JP7486704B2 - Permanent magnet brushless motor - Google Patents
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Description
本発明は永久磁石界磁形ブラシレス回転電機に関する。The present invention relates to a permanent magnet field type brushless rotating electric machine.
永久磁石界磁形ブラシレス回転電機はDCモータのような摩擦を伴うブラシが無いため、近年、広く使用さている。この種の回転電機は、一般に、コア(鉄心)レス形のものが多いが、コアレス形のものはコギングトルクが無い反面、高トルク、大出力のものを得にくい問題がある。一方、コア付形のものは、高トルク、大出力のものを得やすいが、スロットあるいは歯を持つためにコギングトルクが大きくなる欠点がある。Permanent magnet field brushless rotating electric machines have been widely used in recent years because they do not have brushes that cause friction like DC motors. Most of these types of rotating electric machines are generally coreless, but while coreless types do not have cogging torque, they have the problem that it is difficult to obtain high torque and large output. On the other hand, core-equipped types can easily obtain high torque and large output, but have the disadvantage that the cogging torque is large because they have slots or teeth.
1)非特許文献、新・ブラシレスモータ、117ページ、見城 尚志、永守 重信、総合電子出版社。
2)非特許文献、スロットコンビネーションによるPMSMのコギングトルクの低減、百目鬼 英雄、荘司祐大、電気学会回転機研究会、RM-04-15、1916年。
3)非特許文献、PM型ステッピングモータの特性改善、坂本正文、日本能率協会、モータ技術シンポジウム、1983年。
一方、関係する従来技術として上記の文献1)及び2)がある。また関連技術資料として、文献3)がある。上記の文献をそれぞれ、引例1)、引例2)、引例3)と以後略記すことにする。 1) Non-patent literature, New Brushless Motor, page 117, Hisashi Kenjo, Shigenobu Nagamori, Sogo Electronics Publishers.
2) Non-patent literature, Reduction of cogging torque of PMSM by slot combination, Hideo Doumeki, Yudai Shoji, Institute of Electrical Engineers Rotating Machine Research Society, RM-04-15, 1916.
3) Non-patent document, Improvement of Characteristics of PM Type Stepping Motors, Masafumi Sakamoto, Japan Management Association, Motor Technology Symposium, 1983.
On the other hand, the related prior art includes the above-mentioned documents 1) and 2). Also, the related technical information includes document 3). The above documents will be abbreviated as reference 1), reference 2), and reference 3) below, respectively.
本発明は永久磁石界磁形ブラシレス回転電機で、固定子に鉄心を有し、集中巻きされた複数の巻き線極を有した構成の回転電機に関して、コギングトルクを小さく保ち、高効率で低振動なブラシレス回転電機の実現を課題とする。コギングトルクを小さくする手段としては、固定子の全巻き線極数Qと回転子の極数pの最小公倍数LCMを大きくするように、Qとpの関係を維持することが知られている。
また高出力、高速回転、低振動を実現するために誘起電圧を生み出す鎖交磁束の基本波成分を大きく保ち、第3,第5,第7次高調波成分は極力小さくするような巻き線方式を創出することを課題とする。The present invention is directed to a permanent magnet field type brushless rotating electric machine having a stator core and multiple concentrated winding poles, and aims to realize a highly efficient, low vibration brushless rotating electric machine that keeps cogging torque small. A known method for reducing cogging torque is to maintain the relationship between the total number of winding poles Q of the stator and the least common multiple LCM of the rotor poles p and Q.
Another objective of the present invention is to create a winding method that keeps the fundamental wave component of the interlinkage magnetic flux that generates the induced voltage large while minimizing the third, fifth, and seventh harmonic components in order to achieve high output, high speed rotation, and low vibration.
本発明を実現するには以下の手段による。
「手段1」
等ピッチでラジアル方向あるいはアキシャル方向に設けられたQ個の鉄心よりなる巻き線極に集中巻きされた3相式固定子と、エアギャップを介して、N極とS極の永久磁石を交互に同数個配置した極数pの表面磁石式回転子、あるいは、N極とS極の永久磁石を交互に同数個、磁性体回転子ヨークに埋め込み配置した極数pの埋め込み磁石式回転子を有した回転電機において、nは2以上の整数であり、1相分の巻き線極数qはq=2n+1と定めて、5以上の奇数であり、3相全巻き線極数Qを、Q=3qとして、回転子の極数pを、p=Q±1、とした回転電機であり、各相の巻き線極のq個は互いに1巻き線極間隔を置いて非隣接的に配置されたことを手段とする回転電機。
「手段2」
等ピッチでラジアル方向あるいはアキシャル方向に設けられたQ個の鉄心よりなる巻き線極に集中巻きされた3相式固定子と、エアギャップを介して、N極とS極の永久磁石を交互に同数個配置した極数pの表面磁石式回転子、あるいは、N極とS極の永久磁石を交互に同数個、磁性体回転子ヨークに埋め込み配置した極数pの埋め込み磁石式回転子を有して、nは2以上の整数であり、1相分の巻き線極数qはq=2n+1と定めて、5以上の奇数であり、3相全巻き線極数Qを、Q=3qとして、回転子の極数pを、p=Q±1、とした回転電機であり、3相巻き線の各相の巻き線極のq個を順に、T
1
,T
2
,T
3
,、、、T
q-1
,T
q
とした場合、T
1
とT
2
間及びT
q-1
とT
q
間は1巻き線極間隔を有した配置、T
2
~T
q-1
の巻き線極は隣接配置としたことを手段とする回転電機。但し、nは2または3(qは5または7)とする。
「手段3」
等ピッチでラジアル方向あるいはアキシャル方向に設けられたQ個の鉄心よりなる巻き線極に集中巻きされた3相式固定子と、エアギャップを介して、N極とS極の永久磁石を交互に同数個配置した極数pの表面磁石式回転子、あるいは、N極とS極の永久磁石を交互に同数個、磁性体回転子ヨークに埋め込み配置した極数pの埋め込み磁石式回転子を有した固定子と回転子の対向組み合わせを1セットとして繰り返してmセットよりなる回転電機であり、
nは2以上の整数であり、1セット分の1相分の巻き線極数qはq=2n-1と定めて、1セット分の3相分巻き線極数Qを、Q=3qとして、1セット分の回転子の極数pを、p=Q±1、とし、mセット分の総巻き線数Kは、K=3mq、mセット分の極数Mは、M=m・(Q±1)として、1セット中の各相の巻き線極のq個は互いに1巻き線極間隔を置いて非隣接的に配置されたことを手段とする回転電機。但し、mは2、4または6、Mは20以上とする。
「手段4」
手段1の回転電機で、回転子は極異方性磁石を採用したことを手段とする回転電機。
「手段5」
手段1の回転電機で、各相巻き線はデルタ結線として駆動することを手段とする回転電機。
The present invention is realized by the following means.
