JP7703045B2 - 電磁放射センサ応用例のためのフロントエンド電子回路 - Google Patents

Description

本開示は、電磁放射センサ応用例のためのフロントエンド電子回路に関し、特に、マルチエネルギースペクトルＣＴ（コンピュータ断層撮影）などのＸ線画像化応用例または光子計数応用例に関する。本開示はさらに、フロントエンド電子回路を使用する光子計数センサ回路、及び医療診断用デバイスに関する。

典型的なＣＴ装置及びＸ線画像化製品では、間接変換型センサを使用している。間接変換型センサは、Ｘ線を可視光線に変換するシンチレーターを含んでいる。可視光線は、光検出器またはフォトダイオードによって取り込まれ、Ｘ線がシンチレーターの材料に当たることに応答して電気信号を生成する。

間接検出原理を用いる従来のコンピュータ断層撮影とは対照的に、直接変換型センサでは、入射光子がＣｄＴｅ／ＣＺＴなどの直接変換材料に当たると電気信号を生成することができる。直接変換材料とともに連続時間非同期フロントエンド電子機器によって、ＣＴ装置は光子計数システムの利点を活用することができる。光子計数医用画像化は、より優れた解像度及び／またはより低いドーズ、ならびにスペクトル情報など、典型的なアプローチに比べて多くの利点がある。

光子計数画像化システムは、入力信号（入力電流パルス）の高速かつ非同期の連続時間処理を必要とする。詳細には、光子計数アプローチは、電流入力を受け取り、出力において、弁別器によるさらなる処理を容易にするために整形された電圧を供給するフロントエンド回路が必要である。

フロントエンドトポロジは通常、単一段アプローチ及び二段アプローチである。入力容量が小さくて固定されている場合、単一段アーキテクチャを使用できる。これには、増幅回路とそれに続いて弁別器及びカウンタを含む信号整形回路が組み込まれている。

図１に、単一段アプローチによるフロントエンド電子回路１０を示す。フロントエンド電子回路１０は、信号整形回路１０００を含む。信号整形回路１０００は、電磁放射センサ、たとえば光子検出器から入力信号Ｉｉｎを受け取るための入力端子Ｉ１０を有する。信号整形回路１０００は、増幅回路１１００を含む。増幅回路１１００は、センサからの入力信号Ｉｉｎと基準信号Ｖｒｅｆとを受け取る入力側と、フロントエンド回路の出力端子Ｏ１０において出力信号Ｖｏｕｔ＿ｓｈａｐｅｒを供給する出力側とを有する。コンデンサ１３００が、増幅回路１１００の入力側と出力側との間のフィードバック経路１００２内に配置されている。抵抗器として構成し得るフィードバック要素１４００が、コンデンサ１３００と並列にフィードバック経路１００１内に配置されている。

入射光子が光子検出器の直接変換材料に当たると、過渡電流信号が生成される。この電流は入射光子のエネルギーに比例する。電流は、入力信号／入力電流パルスＩｉｎとして入力端子Ｉ１０に印加され、その後、信号整形回路１０００によって処理されて、出力端子Ｏ１０に整形された電圧が供給される。整形された電圧は、入力電流に比例し、したがってすべての単一入射光子のエネルギーに比例する。整形器の出力電圧は、いくつかの弁別器及びカウンタによってさらに処理できる。カウント数は入射光子の数に比例する。複数の弁別器及びカウンタを有すると、各入射光子のエネルギーレベルの情報がさらに得られる。

入力容量が大きくて可変である場合、フロントエンド電子回路の二段アーキテクチャアプローチを使用できる。単一段信号整形回路の代わりに、二段フロントエンドアプローチの信号整形回路は、整形増幅器に結合された電荷感応型増幅器と、それに続いて弁別器及びカウンタを含む。フロントエンド電子回路の二段トポロジでは、信号整形段がフロントエンド電子回路の入力における入力容量から切り離されるが、電荷感応型増幅器はバッファとして機能するため、二段フロントエンド回路には、より高いノイズとパワーペナルティが伴う。

信号整形回路の出力のベースラインは、電荷感応型増幅器及び整形増幅器の両方の正入力端子に接続された基準電圧によって規定される。これらの増幅器は通常、差動入力及びシングルエンド出力の演算相互コンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）である。

光子計数フロントエンドの最も重要な性能パラメータは、低電力、低雑音、高い計数率、整形出力のパルス幅に関連する小さなＦＷＨＭ（半値幅）、小さなシリコン面積、高直線性及び低い弾道欠損である。

パルス幅、したがってＦＷＨＭ性能も減らして、計数率を高めるためには、前述のトポロジでは大電力を消費する必要がある。これは、このようなシステムでは望ましくない熱及び熱安定性の影響など、他の問題を引き起こす。

光子計数フロントエンドの最も重要な構成要素は、信号整形回路とともに、そのフィードバック要素である。このブロックの構成は、フロントエンドの性能、したがってシステム全体の性能を決定するために重大である。信号整形回路自体は、必要なバンド幅を達成するために高い相互コンダクタンスｇｍを示す必要がある。しかし、高い計数率を可能にする十分に高いバンド幅を達成するために、整形回路は著しい量の電力を消費する必要がある。

ここで、フィードバック抵抗及びフィードバック容量であるフィードバック要素が発揮される。高い計数率を得るためにＦＷＨＭを減らし、パイルアップを最小限に抑えるためには、フィードバック容量を十分に小さくする必要がある。しかし、十分な位相マージンを維持し、安定性の問題を回避するために、最小限の容量が要求される。

他方のフィードバック要素は抵抗であり、これは、標準抵抗器（たとえば、ポリシリコン抵抗器）または線形領域で動作するＭＯＳトランジスタによって実装できる。後者が好ましい。なぜならば、面積を節約し、抵抗器値を非常に大きくできるだけでなく、入射放射がセンサのターゲット材料に当たるとき、パルス活動中に整形器出力がベースラインから離れるときに、飽和挙動が得られるからである。

他のフィードバック実施態様では、アクティブトランスコンダクタを使用している。しかし、大きな入力エネルギーが存在し、入力パルスの大きな振幅につながる場合、またはパイルアップ事象が存在する場合は、既存のアクティブフィードバックトポロジは電流枯渇となり、したがって入力信号をさらに処理することができなくなる。

電磁放射センサ応用例のためのフロントエンド電子回路に対するアプローチであって、整形器出力のパルス幅、したがってＦＷＨＭを減らし、さらに、信号整形回路において過剰な量の電力を消費することなく、パイルアップからの回復を改善するアプローチを提供することが求められている。

電磁放射センサ応用例のためのフロントエンド電子回路であって、フロントエンド電子回路の信号整形器出力のパルス幅、したがってＦＷＨＭを強化し、さらに、パイルアップ中の計数率を改善するフロントエンド電子回路が、請求項１に記載されている。

