光速である。
この基準化リアクタンスＸを(3)式に代入すれ
ば、移相量が求められるが、長さｌの変化による
基準化リアクタンスＸの変化範囲は−∞から＋∞
までとなり得るので、360度の移相も容易にでき
る。例えば移相量が90度とすれば、（ｌ／λ）の
値は0.125でよい。
ば、移相量が求められるが、長さｌの変化による
基準化リアクタンスＸの変化範囲は−∞から＋∞
までとなり得るので、360度の移相も容易にでき
る。例えば移相量が90度とすれば、（ｌ／λ）の
値は0.125でよい。
以上、本発明の連続可変移相器の特徴を揚げれ
ば、次のようになる。
ば、次のようになる。
１ 入力電圧定在波比が小さい。ライン・ストレ
ツチヤ形では1.5以上となるが、本発明では1.1
以内に納め得る。
ツチヤ形では1.5以上となるが、本発明では1.1
以内に納め得る。
２ 挿入損失が小さい。バラクタ・ダイオード方
式ではダイオードの損失のために、一段で最大
移相量40度以内でも、0.6〜0.7dBの挿入損失を
示すが、本発明の移相器では移相量90度以上で
挿入損失は0.3dB以下である。
式ではダイオードの損失のために、一段で最大
移相量40度以内でも、0.6〜0.7dBの挿入損失を
示すが、本発明の移相器では移相量90度以上で
挿入損失は0.3dB以下である。
３ 移相量が大きい。バラクタ・ダイオード方式
では１段当り40度が限界だが、本発明の移相量
ではこの制限がない（短絡摺動長を長くすれば
よい）。
では１段当り40度が限界だが、本発明の移相量
ではこの制限がない（短絡摺動長を長くすれば
よい）。
４ 小形軽量である。移相量がある程度よりも大
きいとき、一段で済むことから、バラクタ・ダ
イオード方式より返つて小形となる。またライ
ン・ストレツチヤでは全長が摺動長の２倍以上
となるから、本発明の方が小さい。
きいとき、一段で済むことから、バラクタ・ダ
イオード方式より返つて小形となる。またライ
ン・ストレツチヤでは全長が摺動長の２倍以上
となるから、本発明の方が小さい。
本発明による可変移相器は、上述の特徴がある
ためシステムの小型・軽量化、低損失化が強く望
まれる各種移動衛星通信等への適用が充分に期待
できる。
ためシステムの小型・軽量化、低損失化が強く望
まれる各種移動衛星通信等への適用が充分に期待
できる。
第１図はＵ字形ライン・ストレツチヤを使用し
た従来の移相器の断面構成図、第２図はバラク
タ・ダイオードを使用した移相器の構成図、第３
図は同原理説明図、第４図は本発明による可変移
相器の概略構造を示す断面図、第５図は制御系統
図である。 １は入力端子、２は出力端子、３1，４1は入出
力同軸管外管、３2，４2は同内導体、５1，５2は
Ｕ字形ライン・ストレツチヤの外管および内導
体、６はブランチ・ライン形3dBハイブリツド回
路、６1，６2，６3，６4はその端子、７1，７2は
バラクタ・ダイオード、８は3dB分布結合形ハイ
ブリツド回路、９1，９2は同軸管、１０1，１０2
は短絡板、１１1，１１2は溝、１２は連結板、１
３は雌ネジ、１４はネジ棒、１５は電動機、１６
は機械的連結機構、１７は摺動抵抗器、１７1，
１７2は抵抗器固定端子、１７3は同摺動端子。
た従来の移相器の断面構成図、第２図はバラク
タ・ダイオードを使用した移相器の構成図、第３
図は同原理説明図、第４図は本発明による可変移
相器の概略構造を示す断面図、第５図は制御系統
図である。 １は入力端子、２は出力端子、３1，４1は入出
力同軸管外管、３2，４2は同内導体、５1，５2は
Ｕ字形ライン・ストレツチヤの外管および内導
体、６はブランチ・ライン形3dBハイブリツド回
路、６1，６2，６3，６4はその端子、７1，７2は
バラクタ・ダイオード、８は3dB分布結合形ハイ
ブリツド回路、９1，９2は同軸管、１０1，１０2
は短絡板、１１1，１１2は溝、１２は連結板、１
３は雌ネジ、１４はネジ棒、１５は電動機、１６
は機械的連結機構、１７は摺動抵抗器、１７1，
１７2は抵抗器固定端子、１７3は同摺動端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ２個の出力端子を有し、そのおのおのに入力
信号電力レベルの約1/2ずつで、かつ90度の位相
差を有する信号を取り出すハイブリツド結合器の
該両出力端子のそれぞれに、平行する同軸管を接
続し、 それら各同軸管にその内外導体短絡板を設け
て、その軸方向位置を変化させて高周波入力の位
相を変化させるようにし、 その各同軸管の外管に軸線方向に設けた溝を通
した連結板により前記各同軸管の短絡板を結び、
その連結板をネジ送り機構を介して電動機により
駆動して短絡板の位置を変化させるようにし、 固定端子に一定の電圧を印加した摺動抵抗器の
摺動端子を前記の連結板に連動させ、 電動機に駆動される同軸管の内外導体短絡板が
位置するときの摺動抵抗器の摺動端子電圧と、同
軸管短絡位置とが１対１の関係にあつて、その摺
動端子電圧と、位相制御電圧との差電圧がゼロに
なつたとき、電動機が停止するように構成したこ
とを特徴とする可変移相器。 ２ 摺動端子電圧と位相制御電圧との比較回路
中、その一方に非直線回路を挿入して前記の１対
１以外の特性を持たせた特許請求の範囲１記載の
可変移相器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12776384A JPS616901A (ja) | 1984-06-21 | 1984-06-21 | 可変移相器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12776384A JPS616901A (ja) | 1984-06-21 | 1984-06-21 | 可変移相器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS616901A JPS616901A (ja) | 1986-01-13 |
| JPH0237123B2 true JPH0237123B2 (ja) | 1990-08-22 |
Family
ID=14968087
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12776384A Granted JPS616901A (ja) | 1984-06-21 | 1984-06-21 | 可変移相器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS616901A (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6097267A (en) * | 1998-09-04 | 2000-08-01 | Lucent Technologies Inc. | Phase-tunable antenna feed network |
| GB0125349D0 (en) | 2001-10-22 | 2001-12-12 | Qinetiq Ltd | Antenna system |
| GB0125345D0 (en) | 2001-10-22 | 2001-12-12 | Qinetiq Ltd | Antenna System |
| EP1454380B1 (en) | 2001-11-14 | 2007-07-11 | Quintel Technology Limited | Antenna system |
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1984
- 1984-06-21 JP JP12776384A patent/JPS616901A/ja active Granted
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS616901A (ja) | 1986-01-13 |
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