"
A rotating electric machine having a three-phase stator with concentrated windings consisting of Q iron cores arranged in the radial or axial direction at equal pitch, and a surface magnet rotor with a pole number p in which an equal number of N and S permanent magnets are arranged alternately through an air gap, or a buried magnet rotor with a pole number p in which an equal number of N and S permanent magnets are arranged alternately and embedded in a magnetic rotor yoke, wherein n is an integer of 2 or more , the number of winding poles q for one phase is defined as q = 2n + 1, the total number of winding poles Q for the three phases is set to Q = 3q, and the number of rotor poles p is p = Q ± 1, and the q winding poles of each phase are arranged non-adjacently with a gap of one winding pole between each other.
"
A rotating electric machine having a three-phase stator with concentrated windings made of Q iron cores arranged at equal pitch in the radial or axial direction, and a surface magnet rotor with a pole number p in which an equal number of N-pole and S-pole permanent magnets are arranged alternately through an air gap, or a buried magnet rotor with a pole number p in which an equal number of N-pole and S-pole permanent magnets are arranged alternately and embedded in a magnetic rotor yoke, where n is an integer of 2 or more, the number of winding poles q for one phase is defined as q = 2n + 1 and is an odd number of 5 or more, the total number of three-phase winding poles Q is set to Q = 3q, and the number of rotor poles p is p = Q ± 1, and where the q winding poles of each phase of the three-phase winding are designated
"
a three-phase stator with concentrated windings made of Q iron cores arranged at equal pitch in the radial or axial direction; and a surface magnet rotor with p poles in which the same number of N-pole and S-pole permanent magnets are arranged alternately via an air gap, or a recessed magnet rotor with p poles in which the same number of N-pole and S-pole permanent magnets are embedded in a magnetic rotor yoke, each of which is configured as a set of opposing stator and rotor combinations, and these combinations are repeated for m sets,
A rotating electric machine in which n is an integer of 2 or more, the number of winding poles q for one phase in one set is defined as q = 2n-1, the number of winding poles Q for three phases in one set is defined as Q = 3q, the number of poles p of the rotor in one set is defined as p = Q ± 1, the total number of windings K for m sets is defined as K = 3mq, the number of poles M for m sets is defined as M = m (Q ± 1), and the q winding poles of each phase in one set are arranged non-adjacently with an interval of one winding pole between each other, where m is 2, 4, or 6, and M is 20 or more.
"
A rotating electric machine according to the first aspect, wherein the rotor is made of a polar anisotropic magnet.
"Measure 5"
A rotating electric machine according to the first aspect, wherein each phase winding is driven as a delta connection.
1)回転子の極数pと固定子の巻き線極数Qは公約数をもたないので、その最小公倍数(以下LCMと略す)はpとQの積となり大きな値となり、低コギングトルクが得られる。
2)手段1ではpとQは1しか違わない数値のため、後述する簡易巻き線率の基本波率が大きくなり、高トルク化に有利。
3)手段1で、n=2でq=5、Q=15、となり、p=14または16の場合、後述する鎖交磁束の基本波率P
1
=0.833、第3高調波率P3=0 である。またn>2のQとpにおいても、同様な数値が得られる。この第3高調波が零ということは、デルタ結線駆動に適しており、高速運転に適したものとなる。これに対して、隣接巻き線方式の従来技術では、P3は零とはならずデルタ結線駆動で銅損が増大するため、本発明の大きな進歩性がここにある。
4)手段2で、n=2,q=5,Q=15,p=14または16の場合、基本波率P1は=0.914、第3高調波率P3=0.400である。従来技術と比較して、基本波率はやや低いが、第3高調波率は大幅に小さく、高速回転特性では、本発明は大きな進歩性がある。
5)手段3のm=2、4または6では、LCMが大きくできて、不平衡電磁力が消滅するので、高速回転で低振動な回転電機が実現する。
6)本発明の手段1に極異方性磁石回転子を採用すれば、バックヨーク不要の軽量安価で高速性に優れた高効率回転電機が実現する。
7)本発明の手段1~3に疑似磁極磁石に構成した回転子を採用すれば、磁石個数を半減した軽量安価に加えて、更なる低コギングトルク化と弱め界磁効果の大きな、高速性に優れた高効率回転電機がえられる。
8)本発明の手段6で、q個の巻き線極の内の何個かを他の巻き数と相違させれば、誘起電圧を更に正弦波にできる。特にq=5以上では、(q-2)個が隣接するので、q個の巻き線極の中央極あるいは両端の2個等を適宜他の巻き数と相違させて、逆起電力波形を調整して、更に正弦波に近づけることができる。1) Since the number of rotor poles p and the number of stator winding poles Q have no common divisors, their least common multiple (hereinafter abbreviated as LCM) is the product of p and Q, which is a large value, and low cogging torque is obtained.