フロントエンド電子回路は、電磁放射センサに結合されてセンサから入力信号を受け取るように構成された入力端子と、出力信号を供給する出力端子とを含む。フロントエンド電子回路は信号整形回路を含む。信号整形回路は、増幅器と、増幅回路のフィードバック経路内に配置されたアクティブ動的フィードバック回路とを含む。増幅回路は、フロントエンド電子回路の入力端子に結合された入力ノードと、出力信号を供給する出力ノードとを有する。増幅回路の出力ノードは、フロントエンド電子回路の出力端子に結合されている。

アクティブ動的フィードバック回路は、アクティブ動的フィードバック回路の第１の電流経路内に配置された第１の入力トランジスタ含む。アクティブ動的フィードバック回路はさらに、アクティブ動的フィードバック回路の第２の電流経路内に配置された第２の入力トランジスタを含む。第１の入力トランジスタは、出力信号を受け取るための制御ノードを有する。第２の入力トランジスタは、基準信号を受け取るための制御ノードを有する。アクティブ動的フィードバック回路は、第１及び第２の電流経路を切り離すように配置されたバッファ回路を含む。

提案されたアクティブ動的フィードバック回路により、パルス形状とＦＷＨＭとを強化することで、信号整形回路の入力ダイナミックレンジならびにパイルアップ事象中の電流枯渇制限を改善することができる。これを達成するために、提案されたアクティブ動的フィードバック回路は、フロントエンド電子回路のフィードバック経路において非線形フィードバック抵抗（１／ｇｍ）を実現することによって、非線形性を意図的に導入する。その結果、信号整形器増幅回路において過剰な量の電力を消費することなく、計数率が著しく向上する。トポロジは、ＰＶＴ及び不一致に対して非常に頑強である。さらに、ＰＶＴとは独立して、整形器出力を基準信号の電圧レベルに調整することができる。

フロントエンド電子回路の実施形態によれば、第１の電流経路及び第２の電流経路はそれぞれ、基準電位を供給する端子とアクティブ動的フィードバック回路の共通ノードとの間に接続される。バッファ回路は、共通ノードと第１の入力トランジスタとの間に配置されて、第１及び第２の電流経路を切り離す。

バッファ回路は、第１の入力トランジスタ及び第２の入力トランジスタのそれぞれのバイアス電流をそれぞれ切り離すことができるため、第２の入力トランジスタを渇望させて出力のクリッピングを引き起こすことなく、整形器出力において大きな信号またはベースラインからの大きなずれを処理することができる。

フロントエンド電子回路の実施形態によれば、アクティブ動的フィードバック回路は第３の電流経路を含む。アクティブ動的フィードバック回路はさらに、供給電位を供給する端子と共通ノードとの間の第３の電流経路内に配置された電流源を含む。第３の電流経路は、第１及び第２の電流経路のそれぞれに直列に接続されている。

フロントエンド電子回路の実施形態によれば、バッファ回路は、第１及び第２の入力ノードと出力ノードとを含む。バッファ回路の第１の入力ノードは、共通ノードに接続されている。バッファ回路の第２の入力ノードは、バッファ回路の出力ノードに結合されている。可能な実施形態によれば、バッファ回路の第２の入力ノードは、バッファ回路の出力ノードに直接接続されているか、または、他の可能な実施形態によれば、バッファ回路の第２の入力ノードは、フィードバックネットワークを介してバッファ回路の出力ノードに結合されている。バッファ回路の出力ノードは、第１の入力トランジスタに接続されている。

フロントエンド電子回路の実施形態によれば、バッファ回路は、トランジスタと電流源とを含む。トランジスタは、アクティブ動的フィードバック回路の第４の電流経路内に配置されている。第１の電流経路及び第４の電流経路は、基準電位を供給する端子とアクティブ動的フィードバック回路の第２の共通ノードとの間に並列に接続されている。電流源は、供給電位を供給する端子と第２の共通ノードとの間のアクティブ動的フィードバック回路の第５の電流経路内に配置されている。第２の共通ノードに結合された電流源によって、ＰＶＴに対して安定した電流定義が保証される。

フロントエンド電子回路の実施形態によれば、バッファ回路は増幅器を含み、増幅器は、アクティブ動的フィードバック回路の共通ノードに接続された第１の入力ノードを有する。バッファ回路の増幅器はさらに、アクティブ動的フィードバック回路の第２の共通ノードに接続された第２の入力ノードを含む。バッファ回路の増幅器は、バッファ回路のトランジスタの制御ノードに接続された出力ノードを有する。

バッファ回路の増幅器によって、第１の入力トランジスタ及びバッファ回路のトランジスタのそれぞれのバイアス電流をそれぞれ切り離すことができるため、第２の入力トランジスタを渇望させて出力のクリッピングを引き起こすことなく、また整形器出力の飽和を引き起こすことなく、整形器出力において大きな信号またはベースラインからの大きなずれを処理することができる。バッファ回路によって第１の電流経路と第４の電流経路とを切り離すことによって、アクティブ動的フィードバック回路の第２の共通ノードにおいて低インピーダンスノードを形成することができる。

第１及び第４の電流経路におけるそれぞれのバイアス電流を切り離すことによって、第１の電流経路における小さな電流が可能になり、信号整形回路のフィードバック経路における低い相互コンダクタンス、したがって高い抵抗が得られる。他方では、第１及び第４の電流経路におけるそれぞれのバイアス電流を切り離すことによって、第４の電流経路における大電流が可能になり、枯渇して出力のクリッピングを引き起こすことなく、信号整形回路の増幅回路の出力ノードにおいて生成される大きな信号によって要求される過電流を供給することができる。

バッファ回路の増幅器は、バッファ回路の電流源のドレインにおけるアクティブ動的フィードバック回路の第２の共通ノードを、高インピーダンスから低インピーダンスに変換できるようにするインピーダンス変換を提供する。

フロントエンド電子回路の実施形態によれば、第１の入力トランジスタは弱反転において動作する。前述したように、アクティブ動的フィードバック回路は、非線形フィードバック抵抗を実現することによって非線形性を導入する。非線形性は、たとえば、従来、信号整形回路のフィードバック経路内に設けられることが多いＭＯＳ抵抗器とは対照的に、とりわけ、第１の入力トランジスタを弱反転においてバイアスすることによって達成される。

信号整形回路のフィードバック経路におけるＭＯＳ抵抗器は、バイアス発生器のＰＶＴ変動によって広がるそのゲートバイアスによる抵抗変化を減らすために、強反転においてバイアスする必要がある。さらに、非線形性は、第２の共通ノードの電位が、第４の電流経路におけるバッファ回路のトランジスタによって大電流により固定され、したがって、第２の共通ノードは低インピーダンスノードのようになるという事実によって達成される。第１の電流経路における電流と第４の電流経路における電流とを切り離すことは、バッファ回路の増幅器によって達成される。

