JP7419863B2 - power converter - Google Patents

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Description

この発明は、電力変換装置に関し、特に、インバータ部を制御する制御部を備える電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power converter, and particularly relates to a power converter including a control section that controls an inverter section.

従来、インバータ部を制御する制御部を備える電力変換装置が知られている（たとえば、特許文献１参照）。 BACKGROUND ART Conventionally, a power converter device including a control section that controls an inverter section is known (for example, see Patent Document 1).

上記特許文献１には、スイッチング素子を含む電力変換部（インバータ部）と、電力変換部を制御する制御回路（制御部）と、電力変換部の出力側に設けられる加熱コイルとを備える誘導溶解炉が開示されている。この誘導溶解炉では、電力変換部と加熱コイルとの間には電流検出器が設けられており、電力変換部から加熱コイルに供給される電流が電流検出器によって検出される。また、制御回路には、電流一定制御回路（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ：ＡＣＲ）が設けられている。ＡＣＲは、電流検出器で検出された電流に基づいて、比例積分フィードバック制御を行う。そして、ＡＣＲからの出力に基づいて、電力変換部のスイッチング素子のオンオフを制御するためのゲート信号が生成される。そして、生成されたゲート信号に基づいて、電力変換部のスイッチング素子が駆動される。これにより、電力変換部から加熱コイルに供給される電流が一定になるように制御されている。 In the above-mentioned Patent Document 1, induction melting includes a power conversion section (inverter section) including a switching element, a control circuit (control section) that controls the power conversion section, and a heating coil provided on the output side of the power conversion section. A furnace is disclosed. In this induction melting furnace, a current detector is provided between the power converter and the heating coil, and the current detector detects the current supplied from the power converter to the heating coil. Further, the control circuit is provided with an automatic current regulator (ACR). ACR performs proportional-integral feedback control based on the current detected by the current detector. Then, based on the output from the ACR, a gate signal for controlling on/off of the switching element of the power conversion section is generated. Then, the switching element of the power conversion section is driven based on the generated gate signal. Thereby, the current supplied from the power converter to the heating coil is controlled to be constant.

特開２０１６－１９４９９３号公報Japanese Patent Application Publication No. 2016-194993

ここで、上記特許文献１に記載されるような誘導溶解炉では、加熱コイルの負荷インピーダンスが急激に変化した場合、加熱コイルに流れる電流が急激に変化する場合がある。つまり、加熱コイルに流れる電流が過電流となる場合がある。しかしながら、一般的に、ＡＣＲの応答速度は比較的遅い。このため、ＡＣＲを用いた制御（比例積分フィードバック制御）では、加熱コイルに流れる電流が過電流となった場合、加熱コイル（負荷）に供給される電流を迅速に一定にする（所定の範囲内に収める）ことが困難であるという問題点がある。 Here, in the induction melting furnace as described in Patent Document 1, when the load impedance of the heating coil suddenly changes, the current flowing through the heating coil may change suddenly. In other words, the current flowing through the heating coil may become an overcurrent. However, the response speed of ACR is generally relatively slow. For this reason, in control using ACR (proportional-integral feedback control), when the current flowing through the heating coil becomes an overcurrent, the current supplied to the heating coil (load) is quickly stabilized (within a predetermined range). The problem is that it is difficult to fit the

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、この発明の１つの目的は、負荷に流れる電流が過電流となった場合でも、負荷に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることが可能な電力変換装置を提供することである。 This invention was made to solve the above-mentioned problems, and one object of the invention is to quickly reduce the current supplied to the load even when the current flowing to the load becomes an overcurrent. It is an object of the present invention to provide a power conversion device that can be kept within a predetermined range.

上記目的を達成するために、この発明の一の局面による電力変換装置は、電源から供給された交流電力を直流電力に整流する整流部と、整流部の出力側に設けられ、整流部に整流された直流電力を平滑する平滑部と、平滑部により平滑された直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、インバータ部のスイッチング素子のオンオフを制御する制御部とを備え、制御部は、インバータ部から所望の波形の電流を出力するための波形指令とインバータ部から負荷に出力される出力電流との差に基づく値から、出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値または過電流の大きさに応じた値に所定の定数を乗算した値を減算することにより、スイッチング素子をオンオフするためのゲート信号を調整するように構成されている。 In order to achieve the above object, a power conversion device according to one aspect of the present invention includes a rectifier that rectifies AC power supplied from a power source into DC power, and a rectifier provided on the output side of the rectifier. a smoothing section that smoothes the DC power smoothed by the smoothing section; an inverter section that converts the DC power smoothed by the smoothing section into AC power; and a control section that controls on/off of switching elements of the inverter section. Based on the value based on the difference between the waveform command to output a current with the desired waveform from the inverter section and the output current output from the inverter section to the load, the value is calculated according to the magnitude of the overcurrent when the output current is an overcurrent. The gate signal for turning on and off the switching element is adjusted by subtracting a value obtained by multiplying a value corresponding to the value or the magnitude of the overcurrent by a predetermined constant .

この発明の一の局面による電力変換装置では、上記のように、制御部は、インバータ部から所望の波形の電流を出力するための波形指令とインバータ部から負荷に出力される出力電流との差と、出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値とに基づいて、スイッチング素子をオンオフするためのゲート信号を調整するように構成されている。これにより、波形指令とフィードバックされた出力電流との差（偏差）によるフィードバック制御を行う場合と異なり、偏差に加えて、過電流の大きさに応じた値も考慮してゲート信号が調整される。すなわち、フィードバック制御に用いられる偏差を過電流の大きさに応じた値を用いて調整することができる。その結果、負荷に流れる電流が過電流となった場合でも、負荷に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることができる。 In the power conversion device according to one aspect of the present invention, as described above, the control unit is configured to control the difference between the waveform command for outputting a current with a desired waveform from the inverter unit and the output current output from the inverter unit to the load. and a value corresponding to the magnitude of the overcurrent when the output current is an overcurrent, the gate signal for turning on and off the switching element is adjusted. As a result, unlike the case where feedback control is performed based on the difference (deviation) between the waveform command and the fed-back output current, the gate signal is adjusted by taking into account the value according to the magnitude of the overcurrent in addition to the deviation. . That is, the deviation used for feedback control can be adjusted using a value depending on the magnitude of overcurrent. As a result, even if the current flowing through the load becomes an overcurrent, the current supplied to the load can be quickly brought within a predetermined range.