2) In
3) In
4) In the case of
5) In the case of m=2, 4, or 6 in the third means, the LCM can be made large and the unbalanced electromagnetic force disappears, so that a rotating electric machine with high speed rotation and low vibration can be realized.
6) If a polar anisotropic magnet rotor is used in the first aspect of the present invention, a highly efficient rotating electric machine that does not require a back yoke, is lightweight, inexpensive, and has excellent high-speed capabilities, can be realized.
7) If a rotor configured with pseudo-pole magnets is used in
8) In the sixth aspect of the present invention, by making some of the q winding poles different from the other winding numbers, the induced voltage can be made even more sinusoidal. In particular, when q =5 or more, (q-2) poles are adjacent, so by appropriately making the central pole or two poles at both ends of the q winding poles different from the other winding numbers, the back electromotive force waveform can be adjusted to be even more sinusoidal.
以下図面を参照して、本実施形態にかかる回転電機について説明する。Hereinafter, a rotating electric machine according to this embodiment will be described with reference to the drawings.
図1は本発明の手段1で、n=2,q=5,Q=15,p=14の場合の図であり、固定子、回転子の概要構成をアウターロータ型で示す図であり、軸方向と垂直な断面図である。
1は固定子鉄心で15個の半径方向に突き出た極歯が等ピッチで設けられ、各々の極歯の総てへの符号は省略するが、集中巻きした巻き線4が巻かれ、巻き線極として11~25が時計方向に分布配置されている。図1では1相分の極歯の11,13、15、22,24に符号を付して、他の符号は省略してある。同様に、巻き線極11の巻き線のみに、巻き線4として符号をつけたが、他の巻き線極の巻き線の符号は省略してある。そして回転子は永久磁石で構成された回転子磁極のN極とS極が交互に合計14極、即ち、p=14であり、そのうちの2個の回転子磁極でN極が31とS極が32にしか符号を付けてないが、以下、N極とS極が交互に時計方向に符号を省略した磁極が順次設けられて、回転子2を形成し、15個の巻き線極とエアギャップを介して対向している。
2-1は各14個の回転子磁極のバックヨークを兼ねた回転子2の構造体であり、回転子軸の図示は省略している。
本発明の巻き線方式は、U,V,W相の3相で構成されるが、1相分U相の巻き線は、同極性巻き線極性に巻かれた11,13、15、22,24が1巻き線極間隔をあけて、即ち12、14、及び23,25を飛ばして結線配置構成されている。この固定子の構成を、エアギャップの周方向に直線展開すれば後述する図6、図7となる。図6で上段は図1に対応した巻き線極の番号であり、下段は励磁相とその励磁極性を示す。
図1で巻き線極11と回転子磁極31のN極が、互いの中心位置で対向している場合、巻き線極13と対向する回転子磁極31のN極は角度δずれていることを図示している。従って図での符号は省略してあるが巻き線極24と対向する回転子磁極31のN極もδずれている。また巻き線極15と対向する回転子磁極31、及び、巻き線極22と対向する回転子磁極31は各々2δずれている。
尚δはこの場合、機械角では3.428°であるが、14極回転子なので、電気角では24°となる。
従って、U相の5個の巻き線極は、対向する回転子磁極とのずれ角は、図1と対応して、巻き線極11が0°、巻き線極24,13がδで24°、巻き線極15と22が48°となる。
手段1は、p=Q±1、Q=3q、q=2n+1、であり、nは2以上の整数とした回転電機であり、巻き線方式は、1相分の巻き線極数qは5以上の奇数であり、互いに1巻き線極間隔を置いて非隣接的に配置されるので、以下、図2、図3、図4、図5は本願発明外の図となる。
この場合の1相分の誘起電圧は巻き線22,24、11,13、15の各々の鎖交磁束の時間微分値の和となるため、鎖交磁束のパーミアンスの基本波率P1、第3高調波率P3及び第5,第7も含めて、簡易巻き線率と名付けて、以下の(1)、(2)の如く定義して、δに数値を代入して数値計算して求めることにする。この目的は本発明を従来技術と比較する評価要素とするためである。巻き線率としては集中巻き方式であっても、短節巻き係数と分布巻き係数を算出して、それらの積を巻き線係数とする評価方法が一般的であるが、ここで採用する鎖交磁束のパーミアンスの基本波率P1は分布巻き係数に近い値をとり、高調波率まで含めての評価には、この簡易巻き線率で評価する方が便利なためである。
δ=24°(電気角)であり、前述したように、図1を参照して、巻き線極11は対向回転子磁極とのずれ角δ=0、巻き線極15,22のずれ角は2δとなるので、以下となる。
P1={cos0+2・cosδ+2・cos2δ}/q={1+2・cos24+2・cos48}/5=0.833 (1)
P3={cos0+2・cos3δ+2・cos6δ}/q={1+2・cos72+2・cos144}/5=0 (2)
従来品の引例1),2)の数値計算による比較は後述する。
即ち、P1が大きいほど、誘起電圧も高くなり、従ってトルク、効率も向上する。
また、P3が大きいと、1相分の誘起電圧は正弦波よりふっくら太った台形波に近い形になるが、誘起電圧の第3次高調波成分はスター結線では線間で打ち消されて影響がないが、デルタ結線では環状結線内部に循環電流を発生させて、銅損の増大を生むことになる。
本発明の巻き線方式では、P3が零のため、デルタ結線も問題なく使用できることになる。FIG. 1 is a diagram showing the schematic configuration of a stator and rotor of an outer rotor type in accordance with the first embodiment of the present invention, where n=2, q=5, Q=15, and p=14, and is a cross-sectional view perpendicular to the axial direction.