アクティブ動的フィードバック回路によって非線形性を信号整形段のフィードバック経路内に意図的に導入することによって、信号整形回路の増幅回路の出力ノードにおいて供給される出力信号の大きな信号振幅全体を、そうでなければ生じるバッファ回路の第２の共通ノードにおける電圧降下によって劣化することなく、第１の入力トランジスタのオーバードライブに適用できることが可能になる。

フロントエンド電子回路の実施形態によれば、第１及び第２の入力トランジスタは互いに整合している。さらに、アクティブ動的フィードバック回路の第１の電流源とバッファ回路の第２の電流源とを、互いに整合させることができる。

フロントエンド電子回路の実施形態によれば、アクティブ動的フィードバック回路は、アクティブ動的フィードバック回路の第１の電流経路と第６の電流経路との間に配置されて、アクティブ動的フィードバック回路の第１の電流経路からの電流を、第６の電流経路内に結合するカレントミラーを含む。アクティブ動的フィードバック回路の第６の電流経路は、信号整形回路の増幅回路の入力ノードに接続されている。

カレントミラーをアクティブ動的フィードバック回路の第１の電流経路と第６の電流経路との間に配置することによって、速度及び低オフセットを得るために十分に高い電流で第１の入力トランジスタをバイアスしながら、小さな実効相互コンダクタンス、すなわち高い等価抵抗を実現することができる。

実施形態によれば、フロントエンド電子回路は、第２の入力トランジスタの制御ノードに結合されて基準信号を供給する基準信号生成回路を含む。

アクティブ動的フィードバック回路に加えて、信号整形回路は、増幅回路の入力ノードと信号整形回路の増幅回路の出力ノードとの間に配置されたフィードバックコンデンサを含む。さらに、信号整形回路は、供給電位を供給する端子とフロントエンド電子回路の入力端子との間に配置された第３の電流源を含む。第１の電流源は第３の電流源と整合している。増幅回路は、単一入力、単一出力構成、または差動入力、単一出力構成で具体化することができる。

光子計数回路におけるフロントエンド電子回路の可能な応用例の実施形態は、請求項１４に記載されている。

光子計数回路は、前述の実施形態のうちの１つによるフロントエンド電子回路を含む。光子計数回路はさらに、光子感知領域を有する光子検出器を含む。光子検出器は、光子が光子感知領域に当たると電流パルスを生成するように構成されている。光子計数回路はさらに、フロントエンド電子回路の出力端子に接続されたエネルギー弁別器を含む。

光子検出器は、フロントエンド電子回路の入力端子に接続されている。フロントエンド電子回路は、電流パルスがフロントエンド電子回路の入力ノードに印加されると、フロントエンド電子回路の出力ノードにおいて電圧パルスを生成するように構成されている。エネルギー弁別器は、電圧パルスのレベルに応じてデジタル信号を生成するように構成されている。

光子計数の原理を使用する医療診断用デバイスが、請求項１５に記載されている。

デバイスは、前述で記載したように、光子計数回路を含む。デバイスは、Ｘ線装置またはコンピュータ断層撮影スキャナとして構成してもよい。

フロントエンド電子回路のさらなる特徴及び利点について、以下の詳細な説明で述べる。当然のことながら、前述の概要及び以下の詳細な説明は両方とも、単に典型的であり、特許請求の範囲の性質及び特性を理解するために概観または枠組みを提供することが意図されている。

添付図面は、さらなる理解を提供するために含まれており、本明細書に組み込まれて、その一部を構成する。したがって、本開示は、以下の詳細な説明を、添付の図と併せて取り入れることによって、より十分に理解される。

抵抗フィードバックを備えた差動信号整形回路を含む電磁放射センサ応用例のためのフロントエンド電子回路の従来の実施形態を示す図である。 アクティブ動的フィードバック回路を備えた差動入力信号整形回路を含む電磁放射センサ応用例のためのフロントエンド電子回路の実施形態を示す図である。 アクティブ動的フィードバック回路を備えた単一入力信号整形回路を含む電磁放射センサ応用例のためのフロントエンド電子回路の実施形態を示す図である。 パルス形状を強化することによって入力ダイナミックレンジならびにパイルアップ事象中の電流枯渇制限を改善するためのアクティブ動的フィードバック回路を含む電磁放射センサ応用例のためのフロントエンド電子回路の実施形態を示す図である。 非線形フィードバック抵抗を実現することによって非線形性を導入するためのアクティブ動的フィードバック回路を含む電磁放射センサ応用例のためのフロントエンド電子回路の第２の実施形態を示す図である。 折り返し補助増幅器を備えた電磁放射センサ応用例のためのフロントエンド電子回路のアクティブ動的フィードバック回路の第１の実施形態を示す図である。 単一段補助増幅器を備えた電磁放射センサに対するフロントエンド電子回路のアクティブ動的フィードバック回路の第２の実施形態を示す図である。 折り返しカスコード補助増幅器を備えた電磁放射センサに対するフロントエンド電子回路のアクティブ動的フィードバック回路の実施形態を示す図である。 フロントエンド電子回路の単一段アプローチを備えた光子計数回路の第１の実施形態のアーキテクチャ図を示す図である。 フロントエンド電子回路の二段アプローチを備えた光子計数回路のアーキテクチャ図を示す図である。 光子計数回路を含む医療診断用デバイスを示す図である。

図２Ａ及び２Ｂはそれぞれ、電磁放射センサ応用例のためのフロントエンド電子回路１０の実施形態を示す。フロントエンド電子回路１０は、光子計数回路における光子計数整形器として使用してもよい。フロントエンド電子回路１０は、電磁放射（たとえば、Ｘ線照射）に敏感なセンサに結合され、センサからの入力信号Ｉｉｎを受け取るように構成された入力端子Ｉ１０を含む。センサは、光子検出器として構成してもよい。フロントエンド電子回路はさらに、出力信号Ｖｏｕｔ＿ｓｈａｐｅｒを供給する出力端子Ｏ１０を含む。

フロントエンド電子回路は、信号整形回路１０００を含む。信号整形回路１０００は、増幅回路１１００とアクティブ動的フィードバック回路１２００とを含む。アクティブ動的フィードバック回路１２００は、フロントエンド電子回路１０００のフィードバック経路１００１内に配置されている。増幅回路１１００は、フロントエンド電子回路の入力端子Ｉ１０に結合された入力ノードＩ１１００ａと、出力信号Ｖｏｕｔ＿ｓｈａｐｅｒを供給する出力ノードＯ１１００とを有する。増幅回路１１００の出力ノードＯ１１００は、フロントエンド電子回路１０の出力端子Ｏ１０に結合されている。フィードバックコンデンサ１３００が、増幅回路１１００の入力ノードＩ１１００ａと増幅回路１１００の出力ノードＯ１１００との間に配置されている。