また、制御部は、波形指令と出力電流との差に基づく値から、過電流の大きさに応じた値を減算することにより、ゲート信号を調整するように構成されている。これにより、波形指令と出力電流との差（フィードバック制御に用いられる偏差）に基づく値から、過電流の大きさに応じた値が減算されるので、フィードバック制御に用いられる偏差が直ちに減少される。これにより、負荷に流れる電流が過電流となった場合でも、負荷に供給される電流をより迅速に所定の範囲内に収めることができる。 Further , the control unit is configured to adjust the gate signal by subtracting a value depending on the magnitude of the overcurrent from a value based on the difference between the waveform command and the output current. As a result , a value corresponding to the magnitude of the overcurrent is subtracted from a value based on the difference between the waveform command and the output current (deviation used for feedback control), so the deviation used for feedback control is immediately reduced. . Thereby, even if the current flowing through the load becomes an overcurrent, the current supplied to the load can be more quickly brought within a predetermined range.

上記一の局面による電力変換装置において、好ましくは、制御部は、出力電流が所定の閾値を超えた場合、出力電流と所定の閾値との差の分を、波形指令と出力電流との差に基づく値から減算することにより、ゲート信号を調整するように構成されている。このように構成すれば、出力電流の大きさ（過電流の大きさ）に応じた値が、波形指令と出力電流との差（フィードバック制御に用いられる偏差）に基づく値から減算される。その結果、過電流の大きさに応じて、負荷に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることができる。 In the power conversion device according to the first aspect , preferably, when the output current exceeds a predetermined threshold, the control unit converts the difference between the output current and the predetermined threshold into the difference between the waveform command and the output current. The gate signal is configured to be adjusted by subtracting from the base value. With this configuration, a value corresponding to the magnitude of the output current (magnitude of overcurrent) is subtracted from a value based on the difference between the waveform command and the output current (deviation used for feedback control). As a result, the current supplied to the load can be quickly brought within a predetermined range depending on the magnitude of the overcurrent.

上記一の局面による電力変換装置において、好ましくは、波形指令は、ゲート信号の周波数と、インバータ部の出力電流の位相と、インバータ部から所望の電流を出力するための電流指令の実効値とに基づいて算出される、インバータ部の出力電流のゼロクロスの位相を起点とする正弦波指令を含む。ここで、負荷の変動に伴って適切なゲート信号の周波数（キャリア周波数）が変化する。そこで、上記のように、ゲート信号の周波数と、出力電流の位相と、電流指令の実効値とに基づいて、出力電流のゼロクロスの位相を起点として正弦波指令を構成することによって、キャリア周波数に合わせて正弦波指令を設定することができる。 In the power conversion device according to the first aspect, preferably, the waveform command is based on the frequency of the gate signal, the phase of the output current of the inverter section, and the effective value of the current command for outputting the desired current from the inverter section. It includes a sine wave command starting from the zero-crossing phase of the output current of the inverter unit, which is calculated based on the inverter unit output current. Here, the appropriate frequency (carrier frequency) of the gate signal changes as the load changes. Therefore, as described above, by configuring a sine wave command starting from the zero-crossing phase of the output current based on the frequency of the gate signal, the phase of the output current, and the effective value of the current command, the carrier frequency can be adjusted. A sine wave command can also be set.

この場合、好ましくは、インバータ部の出力電流に対して所望の周波数成分を減衰させるための第１フィルタをさらに備え、制御部は、第１フィルタを介して取得されたインバータ部の出力電流に基づいて、出力電流のゼロクロスの位相を取得するように構成されている。ここで、出力電流のゼロクロスの近傍においてチャタリング（出力電流の振動）が発生する場合がある。そこで、第１フィルタによって、インバータ部の出力電流に対して所望の周波数成分を減衰させることによって、出力電流のゼロクロスの位相を適切に取得することができる。 In this case, preferably, the controller further includes a first filter for attenuating a desired frequency component with respect to the output current of the inverter section, and the control section is configured based on the output current of the inverter section obtained through the first filter. The output current is configured to obtain the zero-crossing phase of the output current. Here, chattering (oscillation of the output current) may occur near the zero cross of the output current. Therefore, by attenuating a desired frequency component of the output current of the inverter section using the first filter, it is possible to appropriately obtain the zero-crossing phase of the output current.

上記第１フィルタを備える電力変換装置において、好ましくは、波形指令と出力電流との差に対して所望の周波数成分を減衰させるための第２フィルタをさらに備え、第１フィルタと第２フィルタとは、略同一の周波数成分を減衰させるように構成されている。このように構成すれば、ゼロクロスの位相を取得するための第１フィルタと、波形指令と出力電流との差（フィードバック制御に用いられる偏差）に対する第２フィルタとが、略同一の特性を有するので、負荷に供給される電流を所定の範囲内に収めるための制御を精度よく行うことができる。 The power conversion device including the first filter preferably further includes a second filter for attenuating a desired frequency component with respect to the difference between the waveform command and the output current, and the first filter and the second filter are different from each other. , are configured to attenuate substantially the same frequency components. With this configuration, the first filter for obtaining the zero-crossing phase and the second filter for the difference between the waveform command and the output current (deviation used for feedback control) have substantially the same characteristics. , it is possible to accurately control the current supplied to the load within a predetermined range.

上記一の局面による電力変換装置において、好ましくは、制御部は、波形指令と出力電流との差と、出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値とに基づいて、ゲート信号の周波数を調整するように構成されている。このように構成すれば、ゲート信号の周波数を変化させることによりスイッチング素子のオンオフを制御するパルス周波数変調（Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＦＭ）制御において、負荷に流れる電流が過電流となった場合でも、負荷に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることができる。 In the power conversion device according to the first aspect, preferably, the control unit performs the following based on the difference between the waveform command and the output current and a value corresponding to the magnitude of the overcurrent when the output current is an overcurrent. The gate signal is configured to adjust the frequency of the gate signal. With this configuration, even if the current flowing through the load becomes an overcurrent in pulse frequency modulation (PFM) control that controls on/off of the switching element by changing the frequency of the gate signal, the load The current supplied to the circuit can be quickly brought within a predetermined range.

上記一の局面による電力変換装置において、好ましくは、負荷は、インバータ部の出力側に設けられ、被加熱物を加熱する加熱コイルを含む。ここで、被加熱物を加熱する加熱コイルは、加熱され溶解する被加熱物の形状の変化に起因して、加熱コイルの負荷インピーダンスが急激に変化しやすい。このため、加熱コイルに流れる電流が過電流となりやすい。そこで、上記一の局面による電力変換装置のように構成することによって、負荷に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることは、被加熱物を加熱する加熱コイルに電力を供給する電力変換装置において、特に有効である。 In the power conversion device according to the first aspect, preferably, the load includes a heating coil that is provided on the output side of the inverter section and heats the object to be heated. Here, in the heating coil that heats the object to be heated, the load impedance of the heating coil tends to change rapidly due to a change in the shape of the object to be heated and melted. For this reason, the current flowing through the heating coil tends to become an overcurrent. Therefore, by configuring the power conversion device according to the first aspect above, it is possible to quickly keep the current supplied to the load within a predetermined range. This is particularly effective in conversion devices.

