JPH02210906A - 移相器 - Google Patents
移相器Info
- Publication number
- JPH02210906A JPH02210906A JP2993689A JP2993689A JPH02210906A JP H02210906 A JPH02210906 A JP H02210906A JP 2993689 A JP2993689 A JP 2993689A JP 2993689 A JP2993689 A JP 2993689A JP H02210906 A JPH02210906 A JP H02210906A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- terminal
- phase shifter
- phase
- control voltage
- capacitor
- Prior art date
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- Granted
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 26
- 238000010396 two-hybrid screening Methods 0.000 claims 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 7
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 7
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 239000007788 liquid Substances 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 239000012530 fluid Substances 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000010397 one-hybrid screening Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は無線通信分５野、特にテレビジョン同期受信機
で使用される９０’移相器に関し、特に広帯域特性を持
った９０”移相器に関する。
で使用される９０’移相器に関し、特に広帯域特性を持
った９０”移相器に関する。
近年、テレビジョン受信機において、スーパーヘテロダ
イン方式に存在したイメージ妨害が原理的に存在しない
コスタス゛ループを応用した同期受信機を用いる事が試
みられている。第４図にその要部ブロック図を示す。同
図において、受信希望チャンネルの変調搬送波は高周波
増幅器１０において増幅された後、２つに分配される。
イン方式に存在したイメージ妨害が原理的に存在しない
コスタス゛ループを応用した同期受信機を用いる事が試
みられている。第４図にその要部ブロック図を示す。同
図において、受信希望チャンネルの変調搬送波は高周波
増幅器１０において増幅された後、２つに分配される。
そしてその変調搬送波の同相成分を同期検波する第１の
検波器１２、直交成分を検波する第２の同期検波器１４
、これら２つの同期検波器の出力からベースバンドビデ
オ信号成分のみ通すローパスフィルタ１６および１８、
そのベースバンドビデオ信号を増幅するビデオ信号増幅
器２０．２２、これら２つのビデオ信号増幅器の出力の
伝相を比較する位相検出器３０、この位相検出器の出力
の低域成分のみを通すローパスフィルタ２８、このロー
バスフィルタ２８の出力電圧と、選局電圧を発生する選
局電圧発生器６４の出力とを電圧加算する電圧加算器２
６、この電圧加算器２６の出力電圧に応じて電圧制御さ
れる電圧制御発振器２４、この電圧制御発振器２４の発
振出力を９０°移相する９０°移相器６２からなり、第
１の同期検波器１２および第２の同期検波器１４によっ
て同期検波して得た同相および直交成分の信号から変調
搬送波入力と電圧制御発振器２４の出力、すなわち再生