図２Ａに、差動入力整形器アプローチを示す。増幅回路１１００は、差動入力、単一出力構成で具体化されている。差動入力増幅回路１１００は、入力信号Ｉｉｎを受け取る入力ノードＩ１１００ａと、基準信号Ｖｒｅｆを受け取る第２の入力ノードＩ１１００ｂとを有している。

図２Ｂに、フロントエンド電子回路１０の単一入力アプローチを示す。増幅回路１１００は、単一入力、単一出力構成で具体化されている。図２Ａに示す差動入力整形器アプローチと比較すると、図２Ｂの増幅回路１１００は、入力信号Ｉｉｎを受け取る単一入力ノードＩ１１００ａのみを含む。増幅回路１１００は、単一入力ノードＩ１１００ａに結合された制御ノードを有する入力トランジスタ１１１０を含む。増幅回路１１００はさらに、入力トランジスタ１１１０と直列に配置された電流源１１２０を含む。

図１に示したような抵抗フィードバックを含むフロントエンド電子回路とは対照的に、図２Ａ及び２Ｂに示すフロントエンド電子回路１０は、信号整形回路１０００のフィードバック経路１００１内にアクティブ動的フィードバック回路１２００を含んでいる。アクティブ動的フィードバック回路１２００は、図１のフロントエンド回路における信号整形回路のフィードバック抵抗器と置き換わっている。

提案されたアクティブ動的フィードバック回路１２００は、非線形フィードバック抵抗（１／ｇｍ）を実現することによって非線形性を導入する。このアプローチによって、整形器出力のパルス幅、したがって半値幅（ＦＷＨＭ）が著しく減り、したがってパイルアップ中の計数率が向上する。また、フロントエンド電子回路１０によって、パイルアップからの回復が改善される。したがって、信号整形回路において過剰な量の電力を消費することなく、入力ダイナミックレンジならびに計数率が増加する。

また、提案されたアクティブ動的フィードバック回路は、信号整形回路の高速経路内に制御ループを必要としないため、最高速度と位相マージンが得られる。さらに、提案されたアクティブ動的フィードバック回路によって、図２Ｂに示したように、演算相互コンダクタンス増幅器として構成してもよい単一入力増幅回路１１００を利用することができ、電力消費ならびにフロントエンドのノイズがさらに減るであろう。図１のフロントエンド回路アプローチの抵抗素子１４００と置き換わるフィードバック経路１００１における提案されたアクティブ動的フィードバック増幅器を使用しないでは、信号整形回路の単一入力増幅回路は実現できない。

アクティブ動的フィードバック回路１２００は、その相互コンダクタンスｇｍを介して抵抗として機能するだけでなく、出力ノードＯ１１００／出力端子Ｏ１０におけるベースラインを基準電圧Ｖｒｅｆに調節する。さらに、提案されたアクティブ動的フィードバック回路によって、信号整形回路の電力消費及びＦＷＨＭの点で性能も著しく向上する。

前述の要件を有する信号整形回路１０００のフィードバック経路１００１内にアクティブ動的フィードバック回路を実装することは、困難である。課題の背後にある理由は、このような回路が満たさなければならない以下の要件である。

第１に、アクティブ動的フィードバック回路１２００は抵抗に似ていなければならない。アクティブ動的フィードバック回路１２００が、同じテールノードを共有する一対の入力トランジスタを含む演算相互コンダクタンス増幅器として実現されると仮定すると、これは、増幅器の入力トランジスタのうちの１つが有する抵抗１／ｇｍを使用して達成され得る。しかし、アクティブ動的フィードバック回路１２００は非常に高い抵抗値を提供しなければならないため、入力トランジスタの相互コンダクタンスｇｍは非常に小さくなければならず、これは、小さなバイアス電流と大きなオーバードライブ電圧との組み合わせによって達成できる。大きなオーバードライブ電圧は通常、供給電圧と共通テールノードに結合された電流源の飽和とによって制限されるが、小さなバイアス電流は、アクティブ動的フィードバック回路が動作できる速度ならびにダイナミックレンジに影響を及ぼす。大きなダイナミックレンジ、すなわち、大きなパルスまたはパイルアップ事象を処理すると、同じコモンモードテール電流を共有するトランジスタの入力対の他方のトランジスタの渇望が生じる。

第２に、アクティブ動的フィードバック回路１２００はＦＷＨＭを改善しなければならない。アクティブ動的フィードバック回路は、振幅が大きなパルスに対するパルス幅またはパイルアップ事象中のパルス幅を低減することによってＦＷＨＭを改善することができる。これは非線形スキームで行われ、フィードバック要素として抵抗を使用することと比べて、ＦＷＨＭが著しく改善される。しかし、この役割を果たすために、アクティブ動的フィードバック回路は、整形器出力パルスを非常に高速に処理しなければならず、効果的に反応して出力パルスを再整形できるハイダイナミックレンジを有する必要がある。したがって、入力デバイスにおける比較的大きな電流を意味する高い相互コンダクタンスｇｍが必要になる。これは、十分に大きなフィードバック抵抗を得るために小さな電流が必要であるという第１の前述の要件と矛盾する。

第３に、アクティブ動的フィードバック回路１２００は、低いオフセットを達成しなければならない。アクティブ動的フィードバック回路はさらに、基準電圧を追跡し、フィードバックを介して信号整形回路の出力ベースラインを調整する役割を果たす。したがって、ミスマッチに起因するオフセットは、信号整形回路の出力ノードにおいてベースラインに対するずれを誘発する。あるレベルのずれは、比較器入力においてＤＡＣによって補正できるため、許容できる。しかし、過剰なずれは、相互コンダクタンス増幅器／比較器を入力コモンモード範囲から外してしまうため、許容できない。

図３Ａに、電磁センサ応用例のための（たとえば、光子計数フロントエンドのための）フロントエンド電子回路１０の実施形態を示す。この実施形態に含まれる信号整形回路１０００は、増幅回路１１００、アクティブ動的フィードバック回路１２００、及びフィードバックコンデンサ１３００を備えている。信号整形回路１０００は、供給電位ＶＤＤを供給する端子とフロントエンド電子回路１０の入力端子Ｉ１０との間に配置された電流源１５００を含む。フロントエンド電子回路１０によって、信号整形回路の差動入力増幅回路の性能を向上させることができる。さらに、フロントエンド電子回路１０の提案された実施形態によって、信号整形回路に対する単一入力増幅回路の実現が可能になる。

図３Ａのフロントエンド電子回路１０を参照して、アクティブ動的フィードバック回路１２００は、アクティブ動的フィードバック回路の第１の電流経路１２０１内に配置された第１の入力トランジスタ１００を含む。アクティブ動的フィードバック回路１２００は、アクティブ動的フィードバック回路１２００の第２の電流経路１２０２内に配置された第２の入力トランジスタ２００を含む。第１の入力トランジスタ１００は、増幅回路１１００の出力ノードＯ１１００において生成された出力信号Ｖｏｕｔ＿ｓｈａｐｅｒを受け取るための制御ノードを有する。第２の入力トランジスタ２００は、基準信号／電圧Ｖｒｅｆを受け取るための制御ノードを有する。アクティブ動的フィードバック回路１２００はさらに、第１の電流経路１２０１と第２の電流経路１２０２とを切り離すように配置されたバッファ回路３００を含む。

