JPH01175304A - Microwave mixer - Google Patents
Microwave mixerInfo
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- JPH01175304A JPH01175304A JP33251087A JP33251087A JPH01175304A JP H01175304 A JPH01175304 A JP H01175304A JP 33251087 A JP33251087 A JP 33251087A JP 33251087 A JP33251087 A JP 33251087A JP H01175304 A JPH01175304 A JP H01175304A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
童栗上皇肌里分団
本発明はマイクロ波帯の信号を扱う衛星通信受信器等に
用いられるマイクロ波ミキサに関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a microwave mixer used in satellite communication receivers and the like that handle signals in the microwave band.
従来の技術
一般にマイクロ波ミキサ（１）と次段の中間周波（以下
ｒｌＦＪという）増幅器（２）の結合は小型化の観点か
ら第６図に示すように直結されていた。Conventional technology In general, the microwave mixer (1) and the next-stage intermediate frequency (hereinafter referred to as rlFJ) amplifier (2) are directly connected as shown in FIG. 6 from the viewpoint of miniaturization.
図において、（３）は電界効果トランジスタ（以下ｒＦ
ＥＴＪという）よりなる周波数変換素子であり、（５）
は端子（４）から入力されるマイクロ波受信信号として
のＲＦ倍信号ための入力整合回路。In the figure, (3) is a field effect transistor (rF
(5)
is an input matching circuit for the RF multiplied signal as the microwave reception signal inputted from the terminal (4).
（７）は端子（６）から与えられる局部発振信号のため
の整合回路、（８）は局部発振信号除去用のオープンス
タブ、（９）はドレインバイアス抵抗、 （Ｖａｎ）
は周波数変換素子（３）に対する電源電圧、 （１１）
は直流阻止コンデンサである。また、点（Ａ）は周波数
変換素子（３）の出力端を示し、点（Ｂ）はマイクロ波
ミキサ（１）の出力端を示している。(7) is a matching circuit for the local oscillation signal given from terminal (6), (8) is an open stub for removing the local oscillation signal, (9) is a drain bias resistor, (Van)
is the power supply voltage for the frequency conversion element (3), (11)
is a DC blocking capacitor. Further, point (A) indicates the output end of the frequency conversion element (3), and point (B) indicates the output end of the microwave mixer (1).
ところで、このように構成されるマイクロ波ミキサ（１
）の出力インピーダンスは殆ど抵抗（９）によって決定
される。一方、製造時における周波数変換素子（３）や
スタブ（８）、伝送線路（１１）等のバラツキに対して
、また温度変化に対してマイクロ波ミキサ（１）の出力
インピーダンスと次段のＩＦ増幅器（２）の入力インピ
ーダンスの整合を常に最適に保つことが望まれる。By the way, the microwave mixer (1
) is determined mostly by the resistor (9). On the other hand, the output impedance of the microwave mixer (1) and the IF amplifier in the next stage are It is desirable to always keep the input impedance matching (2) optimal.
■がごン しようとするい−占
しかしながら、従来のマイクロ波ミキサでは出カインピ
ーダンスを決定する抵抗（９）が回路基板上にマイクロ
波ストリップ線路と共に作り込まれるから、その値を変
えようとすると、回路基板全体を作り変えなければなら
ない。そのため実質的に出力インピーダンスを調節する
ことができず、マイクロ波ミキサの出力インピーダンス
と次段のＩＦ増幅器の人力インピーダンスの整合を周波
数変換素子、スタブ、伝送線路等のバラツキ、若しくは
温度変化等に対して最適に保つことが難しいという問題
があった。However, in conventional microwave mixers, the resistor (9) that determines the output impedance is built on the circuit board along with the microwave strip line, so if you try to change its value, , the entire circuit board would have to be rebuilt. Therefore, it is practically impossible to adjust the output impedance, and the matching of the output impedance of the microwave mixer and the manual impedance of the next stage IF amplifier is difficult due to variations in frequency conversion elements, stubs, transmission lines, etc., or temperature changes. There was a problem that it was difficult to maintain the temperature at an optimum level.
本発明は上記のような問題点を解消するためになされた
もので、マイクロ波ミキサの出力インピーダンスを電気
的に容易に可変することができ、従って次段中間周波増
幅器の入力インピーダンスとの整合を最適に保つことが
できるマイクロ波ミキサを提供することを目的とする。The present invention was made to solve the above-mentioned problems, and it is possible to electrically easily vary the output impedance of a microwave mixer, thereby improving the matching with the input impedance of the next-stage intermediate frequency amplifier. The purpose is to provide a microwave mixer that can be maintained optimally.