本発明によれば、上記のように、負荷に流れる電流が過電流となった場合でも、負荷に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることができる。 According to the present invention, as described above, even if the current flowing through the load becomes an overcurrent, the current supplied to the load can be quickly brought within a predetermined range.

一実施形態による誘導加熱装置（電力変換装置）の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of an induction heating device (power conversion device) according to an embodiment. 一実施形態による電力変換装置の基準波形の生成を説明するためのブロック図である。FIG. 2 is a block diagram for explaining generation of a reference waveform of a power conversion device according to an embodiment. 一実施形態による電力変換装置の制御部の制御ブロック図である。FIG. 2 is a control block diagram of a control unit of a power conversion device according to an embodiment. ゲート信号の周波数と出力電流との関係を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the frequency of a gate signal and the output current. 周波数と出力電流との関係を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing the relationship between frequency and output current.

以下、本発明を具体化した実施形態を図面に基づいて説明する。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments embodying the present invention will be described based on the drawings.

図１～図５を参照して、本実施形態による誘導加熱装置１の構成について説明する。 The configuration of the induction heating device 1 according to this embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 5.

図１に示すように、誘導加熱装置１は、電力変換装置１００と、電流検出器２と、共振コンデンサＣ１およびＣ２と、誘導加熱コイル３と、抵抗４とを備えている。なお、誘導加熱コイル３は、特許請求の範囲の「負荷」および「加熱コイル」の一例である。 As shown in FIG. 1, the induction heating device 1 includes a power conversion device 100, a current detector 2, resonance capacitors C1 and C2 , an induction heating coil 3, and a resistor 4. Note that the induction heating coil 3 is an example of a "load" and a "heating coil" in the claims.

電力変換装置１００は、整流部１０を備えている。整流部１０は、三相の商用電源２００から供給された交流電力を直流電力に整流するように構成されている。具体的には、整流部１０は、三相全波整流回路を構成する複数のダイオードを含む。なお、商用電源２００は、特許請求の範囲の「電源」の一例である。 Power conversion device 100 includes a rectifier 10 . The rectifier 10 is configured to rectify AC power supplied from a three-phase commercial power source 200 into DC power. Specifically, the rectifier 10 includes a plurality of diodes forming a three-phase full-wave rectifier circuit. Note that the commercial power source 200 is an example of a "power source" in the claims.

また、電力変換装置１００は、平滑コンデンサ２０を備えている。平滑コンデンサ２０は、整流部１０の出力側に設けられている。平滑コンデンサ２０は、整流部１０に整流された直流電力を平滑するように構成されている。なお、平滑コンデンサ２０は、特許請求の範囲の「平滑部」の一例である。 The power converter 100 also includes a smoothing capacitor 20. Smoothing capacitor 20 is provided on the output side of rectifier 10 . The smoothing capacitor 20 is configured to smooth the DC power rectified by the rectifier 10. Note that the smoothing capacitor 20 is an example of a "smoothing part" in the claims.

また、電力変換装置１００は、インバータ部３０（高周波インバータ回路）を備えている。インバータ部３０は、平滑コンデンサ２０により平滑された直流電力を交流電力に変換するように構成されている。インバータ部３０は、複数のスイッチング素子Ｓ（半導体スイッチング素子）を含む。複数のスイッチング素子Ｓは、上アームを構成するスイッチング素子Ｓ１およびスイッチング素子Ｓ３と、下アームを構成するスイッチング素子Ｓ２およびスイッチング素子Ｓ４とを含む。 Further, the power conversion device 100 includes an inverter section 30 (high frequency inverter circuit). The inverter unit 30 is configured to convert DC power smoothed by the smoothing capacitor 20 into AC power. The inverter section 30 includes a plurality of switching elements S (semiconductor switching elements). The plurality of switching elements S include a switching element S 1 and a switching element S 3 that constitute an upper arm, and a switching element S 2 and a switching element S 4 that constitute a lower arm.

また、電力変換装置１００は、制御部４０を備えている。制御部４０は、インバータ部３０のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオンオフを制御するように構成されている。なお、制御部４０の詳細な構成は後述する。 Further, the power conversion device 100 includes a control section 40. The control section 40 is configured to control on/off of the switching elements S 1 to S 4 of the inverter section 30. Note that the detailed configuration of the control unit 40 will be described later.

また、誘導加熱装置１では、整流部１０およびインバータ部３０の組は、互いに並列に複数（本実施形態では２つ）設けられている。 Further, in the induction heating device 1, a plurality of sets (in this embodiment, two) of the rectifying section 10 and the inverter section 30 are provided in parallel with each other.

電流検出器２は、インバータ部３０の交流出力側から共振コンデンサＣ１に流れる電流を検出するように構成されている。 The current detector 2 is configured to detect the current flowing from the AC output side of the inverter section 30 to the resonant capacitor C1 .

共振コンデンサＣ１およびＣ２は、インバータ部３０の交流出力側に設けられている。共振コンデンサＣ１およびＣ２と、誘導加熱コイル３と、被加熱物としての金属とによって共振回路が構成されている。 Resonant capacitors C 1 and C 2 are provided on the AC output side of the inverter section 30. A resonant circuit is configured by the resonant capacitors C 1 and C 2 , the induction heating coil 3, and the metal as the object to be heated.

本実施形態では、誘導加熱コイル３は、インバータ部３０の出力側に設けられており、被加熱物（金属）を加熱して溶解するように構成されている。たとえば、金属は、アルミニウムのインゴットである。また、インバータ部３０の交流出力側と共振コンデンサＣ１（共振コンデンサＣ２）の一方電極が接続されている。また、共振コンデンサＣ１（共振コンデンサＣ２）の他方電極は、誘導加熱コイル３に接続されている。 In this embodiment, the induction heating coil 3 is provided on the output side of the inverter section 30 and is configured to heat and melt the object (metal) to be heated. For example, the metal is an aluminum ingot. Further, the AC output side of the inverter section 30 and one electrode of the resonant capacitor C 1 (resonant capacitor C 2 ) are connected. Further, the other electrode of the resonant capacitor C 1 (resonant capacitor C 2 ) is connected to the induction heating coil 3.

また、誘導加熱コイル３には、抵抗４が接続されている。抵抗４は、誘導加熱コイル３と共振コンデンサＣ２との間に配置されている。 Further, a resistor 4 is connected to the induction heating coil 3. A resistor 4 is arranged between the induction heating coil 3 and the resonant capacitor C2 .

（制御部の詳細な構成）
次に、制御部４０の詳細な構成について説明する。 (Detailed configuration of control unit)
Next, a detailed configuration of the control section 40 will be explained.

