JPH02272905A

JPH02272905A - パルス発生回路

Info

Publication number: JPH02272905A
Application number: JP9309189A
Authority: JP
Inventors: Yukio Watanabe; 幸夫渡辺
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1989-04-14
Filing date: 1989-04-14
Publication date: 1990-11-07

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は、加速器電源やレーザ電源等に使用するパルス
発生回路に関する。

（従来の技術）加速器電源やレーザ電源等の応用分野では、加速粒子の
起動制御やレーザの放電励起電源用等にパルス発生回路
が使用されている。従来のパルス発生回路では主にギャ
ップやサイラトロン等のスイッチング素子が使用されて
きたが、寿命等に問題が有り、近年半導体スイッチを速
用したパルス発生回路が出現してきた。

第５図は半導体スイッチを使用したパルス発生回路の従
来例を示す例である。（電気学会技術報告（■部）第２
１７号「短波長レーザ技術の現状」Ｓ６１．４　Ｐ３９
）第５図で、１１は交流電源、１２は変圧器、１３はダイ
オード、１４はコンデンサ１５の充電用抵抗、１６は配
線管のインダクタンス、１７８〜１７ｃはサイリスタで
各々が直列接続されている。１８はサイリスタ１７ａ〜
１７ｃの駆動回路、１９は駆動信号を発生する制御回路
、　２０は負荷を示す、以下第５図により従来回路を説
明する。第５図において交流電源１１の電圧を変圧器１
２で昇圧し、ダイオード１３、抵抗１４を介してコンデ
ンサ１５を図示極性で充電する。しかる後制御回路１９
よりサイリスタ１７８〜１７ｃの点弧信号を発生し、駆
動回路１８で分配し、各サイリスタ１７ａ〜１７ｃの駆
動信号を供給する。

サイリスタ１７ａ〜１７ｃへ駆動信号が与えられると各
サイリスタ１７ａ”１７ｃがターンオンし、コンデンサ
１５の充電電荷がインダクタンス１６、サイリスタ１７
ａ＝１７ｃを介して負荷２０に供給される。

（発明が解決しようとする課題）ここで、サイリスタ１７ａ〜１７ｃのターンオンタイミ
ングにバラツキが有ると、ターンオンの遅いサイリスタ
に過電圧が発生する問題が有る。第６図はサイリスタ１
７ａ〜１７ｃの直列接続回路の詳細回路を示すもので、
前記サイリスタの過電圧保護回路として抵抗２１ａ〜２
１ｃ、ダイオード２２ａ〜２２ｃ、コンデンサ２３ａ〜
２３ｃで構成するサージ吸収回路を接続しである。第５
図、第６図によりサイリスタの過電圧及びその保護回路
の説明をする。第５図でコンデンサ１５の充電電荷を放
電するさいに、使用するサイリスタの特性バラツキによ
り、サイリスタ１７ｃのターンオンが他のサイリスタ１
７ａ及び１７ｂよりΔＴだけ遅れてターンオンした場合
を想定する。

第６図において、コンデンサ２３ａ〜２３ｃの各充電電
圧はコンデンサ１５の充電電圧のほぼ１／３に充電され
ている。この状態でサイリスタ１７ａ、　１７ｂがター
ンオンすると、コンデンサ１５の放電電流は第６図で示
すようにインダクタンス１６、サイリスタ１７ａ。

１７ｂ、　ダイオード２２ｃを介してコンデンサ２３ｃ
を再充電するように流れる。この結果、サイリスタ１７
ｃがターンオンするまで電圧は上昇する。

ここでサイリスタ１７ｃの電圧はコンデンサ２３ｃの充
電電圧とほぼ等しいので、上昇分電圧ΔＥは以下の通り
となる。

はサイリスタ１７ａ、　１７ｂがターンオンしてから、
サイリスタ１７ｃがターンオンするまでの時間ΔＴの時
間内にコンデンサ２３ｃに流入する電荷量である。

すなわち、サイリスタ１７ｃの過電圧を低減するにはコ
ンデンサ２３ｃの容量値を大きく、　またサイリスタ１
７ｃのターンオン遅れΔＴを短かく、　コンデンサ２３
ｃに流入する電荷量を抑制すれば良い。