。 占を”るための
上記の目的を達成するため本発明では、マイクロ波受信
信号と局部発振信号とから中間周波信号を生成する周波
数変換素子を有するマイクロ波ミキサにおいて、前記周
波数変換素子の出力端とミキサの出力端との間に前記周
波数変換素子に対し直流阻止コンデンサにより直流的に
遮断された抵抗用電界効果トランジスタを設けた構成と
している。. In order to achieve the above-mentioned object of increasing frequency, the present invention provides a microwave mixer having a frequency conversion element that generates an intermediate frequency signal from a microwave reception signal and a local oscillation signal. A field effect transistor for resistance is provided between the output terminal of the mixer and the output terminal of the mixer, and the frequency conversion element is blocked from direct current by a DC blocking capacitor.
立−■
このような構成によると、抵抗として作用するＦＥＴの
ゲートバイアス電圧又はドレイン電圧を変化させること
により、マイクロ波ミキサの出力インピーダンスを容易
に可変することができ、従って次段のＩＦ増幅器の人力
インピーダンスとの整合を最適に成すことができる。With this configuration, the output impedance of the microwave mixer can be easily varied by changing the gate bias voltage or drain voltage of the FET that acts as a resistor. Optimal matching with human power impedance can be achieved.
尖」Ｌ開
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説
明する。Embodiments of the present invention will now be described with reference to the drawings.
第１図は、本発明の一実施例における回路図であり、第
６図の従来例と同一部分には同一の符号を付して重複説
明を省略する。第１図において、（１２）は直流阻止コ
ンデンサ（１３）によって周波数変換素子（３）とは直
流的に遮断された形でＩＦ信号伝送線路（１０）とアー
ス間に図示の如く接続されたＦＥＴであり、このＦ Ｅ
Ｔ （１２）は専ら抵抗としてのみ作用する。そして
、該Ｆ Ｅ Ｔ （１２）のドレインに印加される動作
電圧は抵抗（１４）を通して電源供給端子（１５）から
与えられる。従って、電源電圧（Ｖｎｏ）は周波数変換
素子（３）と抵抗用Ｆ Ｅ Ｔ （１２）の双方に与え
られることになる。FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention, and the same parts as in the conventional example shown in FIG. 6 are given the same reference numerals and redundant explanation will be omitted. In Fig. 1, (12) is an FET connected between the IF signal transmission line (10) and the ground as shown in the figure, with the frequency conversion element (3) being DC-blocked by a DC blocking capacitor (13). And this F E
T (12) acts exclusively as a resistor. The operating voltage applied to the drain of FET (12) is applied from a power supply terminal (15) through a resistor (14). Therefore, the power supply voltage (Vno) is applied to both the frequency conversion element (3) and the resistor FET (12).
前記Ｆ Ｅ Ｔ （１２）の静特性は横軸にドレイン・
ソース間電圧（Ｖｏｓ）、Ｗ軸にドレイン・ソース間を
流れる電流（Ｉｌｌｓ）をとった第２図に示される。尚
、ドレイン・ソース間電圧（ｖｏ）は第１図から、シ０
．＝Ｖゎ、−Ｒ・■９．−・−■
となる。但し、Ｒは抵抗（１４）の抵抗値である。ＦＥ
Ｔ （１２）のドレイン・ソース間のチャンネル抵抗
（Ｒｏｓ）は各動作点（イ）（ロ）（ハ）（ニ）におけ
る静特性曲線の接線の傾きの逆数である。The static characteristics of F E T (12) are plotted on the horizontal axis with the drain and
This is shown in FIG. 2, in which the source voltage (Vos) and the current flowing between the drain and source (Ills) are plotted on the W axis. In addition, from FIG. 1, the drain-source voltage (vo) is
．． =Vゎ, -R・■9. −・−■ becomes. However, R is the resistance value of the resistor (14). FE
The drain-source channel resistance (Ros) of T (12) is the reciprocal of the slope of the tangent to the static characteristic curve at each operating point (a), (b), (c), and (d).
ココテ、ＦＥＴ（１２）ｆ７）ゲートバイアス電圧（Ｖ
、）を変化させると、ドレイン・ソース間電流（＋ｏｓ
）及びドレイン・ソース間電圧（Ｖｏｓ）が０式に従っ
て変化する。故に、動作点は第２図の破線（１６）のよ
うに変化する。従って、ドレイン・ソース間チャネル抵
抗が変化する。即ち（ＶＧ）を０．−０．２゜−０，４
，−０，６，−・・と変化させると、（ｐｏｓ）がＲａ
。Cocote, FET (12) f7) gate bias voltage (V
, ), the drain-source current (+os
) and the drain-source voltage (Vos) change according to equation 0. Therefore, the operating point changes as shown by the broken line (16) in FIG. Therefore, the drain-source channel resistance changes. That is, (VG) is 0. -0.2゜-0.4
, -0, 6, -..., (pos) becomes Ra
.