Reference numeral 2-1 denotes a structure of the
The winding method of the present invention is composed of three phases, U, V, and W, but the winding of one phase, U, is configured with 11, 13, 15, 22, and 24 wound with the same winding polarity at intervals of one winding pole, that is, skipping 12, 14, and 23 and 25. If this stator configuration is linearly expanded in the circumferential direction of the air gap, it will become Figures 6 and 7, which will be described later . In Figure 6 , the upper row shows the winding pole numbers corresponding to Figure 1, and the lower row shows the excitation phase and its excitation polarity.
1 shows that when the N poles of the winding
In this case, δ is 3.428° in mechanical angle, but since the rotor has 14 poles, it is 24° in electrical angle.
Therefore, the offset angles between the five U-phase winding poles and the opposing rotor poles correspond to FIG. 1 and are as follows: winding
In this case, the induced voltage for one phase is the sum of the time differentials of the interlinkage magnetic flux of each of the
δ= 24° (electrical angle), and as described above with reference to FIG. 1, the offset angle of the winding
P1 = {
P3 = {
A comparison of the conventional products 1) and 2) using numerical calculations will be given later.
That is, the larger P1 is, the higher the induced voltage is, and therefore the torque and efficiency are improved.
In addition, when P3 is large, the induced voltage for one phase becomes closer to a trapezoidal wave, which is plump, rather than a sine wave. The third harmonic component of the induced voltage is cancelled between the lines in a star connection and has no effect, but in a delta connection, a circulating current is generated inside the ring connection, resulting in increased copper loss.
In the winding method of the present invention, since P3 is zero, a delta connection can also be used without any problems.
図3は本発明のQ=9の120度通電の3相巻き線の極励磁シーケンスの図である。図中のU,V,Wに対して、U,V,Wは極性が反転するように結線することを意味している。以下の図でも同様である。図3の最上段行は9個の巻き線極を1~9として順に表現したものである。次の行から下段に向かい励磁を1~6の番号で示すようにして、ブラシレスモータの代表的な励磁方式の120度通電で切り替えた場合の本発明の回転子磁極が8または10極で、9巻き線極の場合の巻き線極励磁シーケンスの図であり、1行励磁切り替えごとに、電気角60度ずつの6ステップ歩進で360度電気角歩進することになる。この図3と次に説明する図4の歩進動作図が対応することになる。
3相120度通電のバイポーラ方式インバータの3相ブラシレスモータのスター結線3端子U,V,Wへの印可電圧極性は表1に示すものとなる。
図4は本発明のブラシレスモータとして、確実に動作するための確認図である。固定子と対向する回転子の関係位置を、エアギャップの周方向に直線展開した、3相永久磁石式ステッピングモータの歩進動作の如く、所謂6ステップ歩進することの確認図である。この場合、1相ずつの励磁で、電気角で60度ずつ歩進するので、電気角360度を6ステップで歩進動作することになる。1相励磁で、歩進が確認できれば、ブラシレスモータとして120度通電の2相励磁駆動でも、確実動作するものである。
p=Q±1で、Q=9,p=8の場合で歩進図を示すが、p=10の場合も同様に動作する。各3相の巻き線極は巻き終わり同士をコモン端子として短絡するスター結線を想定しているが、各相の巻き終わりと次相の巻き始めを順次結線して環状結線するデルタ結線でも同様に動作する。
図4よりわかる如く、励磁1)ではU相はすべてN極性として、回転子のS極と対向している。次に励磁2)ではV相が総てS極性となり、回転子のN極と対向している。励磁3)ではW相がすべてN極性として、回転子のS極と対向している。1相分の巻き線極の極性が総て同じで次相励磁が逆となるので、回転子磁束はU相とV相間、あるいはV相とW相、あるいはW相とU相間で閉磁路を形成する磁路となる。以下励磁4)は1)の、5)は2)の、6)は3)の逆極性に固定子巻き線極が励磁されて、図4の如く、回転子を電気角で60度ずつ歩進させる。FIG. 3 is a diagram of the pole excitation sequence of a three-phase winding with 120-degree conduction of Q=9 according to the present invention. In the diagram, U, V, and W mean that U , V , and W are connected so that the polarity is reversed. The same applies to the following diagrams. The top row of FIG. 3 represents the nine winding poles in order, numbered 1 to 9. From the next row to the bottom, the excitation is numbered 1 to 6, showing the winding pole excitation sequence of the present invention when the rotor poles of the present invention are 8 or 10 poles and there are 9 winding poles when switching with 120-degree conduction, which is a typical excitation method for brushless motors. Each row excitation switching is performed in six steps of 60 degrees electrical angle, for a total of 360 electrical degrees. FIG. 3 corresponds to the stepping operation diagram of FIG. 4, which will be described next.
The polarities of the voltages applied to the three star-connected terminals U, V, and W of a three-phase brushless motor of a bipolar inverter with three-phase 120-degree conduction are as shown in Table 1.