しかしながら、サイリスタのターンオン遅れは、その素
子の特性上バラツキが有るもので原理上ΔＴを零にする
ことは不可能で有る。またコンデンサ２３ｃの容量を大
きくすることは、抵抗２１ｃで消費する損失が大きくな
るので、くり返し周波数が高くなると非常に大きな損失
が発生する欠点が有る。

一方、　コンデンサ２３ｃに流入する電荷量を抑制する
には、インダクタンス１６を大きくすることになるが、
インダクタンス１６を大きくすることは、負荷２０に供
給する電流の立上りが遅くなり、パルス発生回路として
は応用上好ましくないと言う問題が有る。

これらの結果従来のパルス発生回路では、過電圧に応じ
てサイリスタの直列数を多めに使用したり、各サイリス
タの過電圧防止用コンデンサを大きくする必要が有り、
損失の増大、外形の大形化がさけられない問題で有った
。

またサイリスタを直列接続した場合、各サイリスタのゲ
ートに供給するゲートの駆動回路等が複雑化すると共に
高電圧に耐えるように高絶縁の駆動回路が必要となり、
装置が大形化し、コスト高になる問題が有った。

本発明の目的は上記問題に対しなされたもので、サイリ
スタのゲート駆動回路を簡素化して小形で低価格のパル
ス発生回路を提供することにある。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段）本発明は、前述目的を達成するために、充電回路を備え
たコンデンサと、半導体スイッチの直列回路にダイオー
ドを逆並列接続してパルス発生ユニットを構成し、この
パルス発生ユニットを多段に直列接続し、この直列接続
回路に負荷を並列接続してパルス発生回路を構成すると
共に、各パルス発生ユニットにエネルギー供給する変換
器により、半導体スイッチの駆動信号を得ている。

（作用）前述のように構成することにより、半導体装置ッチの各
駆動信号を一斉に得ることが可能となり。

また、負荷に直列接続されている前記コンデンサの電荷
を放電させパルス状の電圧を印加することが出来る。そ
して点弧遅れの半導体スイッチがあっても、その半導体
スイッチと直列接続されるコンデンサとの直列回路にダ
イオードが並列接続されているため、負荷電流は当該ダ
イオードを介して流れるため、点弧遅れの半導体スイッ
チにはコンデンサ１個分の充電電圧しか印加されず、過
電圧が印加されない。

（実施例）第１図は本発明の一実施例の構成を示す回路図であり、
図中第５図と同一符号を付したものは、それぞれ同一の
要素を示している。第１図において、２４は２次側に３
つの巻線をもつ変圧器、１３８〜１３ｃはダイオード、
１４ａ〜１４ｃは抵抗、　１５８〜１５ｃはコンデンサ
、２５ａ〜２５ｃはダイオード、２６ａ〜２６ｃはダイ
オード、２７ａ〜２７ｃは抵抗を示す。第２図は第１図
の各部波形図で、以下第１図、第２図により本発明を説
明する。

第２図イ）に示す波形は、第１図交流電源１１の出力電
圧波形の例を示すもので、＋側半波の電圧は、変圧器２
４０巻線及びダイオード１３ａ〜１３Ｃ９抵抗１４ａ〜
１４ｃを介してコンデンサ１５ａ〜１５ｃを図示極性に
充電する。第２図口）はコンデンサ１５ａ〜１５ｃの電
圧波形を示すものであり、交流電源１１が一側の半波に
なった時には、ダイオード２６ａ〜２６ｃが導通し、抵
抗２７ａ〜２７ｃを介してサイリスタ１７ａ〜１７ｃに
ゲート駆動電流を供給し、サイリスタ１７ａ〜１７ｃは
ターンオンする。サイリスタ１７ａ〜１７ｃがターンオ
ンするとコンデンサ１５ａ〜１５ｃに充電された電圧が
サイリスタ１７ａ〜１７ｃを介して負荷２０に第２図ハ
）で示すようなパルス電流を供給できる。その後再び交
流電源１１の＋側半波でコンデンサ１５ａ〜１５ｃを充
電し、くり返し動作ができる。

ここで仮にサイリスタ１７ｃのターンオンがサイリスタ
１７ａ、　１７ｂのターンオンより一定時間遅れた場合
を考える。この場合には当初コンデンサ１５ａ。

１５ｂの充電電荷はサイリスタ１７ａ、　１７ｂ及びダ
イオード２５ｃを介して負荷２０に供給される為、サイ
リスタ１７ｃに加わる電圧はコンデンサ１５ｃの充電電
圧となる為、　サイリスタ１７ｃのターンオンが遅れた
ことによる過電圧は防止できる。