したがって、バッファ回路３００によって、第１及び第２の電流経路１２０１、１２０２におけるバイアス電流を切り離すことができ、これにより、第２の入力トランジスタ２００を渇望させることなく、かつ出力のクリッピングを引き起こすことなく、信号整形回路１０００の増幅回路１１００の出力ノードＯ１１００における大きな信号またはベースラインからの大きなずれを処理することがさらに可能になる。

第１の電流経路１２０１及び第２の電流経路１２０２はそれぞれ、基準電位ＶＳＳを供給する端子とアクティブ動的フィードバック回路１２００の共通ノード１２１０との間に接続されている。

アクティブ動的フィードバック回路１２００は第３の電流経路１２０３を含む。アクティブ動的フィードバック回路１２００はさらに、供給電位ＶＤＤを供給する端子と共通ノード１２１０との間の第３の電流経路１２０３内に配置された電流源４００を含む。第３の電流経路１２０３は、第１及び第２の電流経路１２０１及び１２０２のそれぞれに直列に接続されている。

バッファ回路３００は、第１の電流経路１２０１を第２の電流経路１２０２から切り離すために、共通ノード１２１０と第１の入力トランジスタ１００との間に配置されている。バッファ回路３００は、第１の入力ノードＩ３００ａ、第２の入力ノードＩ３００ｂ、及び出力ノードＯ３００を含む。バッファ回路３００の第１の入力ノードＩ３００ａは、共通ノード１２１０に接続されている。バッファ回路３００の第２の入力ノードＩ３００ｂは、出力ノードＯ３００に結合されている。これは、バッファ回路３００の第２の入力ノードＩ３００ｂは、出力ノードＯ３００に直接接続することができるか、またはフィードバックネットワークを介して出力ノードＯ３００に結合できることを意味する。

アクティブ動的フィードバック回路１２００によって、非線形性が導入される。これは、とりわけ、従来の信号整形回路のフィードバック経路内に配置できる従来のＭＯＳ抵抗器とは対照的に、第１の入力トランジスタ１００は弱反転において動作できるという事実によって達成される。従来のＭＯＳ抵抗器は、バイアス発生器のＰＶＴ変動によって広がるそのＶｇａｔｅバイアスによる抵抗変化を減らすために、強反転においてバイアスする必要がある。

アクティブ動的フィードバック回路１２００は、第２の入力トランジスタ２００の制御ノードに結合されて基準信号／電圧Ｖｒｅｆを供給する基準信号生成回路５００を含んでいてもよい。アクティブ動的フィードバック回路のオフセットは、基準信号生成回路５００によって補正することができる。基準信号生成回路は、アクティブ動的フィードバック回路増幅器のオフセットを補正するために、抵抗性ＤＡＣ（デジタルアナログコンバーター）として構成してもよい。

図３Ｂに、バッファ回路３００の有利な実施形態を備えた図３Ａのフロントエンド電子回路１０を示す。

バッファ回路３００は、アクティブ動的フィードバック回路１２００の第４の電流経路１２０４内に配置されたトランジスタ３１０を含む。第１の電流経路１２０１及び第４の電流経路１２０４は、基準電位ＶＳＳを供給する端子とアクティブ動的フィードバック回路１２００の第２の共通ノード１２２０との間に、並列に接続されている。バッファ回路３００はさらに電流源３２０を含む。電流源３２０は、供給電位ＶＤＤを供給する端子と第２の共通ノード１２２０との間のアクティブ動的フィードバック回路１２００の第５の電流経路１２０５内に配置されている。

フロントエンド電子回路１０の有利な実施形態によれば、第１及び第２の入力トランジスタ１００、２００は互いに整合している。また、電流源４００は電流源１５００と整合している。さらに、電流源４００及び電流源３２０は互いに整合している。

バッファ回路３００はさらに（補助）増幅器３３０を含む。増幅器３３０は、アクティブ動的フィードバック回路１２００の共通ノード１２１０に接続された第１の入力ノードＩ３３０ａを有する。増幅器３３０は、アクティブ動的フィードバック回路１２００の第２の共通ノード１２２０に接続された第２の入力ノードＩ３３０ｂと、トランジスタ３１０の制御ノードに接続された出力ノードＯ３３０とを有する。

第１の電流経路１２０１におけるバイアス電流と第４の電流経路１２０４におけるバイアス電流とを切り離すことによって、第２の共通ノード１２２０において低インピーダンスを形成することができる。（補助）増幅器３３０はインピーダンス変換を提供する。詳細には、電流源３２０のドレインにおける共通テールノード１２２０を、高インピーダンスから低インピーダンスに変換することができる。

非線形性は、共通テールノード１２２０の電位を（補助）増幅器３３０によって大電流により固定でき、共通テールノード１２２０が低インピーダンスノードのようになるという事実によって達成される。第１の電流経路１２０１における入力電流を第４の電流経路１２０４における補助電流と切り離すことは、（補助）増幅器３３０を介して達成される。したがって、整形器出力は、その大きな信号振幅全体を、そうでなければ生じるテール共通ノード１２２０における電圧降下によって劣化することなく、第１の入力トランジスタのオーバードライブに行使することができる。

最終的に、（補助）増幅器がないと、アクティブ動的フィードバック回路の増幅器１１００の負入力ノードＩ１１００ｂは、特に高エネルギー及び／またはパイルアップ事象において、枯渇し、したがって出力をクリップする。正及び負の入力バイアス電流を切り離すことによって、正入力における小さな電流、すなわち第１の電流経路１２０１における小さな電流が可能になり、フィードバック経路１００１における低い相互コンダクタンス、したがって高い抵抗が得られ、また負入力、すなわち第４の電流経路１２０４における大電流が可能になり、枯渇して出力のクリッピングを引き起こすことなく、整形器出力の大きな信号によって要求される過電流を供給することができる。

信号整形回路１０００のフィードバック経路１００１内にアクティブ動的フィードバック回路１２００を含むフロントエンド電子回路の主な技術的利点は、以下のようにまとめることができる。

信号整形回路１０００のフィードバック経路１００１内にアクティブ動的フィードバック回路１２００を設けることによって、差動入力整形器の性能を向上させることができ、また図３Ｂに示したように、単一入力整形器の実現が可能になる。提案されたアクティブ動的フィードバック回路は、パルス幅を改善する、すなわち縮小することによってより低いＦＷＨＭを達成し、したがってより高い計数率において動作する。これは、ポリシリコン抵抗器の場合の線形関係、またはバルク及びソースが整形器出力に接続されたＭＯＳ抵抗器（ＮＭＯＳ）の場合の二次関係とは対照的に、入力電圧と出力電流との間に高度に非線形フィードバック抵抗（１／ｇｍ）を意図的に導入することによって達成される。