Fig. 4 is a confirmation diagram for reliable operation of the brushless motor of the present invention. The relative positions of the stator and the opposing rotor are linearly expanded in the circumferential direction of the air gap, and this is a confirmation diagram for so-called six-step stepping, like the stepping operation of a three-phase permanent magnet stepping motor. In this case, the motor steps 60 degrees in electrical angle with excitation of one phase at a time, so that the motor steps 360 degrees in electrical angle in six steps. If stepping can be confirmed with one-phase excitation, the motor will also operate reliably with two-phase excitation drive with 120 degrees of current flow as a brushless motor.
The stepping diagram is shown for p = Q ± 1, Q = 9, p = 8, but it also works in the same way when p = 10. It is assumed that the winding poles of each of the three phases are star-connected, with the ends of the windings shorted together as a common terminal, but it also works in the same way with a delta connection, where the end of each phase is connected in sequence to the start of the next phase to form a ring connection.
As can be seen from Figure 4, in excitation 1), the U phase is all N polarity and faces the S pole of the rotor. Next, in excitation 2), the V phase is all S polarity and faces the N pole of the rotor. In excitation 3), the W phase is all N polarity and faces the S pole of the rotor. Since the polarity of the winding poles for one phase is all the same and the next phase excitation is reversed, the rotor magnetic flux becomes a magnetic path that forms a closed magnetic path between the U phase and V phase, or the V phase and W phase, or the W phase and U phase. In excitation 4), the stator winding poles are excited to the opposite polarity of 1), 5) to 2), and 6) to 3), and the rotor advances by 60 electrical degrees at a time as shown in Figure 4.
図5は、図3で示した励磁1と2の2行の励磁極性を1度に示した図である。これは図4の如く、1相ずつの順次励磁1)、2)、3)の3ステップ分のU,V,W相の3相分を一つの表にまとめたものに相当するもので、便宜上3相励磁表現と名づけ、本発明の巻き線方式構成を一つの表で表現できるものである。この図5から表1を適応すれば図3が得られるので、本発明の巻き線方式の表現図はQ及びpを変えた場合にも、必要により図5のような3相励磁で示すことにする。Fig. 5 shows the excitation polarity of two rows,
図6は本発明の手段1で、n=2として、q=5、従って、Q=15,p=14の1相励磁時の固定子と回転子の対向図である。表のA行目は固定子の巻き線極番号を表し、1~15と等ピッチで360度にわたり配置されている。B行目は励磁される相とその極性を表している。図6以降の図のA行目,B行目も同様に、A行は巻き線極番号、B行は励磁相とその極性を表す。図6のC行は回転子磁石を表す。励磁B
1
で巻き線極5と回転子のS極が対向した関係図である。C行の回転子磁石は励磁B
2
で左方向に電気角で60度移動し巻き線極10と回転子のN極が対向、更に励磁B
3
で左方向に電気角で60度移動し巻き線極15と回転子のS極が対向し、以下同様にして励磁B
3
~B
6
で電気角60度づつ左方向に回転する。
5個のU相の巻き線極は1巻き線極間隔を置いて配置されている。p=Q±1なので、Q=15,p=16でも、本巻き線方式は成立するものである。FIG. 6 is a diagram showing the opposing relationship between the stator and rotor in the case of one-phase excitation with n=2, q=5, and therefore Q=15 and p=14, in the first embodiment of the present invention. Row A of the table shows the winding pole numbers of the stator, which are arranged over 360 degrees at equal pitches from 1 to 15. Row B shows the excited phase and its polarity. Similarly, rows A and B of the figures after FIG. 6 show the winding pole numbers, and row B shows the excitation phase and its polarity. Row C of FIG. 6 shows the rotor magnet. This is a relationship diagram in which the winding
The five U-phase winding poles are spaced apart by one winding pole. Since p = Q ± 1, this winding method is also valid when Q = 15 and p = 16.
図7は手段1で、n=2として、q=5、従ってQ=15とした場合の本発明による、各相の励磁順をU,V,Wの順で、1相ずつ励磁して3相分表す図である。即ち図6の1相分表示を、3相分の固定子励磁極性で表したもので、前述したQ=9の場合の図5に相当する。
尚、この場合の歩進図は省略するが、図4と同様な歩進図を作成すれば60度ずつの歩進が確認できる。Fig. 7 shows three phases in the excitation order of U, V, W, with n=2, q=5, and therefore Q=15, according to the present invention in
Although the stepping diagram in this case is omitted, if a stepping diagram similar to that in FIG. 4 is created, the stepping of 60 degrees can be confirmed.