以上説明のように本実施例では、サイリスタの直列数だ
け放電用コンデンサ及びその充電回路を分割して単位パ
ルス発生ユニットを形成すると共に充電用変圧器の一側
半波でサイリスタのゲート駆動信号を得たことにより、
出力電圧に応じて単位パルス発生ユニットを直列接続す
れば高圧パルス発生装置が構成できると共に、直列接続
を増加してもゲート駆動装置を独立して設置する必要が
無く、複雑化を防止して小形化が可能となる。またサイ
リスタの特性バラツキ等に起因するターンオン過電圧を
完全に防止できる為、サイリスタの直列数低減が可能と
なり小形で低コストなパルス発生回路を提供できる。

第３図は本発明の他の実施例を示すパルス発生回路であ
る。第３図において、第１図と同一の要素は同一の符号
を付し、説明は省略する。第３図２９は直流電源、２８
はインバータ回路を示し、２８ａ〜２８ｄはインバータ
回路２８を構成するスイッチ素子である。第３図におけ
る動作は、第１図に示すパルス発生回路の動作とほとん
ど同じであるが。

第１図１１に示す交流電源のかわりに、インバータ回路
２８を使用したことで変圧器２４に印加する電圧波形を
様々な形で供給できる。第４図イ）〜ハ）は変圧器２４
に印加する電圧波形の例を示すもので第４図イ）は電圧
形インバータによる方形波電圧波形、　口）はインバー
タ回路２８におけるパルス幅制御により休止区間を設け
た波形、ハ）はインバータ回路２８にＬＣ共振形インバ
ータを使用した振幅交流電圧波形等の様々な電圧波形を
印加することができる。　これらによりコンデンサ１５
ａの充電時間の高速化や、サイリスタ１７ａ”１７ｃの
ターンオンタイミングの調整が可能になりまた、インバ
ータ回路２８の高周波化により変圧器２４の小形化が可
能となる。

〔発明の効果〕

以上のように本発明ではコンデンサ充電用電源の＋側半
波でコンデンサを充電し、−側半波ですイリスタのゲー
ト駆動信号を得ると共に、最少構成である充電電源、コ
ンデンサ、サイリスタ、ダイオード及びサイリスタのゲ
ート駆動回路をユニット化することにより、ターンオン
過電圧を防止し、小形で低コストのパルス発生回路を提
供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるパルス発生回路の実施例を示す回
路図、第２図は第１図を説明する為の各部波形を示す図
、第３図は本発明の他の実施例を示す回路図、第４図は
第３図の各種電圧波形例を示す図、第５図は従来例によ
るパルス発生回路図、第６図は第５図の詳細図である。１１・・・交流電源　　　　１２．２４・・・変圧器１
３、１３ａ〜１３ｃ・・・ダイオード１４、１４ａ〜１
４ｃ・・・抵抗１５、１５ａ〜１５ｃ・・・コンデンサ１６・・・イン
ダクタンス１７ａ〜１７ｃ・・・サイリスタ　　１８・・・駆動回
路１９・・・制御回路　　　　２０・・・負荷２１ａ〜
２１ｃ・・・抵抗２３ａ〜２３ｃ・・・コンデンサ２５ａ〜２５ｃ・・・ダイオード２６ａ〜２６ｃ・・・ダイオード２８・・・インバータ回路２８ａ〜２８ｄ・・・スイッチ素子２２ａ〜２２ｃ・・・ダイオード２７ａ〜２７ｃ・・・抵抗２９・・・直流電源代理人　弁理士　則　近　憲　佑同　　第子丸　健第１図第第２図第

Claims

【特許請求の範囲】

直列接続されたＮ個のダイオードと、この各ダイオード
にそれぞれ並列接続されるコンデンサとサイリスタから
成るＮ組の直列回路と、各中間端子がそれぞれ前記コン
デンサとサイリスタの直列接続点に接続されるＮ個の出
力巻線を備えた変圧器と、前記Ｎ個の出力巻線の一方の
巻線で前記コンデンサを充電し、他方の巻線で前記サイ
リスタを点弧するようにしたことを特徴とするパルス発
生回路。