搬送波との位相誤差を検出し、この誤差を最小にするよ
５に動作する。尚第４図に示したような同期受信機をテ
レビジョン、に応用したテレビジョン受信機では、その
放送バンドから明らかなよ５に広帯域の９０°移相器を
必要とする。
検波器１２、直交成分を検波する第２の同期検波器１４
、これら２つの同期検波器の出力からベースバンドビデ
オ信号成分のみ通すローパスフィルタ１６および１８、
そのベースバンドビデオ信号を増幅するビデオ信号増幅
器２０．２２、これら２つのビデオ信号増幅器の出力の
伝相を比較する位相検出器３０、この位相検出器の出力
の低域成分のみを通すローパスフィルタ２８、このロー
バスフィルタ２８の出力電圧と、選局電圧を発生する選
局電圧発生器６４の出力とを電圧加算する電圧加算器２
６、この電圧加算器２６の出力電圧に応じて電圧制御さ
れる電圧制御発振器２４、この電圧制御発振器２４の発
振出力を９０°移相する９０°移相器６２からなり、第
１の同期検波器１２および第２の同期検波器１４によっ
て同期検波して得た同相および直交成分の信号から変調
搬送波入力と電圧制御発振器２４の出力、すなわち再生
搬送波との位相誤差を検出し、この誤差を最小にするよ
５に動作する。尚第４図に示したような同期受信機をテ
レビジョン、に応用したテレビジョン受信機では、その
放送バンドから明らかなよ５に広帯域の９０°移相器を
必要とする。
従来、９０”移相器としてマイクロ波帯で用いられてい
る第５図に示す分布定数形ハイブリッドリングがある。
る第５図に示す分布定数形ハイブリッドリングがある。
これは４つの出力ポートを持ち、λ／４線路を組み合わ
せたものである。ここでλは入力搬送波の波長である。
せたものである。ここでλは入力搬送波の波長である。
同図において１００を第１端子、１０２を第２端子、１
０４を第３端子、１０６を第４端子とする。第１端子１
００と第２端子１０２問および第３端子１０４と第４端
子１０６間の線路の特性インピーダンスがＺ。、すなわ
ち外部に接続される伝送線路の特性インピーダンスに等
しく第１端子１００と第３端子１０４問および第２端子
１０２と第４端子１０６間がＺ。／Ｊ２ となっている
。この第３端子１０４、第４端子１０６にそれぞれＺ。
０４を第３端子、１０６を第４端子とする。第１端子１
００と第２端子１０２問および第３端子１０４と第４端
子１０６間の線路の特性インピーダンスがＺ。、すなわ
ち外部に接続される伝送線路の特性インピーダンスに等
しく第１端子１００と第３端子１０４問および第２端子
１０２と第４端子１０６間がＺ。／Ｊ２ となっている
。この第３端子１０４、第４端子１０６にそれぞれＺ。
の負荷を接続し、第２端子１０４をＲ＝Ｚｏの抵抗を介
してグランドに接続すると、第１端子１００からみた入
力インピーダンスはＺ。に等しく第１端子１００から信
号を入力すると第２端子１０２には信号は現われず、第
３端子１０４、第４端子１０６に現われ、その出力の位
相は第３端子１０４と第４端子１０６０間で９０°Ｆｆ
）位相差を持ち、その出力の分配比あるいは挿入損失の
差は周波数の関数で、中心周波数においてその割合が１
：１すなわち入力電力は１／２ずつに分配される。また
上記の場合、第３端子１０４と第４端子１０６間にはア
イソレーションがある。しかしながらこの回路には次の
よ５な問題点がある。第１に、分布定数回路のため、た
とえばＶＨＦ帯での使用は相当な寸°法となり小形化は
困難である。第２にλ／４線路の性質上、９０°移相で
きる周波数範囲は極めて狭く、たとえば移相差が９０．
°±３゜以内におさまる周波数範囲は、中心周波数±８
〜１０％程度である。
してグランドに接続すると、第１端子１００からみた入
力インピーダンスはＺ。に等しく第１端子１００から信
号を入力すると第２端子１０２には信号は現われず、第
３端子１０４、第４端子１０６に現われ、その出力の位
相は第３端子１０４と第４端子１０６０間で９０°Ｆｆ
）位相差を持ち、その出力の分配比あるいは挿入損失の
差は周波数の関数で、中心周波数においてその割合が１
：１すなわち入力電力は１／２ずつに分配される。また