まず、図２を参照して、制御部４０による基準波形の生成について説明する。基準波形は、正規化された波形（正弦波）である。また、基準波形に、誘導加熱コイル３に流す電流指令の実行値を積算することにより、正弦波指令が生成される。正弦波指令は、インバータ部３０に含まれるスイッチング素子Ｓのオンオフを制御するためのゲート信号を生成するために用いられる。また、基準波形は、ゲート信号の周波数（キャリア周波数）が変化した際に、変化したゲート信号の周波数に対応するように変化させる必要がある。以下、具体的に説明する。 First, with reference to FIG. 2, generation of a reference waveform by the control unit 40 will be described. The reference waveform is a normalized waveform (sine wave). Further, a sine wave command is generated by integrating the reference waveform with the actual value of the current command to be passed through the induction heating coil 3. The sine wave command is used to generate a gate signal for controlling on/off of the switching element S included in the inverter section 30. Further, when the frequency of the gate signal (carrier frequency) changes, the reference waveform needs to be changed to correspond to the changed frequency of the gate signal. This will be explained in detail below.

制御部４０には、電流検出器２によって検出されたインバータ部３０の出力電流の電流値が入力される。また、電流検出器２によって検出された電流値は、アナログデジタル変換された後、制御部４０に入力される。なお、アナログデジタル変換は、比較的高速に行われる。また、電流検出器２によるインバータ部３０の出力電流の検出は、所定のサンプリング周期毎に行われている。 The current value of the output current of the inverter section 30 detected by the current detector 2 is input to the control section 40 . Further, the current value detected by the current detector 2 is input to the control unit 40 after being converted from analog to digital. Note that analog-to-digital conversion is performed at relatively high speed. Furthermore, the current detector 2 detects the output current of the inverter section 30 at every predetermined sampling period.

ここで、出力電流（少なくとも、出力電流のゼロクロスの近傍）には、チャタリング（振動）が発生する場合がある。そこで、電流検出器２と制御部４０との間には、フィルタ４１が設けられている。フィルタ４１は、インバータ部３０の出力電流に対して所望の周波数成分を減衰させるように構成されている。たとえば、フィルタ４１は、ＬＰＦ（Ｌｏｗ－ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）から構成されている。そして、制御部４０には、フィルタ４１を介した電流値が入力される。なお、フィルタ４１は、特許請求の範囲の「第１フィルタ」の一例である。 Here, chattering (vibration) may occur in the output current (at least near the zero cross of the output current). Therefore, a filter 41 is provided between the current detector 2 and the control section 40. The filter 41 is configured to attenuate a desired frequency component in the output current of the inverter section 30. For example, the filter 41 is composed of an LPF (Low-pass filter). Then, the current value via the filter 41 is input to the control unit 40 . Note that the filter 41 is an example of a "first filter" in the claims.

そして、本実施形態では、制御部４０は、フィルタ４１を介して取得されたインバータ部３０の出力電流に基づいて、出力電流のゼロクロスの位相を取得するように構成されている。具体的には、フィルタ４１を介して取得された出力電流の電流値からゼロクロスの位相を取得する。 In the present embodiment, the control unit 40 is configured to acquire the zero-crossing phase of the output current based on the output current of the inverter unit 30 acquired via the filter 41. Specifically, the zero-crossing phase is obtained from the current value of the output current obtained through the filter 41.

そして、本実施形態では、制御部４０は、インバータ部３０の出力電流のゼロクロスの位相を起点として、ゲート信号の周波数と、インバータ部３０の出力電流の位相（出力電流のゼロクロスの位相）と、インバータ部３０から所望の電流を出力するための電流指令の実効値とに基づいて、正弦波指令を算出する。具体的には、ゲート信号の周波数と、インバータ部３０の出力電流の検出周期（サンプリング周期）と、出力電流のゼロクロスの位相とが、制御部４０の基準波形生成部４２に入力される。ここで、ゲート信号の周波数は、スイッチング素子Ｓを駆動しているゲート信号の現時点の周波数である。このゲート信号の現時点の周波数は、生成される基準信号の周波数とされる。また、取得された出力電流のゼロクロスの位相を起点として、インバータ部３０の出力電流の検出周期（サンプリング周期）ごとに、図示しないカウンタによってカウントが行われる。基準波形生成部４２は、カウンタによってカウントされるカウント値から、基準波形の位相位置を算出する。そして、基準波形生成部４２は、出力電流のゼロクロスの位相を起点として、基準波形（ｓｉｎθ）を生成する。 In the present embodiment, the control unit 40 determines the frequency of the gate signal, the phase of the output current of the inverter unit 30 (the phase of the zero cross of the output current), starting from the phase of the zero cross of the output current of the inverter unit 30, A sine wave command is calculated based on the effective value of the current command for outputting a desired current from the inverter section 30. Specifically, the frequency of the gate signal, the detection period (sampling period) of the output current of the inverter section 30, and the zero-crossing phase of the output current are input to the reference waveform generation section 42 of the control section 40. Here, the frequency of the gate signal is the current frequency of the gate signal driving the switching element S. The current frequency of this gate signal is the frequency of the generated reference signal. Further, a counter (not shown) performs counting at each detection period (sampling period) of the output current of the inverter unit 30, starting from the zero-crossing phase of the obtained output current. The reference waveform generation unit 42 calculates the phase position of the reference waveform from the count value counted by the counter. Then, the reference waveform generation unit 42 generates a reference waveform (sin θ) using the zero-crossing phase of the output current as a starting point.

そして、図３に示すように、生成された基準波形と、インバータ部３０から所望の電流を出力するための電流指令の実効値（目標値、Ａ）とが乗算器４３によって乗算される。なお、電流指令の実効値（Ａ）は、図示しないＡＲＰ（交流電力調整器）から制御部４０に入力される。そして、基準波形（ｓｉｎθ）と出力電力の指令値（Ａ）とが乗算されることにより、正弦波指令（Ａ×ｓｉｎθ）が生成される。上記のように正弦波指令が生成されることによって、ゲート信号の周波数（キャリア周波数）の変化に応じた正弦波指令が生成される。 Then, as shown in FIG. 3, the generated reference waveform is multiplied by the effective value (target value, A) of the current command for outputting the desired current from the inverter unit 30 by the multiplier 43. Note that the effective value (A) of the current command is input to the control unit 40 from an ARP (alternating current power regulator) (not shown). Then, a sine wave command (A×sin θ) is generated by multiplying the reference waveform (sin θ) and the output power command value (A). By generating the sine wave command as described above, a sine wave command is generated according to a change in the frequency (carrier frequency) of the gate signal.

そして、生成された正弦波指令と、電流検出器２によって検出された電流値（フィードバックされた電流値）との差（偏差）が、減算器４４により演算される。なお、電流検出器２によって検出された電流値は、アナログデジタル変換された後、フィルタ４１によって所望の周波数成分が減衰されている。 Then, the difference (deviation) between the generated sine wave command and the current value detected by the current detector 2 (feedback current value) is calculated by the subtracter 44. Note that the current value detected by the current detector 2 is subjected to analog-to-digital conversion, and then a desired frequency component is attenuated by the filter 41.