入力トランジスタの差動対の非線形性は、第１の入力トランジスタ１００がゲートソース電圧としてフル整形器出力電圧を受けるように、アクティブフィードバックループを使用してそのテールノード１２２０を強制的に定電圧にすることによって高められる。したがって、（ＭＯＳ）第１の入力トランジスタ１００ドレイン電流対ゲートソース電圧の完全な非線形関係が利用される。

弱反転においてバイアスすると、フィードバック経路における抵抗の指数関数的な特性を実現することができ、ＦＷＨＭが向上する。これにより、光子計数システムの速度及びパイルアップ中の計数率の性能が向上する。弱反転においてバイアスすることが可能であるのは、アクティブフィードバックループ用の適切な基準電圧生成、すなわち基準電圧Ｖｒｅｆに入力トランジスタ２００のゲートソース電圧を加えたものによって、第１の入力トランジスタ１００のオーバードライブを整形器のベースラインから切り離すことができるからである。

同時に、標準的な差動トランジスタ対の場合と同様に、テール電流源３２０によって、ＰＶＴに対して安定した電流定義が保証される。アクティブフィードバックループは、第２の共通ノード１２２０におけるテール電位を規定するため、第４の電流経路１２０４における電流を第１の電流経路１２０１における電流から切り離す。これにより、標準的な差動対の場合のような整合制限なしに、第１の入力トランジスタ１００とバッファ回路３００のトランジスタ３１０との高度に非対称なバイアスが可能になる。

一方で、第１の入力トランジスタ１００は、高いフィードバック抵抗要件に従って、より低い電流によりバイアスすることができるが、バッファ回路３００のトランジスタ３１０は、第２の共通ノード１２２０における低いテールノードインピーダンスを実現し、アクティブフィードバックループがそれほど効果的ではない高周波の場合でもテール電位クランピングを達成するために、大電流によりバイアスすることができる。

アクティブフィードバックループと低いテールノードインピーダンスとにより、整形器出力とは関係なく第２の共通ノード１２２０におけるテールノード電位が一定に保たれるため、典型的な差動対アプローチの場合と同様に、大きな整形器ピークに対する電流枯渇の可能性はない。第１の入力トランジスタ１００が、大きな整形器ピークに応答して過剰電流を引き出すと、その電流は、アクティブフィードバックループまたはバッファ回路３００の非対称に高バイアスされたトランジスタ３１０のいずれかによって供給される。その結果、アクティブフィードバックループとバッファ回路３００のトランジスタ３１０とが、第１の電流経路１２０１内に過電流を供給できるため、大きな整形器ピークに対する電流枯渇はない。

結果として、パイルアップ保護には制限がない。また、高速経路におけるアクティブ動的フィードバック回路の相互コンダクタンスを制御する相互コンダクタンスコントローラを設ける必要がなく、アクティブ動的フィードバック回路１２００を高速で動作させることができる。

アクティブ動的フィードバック回路１２００はさらに、アクティブ動的フィードバック回路１２００の第１の電流経路１２０１と第６の電流経路１２０６との間に配置されたカレントミラー６００を含む。カレントミラー６００は、第１の電流経路１２０１内に配置されたトランジスタ６１０と、第６の電流経路内に配置されたトランジスタ６２０とを含む。カレントミラー６００によって、アクティブ動的フィードバック回路１２００の第１の電流経路１２０１からの電流を第６の電流経路１２０６内に結合することができる。アクティブ動的フィードバック回路１２００の第６の電流経路１２０６は、信号整形回路１００の増幅回路１１００の入力ノードＩ１１００ａに接続されている。トランジスタ６１０及び６２０のそれぞれのゲートノードは、ミラーポール補償を提供するために、少なくとも１つの抵抗器６３０を介して接続してもよい。

カレントミラー６００によって、第１の電流経路１２０１における電流のダウンスケーリングが可能になる。結果として、電流経路１２０１内の電流をダウンスケーリングすることによって、速度及び低オフセットのために十分に高い電流により第１の入力トランジスタ１００をバイアスしながら、小さな実効相互コンダクタンスを実現することができる。

図４Ａ、４Ｂ、及び４Ｃに、図３Ａ及び３Ｂに示したアクティブ動的フィードバック回路１２００に対する可能な実施態様を示す。図４Ａ～４Ｃでは、図３Ａ及び３Ｂと同じ要素には同じ引用符号により印を付けている。

図４Ａには、バッファ回路３００の折り返し補助増幅器３３０を備えたアクティブ動的フィードバック回路１２００に対する実施態様を示す。補助増幅器は、バイアス電流源３３３に結合された差動トランジスタ対３３１、３３２を含む。折り返し補助増幅器３３０はさらに、バイアストランジスタ３３４、カスコードトランジスタ３３５、及びカレントミラー３３６を含む。

図４Ｂには、バッファ回路３００の折り返しカスコード補助増幅器３３０を備えたアクティブ動的フィードバック回路１２００に対する実施態様を示す。折り返しカスコード補助増幅器３３０は、差動トランジスタ対３３１、３３２、バイアス電流トランジスタ３３３、バイアストランジスタ３３４、第１のカスコード段３３５のトランジスタ、第２のカスコード段３３７、及びカレントミラー３３６を含む。

図４Ｃには、バッファ回路３００の単一段補助増幅器３３０を備えたアクティブ動的フィードバック回路１２００の可能な実施態様を示す。補助増幅器３３０は、差動トランジスタ対３３１、３３２、バイアストランジスタ３３３、及びカレントミラー３３８を含む。

フィードバック経路１００１内にアクティブ動的フィードバック回路１２００を備えた信号整形回路１０００を含むフロントエンド電子回路１０の提案されたデザインは、図５Ａに示したような単一段アーキテクチャまたは図５Ｂに示したような二段アーキテクチャアプローチを有する光子計数回路内に設けることができる。図５Ａ及び５Ｂに、差動入力構成でのアクティブ動的フィードバック回路１２００を示す。単一入力構成でのアクティブ動的フィードバック回路１２００の実施態様も可能である。

図５Ａの光子計数回路２の単一段アーキテクチャを参照して、光子感知領域２１を有する光子検出器２０がフロントエンド電子回路１０の入力端子Ｉ１０に接続されている。光子検出器２０は、光子が光子感知領域２１に当たると電流パルスを生成するように構成されている。