上記の場合、第３端子１０４と第４端子１０６間にはア
イソレーションがある。しかしながらこの回路には次の
よ５な問題点がある。第１に、分布定数回路のため、た
とえばＶＨＦ帯での使用は相当な寸°法となり小形化は
困難である。第２にλ／４線路の性質上、９０°移相で
きる周波数範囲は極めて狭く、たとえば移相差が９０．
°±３゜以内におさまる周波数範囲は、中心周波数±８
〜１０％程度である。
テレビジョンの放送波バンドは日本国内において、３つ
のバンドが存在し、その帯域はＶＨＦＨＦ−チャンネル
が９０〜１０８ＭＨｚ、ＶＨＦ帯ノ・イテヤンネルが１
７０〜２２２ＭＥｌｚ、 ＵＨＦ帯が４７０〜７７０Ｍ
Ｈｚと広帯域であり、コスタスループ構成に必要な９０
°移相器も上記の放送波バンドと等しい動作周波数範囲
が必要となる。たとえば第５図に示した分布定数形ハイ
ブリッドリングを使用すると、その狭帯域な動作範囲か
ら明らかなように、各放送バンドにおいて数個必要にな
るだけでなく、受信チャンネルに応じたノ１イブリクド
リング選択切り換え回路が必要となるため、回路全体が
極めて大規模にならざるを得ない。
のバンドが存在し、その帯域はＶＨＦＨＦ−チャンネル
が９０〜１０８ＭＨｚ、ＶＨＦ帯ノ・イテヤンネルが１
７０〜２２２ＭＥｌｚ、 ＵＨＦ帯が４７０〜７７０Ｍ
Ｈｚと広帯域であり、コスタスループ構成に必要な９０
°移相器も上記の放送波バンドと等しい動作周波数範囲
が必要となる。たとえば第５図に示した分布定数形ハイ
ブリッドリングを使用すると、その狭帯域な動作範囲か
ら明らかなように、各放送バンドにおいて数個必要にな
るだけでなく、受信チャンネルに応じたノ１イブリクド
リング選択切り換え回路が必要となるため、回路全体が
極めて大規模にならざるを得ない。
これに対して、第６図に示すように分布定数形ハイブリ
ッドリングに用いられているλ／４線路をπ形インピー
ダンス反転回路で置き換えた集中定数形ハイブリッドリ
ングがある。１１０は第１端子、１１２は第２端子、１
１４は第３端子、１１６は第４端子、１２０．１２２．
１２４．１２６．１２８．１３０はコンデンサ、１６２
゜１６４はコイルである。同図に示した集中定数形ハイ
ブリッドリングは小形化を必要とする場合には効果的で
あるが、動作する比帯域幅は、第５図の分布定数形ハイ
ブリッドリングと同程度で極めて狭帯域である。第７図
［ａ）〜（ｆ）は集中定数・・イブリッドリングにおい
て、第３端子、第４端子にそれぞれインピーダンスＺ０
の負荷を接続し、第２端子をＲ＝Ｚ、の抵抗を介してグ
ランドに接続し、第１端子から信号源インピーダンスＺ
ｏの信号源からの信号を入力した場合の特性を示す。第
７図ｔａｒ、（ｂｌはＶＨＦＨＦ−チャンネルにおいて
中心周波数ｒｏ ” ９９ ＭＦｌｚとした場合、第７
図（Ｃ）、ｆｄ）はＶＨＦ帯ハイチャンネルにおいて中
心周波数ｆｏ ＝１９４ＭＦＩｚとした場合、第７図［
ｅ）、（ｆｌはＵＨＦ帯において中心周波数ｆ 、 ＝
６０２Ｍｔｌｚとした場合である。［ａ）、［Ｃ）、（
ｅ）はそれぞれのバンドにおける第３端子と第４端子間
の位相差でｆｂ）、（ｄ）、げ）はそれぞれのバンドに
おける挿入損失であり、曲線Ａは第３端子、曲線Ｂは第
４端子の出力を示している。ここで挿入損失は出力対入
力をｄＢ表示したものである。第７図ｔａｌ、［Ｃ１、
（ｅＪから明らかなようにその位相差の特性が中心周波
数から離れるにしたがい、９０°から急激に離れていき
、９０°移相器としての動作範囲が極めて狭いことがわ
かる。
ッドリングに用いられているλ／４線路をπ形インピー
ダンス反転回路で置き換えた集中定数形ハイブリッドリ
ングがある。１１０は第１端子、１１２は第２端子、１
１４は第３端子、１１６は第４端子、１２０．１２２．
１２４．１２６．１２８．１３０はコンデンサ、１６２
゜１６４はコイルである。同図に示した集中定数形ハイ
ブリッドリングは小形化を必要とする場合には効果的で
あるが、動作する比帯域幅は、第５図の分布定数形ハイ
ブリッドリングと同程度で極めて狭帯域である。第７図
［ａ）〜（ｆ）は集中定数・・イブリッドリングにおい
て、第３端子、第４端子にそれぞれインピーダンスＺ０