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ：ｌ、・・・と変化するのである。It changes as R1, R2, R:l,...
第１図の回路では、マイクロ波ミキサ（１）の出力イン
ピーダンスは抵抗（９） （１４）及びＦ Ｅ Ｔ （
１２）のドレイン・ソース間チャネル抵抗（Ｒｏｓ）の
並列抵抗値によって決定される。それ故Ｆ Ｅ Ｔ （
１２）のドレイン・ソース間チャネル抵抗（ＲＩＩＳ）
を変化させることによりマイクロ波ミキサの出力インピ
ーダンスを変化させることができ、従って、次段中間周
波増幅器の入力インピーダンスとの整合を最適に保つこ
とができる。In the circuit of Figure 1, the output impedance of the microwave mixer (1) is the resistance (9) (14) and F E T (
12) is determined by the parallel resistance value of the drain-source channel resistance (Ros). Therefore FET (
12) Drain-source channel resistance (RIIS)
By changing the output impedance of the microwave mixer, it is possible to maintain optimal matching with the input impedance of the next-stage intermediate frequency amplifier.
第３図は本発明の他の実施例を示す回路図である。第３
図において（１７）はインダクタであり、このインダク
タ（１７）のインダクタンスはＦ Ｅ Ｔ （１２）の
ドレイン・ソース間を直流的に導通させ、且つ高周波に
おいてはＦ Ｅ Ｔ （１２）のドレイン・ソース間内
部容量と並列共振するような値に選ばれる。FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. Third
In the figure, (17) is an inductor, and the inductance of this inductor (17) provides direct current conduction between the drain and source of FET (12), and at high frequencies, the inductance of this inductor (17) The value is selected so that it resonates in parallel with the internal capacitance between the two.
この時Ｆ Ｅ Ｔ （１２）のドレイン・ソース間電圧
は直流的にはＯＶであり、高周波的なドレイン・ソース
間チャネル抵抗（ｒｄ、）は第２図に示すようにゲート
バイアス電圧によりｒｏ、 ｒ＋＋ ｒ２． ｒ：＋＋
・・・と変化し、また第３図の回路では、マイクロ波
ミキサの出力インピーダンスは抵抗（９）及びＦ Ｅ
Ｔ （１２）のドレイン・ソース間チャネル抵抗（ｒａ
Ｊの並列抵抗値によって決定されるので、マイクロ波ミ
キサの出力インピーダンスを変化させることができる。At this time, the drain-source voltage of FET (12) is OV in direct current terms, and the high-frequency drain-source channel resistance (rd,) is ro, due to the gate bias voltage, as shown in Figure 2. r++ r2. r:++
..., and in the circuit shown in Figure 3, the output impedance of the microwave mixer is the resistance (9) and F E
T (12) drain-source channel resistance (ra
Since it is determined by the parallel resistance value of J, the output impedance of the microwave mixer can be changed.
従って、次段中間周波増幅器の入力インピーダンスの整
合を最適に保つことができる。尚、１／ｒｏ、 ｉ／
ｒ＋、 １／ｒｚ、 １／ｒｉは原点Ｏに対する曲
線の傾きである。第１回及び第３図においてゲー ト（
Ｇ）は電圧可変用の可変抵抗器に接続するのが望ましい
。Therefore, matching of the input impedance of the next-stage intermediate frequency amplifier can be maintained optimally. Furthermore, 1/ro, i/
r+, 1/rz, and 1/ri are the slopes of the curves with respect to the origin O. In Part 1 and Figure 3, the gate (
G) is preferably connected to a variable resistor for voltage adjustment.
上述の実施例はいずれもＦ Ｅ Ｔ （１２）のゲート
電圧（νＧ）を可変した場合であったが、上記■弐によ
ればゲート電圧（ｖ６）の代わりに電源電圧（ＶＤｌｌ
）を変化させても同様な結果が得られることは明らかで
ある。例えばＦＥＴ（１２）のドレインバイアス電圧を
第５図の如＜ｖｏ、νＩ＋ ｖ２＋ ・・・と変化させ
ると、動作点もそれに応じてａ、ｂ、ｃ、・・・と変化
し、（Ｒｄ、）がＲｏ、 Ｒ１＋ Ｒｚ、・・・と変化
するからである。In all of the above-mentioned embodiments, the gate voltage (νG) of FET (12) was varied, but according to (2) above, the power supply voltage (VDll) was changed instead of the gate voltage (v6).