また、本実施形態では、正弦波指令と出力電流との差（偏差）に対して所望の周波数成分を減衰させるためのフィルタ４５が設けられている。また、フィルタ４１とフィルタ４５とは、略同一の周波数成分を減衰させるように構成されている。そして、減算器４４の出力（偏差）は、フィルタ４５によって所望の周波数成分が減衰される。そして、フィルタ４５によって所望の周波数成分が減衰された偏差に対して、ゲインが乗算される。なお、フィルタ４５は、特許請求の範囲の「第２フィルタ」の一例である。 Further, in this embodiment, a filter 45 is provided to attenuate a desired frequency component with respect to the difference (deviation) between the sine wave command and the output current. Further, the filter 41 and the filter 45 are configured to attenuate substantially the same frequency component. Then, a desired frequency component of the output (deviation) of the subtracter 44 is attenuated by a filter 45. Then, the deviation in which the desired frequency component is attenuated by the filter 45 is multiplied by a gain. Note that the filter 45 is an example of a "second filter" in the claims.

ここで、本実施形態では、制御部４０は、インバータ部３０から所望の波形の電流を出力するための正弦波指令とインバータ部３０から誘導加熱コイル３に出力される出力電流（Ｉ１）との差（偏差、Ｉ２）と、出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値とに基づいて、スイッチング素子Ｓをオンオフするためのゲート信号を調整するように構成されている。具体的には、制御部４０は、正弦波指令と出力電流との差に基づく値から、過電流の大きさに応じた値を減算する。詳細には、制御部４０は、出力電流が所定の閾値（ＩＴＨ）を超えた場合、出力電流と所定の閾値との差の分（Ｉ１－ＩＴＨ）を、正弦波指令と出力電流との差に基づく値から減算する。なお、図示していないが、出力電流と所定の閾値との差の分（Ｉ１－ＩＴＨ）に対して、ゲインを乗算した値を減算しても良いし、フィルタ４５によって所望の周波数成分が減衰された偏差に対して、出力電流と所定の閾値との差の分（Ｉ１－ＩＴＨ）を減算して、ゲインを乗算しても良い。 Here, in the present embodiment, the control unit 40 outputs a sine wave command for outputting a current with a desired waveform from the inverter unit 30 and an output current (I 1 ) output from the inverter unit 30 to the induction heating coil 3. is configured to adjust a gate signal for turning on and off the switching element S based on the difference (deviation, I 2 ) between ing. Specifically, the control unit 40 subtracts a value corresponding to the magnitude of the overcurrent from a value based on the difference between the sine wave command and the output current. Specifically, when the output current exceeds a predetermined threshold (I TH ), the control unit 40 converts the difference between the output current and the predetermined threshold (I 1 −I TH ) into the sine wave command and the output current. Subtract from the value based on the difference between Although not shown, a value obtained by multiplying the difference (I 1 - I TH ) between the output current and a predetermined threshold value by a gain may be subtracted, or a desired frequency component may be subtracted by the filter 45. The attenuated deviation may be multiplied by a gain by subtracting the difference (I 1 −I TH ) between the output current and a predetermined threshold value.

すなわち、減算器４６によって、電流検出器２によって検出された出力電流の電流値から所定の閾値が減算される。そして、減算器４７によって、フィルタ４５によって所望の周波数成分が減衰されるとともに（偏差Ｉ２’とする）、ゲインｋが乗算された偏差（ｋＩ２’）から、減算器４６の出力（出力電流と所定の閾値との差の分Ｉ１－ＩＴＨ）が減算される。なお、減算器４７には、減算器４６によって減算された値のうち、０以上の値のみが入力される。これにより、インバータ部３０から出力される電流が過電流の場合、過電流に応じた値（減算器４６の出力値）が直ちに、ゲインが乗算された偏差から減算される。なお、所定の閾値は、たとえば、電力変換装置１００の定格電流の１．１倍の値である。また、フィルタ４５によって所望の周波数成分が減衰されるとともにゲインｋが乗算された偏差（ｋＩ２’）は、特許請求の範囲の「正弦波指令と出力電流との差に基づく値」の一例である。 That is, the subtracter 46 subtracts a predetermined threshold value from the current value of the output current detected by the current detector 2. Then, the subtracter 47 attenuates the desired frequency component by the filter 45 (determined as deviation I 2 '), and the output of the subtracter 46 (output current and a predetermined threshold (I 1 −I TH ) is subtracted. Note that, of the values subtracted by the subtracter 46, only values greater than or equal to 0 are input to the subtracter 47. Thereby, when the current output from the inverter section 30 is an overcurrent, a value corresponding to the overcurrent (output value of the subtracter 46) is immediately subtracted from the deviation multiplied by the gain. Note that the predetermined threshold value is, for example, a value that is 1.1 times the rated current of the power conversion device 100. Further, the deviation (kI 2 ') obtained by attenuating the desired frequency component by the filter 45 and multiplying it by the gain k is an example of "a value based on the difference between the sine wave command and the output current" in the claims. be.

そして、減算器４７の出力（ｋＩ２’－（Ｉ１－ＩＴＨ））が、ＰＩ調整器４８に入力される。すなわち、ＰＩ調整器４８には、インバータ部３０から出力される電流が過電流の場合でも、上記の偏差から過電流に応じた値（減算器４６の出力値）が減算された値が入力される。 Then, the output of the subtracter 47 (kI 2 '-(I 1 -I TH )) is input to the PI adjuster 48. That is, even if the current output from the inverter section 30 is an overcurrent, the PI adjuster 48 receives a value obtained by subtracting a value corresponding to the overcurrent (output value of the subtracter 46) from the above deviation. Ru.

そして、ＰＩ調整器４８の出力が、周波数変換器４９に入力される。すなわち、本実施形態では、制御部４０は、正弦波形指令と出力電流との差Ｉ２と、出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値（Ｉ１－ＩＴＨ）とに基づいて、ゲート信号の周波数を調整するように構成されている。すなわち、電力変換装置１００では、ゲート信号の周波数を変化させることによって、スイッチング素子Ｓのオンオフを制御するパルス周波数変調（Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＦＭ）制御が行われる。 The output of the PI adjuster 48 is then input to a frequency converter 49. That is, in the present embodiment, the control unit 40 determines the difference I 2 between the sine waveform command and the output current and the value (I 1 −I TH ) according to the magnitude of the overcurrent when the output current is an overcurrent. The frequency of the gate signal is adjusted based on the frequency of the gate signal. That is, in the power conversion device 100, pulse frequency modulation (PFM) control is performed to control on/off of the switching element S by changing the frequency of the gate signal.