の負荷を接続し、第２端子をＲ＝Ｚ、の抵抗を介してグ
ランドに接続し、第１端子から信号源インピーダンスＺ
ｏの信号源からの信号を入力した場合の特性を示す。第
７図ｔａｒ、（ｂｌはＶＨＦＨＦ−チャンネルにおいて
中心周波数ｒｏ ” ９９ ＭＦｌｚとした場合、第７
図（Ｃ）、ｆｄ）はＶＨＦ帯ハイチャンネルにおいて中
心周波数ｆｏ ＝１９４ＭＦＩｚとした場合、第７図［
ｅ）、（ｆｌはＵＨＦ帯において中心周波数ｆ 、 ＝
６０２Ｍｔｌｚとした場合である。［ａ）、［Ｃ）、（
ｅ）はそれぞれのバンドにおける第３端子と第４端子間
の位相差でｆｂ）、（ｄ）、げ）はそれぞれのバンドに
おける挿入損失であり、曲線Ａは第３端子、曲線Ｂは第
４端子の出力を示している。ここで挿入損失は出力対入
力をｄＢ表示したものである。第７図ｔａｌ、［Ｃ１、
（ｅＪから明らかなようにその位相差の特性が中心周波
数から離れるにしたがい、９０°から急激に離れていき
、９０°移相器としての動作範囲が極めて狭いことがわ
かる。
また同図［ｂ）、（ｄ）、げ）の特性より中心周波数か
ら離れるにしたがい、第３端子と第４端子の挿入損失の
差が急激に大きくなることがわかる。これは２つのベー
スバンド信号の振幅差となって現われる。
ら離れるにしたがい、第３端子と第４端子の挿入損失の
差が急激に大きくなることがわかる。これは２つのベー
スバンド信号の振幅差となって現われる。
〔発明が解決しよ５とする課題〕
９０″移相器として集中定数形Ｉ・イブリッドリングを
用いる場合、分布定数形ノ・イブリッドリングに比して
小形化できるため、特にＶＨＦに帯ローチャンネル、Ｖ
ＨＦ帯ハイチャンネルに使用スる際に効果が著しい。し
かしながら動作周波数帯域が分布定数形ハイブリッドリ
ングと同程度に狭く、そのため複数個の使用や、その受
信チャンネルに応じた選択切り替え回路の問題は残る。
用いる場合、分布定数形ノ・イブリッドリングに比して
小形化できるため、特にＶＨＦに帯ローチャンネル、Ｖ
ＨＦ帯ハイチャンネルに使用スる際に効果が著しい。し
かしながら動作周波数帯域が分布定数形ハイブリッドリ
ングと同程度に狭く、そのため複数個の使用や、その受
信チャンネルに応じた選択切り替え回路の問題は残る。
本発明は上記問題点を解決して動作周波数帯域の広い集
中定数形ハイブリッドリングを実現する事を目的とする
。
中定数形ハイブリッドリングを実現する事を目的とする
。
上記目的を達成するために前記分布定数形ハイブリッド
リングを等測的に集中定数に置き換えた集中定数形・・
イブリッドリングを前段の出力側コンデンサと次段の入
力側コンデンサを共用して複数段に縦続接続し、その回
路定数を最適化することにより広帯域の９０’移相器を
実現した事を特徴としている。これにより、ＶＨＦＨＦ
−チャンネル、ＶＨＦ帯ハイチャンネルを各１＠ずつ、
またＵＨＦ帯をｌｉあるいは２個で動作可能とした９０
°移相器を実現した。更に、高性能化するために、すな
わち正確な９０°の移相を可能とするために、集中定数
形ハイブリッドリング内の一部のコンデンサを可変容量
ダイオードに置き換え、移相器の２つの出力端子の挿入
損失の差をあまり変えることなく位相差を変えることが
できる可変移相の移相器を実現した事も特徴としている
。
リングを等測的に集中定数に置き換えた集中定数形・・
イブリッドリングを前段の出力側コンデンサと次段の入
力側コンデンサを共用して複数段に縦続接続し、その回
路定数を最適化することにより広帯域の９０’移相器を
実現した事を特徴としている。これにより、ＶＨＦＨＦ
−チャンネル、ＶＨＦ帯ハイチャンネルを各１＠ずつ、
またＵＨＦ帯をｌｉあるいは２個で動作可能とした９０
°移相器を実現した。更に、高性能化するために、すな
わち正確な９０°の移相を可能とするために、集中定数
形ハイブリッドリング内の一部のコンデンサを可変容量
ダイオードに置き換え、移相器の２つの出力端子の挿入
損失の差をあまり変えることなく位相差を変えることが
できる可変移相の移相器を実現した事も特徴としている
。
〔実施例〕
以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳述する。第１