フロントエンド電子回路１０は、光子検出器２０によって生成された電流パルスがフロントエンド電子回路１０の入力端子Ｉ１０に印加されると、出力ノードＯ１０において出力信号Ｖｏｕｔ＿ｓｈａｐｅｒの電圧パルスを生成するように構成されている。その後、整形器の出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｓｈａｐｅｒは、エネルギー弁別器３０のいくつかの弁別器回路３０ａ、．．．、３０ｎによってさらに処理される。エネルギー弁別器３０は、出力端子Ｏ１０における電圧パルスのレベルに応じてデジタル信号を生成するように構成されている。その後、弁別器の出力は、カウンタ４０のカウンタ回路４０ａ、．．．、４０ｎ内に供給される。カウント数は入射光子の数に比例する。複数の弁別器回路３０ａ、．．．、３０ｎ及びカウンタ回路４０ａ、．．．、４０ｎを有すると、各入射光子のエネルギーレベルに関する情報が得られる。カウンタ出力は、図５Ａには示していないＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）によって処理してもよい。

入力容量が小さくて固定されている場合、図５Ａに示す光子計数回路２の単一段アーキテクチャを使用することができる。入力容量が大きくて可変である場合、図５Ｂに示すような光子計数回路２の二段アーキテクチャアプローチを使用することができる。

図５Ｂの光子計数回路２の二段アーキテクチャアプローチを参照して、信号整形回路１０００は、電荷感応増幅回路２０００を介して入力端子Ｉ１０に結合されている。電荷感応増幅回路２０００は、入力端子Ｉ１０における入力容量から信号整形回路１０００を切り離すバッファとして機能する。電荷感応増幅回路２０００は、演算相互コンダクタンス増幅器２１００、フィードバック抵抗器２２００、及びフィードバックコンデンサ２３００を含む。電荷感応増幅回路２０００及び信号整形回路１０００は、抵抗器３１００及びコンデンサ３２００の並列接続を含む結合ネットワーク３０００によって結合されている。

光子計数応用例のフロントエンド電子回路の信号整形回路においてアクティブ動的フィードバック回路１２００を使用する場合、速度及び計数率の点でバジェットを提供する小さなＦＷＨＭが達成されて、フィードバックコンデンサ１３００の容量を増加させ得る。コンデンサ１３００の容量を増加させることにより、低い弾道欠損を達成することができる。

光子計数応用例においてフロントエンド電子回路１０を使用することに加えて、図３Ａ、３Ｂまたは４Ａ～４Ｃに示したようなアクティブ動的フィードバック回路１２００を含むフロントエンド電子回路１０の提案された構成を、種々のＸ線画像化応用例、たとえば、コンピュータ断層撮影、セキュリティ、食品または手荷物検査、材料及び電子機器の欠陥検査などに使用してもよい。

図６に、図３Ａ、３Ｂ、または４Ａ～４Ｃに示すアプローチのうちの１つによるフロントエンド電子回路１０を備えた光子計数回路２を、医療診断用のデバイス１内に設ける応用の例を示す。医療診断用のデバイス１は、たとえば、Ｘ線装置またはコンピュータ断層撮影スキャナとして構成してもよい。

本明細書で開示したフロントエンド電子回路の実施形態を、読者にフロントエンド回路のデザインの新規な態様を知ってもらうことを目的として説明してきた。好ましい実施形態について図示して説明してきたが、開示した考え方の多くの修正、変更、均等物、及び置換が、特許請求の範囲から不必要に逸脱することなく当業者によってなされ得る。

詳細には、フロントエンド電子回路のデザインは、開示した実施形態に限定されず、説明した実施形態に含まれる特徴について可能な限り多くの代替案の例を示す。しかし、開示した考え方の任意の変更、均等物、及び置換が、本明細書に添付される特許請求の範囲内に含まれることが意図されている。

別個の従属請求項に記載された特徴は、有利に組み合わせてもよい。また、特許請求の範囲において使用される引用符号は、特許請求の範囲を限定するものと解釈されることに限定されない。

さらに、本明細書で使用する場合、項目「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」は他の要素を除外するものではない。さらに、本明細書で使用する場合、冠詞「ａ」は、１つ以上の構成要素または要素を含むことが意図されており、１つだけを意味するものと解釈されることに限定されない。

本特許出願は、ドイツ特許出願、出願第１０２０２１１１１３６２．８号の優先権を主張する。この文献の開示内容は参照により本明細書に組み込まれている。

１ 医療診断用デバイス
２ 光子計数回路
１０ フロントエンド電子回路
２０ 光子検出器
３０ エネルギー弁別器
４０ カウンタ
１００ 第１の入力トランジスタ
２００ 第２の入力トランジスタ
３００ バッファ回路
３１０ トランジスタ
３２０ 電流源
３３０ 増幅器
４００ 電流源
５００ 基準信号生成回路
６００ カレントミラー
１０００ 信号整形回路
１１００ 増幅回路
１２００ アクティブ動的フィードバック回路
１３００ コンデンサ
２０００ 電荷感応増幅回路
２１００ 演算相互コンダクタンス増幅器
２２００ フィードバック抵抗器
２３００ コンデンサ
３０００ 結合ネットワーク
３１００ コンデンサ
３２００ 抵抗器

Claims (11)