そして、周波数変換器４９によって、スイッチング素子Ｓのオンオフを制御するためのゲート信号が生成される。上記のように、ＰＩ調整器４８には、インバータ部３０から出力される電流が過電流の場合でも、過電流に応じた値（減算器４６からの出力値（Ｉ１－ＩＴＨ））が減算された値が入力されるので、周波数変換器４９によって生成されるゲート信号は、過電流に応じた値が考慮されている。これにより、インバータ部３０の出力電流が過電流になることを迅速に抑制することが可能になる。 Then, the frequency converter 49 generates a gate signal for controlling on/off of the switching element S. As described above, even when the current output from the inverter section 30 is an overcurrent, the PI regulator 48 has a value corresponding to the overcurrent (the output value from the subtracter 46 (I 1 - I TH )). Since the subtracted value is input, the gate signal generated by the frequency converter 49 takes into consideration a value corresponding to the overcurrent. This makes it possible to quickly prevent the output current of the inverter section 30 from becoming an overcurrent.

次に、図４および図５を参照して、ゲート信号の周波数とインバータ部３０の出力電流との関係について説明する。 Next, the relationship between the frequency of the gate signal and the output current of the inverter section 30 will be described with reference to FIGS. 4 and 5.

インバータ部３０の出力電流は、ゲート信号の周波数が小さくなるにしたがって、大きさ（振幅）が大きくなる。また、誘導加熱装置１では、誘導加熱コイル３と共振コンデンサＣ１およびＣ２とにより共振が発生する。図５に示すように、共振周波数ｆ１において、インバータ部３０の出力電流が最大になる。そして、誘導加熱装置１では、ゲート信号は、共振周波数ｆ１よりも大きな周波数ｆ２～ｆ３の範囲内で制御される。このように、ゲート信号が共振周波数ｆ１よりも大きな周波数を有することにより、スイッチング素子Ｓに貫通電流が流れることに起因してスイッチング素子Ｓが破壊することを抑制することが可能になる。 The output current of the inverter section 30 increases in magnitude (amplitude) as the frequency of the gate signal decreases. Further, in the induction heating device 1, resonance occurs due to the induction heating coil 3 and the resonance capacitors C1 and C2 . As shown in FIG. 5, the output current of the inverter section 30 becomes maximum at the resonance frequency f1 . In the induction heating device 1, the gate signal is controlled within a frequency range of f 2 to f 3 that is greater than the resonance frequency f 1 . In this manner, since the gate signal has a frequency higher than the resonance frequency f1 , it becomes possible to suppress destruction of the switching element S due to a through current flowing through the switching element S.

［本実施形態の効果］
本実施形態では、以下のような効果を得ることができる。 [Effects of this embodiment]
In this embodiment, the following effects can be obtained.

本実施形態では、上記のように、制御部４０は、インバータ部３０から所望の波形の電流を出力するための正弦波指令とインバータ部３０から誘導加熱コイル３に出力される出力電流との差と、出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値とに基づいて、スイッチング素子Ｓをオンオフするためのゲート信号を調整するように構成されている。これにより、正弦波指令とフィードバックされた出力電流との差（偏差）によるフィードバック制御を行う場合と異なり、偏差に加えて、過電流の大きさに応じた値も考慮してゲート信号が調整される。すなわち、フィードバック制御に用いられる偏差を過電流の大きさに応じた値を用いて調整することができる。その結果、誘導加熱コイル３に流れる電流が過電流となった場合でも、誘導加熱コイル３に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることができる。 In this embodiment, as described above, the control unit 40 controls the difference between the sine wave command for outputting a current with a desired waveform from the inverter unit 30 and the output current output from the inverter unit 30 to the induction heating coil 3. and a value corresponding to the magnitude of the overcurrent when the output current is an overcurrent, the gate signal for turning on and off the switching element S is adjusted. As a result, unlike when feedback control is performed based on the difference (deviation) between the sine wave command and the fed-back output current, the gate signal is adjusted by taking into account the value according to the magnitude of the overcurrent in addition to the deviation. Ru. That is, the deviation used for feedback control can be adjusted using a value depending on the magnitude of overcurrent. As a result, even if the current flowing through the induction heating coil 3 becomes an overcurrent, the current supplied to the induction heating coil 3 can be quickly brought within a predetermined range.

また、本実施形態では、上記のように、制御部４０は、正弦波指令と出力電流との差に基づく値から、過電流の大きさに応じた値を減算することにより、ゲート信号を調整するように構成されている。これにより、正弦波指令と出力電流との差（フィードバック制御に用いられる偏差）に基づく値から、過電流の大きさに応じた値が減算されるので、フィードバック制御に用いられる偏差が直ちに減少される。これにより、誘導加熱コイル３に流れる電流が過電流となった場合でも、誘導加熱コイル３に供給される電流をより迅速に所定の範囲内に収めることができる。 Furthermore, in the present embodiment, as described above, the control unit 40 adjusts the gate signal by subtracting a value according to the magnitude of the overcurrent from a value based on the difference between the sine wave command and the output current. is configured to do so. As a result, a value corresponding to the magnitude of the overcurrent is subtracted from a value based on the difference between the sine wave command and the output current (deviation used for feedback control), so the deviation used for feedback control is immediately reduced. Ru. Thereby, even when the current flowing through the induction heating coil 3 becomes an overcurrent, the current supplied to the induction heating coil 3 can be more quickly kept within a predetermined range.

また、本実施形態では、上記のように、制御部４０は、出力電流が所定の閾値を超えた場合、出力電流と所定の閾値との差の分を、正弦波指令と出力電流との差に基づく値から減算することにより、ゲート信号を調整するように構成されている。これにより、出力電流の大きさ（過電流の大きさ）に応じた値が、正弦波指令と出力電流との差（フィードバック制御に用いられる偏差）に基づく値から減算される。その結果、過電流の大きさに応じて、誘導加熱コイル３に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることができる。 In addition, in the present embodiment, as described above, when the output current exceeds a predetermined threshold, the control unit 40 compensates for the difference between the sine wave command and the output current by the difference between the output current and the predetermined threshold. The gate signal is configured to be adjusted by subtracting from a value based on . As a result, a value corresponding to the magnitude of the output current (magnitude of overcurrent) is subtracted from a value based on the difference between the sine wave command and the output current (deviation used for feedback control). As a result, the current supplied to the induction heating coil 3 can be quickly brought within a predetermined range depending on the magnitude of the overcurrent.