図は、第４図の集中定数形・・イブリッドリングを３段
に縦続接続し、回路定数を最適化した例である。２２０
．２２２．２２４．２２６．２２８．２６０．２３２．
２３４．２３６．２３８．２４０．２４２はコンデンサ
、２５２．２５４．２５６．２５８．２６０．２６２は
コイルである。
図は、第４図の集中定数形・・イブリッドリングを３段
に縦続接続し、回路定数を最適化した例である。２２０
．２２２．２２４．２２６．２２８．２６０．２３２．
２３４．２３６．２３８．２４０．２４２はコンデンサ
、２５２．２５４．２５６．２５８．２６０．２６２は
コイルである。
ここでコンデンサ２２６．２２８．２６０は第１段目と
第２段目の集中定数形ハイブリッドリングのコンデンサ
を兼ねる構成になっている。同様にコンデンサ２３２．
２６４．２６６は第２段目と第３段目を兼ねている。第
５図、第６図のノ・イブリッドリングと同様に、第３端
子２１４、第４端子２１６にそれぞれインピーダンスＺ
ｏの負荷を接続し、第２端子２１２をＲ＝Ｚｏの抵抗を
介してグランドに接続する。ここでｚｏは移相器に接続
される伝送線路の特性インピーダンスである。
第２段目の集中定数形ハイブリッドリングのコンデンサ
を兼ねる構成になっている。同様にコンデンサ２３２．
２６４．２６６は第２段目と第３段目を兼ねている。第
５図、第６図のノ・イブリッドリングと同様に、第３端
子２１４、第４端子２１６にそれぞれインピーダンスＺ
ｏの負荷を接続し、第２端子２１２をＲ＝Ｚｏの抵抗を
介してグランドに接続する。ここでｚｏは移相器に接続
される伝送線路の特性インピーダンスである。
第１端子２１０から信号源インピーダンスＺ。の信号源
からの信号を入力すると第２端子２１２には信号は現わ
れず、第３端子２１４、第４端子２１６に現われ、その
出力間の位相差は９０’である。また各リアクタンス素
子の値は、本出願者の解析によれば、たとえば中心周波
数ｆ。＝６７０ＭＨ２、特性インピーダンスＺ。＝５０
Ωとした場合は、コイル２５２．２５４．２６０．２６
２のインダクタンス値は９．８ｎＨ程度、コイル２５６
．２５８のインダクタンス値は５．９１Ｈ程度、またコ
ンデンサ２２０．２２４．２３８．２４２のキャパシタ
ンス値は０．５ ｐＦ程度、コンデンサ２２６．２３０
，２３２，２６６のコンデンサのキャパシタンス値を１
．５ｐＦ程度にすればよい。
からの信号を入力すると第２端子２１２には信号は現わ
れず、第３端子２１４、第４端子２１６に現われ、その
出力間の位相差は９０’である。また各リアクタンス素
子の値は、本出願者の解析によれば、たとえば中心周波
数ｆ。＝６７０ＭＨ２、特性インピーダンスＺ。＝５０
Ωとした場合は、コイル２５２．２５４．２６０．２６
２のインダクタンス値は９．８ｎＨ程度、コイル２５６
．２５８のインダクタンス値は５．９１Ｈ程度、またコ
ンデンサ２２０．２２４．２３８．２４２のキャパシタ
ンス値は０．５ ｐＦ程度、コンデンサ２２６．２３０
，２３２，２６６のコンデンサのキャパシタンス値を１
．５ｐＦ程度にすればよい。
中心周波数ｆ０を他の中心周波数ｆ１ に変更する場合
はｆ、＝６７０ＭＨｚとｆｌの比を前述のインダクタン
ス値、キャパシタンス値に乗ずればよいことも明らかに
なっている。本発明の移相器をテレビジョンの放送波バ
ンドに使用した場合の特性を第２図（ａｌ〜（ｆ）に示
す。同図において、第７図と同一の測定条件にして第３
端子、第４端子にそれぞれインピーダンスＺ０の負荷を
接続し、第２端子をＲ，＝ Ｚ ｏの抵抗を介してグラ
ンドに接続し、第１端子から信号源インピーダンスＺ。
はｆ、＝６７０ＭＨｚとｆｌの比を前述のインダクタン
ス値、キャパシタンス値に乗ずればよいことも明らかに
なっている。本発明の移相器をテレビジョンの放送波バ
ンドに使用した場合の特性を第２図（ａｌ〜（ｆ）に示
す。同図において、第７図と同一の測定条件にして第３
端子、第４端子にそれぞれインピーダンスＺ０の負荷を
接続し、第２端子をＲ，＝ Ｚ ｏの抵抗を介してグラ
ンドに接続し、第１端子から信号源インピーダンスＺ。