図8は手段2を適用した本発明のQ=15、p=14または16の場合の、3相励磁状態での固定子巻き線極の極性図で、n=2でq=5の場合である。q個の巻き線極は、手段2を適用すれば、3相巻き線の各相の巻き線極のq個は隣接的に配置された位置から、その両端の巻き線極が1巻き線極分離れた非隣接状に配置されるため、1相分の巻き線極の配置は、5-2=3の3個隣接してその両端は1巻き線極分、分離した非隣接状に配置される。即ち、分離して1極分飛ばした箇所を0で表現し、U相の励磁で示せば、U0UUU0U、とq=5なので、このような表現にもできる。これを3相励磁状態で表現すれば、図8となる。
この場合、Q=15,p=14で、図8の巻き線極4と対向する回転子磁極とがずれ角が零であるとき、巻き線極3および5と対向する回転子磁極のずれ角をδとすれば、巻き線極1および7と対向する回転子磁極のずれ角は3δであり、δ=12°(電気角)で、図8のU相の5個、即ち、図8の巻き線極1,3,4,5,7の巻き線極の合計のP1,P3は以下となる。
図9も手段2を適用した本発明のQ=21,p=20または22の場合の、3相励磁状態での固定子巻き線極の極性図である。n=3でq=7の場合である。q個の巻き線極は、手段2を適用すれば、3相巻き線の各相の巻き線極のq個は隣接的に配置された位置から、その両端の巻き線極が1巻き線極分離れた非隣接状に配置されるため、1相分の巻き線極の配置は、5個隣接してその両端は1巻き線極分、分離した非隣接状に配置される。即ち、分離して1極分飛ばした箇所を0で表現し、U相の励磁で示せば、U0UUUUU0U、とq=7なので、0を除いて7個の文字で表現できる。これを3相励磁状態で表現すれば、図9となる。
この場合、Q=21、p=20で、図9の巻き線極5と対向する回転子磁極とが対向して、ずれ角が零であるとき、巻き線極4および6と、対向する回転子磁極のずれ角をδとすれば、巻き線極3および7と、対向する回転子磁極のずれ角は2δ、巻き線極1および9と、対向する回転子磁極のずれ角は4δとなる。
δ=8.5714°(電気角)で、図9のU相の7個、即ち、図9の巻き線極1,3,4,5,6,7,9の巻き線極の合計のP1,P3は以下となる。
Fig. 8 is a polarity diagram of the stator winding poles in a three-phase excitation state when Q = 15, p = 14 or 16 according to the present invention to which
In this case, when Q = 15, p = 14, and the offset angle between the rotor pole facing winding
Fig. 9 is also a polarity diagram of the stator winding poles in a three-phase excitation state when Q=21, p=20 or 22 according to the present invention to which
In this case, when Q = 21, p = 20, and winding
When δ=8.5714° (electrical angle), the sums of P 1 and P 3 of the seven U-phase winding poles in FIG. 9, that is, winding
本発明の手段1及び手段2を用いて、nを増加すれば、Q=33でp=32,34等、p=Q±1を満たす色々な組み合わせのものに本発明の巻き線方式を適応できる。そして、極数pを増加すれば、そのモータの出し得る限界トルクは極数pに比例するので、電気自動車やドローン等の高トルク用途に適した回転電機が得られる。更に、p,Qが増大すれば、そのLCMも大きくなり、コギングトルクが小さくなる。コギングトルクが大きいと、無負荷電流も大きくなり、効率を阻害する。By increasing
Qが奇数の場合、1相分励磁時に固定子により、回転子にラジアル方向に働く力、を完全に打ち消せない状態、即ち、不平衡電磁力やサイドプルと呼ばれる電磁力が働き、振動騒音に不利になる。
しかし、現実には、Q=9、p=8または10は、Qとpの間で公約数をもたないので、LCMが大きく、コギングトルクが小さいため、多用されている。
更に、本発明の手段3を用いれば、p=m(3q±1)で、mを2以上に選べば、手段1のm倍体回転電機となり、不平衡電磁力を相殺して無くすことができる。また極数の増加で、LCMが大きく、低コギングトルクでpが大きいので、限界トルクの高い、高トルク回転電機が期待できる。
図10は手段3を用いて、m=2,q=3で、Q=3mq=18となり、p=16または20の場合の、巻き線極18個の3相励磁の図である。即ち、図5の、巻き線極Q=9、極数p=8または10極の3相回転電機の2倍体となり、不平衡電磁力も消滅するので、低振動な回転電機が得られる。尚この場合の鎖交磁束のパーミアンスの基本波率P1,第3高調波率P3は(1),(2)式の値と同じになる。If Q is an odd number, the force acting in the radial direction on the rotor by the stator when one phase is excited cannot be completely canceled out; in other words, an electromagnetic force called unbalanced electromagnetic force or side pull will come into play, which is unfavorable in terms of vibration and noise.
However, in reality, Q=9, p=8 or 10 is widely used because there is no common factor between Q and p, so the LCM is large and the cogging torque is small.
Furthermore, by using the third aspect of the present invention, p = m (3q ± 1), and selecting m as 2 or more, it becomes an m-fold rotating electric machine of the first aspect, and the unbalanced electromagnetic force can be offset and eliminated. Also, by increasing the number of poles, the LCM is large, and p is large with low cogging torque, so a high-torque rotating electric machine with high limit torque can be expected.