1. 電磁放射センサ応用例のためのフロントエンド電子回路であって、
   電磁放射センサに結合されて前記センサから入力信号（Ｉｉｎ）を受け取るように構成された入力端子（Ｉ１０）と、
   出力信号（Ｖｏｕｔ＿ｓｈａｐｅｒ）を供給する出力端子（Ｏ１０）と、
   増幅回路（１１００）とアクティブ動的フィードバック回路（１２００）とを含む信号整形回路（１０００）であって、前記アクティブ動的フィードバック回路（１２００）は、前記信号整形回路（１０００）のフィードバック経路（１００１）内に配置されている、前記信号整形回路（１０００）と、を含み、
   前記増幅回路（１１００）は、前記入力端子（Ｉ１０）に結合された入力ノード（Ｉ１１００ａ）と、前記出力信号（Ｖｏｕｔ＿ｓｈａｐｅｒ）を供給する出力ノード（Ｏ１１００）とを有し、前記出力ノード（Ｏ１１００）は前記出力端子（Ｏ１０）に結合され、
   前記アクティブ動的フィードバック回路（１２００）は、前記アクティブ動的フィードバック回路の第１の電流経路（１２０１）内に配置された第１のソース－ドレイン経路を有する第１の入力トランジスタ（１００）と、前記アクティブ動的フィードバック回路の第２の電流経路（１２０２）内に配置された第２のソース－ドレイン経路を有する第２の入力トランジスタ（２００）と、を含み、
   前記第１の入力トランジスタ（１００）は、前記出力信号（Ｖｏｕｔ＿ｓｈａｐｅｒ）を受け取るための制御ノードを有し、
   前記第２の入力トランジスタ（２００）は、基準信号（Ｖｒｅｆ）を受け取るための制御ノードを有し、
   前記アクティブ動的フィードバック回路（１２００）は、前記第１及び第２の電流経路（１２０１、１２０２）の間に配置されたバッファ回路（３００）を含み、
   前記第１の電流経路（１２０１）は、基準電位（ＶＳＳ）を供給する端子と前記バッファ回路（３００）との間に接続され、
   前記第２の電流経路（１２０２）は、前記基準電位（ＶＳＳ）を供給する前記端子と前記アクティブ動的フィードバック回路（１２００）の第１のノード（１２１０）との間に接続され、
   前記バッファ回路（３００）は、前記第１のノード（１２１０）に接続されている入力側（Ｉ３００ａ、Ｉ３００ｂ）と、前記第１の入力トランジスタ（１００）に接続されている出力側（Ｏ３００）とを有し、
   前記第１の入力トランジスタ（１００）のソースは、前記バッファ回路（３００）の前記出力側（Ｏ３００）に接続され、
   前記第２の入力トランジスタ（２００）のソースは、前記第１のノード（１２１０）に接続され、
   前記アクティブ動的フィードバック回路（１２００）は、第３の電流経路（１２０３）を含み、
   前記アクティブ動的フィードバック回路（１２００）は、供給電位（ＶＤＤ）を供給する端子と前記第１のノード（１２１０）との間の前記第３の電流経路（１２０３）内に配置された電流源（４００）を含み、
   前記第３の電流経路（１２０３）は、前記第１及び前記第２の電流経路（１２０１、１２０２）のそれぞれに直列に接続されており、
   前記アクティブ動的フィードバック回路（１２００）は、前記アクティブ動的フィードバック回路（１２００）の前記第１の電流経路（１２０１）と第６の電流経路（１２０６）との間に配置されて、前記アクティブ動的フィードバック回路（１２００）の前記第１の電流経路（１２０１）からの電流を、前記第６の電流経路（１２０６）内に結合するカレントミラー（６００）を含み、
   前記アクティブ動的フィードバック回路（１２００）の前記第６の電流経路（１２０６）は、前記信号整形回路（１０００）の前記増幅回路（１１００）の前記入力ノード（Ｉ１１００ａ）と前記基準電位（ＶＳＳ）を供給する前記端子との間に接続される、前記フロントエンド電子回路。
2. 前記バッファ回路（３００）は、第１及び第２の入力ノード（Ｉ３００ａ、Ｉ３００ｂ）と出力ノード（Ｏ３００）とを含み、
   前記バッファ回路（３００）の前記第１の入力ノード（Ｉ３００ａ）は、前記第１のノード（１２１０）に接続され、
   前記バッファ回路（３００）の前記第２の入力ノード（Ｉ３００ｂ）は、前記バッファ回路（３００）の前記出力ノード（Ｏ３００）に結合され、
   前記バッファ回路（３００）の前記出力ノード（Ｏ３００）は、前記第１の入力トランジスタ（１００）に接続される、請求項１に記載のフロントエンド電子回路。
3. 前記バッファ回路（３００）は、トランジスタ（３１０）と電流源（３２０）とを含み、
   前記トランジスタ（３１０）は、前記基準電位（ＶＳＳ）を供給する前記端子と第２のノード（１２２０）との間の前記アクティブ動的フィードバック回路（１２００）の第４の電流経路（１２０４）内に配置され、
   前記第１の電流経路（１２０１）及び前記第４の電流経路（１２０４）は、前記基準電位（ＶＳＳ）を供給する前記端子と、前記アクティブ動的フィードバック回路（１２００）の前記第２のノード（１２２０）との間に並列に接続され、
   前記電流源（３２０）は、供給電位（ＶＤＤ）を供給する端子と前記第２のノード（１２２０）との間の前記アクティブ動的フィードバック回路（１２００）の第５の電流経路（１２０５）内に配置される、請求項１または２に記載のフロントエンド電子回路。
4. 前記バッファ回路（３００）は増幅器（３３０）を含み、前記増幅器（３３０）は、前記アクティブ動的フィードバック回路（１２００）の前記第１のノード（１２１０）に接続された第１の入力ノード（Ｉ３３０ａ）と、前記アクティブ動的フィードバック回路（１２００）の前記第２のノード（１２２０）に接続された第２の入力ノード（Ｉ３３０ｂ）と、前記バッファ回路（３００）の前記トランジスタ（３１０）の制御ノードに接続された出力ノード（Ｏ３３０）と、を有する、請求項３に記載のフロントエンド電子回路。
5. 前記第２の入力トランジスタ（２００）の前記制御ノードに結合されて前記基準信号（Ｖｒｅｆ）を供給する基準信号生成回路（５００）を含む、請求項１に記載のフロントエンド電子回路。
6. 前記カレントミラー（６００）は、前記第１の電流経路（１２０１）内に配置された第１のミラートランジスタ（６１０）と、前記第６の電流経路（１２０６）内に配置された第２のミラートランジスタ（６２０）とを含み、
   前記カレントミラー（６００）は、前記第１のミラートランジスタ（６１０）のゲートノードと前記第２のミラートランジスタ（６２０）のゲートノードとの間に配置された少なくとも１つの抵抗器（６３０）を含む、請求項１に記載のフロントエンド電子回路。
7. 前記第１の入力トランジスタ（１００）は弱反転領域において動作する、請求項１に記載のフロントエンド電子回路。
8. 前記信号整形回路（１０００）は、前記増幅回路（１１００）の前記入力ノード（Ｉ１１００ａ）と前記増幅回路（１１００）の前記出力ノード（Ｏ１１００）との間に配置されたフィードバックコンデンサ（１３００）を含み、
   前記信号整形回路（１０００）は、供給電位（ＶＤＤ）を供給する端子と前記入力端子（Ｉ１０）との間に配置された第３の電流源（１５００）を含む、請求項１に記載のフロントエンド電子回路。
9. 前記増幅回路（１１００）は、単一入力、単一出力構成、または差動入力、単一出力構成で具体化される、請求項１に記載のフロントエンド電子回路。
10. 光子計数回路であって、
    請求項１に記載のフロントエンド電子回路（１０）と、
    光子感知領域（２１）を有する光子検出器（２０）であって、前記光子検出器（２０）は、光子が前記光子感知領域（２１）に当たると電流パルスを生成するように構成されている、前記光子検出器（２０）と、
    前記フロントエンド電子回路（１０）の前記出力端子（Ｏ１０）に接続されたエネルギー弁別器（３０）と、を含み、
    前記光子検出器（２０）は、前記フロントエンド電子回路（１０）の前記入力端子（Ｉ１０）に接続され、
    前記フロントエンド電子回路（１０）は、前記電流パルスが前記フロントエンド電子回路（１０）の前記入力端子（Ｉ１０）に印加されると、前記フロントエンド電子回路（１０）の前記出力端子（Ｏ１０）において電圧パルスを生成するように構成され、
    前記エネルギー弁別器（３０）は、前記電圧パルスのレベルに応じてデジタル信号を生成するように構成されている、前記光子計数回路。
11. 医療診断用デバイスであって、
    請求項１０に記載の光子計数回路（２）を含み、
    前記デバイス（１）は、Ｘ線装置またはコンピュータ断層撮影スキャナとして構成されている、前記医療診断用デバイス。