の信号を入力した場合の特性であり、第２図（ａｌ、［
ｂ）はＶ Ｉ−（、Ｆ帯ローチャンネルにおいて中心周
波数ｆ、＝９９Ｍｔ’ｌｚとした場合、第２図（Ｃ１、
（ｄ）はＶＨＦ帯ハイチャンネルにおいて中心周波数ｆ
１＝＝１９４Ｍ１１ｚとした場合、第２図（ｅ）、げ）
はＵＨＦ帯において中心周波数ｆ１＝６０２ＭＢｚとし
た場合である。＋ａ）、（Ｃ）、（ｅ）はそれぞれその
バンドにおける第３端子と第４端子間の位相差で、［ｂ
ｌ、（ｄ）、（ｆ）はそれぞれのバンドにおける挿入損
失であり、曲線Ａは第３端子、曲線Ｂは第４端子の出力
を示している。
ｂ）はＶ Ｉ−（、Ｆ帯ローチャンネルにおいて中心周
波数ｆ、＝９９Ｍｔ’ｌｚとした場合、第２図（Ｃ１、
（ｄ）はＶＨＦ帯ハイチャンネルにおいて中心周波数ｆ
１＝＝１９４Ｍ１１ｚとした場合、第２図（ｅ）、げ）
はＵＨＦ帯において中心周波数ｆ１＝６０２ＭＢｚとし
た場合である。＋ａ）、（Ｃ）、（ｅ）はそれぞれその
バンドにおける第３端子と第４端子間の位相差で、［ｂ
ｌ、（ｄ）、（ｆ）はそれぞれのバンドにおける挿入損
失であり、曲線Ａは第３端子、曲線Ｂは第４端子の出力
を示している。
第２図（ａ）、（Ｃ）、（ｅ）から明らかなようにその
位相差の特性はＶ Ｉ（Ｆ帯ローチャンネルにおいて９
０°＋０．５° ９０’−１，５°以内、ＶＨＦ帯ハイ
チャンネルにおいて９０°＋０６ ９０°−１，１°以内、ＵＨＦ帯においては９０°＋１
° ９０°−３°以内となり広帯域特性となっている。
位相差の特性はＶ Ｉ（Ｆ帯ローチャンネルにおいて９
０°＋０．５° ９０’−１，５°以内、ＶＨＦ帯ハイ
チャンネルにおいて９０°＋０６ ９０°−１，１°以内、ＵＨＦ帯においては９０°＋１
° ９０°−３°以内となり広帯域特性となっている。
また第２図ｔｂ）、［ｄ）、げ）から明らかなよ５に中
心周波数から離れても、第３端子と第４端子の挿入損失
の差はゆるやかな増加であり、ｖＨＦＨＦ−チャンネル
において２ｄＢ以内、ＶＨＦ帯ハイチャンネルにおいて
２．５ｄＢ以内、ＵＨＦ帯では４．５ｄＢ以内に収める
ことができる。
心周波数から離れても、第３端子と第４端子の挿入損失
の差はゆるやかな増加であり、ｖＨＦＨＦ−チャンネル
において２ｄＢ以内、ＶＨＦ帯ハイチャンネルにおいて
２．５ｄＢ以内、ＵＨＦ帯では４．５ｄＢ以内に収める
ことができる。
これを第７図に示される従来の集中定数ハイブリッドリ
ングの特性と比較すると９０°移相器として動作する周
波数帯域が大幅に広がっている事がわかる。
ングの特性と比較すると９０°移相器として動作する周
波数帯域が大幅に広がっている事がわかる。
第３図は第１図に使用されているコンデンサ群のうちの
１つを可変容量ダイオード３００で置き換え可変移相と
したものである。第１図と同一の番号のものは同一の機
能動作をする。６０２゜３０４は直流阻止用のコンデン
サ、３１０は制御電圧印加用抵抗、６０６はバイパスコ
ンデンサ、３１２は制御電圧印加用端子である。
１つを可変容量ダイオード３００で置き換え可変移相と
したものである。第１図と同一の番号のものは同一の機
能動作をする。６０２゜３０４は直流阻止用のコンデン
サ、３１０は制御電圧印加用抵抗、６０６はバイパスコ
ンデンサ、３１２は制御電圧印加用端子である。
たとえば第１図のハイブリッドリングにおいては周波数
によって９０°かられずかながらの位相誤差があった。
によって９０°かられずかながらの位相誤差があった。
しかし正確な９０“の移相が必要な場合、第３図の構成
の移相器であれば可変容量ダイオードの制御電圧を変化
させることにより出力損失の差を太き（することなく９
０°に合わせることが可能である。この可変容量ダイオ
ードはそのバンド用の同調回路に使用されるもので十分
である。
の移相器であれば可変容量ダイオードの制御電圧を変化
させることにより出力損失の差を太き（することなく９
０°に合わせることが可能である。この可変容量ダイオ
ードはそのバンド用の同調回路に使用されるもので十分
である。
本出願者の解析では、可変容量ダイオードの制御電圧を
変化させることによりＶＨＦＨＦ−バンド、ハイバンド
、ＵＨＦ帯とも少なくとも９０’±１０″程度は２つの