Fig. 10 shows three-phase excitation of 18 winding poles when m=2, q=3, Q=3mq=18, and p=16 or 20, using
図11は従来技術の引例1)として、Q=9、p=8の1相励磁時の固定子と回転子の対向図である。
引用文献1の117ページに、図11の構成が開示されている。
この場合、図11の1相分、例えばU相に関して、以下となる。
また図12は引例2)の3相励磁の表示の場合であり、q=3が隣接配置されている。同様にして、1相分に関しては、以下となる。
従来技術、及び本発明の手段1,2のP1,P3を小数点4桁以下は切り捨てて3桁までの表示で、一覧表として比較すれば、表2となる。
即ち、表2のP1が大きいほど、誘起電圧も大きくなり、従ってトルク、効率も向上する。
しかし、従来技術の引例1のP1は本発明の手段1が0.844であるのに対して0.657と劣り、P3は手段1が零で小さいのに対して、0.577と大きいので、デルタ結線駆動には適さない回転電機となる。
また、引例2のP1値は本発明の手段1より、やや勝るが、P3は0.666とかなり大きな値で、本発明のように零でないので、引例1と同様にデルタ結線駆動に適さない回転電機である。ここに、本発明の進歩性がある。
図13は引例2と同類の従来技術で、q=5を隣接配置した、Q=15,p=14の1相励磁時の固定子と回転子の対向図である。この場合、1相分に関して、P1,P3は、(5)、(6)式に準じて同様に計算すれば、以下となる。
この値を表2に入れて、本発明のQ=15,q=14の手段2と比較すると、以下のようになる。
P1値は本発明の手段2の0.914と比較すれば、やや勝るが、P3は本発明品が0.400に対して、0.647とかなり大きな値で、引例1と同様にデルタ結線駆動に適さない回転電機である。
ここに、本発明の進歩性がある。
更に巻き線極数のQ=9の場合、引例2と本発明の比較では、引例2の3個のqが隣接しているのに対して、本発明の3個のqは非隣接配置で、より分散しているため、本発明品の方が、1相励磁時の不平衡電磁力がより少なくなり、低振動化に有利な構成といえる。Q=15,p=14の不平衡電磁力は、従来技術は図13に示すように、qである5個の巻き線極が隣接しているのに対して、本発明の手段2の方は、より分散配置されているため、小さくなり、低振動化に有利な構成といえる。
また表2より、本発明の回転電機は表2のLCMは、p=Q±1の効果で、大きな値が得られるので、コギングトルクの低減に有利な構造を採用していることも分かる。
更に表2から次のことが分かる。
1)本発明の手段1と手段2によるQ=9,p=8は巻き線極配置が同一でP1,P3の値も同一である。
2)Qを15以上と大きくした場合、手段1と手段2とでは、巻き線極配置も、P1,P3の値も相違する。
3)本発明の手段1内でQを変化させても、P1,P3の値はほぼ同一である。
4)本発明の手段3内でQを変化させても、P1,P3の値はほぼ同一である。
5)本発明の手段3によるQ=27の場合はp=24で、手段1でのQ=27の場合、pは26となるので異なる回転電機となる。FIG. 11 is an example of the prior art 1) and shows the opposing relationship between the stator and rotor during one-phase excitation with Q=9 and p=8.
On page 117 of cited
In this case, the following applies to one phase in FIG. 11, for example, the U phase.
12 shows the case of three-phase excitation in the reference 2), where q=3 is arranged adjacently. Similarly, the following applies to one phase.
Table 2 is obtained by comparing P 1 and P 3 of the prior art and the
That is, the larger P1 in Table 2 is, the larger the induced voltage is, and therefore the torque and efficiency are improved.
However, P1 in
Also, although the P1 value of
13 shows a conventional technique similar to that of
When these values are entered in Table 2 and compared with
The P1 value is slightly better than that of the present invention's means 2 (0.914), but P3 is a fairly large value of 0.647 compared to 0.400 for the present invention, and this rotating electric machine is not suitable for delta connection drive, just like
Herein lies the inventive step of the present invention.
Furthermore, in the case of the number of winding poles Q=9, in a comparison between
It can also be seen from Table 2 that the rotating electric machine of the present invention employs a structure that is advantageous for reducing cogging torque, since the LCM in Table 2 achieves a large value due to the effect of p=Q±1.
Furthermore, from Table 2, the following can be seen:
1) The winding pole arrangements of Q=9, p=8 according to the
2) When Q is increased to 15 or more, the winding pole arrangement and the values of P 1 and P 3 are different between
3) Even if Q is changed in the first aspect of the present invention, the values of P 1 and P 3 are almost the same.
4) Even if Q is changed in the
5) When Q=27 according to the
更に、本発明の手段2と従来技術の引例2に関して、Qが15,21,27の場合の鎖交磁束のパーミアンスの第5高調波率P5,第7高調波率P7を同様に計算して、表3に示す。表2,表3より、次のことが分かる。
1)Q=9はP3=0なので、デルタ結線向きである。
2)引例2と比較しても、Q=15は第5高調波、Q=21は第7高調波が零で、Q=27も、第7高調波が零に近く、P5,P7が小さいことは、その回転電機は正弦波逆起電力となり、正弦波駆動の場合の電流によるトルクムラが小さいことを意味する。
3)Q=15、21、27等は、第3高調波は存在するが、第5、第7高調波が小さいので、スター結線向きである。
4)なめらかな回転動作を得るには、QとpのLCMを大きく選びコギングトルクを低減し、逆起電力によるトルクムラも低減すればよい。
5)例えば表3の結果より考えて、Q=15では、第7高調波を、Q=21では、第5高調波を除去するように磁石磁極幅、端部形状、凸レンズ形状磁石肉厚、あるいは、固定子歯形状等を工夫すれば、更にトルクムラ対策に効果的である。
6)特に手段6で述べたように、q個の巻き線極の内の何個かを他の巻き数と相違させれば、誘起電圧を更に正弦波にできる。特にQ=5以上では、(q-2)個が隣接するので、q個の巻き線極の中央極あるいは両端の2個等を適宜他の巻き数と相違させて、逆起電力波形を更に正弦波に近づけることもできる。逆起電力の大きさは巻き数に比例することと、その逆起電力波形の正弦波への修正効果は1相分の巻き線極が隣接している構成で顕著に得られるものである。Furthermore, for the
1) Q=9 has P 3 =0, so it is suitable for delta connection.
2) In comparison with
3) Q=15, 21, 27, etc. have a third harmonic, but the fifth and seventh harmonics are small, so they are suitable for star connection.
4) To obtain smooth rotational operation, the LCM of Q and p should be set large to reduce the cogging torque, and also reduce torque irregularities caused by back electromotive force.