また、本実施形態では、上記のように、正弦波指令は、ゲート信号の周波数と、インバータ部３０の出力電流の位相と、インバータ部３０から所望の電流を出力するための電流指令の実効値とに基づいて算出される、インバータ部３０の出力電流のゼロクロスの位相を起点とする正弦波指令を含む。ここで、負荷（誘導加熱コイル３の負荷インピーダンス）の変動に伴って適切なゲート信号の周波数（キャリア周波数）が変化する。そこで、上記のように、ゲート信号の周波数と、出力電流の位相と、電流指令の実効値とに基づいて、出力電流のゼロクロスの位相を起点として正弦波指令を構成することによって、キャリア周波数に合わせて正弦波指令を設定することができる。 Further, in this embodiment, as described above, the sine wave command includes the frequency of the gate signal, the phase of the output current of the inverter section 30, and the effective value of the current command for outputting the desired current from the inverter section 30. It includes a sine wave command starting from the zero-crossing phase of the output current of the inverter section 30, which is calculated based on the following. Here, as the load (load impedance of the induction heating coil 3) changes, the appropriate frequency (carrier frequency) of the gate signal changes. Therefore, as described above, by configuring a sine wave command starting from the zero-crossing phase of the output current based on the frequency of the gate signal, the phase of the output current, and the effective value of the current command, the carrier frequency can be adjusted. A sine wave command can also be set.

また、本実施形態では、上記のように、制御部４０は、フィルタ４１を介して取得されたインバータ部３０の出力電流に基づいて、出力電流のゼロクロスの位相を取得するように構成されている。ここで、出力電流のゼロクロスの近傍においてチャタリング（出力電流の振動）が発生する場合がある。そこで、フィルタ４１によって、インバータ部３０の出力電流に対して所望の周波数成分を減衰させることによって、出力電流のゼロクロスの位相を適切に取得することができる。 Furthermore, in the present embodiment, as described above, the control unit 40 is configured to obtain the zero-crossing phase of the output current based on the output current of the inverter unit 30 obtained via the filter 41. . Here, chattering (oscillation of the output current) may occur near the zero cross of the output current. Therefore, by attenuating a desired frequency component of the output current of the inverter section 30 using the filter 41, it is possible to appropriately obtain the zero-crossing phase of the output current.

また、本実施形態では、上記のように、フィルタ４１とフィルタ４５とは、略同一の周波数成分を減衰させるように構成されている。これにより、ゼロクロスの位相を取得するためのフィルタ４１と、正弦波指令と出力電流との差（フィードバック制御に用いられる偏差）に対するフィルタ４５とが、略同一の特性を有するので、誘導加熱コイル３に供給される電流を所定の範囲内に収めるための制御を精度よく行うことができる。 Further, in this embodiment, as described above, the filter 41 and the filter 45 are configured to attenuate substantially the same frequency component. As a result, the filter 41 for obtaining the zero-crossing phase and the filter 45 for the difference between the sine wave command and the output current (deviation used for feedback control) have substantially the same characteristics, so the induction heating coil 3 It is possible to accurately control the current supplied to within a predetermined range.

また、本実施形態では、上記のように、制御部４０は、正弦波指令と出力電流との差と、出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値とに基づいて、ゲート信号の周波数を調整するように構成されている。これにより、ゲート信号の周波数を変化させることによりスイッチング素子Ｓのオンオフを制御するパルス周波数変調（ＰＦＭ）制御において、誘導加熱コイル３に流れる電流が過電流となった場合でも、誘導加熱コイル３に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることができる。 Further, in the present embodiment, as described above, the control unit 40 uses a value corresponding to the difference between the sine wave command and the output current and the magnitude of the overcurrent when the output current is an overcurrent. , configured to adjust the frequency of the gate signal. As a result, in pulse frequency modulation (PFM) control that controls on/off of the switching element S by changing the frequency of the gate signal, even if the current flowing through the induction heating coil 3 becomes an overcurrent, the induction heating coil 3 The supplied current can be quickly brought within a predetermined range.

また、本実施形態では、上記のように、インバータ部３０の出力側に、被加熱物を加熱する誘導加熱コイル３が設けられている。ここで、被加熱物を加熱する誘導加熱コイル３は、加熱され溶解する被加熱物の形状の変化に起因して、誘導加熱コイル３の負荷インピーダンスが急激に変化しやすい。このため、誘導加熱コイル３に流れる電流が過電流となりやすい。そこで、本実施形態の電力変換装置１００のように構成することによって、誘導加熱コイル３に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることは、被加熱物を加熱する誘導加熱コイル３に電力を供給する電力変換装置１００において、特に有効である。 Further, in this embodiment, as described above, the induction heating coil 3 for heating the object to be heated is provided on the output side of the inverter section 30. Here, the load impedance of the induction heating coil 3 that heats the object to be heated tends to change rapidly due to changes in the shape of the object to be heated and melted. Therefore, the current flowing through the induction heating coil 3 tends to become an overcurrent. Therefore, by configuring the power converter 100 of this embodiment, it is possible to quickly keep the current supplied to the induction heating coil 3 within a predetermined range. This is particularly effective in the power conversion device 100 that supplies electric power.

[変形例]
なお、今回開示された実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更（変形例）が含まれる。 [Modified example]
Note that the embodiments disclosed this time should be considered to be illustrative in all respects and not restrictive. The scope of the present invention is indicated by the claims rather than the description of the embodiments described above, and further includes all changes (modifications) within the meaning and range equivalent to the claims.

たとえば、上記実施形態では、誘導加熱装置１に用いられる電力変換装置１００に本発明を適用する例を示したが、本発明はこれに限られない。本発明は、誘導加熱装置１以外の装置に用いられる電力変換装置１００に対しても適用することが可能である。 For example, in the embodiment described above, an example was shown in which the present invention is applied to the power conversion device 100 used in the induction heating device 1, but the present invention is not limited to this. The present invention can also be applied to the power conversion device 100 used in devices other than the induction heating device 1.

また、上記実施形態では、正弦波指令と出力電流との差に基づく値から、過電流の大きさに応じた値（正弦波指令と所定の閾値との差分）を減算することにより、ゲート信号を調整するように構成されている例を示したが、本発明はこれに限られない。本発明では、減算以外の方法によって、過電流の大きさに応じた値に基づいて、ゲート信号を調整してもよい。たとえば、正弦波指令と所定の閾値との差分に対して、所定の定数を乗算した値を、正弦波指令と出力電流との差から減算してもよい。 Furthermore, in the above embodiment, the gate signal is generated by subtracting a value corresponding to the magnitude of the overcurrent (the difference between the sine wave command and a predetermined threshold value) from a value based on the difference between the sine wave command and the output current. Although an example has been shown in which the configuration is configured to adjust, the present invention is not limited to this. In the present invention, the gate signal may be adjusted based on a value corresponding to the magnitude of overcurrent by a method other than subtraction. For example, a value obtained by multiplying the difference between the sine wave command and a predetermined threshold by a predetermined constant may be subtracted from the difference between the sine wave command and the output current.