出力の挿入損失の差を大きくすることなく容易に変化さ
せることができる。
変化させることによりＶＨＦＨＦ−バンド、ハイバンド
、ＵＨＦ帯とも少なくとも９０’±１０″程度は２つの
出力の挿入損失の差を大きくすることなく容易に変化さ
せることができる。
第３図においては１つのコンデンサを可変容量ダイオー
ドに置き換えている例を示しているが１つのみならず２
つ以上のコンデンサを可変容量ダイオードに置き換えて
可変移相範囲を広げることも可能であることはいうまで
もない。
ドに置き換えている例を示しているが１つのみならず２
つ以上のコンデンサを可変容量ダイオードに置き換えて
可変移相範囲を広げることも可能であることはいうまで
もない。
以上の説明で明らかなように本発明によれば、ハイブリ
ッドリングの広帯域化、高性能化に効果が顕著である。
ッドリングの広帯域化、高性能化に効果が顕著である。
また、日本国内の３つのテレビジョン放送波バンドにつ
いてそれぞれ１つ、すなわち３つの９０°移相器で動作
させることができるためハイブリッドリング選択切り換
え回路の構成が簡素化、小型化される。また、可変移相
ノ・イ・ブリッドリングは、内蔵されている可変容量ダ
イオードの制御電圧を調整することにより正確な９０°
移相器を実現できるため、テレビジョン同期受信機に応
用した際に、その小型化、高性能化、簡素化に効果が著
しい。
いてそれぞれ１つ、すなわち３つの９０°移相器で動作
させることができるためハイブリッドリング選択切り換
え回路の構成が簡素化、小型化される。また、可変移相
ノ・イ・ブリッドリングは、内蔵されている可変容量ダ
イオードの制御電圧を調整することにより正確な９０°
移相器を実現できるため、テレビジョン同期受信機に応
用した際に、その小型化、高性能化、簡素化に効果が著
しい。
更に、コスメスルーブを応用した受信機であれば、たと
えばラジオ同期受信機、個人別呼出同期受信機に応用し
ても同様の効果があることはいつまでもない。
えばラジオ同期受信機、個人別呼出同期受信機に応用し
ても同様の効果があることはいつまでもない。
第１図は本発明による移相器の回路図、第２図（ａ）〜
（ｆ）は本発明による移相器の各テレビジョン放送バン
ドにおける周波数特性図、第３図は本発明による可変移
相の移相器の回路図、第４図はコスタスループを応用し
たテレビジョン同期受信機の要部ブロック図、第５図は
従来の移相器の一つである分布定数形ハイブリッドリン
グの回路図、第６図は従来の移相器の一つである集中定
数形ノ・イブリクドリングの回路図、第７図１ａ）〜［
ｆ）は第６図の集中定数形ハイブリッドリングのテレビ
ジョン放送波バンドにおける周波数特性図。 ２１０・・・・・・第１端子、 ２１２・・・・・・第２端子、 ２１４・・・・・・第３端子、 ２１６・・・・・・第４端子、 ６００・・・・・・可変容量ダイオード。 第１図 第２図 （ａ） （Ｃ） （ｄ） 周液数［ＭＨｚｌ 周液数（ＭＨｚｌ 第２図 周液数［ＭＨ２） 第４図 第７図 （ｅ） （ｆ） 周浪渡〔ＭＨ２〕 第 （ａ） （Ｃ） 周液数（ト）Ｈｚｌ （ｄ） 周波数［ＭＨｚｌ
（ｆ）は本発明による移相器の各テレビジョン放送バン
ドにおける周波数特性図、第３図は本発明による可変移
相の移相器の回路図、第４図はコスタスループを応用し
たテレビジョン同期受信機の要部ブロック図、第５図は
従来の移相器の一つである分布定数形ハイブリッドリン
グの回路図、第６図は従来の移相器の一つである集中定
数形ノ・イブリクドリングの回路図、第７図１ａ）〜［
ｆ）は第６図の集中定数形ハイブリッドリングのテレビ
ジョン放送波バンドにおける周波数特性図。 ２１０・・・・・・第１端子、 ２１２・・・・・・第２端子、 ２１４・・・・・・第３端子、 ２１６・・・・・・第４端子、 ６００・・・・・・可変容量ダイオード。 第１図 第２図 （ａ） （Ｃ） （ｄ） 周液数［ＭＨｚｌ 周液数（ＭＨｚｌ 第２図 周液数［ＭＨ２） 第４図 第７図 （ｅ） （ｆ） 周浪渡〔ＭＨ２〕 第 （ａ） （Ｃ） 周液数（ト）Ｈｚｌ （ｄ） 周波数［ＭＨｚｌ
Claims (2)
- （１） 入力信号を２分配し、互いに９０゜の位相差の