5) For example, considering the results of Table 3, if the magnet pole width, end shape, convex lens-shaped magnet thickness, or stator tooth shape, etc. are devised so as to remove the seventh harmonic when Q=15, and the fifth harmonic when Q=21, this will be an even more effective countermeasure against torque unevenness.
6) As described in
本発明の回転電機は極異方性磁石式回転子を採用すると、優れた回転電機となる。手段2の如く巻き線極が隣接しているか、手段1あるいは2の如く、1巻き線極分分離であれば、隣接巻き線極間で永久磁石磁束の磁路が形成されるため、極異方性磁石を使うと、バックヨークを省略することができて、その分安価軽量となる。即ち、図1で説明すれば、永久磁石2のN極の磁極21とS極の磁極22は磁石内部で磁化配向されていて、回転子中子3は非磁性体の樹脂等でもよく、あるいは3を用いないで、永久磁石2と回転子軸4が直接接していてもよい。図1はインナーロータ型であるが、アウターロータ型では、回転子のバックヨークは大きくなるため、これが、樹脂等で代用できるか、または、アルミ等の非磁性体、あるいは不要となることは、軽量安価に有効である。極異方性磁石とは永久磁石内部で決められた極数に対応して磁石成形時に磁路配向して異方性化した磁石であり、筆者の一人が、1983年に日本能率協会主催の小形モータ技術シンポジウムで発表したもので、関連技術として引例3)として資料を前述記載したが、モータのトルクを大幅に向上させて、且つ誘起電圧も正弦波状になるものである。
本発明に上記の特性が加わり、その相乗効果も期待できる。
また巻き線極が隣接しているか、1巻き線極分の分離であれば、同様に隣接巻き線極間で永久磁石磁束の磁路が形成されるため、疑似磁極式回転子にも本発明は適応する。
疑似磁極とはconsequent poleとも呼ばれるが、回転子磁石配置を、N極とS極を交互に配置するのではなくて、同極磁石のみ、例えばN極磁石のみ配置し、S極分は鉄心あるいは空間としたもので、永久磁石の個数は半減し、コギングトルクも低減する。極異方性磁石と比較して、バックヨークは必要であるが、N,S極交互配置の回転子に対して、疑似極配置の構成は、ブラシレスモータの弱め界磁駆動の場合、弱め界磁効果が顕著になり、より高速性に有利となる。The rotating electric machine of the present invention becomes an excellent rotating electric machine when a polar anisotropic magnet rotor is used. If the winding poles are adjacent as in
The present invention has the above-mentioned characteristics, and a synergistic effect can be expected.
Furthermore, if the winding poles are adjacent to each other or are separated by one winding pole, a magnetic path for the permanent magnet flux is formed between the adjacent winding poles in a similar manner, so the present invention is also applicable to a pseudo-pole type rotor.
Pseudo poles, also called consequent poles, are a type of rotor magnet arrangement in which, instead of alternating N and S poles, only magnets of the same polarity, for example only N pole magnets, are arranged, with the S poles being iron cores or space, and the number of permanent magnets is halved, reducing cogging torque.Compared to polar anisotropic magnets, a back yoke is required, but in the case of a rotor with alternating N and S poles, the pseudo pole arrangement configuration has a more pronounced field weakening effect in the case of field weakening drive of a brushless motor, which is advantageous for higher speeds.
本発明は、固定子巻き線極を集中巻きとして新規創出した巻き線構成として、その数と回転子磁極数を±1、相違させる構成のため、巻き線極数が少ない割には、コギングトルクが小さく、不平衡電磁力も同等構成の従来品より小さく、その2倍体以上とすれば、不平衡電磁力が消えて低振動で高トルクなブラシレスモータが得られるため、産業上の利用可能性の極めて大きいものである。The present invention uses a newly created winding configuration in which the stator winding poles are concentrated windings, and the number of these winding poles and the number of rotor magnetic poles can differ by ±1.As a result, despite the small number of winding poles, the cogging torque is small and the unbalanced electromagnetic force is also smaller than that of conventional products of the same configuration; if the number is doubled or more, the unbalanced electromagnetic force will disappear and a low-vibration, high-torque brushless motor can be obtained, which has extremely great industrial applicability.
1: 固定子鉄心 31、32: 回転子磁極
11、13、15、22、24: 巻き線極 4: 巻き線
2: 回転子 2-1:回転子バックヨーク兼構造体
1:
2: Rotor 2-1: Rotor back yoke and structure
Claims (5)
nは2以上の整数であり、1セット分の1相分の巻き線極数qはq=2n-1と定めて、1セット分の3相分巻き線極数Qを、Q=3qとして、1セット分の回転子の極数pを、p=Q±1、とし、mセット分の総巻き線数Kは、K=3mq、mセット分の極数Mは、M=m・(Q±1)として、1セット中の各相の巻き線極のq個は互いに1巻き線極間隔を置いて非隣接的に配置されたことを特徴とする回転電機。但し、mは2、4または6とし、Mは20以上とする。A rotating electric machine characterized in that n is an integer of 2 or more, the number q of winding poles per phase in one set is defined as q = 2n-1, the number Q of winding poles for three phases in one set is defined as Q = 3q, the number p of poles of the rotor in one set is defined as p = Q ± 1, the total number of windings K for m sets is defined as K = 3mq, the number of poles M for m sets is defined as M = m (Q ± 1), and the q winding poles of each phase in one set are arranged non-adjacently with an interval of one winding pole between each other, where m is 2, 4, or 6, and M is 20 or more.
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