また、上記実施形態では、ゲート信号の周波数と、インバータ部３０の出力電流の位相と、電流指令の実効値とに基づいて、インバータ部３０の出力電流のゼロクロスの位相を起点として、正弦波指令が生成される例を示したが、正弦波指令の生成方法は、この方法に限られない。また、インバータ部３０から所望の波形の電流を出力するための指令として、正弦波指令以外の指令を用いてもよい。 Further, in the above embodiment, based on the frequency of the gate signal, the phase of the output current of the inverter section 30, and the effective value of the current command, the sine wave command is Although an example is shown in which the sine wave command is generated, the method for generating the sine wave command is not limited to this method. Further, as a command for outputting a current with a desired waveform from the inverter unit 30, a command other than a sine wave command may be used.

また、上記実施形態では、フィルタ４１およびフィルタ４５がＬＰＦから構成されている例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、フィルタ４１およびフィルタ４５をＬＰＦ以外のフィルタによって構成してもよい。 Further, in the embodiment described above, an example was shown in which the filter 41 and the filter 45 were configured from LPFs, but the present invention is not limited to this. For example, filter 41 and filter 45 may be configured with filters other than LPF.

また、上記実施形態では、スイッチング素子Ｓのオンオフの制御として、パルス周波数変調（ＰＦＭ）制御が用いられる例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、スイッチング素子Ｓのオンオフの制御として、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）制御を用いてもよい。 Further, in the above embodiment, an example is shown in which pulse frequency modulation (PFM) control is used to control the on/off of the switching element S, but the present invention is not limited to this. For example, as the on/off control of the switching element S, pulse width modulation (PWM) control may be used.

また、上記実施形態では、本発明の「負荷」として誘導加熱コイル３を用いる例を示したが、本発明はこれに限られない。本発明は、誘導加熱コイル３以外の負荷に電力を供給する電力変換装置に対しても適用することが可能である。また、誘導加熱コイル３以外の加熱コイルを用いてもよい。 Further, in the above embodiment, an example is shown in which the induction heating coil 3 is used as the "load" of the present invention, but the present invention is not limited to this. The present invention can also be applied to a power conversion device that supplies power to loads other than the induction heating coil 3. Moreover, a heating coil other than the induction heating coil 3 may be used.

３ 誘導加熱コイル（負荷、加熱コイル）
１０ 整流部
２０ 平滑コンデンサ（平滑部）
３０ インバータ部
４０ 制御部
４１ フィルタ（第１フィルタ）
４５ フィルタ（第２フィルタ）
１００ 電力変換装置
２００ 商用電源（電源）
Ｓ、Ｓ１～Ｓ４ スイッチング素子
3 Induction heating coil (load, heating coil)
10 Rectifier section 20 Smoothing capacitor (smoothing section)
30 Inverter section 40 Control section 41 Filter (first filter)
45 Filter (second filter)
100 Power converter 200 Commercial power supply (power supply)
S, S 1 to S 4 switching elements

Claims (7)

電源から供給された交流電力を直流電力に整流する整流部と、
前記整流部の出力側に設けられ、前記整流部に整流された直流電力を平滑する平滑部と、
前記平滑部により平滑された直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、
前記インバータ部のスイッチング素子のオンオフを制御する制御部とを備え、
前記制御部は、前記インバータ部から所望の波形の電流を出力するための波形指令と前記インバータ部から負荷に出力される出力電流との差に基づく値から、前記出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値または前記過電流の大きさに応じた値に所定の定数を乗算した値を減算することにより、前記スイッチング素子をオンオフするためのゲート信号を調整するように構成されている、電力変換装置。 a rectifier that rectifies AC power supplied from the power source into DC power;
a smoothing section provided on the output side of the rectification section and smoothing the DC power rectified by the rectification section;
an inverter section that converts the DC power smoothed by the smoothing section into AC power;
and a control unit that controls on/off of a switching element of the inverter unit,
The control unit determines when the output current is an overcurrent based on a value based on a difference between a waveform command for outputting a current with a desired waveform from the inverter unit and an output current output from the inverter unit to a load. The gate signal for turning on and off the switching element is adjusted by subtracting a value corresponding to the magnitude of the overcurrent or a value obtained by multiplying the value corresponding to the magnitude of the overcurrent by a predetermined constant. A power conversion device consisting of: 前記制御部は、前記出力電流が所定の閾値を超えた場合、前記出力電流と前記所定の閾値との差の分を、前記波形指令と前記出力電流との差に基づく値から減算することにより、前記ゲート信号を調整するように構成されている、請求項１に記載の電力変換装置。 When the output current exceeds a predetermined threshold, the control unit subtracts the difference between the output current and the predetermined threshold from a value based on the difference between the waveform command and the output current. , the power converter device according to claim 1 , configured to adjust the gate signal. 前記波形指令は、前記ゲート信号の周波数と、前記インバータ部の前記出力電流の位相と、前記インバータ部から所望の電流を出力するための電流指令の実効値とに基づいて算出される、前記インバータ部の前記出力電流のゼロクロスの位相を起点とする正弦波指令を含む、請求項１または２に記載の電力変換装置。 The waveform command is calculated based on the frequency of the gate signal, the phase of the output current of the inverter section, and the effective value of a current command for outputting a desired current from the inverter section. The power conversion device according to claim 1 or 2 , further comprising a sine wave command having a zero-crossing phase of the output current of the output current as a starting point. 前記インバータ部の前記出力電流に対して所望の周波数成分を減衰させるための第１フィルタをさらに備え、
前記制御部は、前記第１フィルタを介して取得された前記インバータ部の前記出力電流に基づいて、前記出力電流のゼロクロスの位相を取得するように構成されている、請求項３に記載の電力変換装置。 further comprising a first filter for attenuating a desired frequency component with respect to the output current of the inverter section,
The power supply according to claim 3 , wherein the control unit is configured to obtain a zero-crossing phase of the output current based on the output current of the inverter unit obtained through the first filter. conversion device. 前記波形指令と前記出力電流との差に対して所望の周波数成分を減衰させるための第２フィルタをさらに備え、
前記第１フィルタと前記第２フィルタとは、略同一の周波数成分を減衰させるように構成されている、請求項４に記載の電力変換装置。 further comprising a second filter for attenuating a desired frequency component with respect to the difference between the waveform command and the output current,
The power conversion device according to claim 4 , wherein the first filter and the second filter are configured to attenuate substantially the same frequency component. 前記制御部は、前記波形指令と前記出力電流との差と、前記出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値とに基づいて、前記ゲート信号の周波数を調整するように構成されている、請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The control unit adjusts the frequency of the gate signal based on a difference between the waveform command and the output current and a value corresponding to the magnitude of the overcurrent when the output current is an overcurrent. The power conversion device according to any one of claims 1 to 5 , wherein the power conversion device is configured as follows. 前記負荷は、前記インバータ部の出力側に設けられ、被加熱物を加熱する加熱コイルを含む、請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to any one of claims 1 to 6 , wherein the load includes a heating coil that is provided on the output side of the inverter section and heats an object to be heated.
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