２つの信号を出力する移相器において、コンデンサとコ
イルから成る複数の集中定数形ハイブリッドリングを縦
続接続して成り、隣り合う２つの前記ハイブリッドリン
グの前段側のハイブリッドリングの出力側コンデンサと
、後段側のハイブリッドリングの入力側コンデンサを共
用して縦続接続している事を特徴とする移相器。 - （２） 請求項１に記載の移相器において、移相器を構
成する少なくとも一つのコンデンサを制御電圧印加用端
子を有する可変容量ダイオードとし、前記制御電圧印加
用端子から入力される制御電圧に応じて、移相器の前記
２つの出力信号の位相差が変化するようにした事を特徴
とする移相器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1029936A JP2716507B2 (ja) | 1989-02-10 | 1989-02-10 | 移相器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1029936A JP2716507B2 (ja) | 1989-02-10 | 1989-02-10 | 移相器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02210906A true JPH02210906A (ja) | 1990-08-22 |
| JP2716507B2 JP2716507B2 (ja) | 1998-02-18 |
Family
ID=12289874
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1029936A Expired - Lifetime JP2716507B2 (ja) | 1989-02-10 | 1989-02-10 | 移相器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2716507B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0389614A (ja) * | 1989-08-31 | 1991-04-15 | Shimadzu Corp | ９０度位相シフタ |
| WO1993019527A1 (en) * | 1992-03-19 | 1993-09-30 | Tdk Corporation | Hybrid coupler |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59182601A (ja) * | 1983-03-31 | 1984-10-17 | Fujitsu Ltd | 分岐結合器 |
-
1989
- 1989-02-10 JP JP1029936A patent/JP2716507B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59182601A (ja) * | 1983-03-31 | 1984-10-17 | Fujitsu Ltd | 分岐結合器 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0389614A (ja) * | 1989-08-31 | 1991-04-15 | Shimadzu Corp | ９０度位相シフタ |
| WO1993019527A1 (en) * | 1992-03-19 | 1993-09-30 | Tdk Corporation | Hybrid coupler |
| US5382925A (en) * | 1992-03-19 | 1995-01-17 | Tdk Corporation | Hybrid coupler |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2716507B2 (ja) | 1998-02-18 |
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