) is clearly possible to obtain similar results. For example, when the drain bias voltage of the FET (12) is changed to <vo, νI+ v2+ . . . as shown in FIG. 5, the operating point also changes accordingly to a, b, c, . ) changes as Ro, R1+Rz, . . .
従って、第４図の実施例ではゲート（Ｇ）を抵抗（１８
）を介してアースに接続し、ドレイン（Ｄ）を抵抗（１
９）を介して第２の電源電圧供給端子（２０）に接続し
ている。端子（２０）は電圧可変用の可変抵抗器に接続
され、外部から電源電圧（ｖｏ）を得る。Therefore, in the embodiment of FIG. 4, the gate (G) is connected to the resistor (18
) to earth, and connect the drain (D) to the resistor (1
9) to the second power supply voltage supply terminal (20). The terminal (20) is connected to a variable resistor for varying voltage, and obtains a power supply voltage (vo) from the outside.
光皿■効米
以上の通り、本発明のマイクロ波ミキサでは、その出力
インピーダンスを電気的に容易に可変できるので、次段
のＩＦＦ増幅器入力インピーダンスとの整合を最適にな
すことができるという効果があり、極めて有効である。As described above, the output impedance of the microwave mixer of the present invention can be easily varied electrically, so the effect is that matching with the input impedance of the IFF amplifier in the next stage can be optimally achieved. Yes, it is extremely effective.
第１図は本発明を実施したマイクロ波ミキサの回路図で
あり、第２図はその要部の静特性を示す図である。第３
図は本発明の他の実施例の回路図である。第４図は本発
明の更に異なる実施例の回路図であり、第５図はその要
部の静特性図である。
第６図は従来例の回路図である。
（１）−マイクロ波ミキサ、 （２）−１Ｆ増幅器。
（３）−周波数変換素子、 （１２） −−Ｆ Ｅ
Ｔ 。
（Ａ）−ｍ＝周波数変換素子の出力端。
（Ｂ）−−−マイクロ波ミキサの出力端。FIG. 1 is a circuit diagram of a microwave mixer embodying the present invention, and FIG. 2 is a diagram showing the static characteristics of its main parts. Third
The figure is a circuit diagram of another embodiment of the present invention. FIG. 4 is a circuit diagram of still another embodiment of the present invention, and FIG. 5 is a static characteristic diagram of the main part thereof. FIG. 6 is a circuit diagram of a conventional example. (1)-Microwave mixer, (2)-1F amplifier. (3)-Frequency conversion element, (12) --F E
T. (A)-m=output end of frequency conversion element. (B) --- Output end of microwave mixer.
Claims (1)
波信号を生成する周波数変換素子を有するマイクロ波ミ
キサにおいて、前記周波数変換素子の出力端とミキサの
出力端との間に前記周波数変換素子に対し直流阻止コン
デンサにより直流的に遮断された抵抗用電界効果トラン
ジスタを設けたことを特徴とするマイクロ波ミキサ。(1) In a microwave mixer having a frequency conversion element that generates an intermediate frequency signal from a microwave reception signal and a local oscillation signal, the frequency conversion element is connected between an output end of the frequency conversion element and an output end of the mixer. A microwave mixer characterized in that it is provided with a resistance field effect transistor whose direct current is blocked by a direct current blocking capacitor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33251087A JPH01175304A (en) | 1987-12-29 | 1987-12-29 | Microwave mixer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33251087A JPH01175304A (en) | 1987-12-29 | 1987-12-29 | Microwave mixer |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01175304A true JPH01175304A (en) | 1989-07-11 |
Family
ID=18255738
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33251087A Pending JPH01175304A (en) | 1987-12-29 | 1987-12-29 | Microwave mixer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01175304A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04365207A (en) * | 1991-06-13 | 1992-12-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Frequency conversion circuit |
| FR2685578A1 (en) * | 1991-12-23 | 1993-06-25 | Philips Electronique Lab | INTEGRATED CIRCUIT COMPRISING A VARIABLE GAIN AMPLIFIER. |
-
1987
- 1987-12-29 JP JP33251087A patent/JPH01175304A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04365207A (en) * | 1991-06-13 | 1992-12-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Frequency conversion circuit |
| FR2685578A1 (en) * | 1991-12-23 | 1993-06-25 | Philips Electronique Lab | INTEGRATED CIRCUIT COMPRISING A VARIABLE GAIN AMPLIFIER. |
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