JP7378899B2 - Tunable filtering array antenna - Google Patents
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Description
本発明は、バンドパス（帯域通過）フィルタの最終段の共振器を各素子アンテナに置換えるとともに、各素子アンテナへの給電回路の分配回路もバンドパスフィルタの各段の共振器に置換え、フィルタの各共振器に相当する各素子アンテナ及び給電分配回路のそれぞれに電気的特性を外部から変更可能な素子を組み込むことにより、動作周波数を変更可能としたチューナブルフィルタリングアレーアンテナに関する。 The present invention replaces the resonator at the final stage of the bandpass filter with each element antenna, and also replaces the distribution circuit of the feeding circuit to each element antenna with the resonator at each stage of the bandpass filter. The present invention relates to a tunable filtering array antenna in which the operating frequency can be changed by incorporating elements whose electrical characteristics can be changed from the outside into each element antenna corresponding to each resonator and each feed distribution circuit.
従来、複数の素子アンテナを面上に配置し、それらに所望の励振振幅、位相の信号を給電することにより、所望の放射ビームを形成するアレーアンテナが知られている。このアレーアンテナにおいては、各素子アンテナに、１つの信号を給電、分配するための給電分配回路が接続されている。この給電分配回路には、いわゆるトーナメント方式のマイクロストリップ給電線路が用いられることが多い。この方式のマイクロストリップ給電分配回路は、動作周波数において容易に１つの信号を複数の素子アンテナに分配、給電できるという特徴がある。
また、動作周波数を可変にするためにバラクタダイオードを装荷し、ダイオードのバイアス電圧を変えることによりアンテナの共振周波数を可変とするチューナブルダイポールアンテナが知られている（非特許文献１）。
このチューナブルダイポールアンテナを用いて、アレーアンテナを構成した場合、動作周波数を可変にするためにバラクタダイオード等を用いてアンテナの共振周波数を電気的に可変にすると、給電線路は電気的に変わらないためアンテナと給電線路の間でインピーダンスの不整合が生じ、反射損失（リターンロス）が増えるという課題がある。
また、アレーアンテナとバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）とを接続したアンテナも検討されている。しかし、バンドパスフィルタとアレーアンテナとを単に接続しただけの回路構成において、バラクタダイオード等を用いて各アンテナの動作周波数（＝共振周波数）を可変にする場合は、バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数も可変にして、動作周波数を合わせる必要がある。仮に、両者の動作周波数が一致させることができたとしても、アンテナの動作周波数によって周波数帯域幅が変動したり、リターンロスが変動したりしてしまうため、今度は、所定の周波数帯域内においてアンテナとバンドパスフィルタの間でインピーダンス整合が保障されないという課題も生じる。
また、給電回路にバンドパスフィルタを設け、アンテナと組み合わせて、共振周波数と通過帯域とを制御したフィルタリングアンテナも研究されている。具体的には、パッチアンテナを用いたチューナブルフィルタリングアンテナ（非特許文献２）や、メアンダ型のモノポールアンテナを用いたチューナブルフィルタリングアンテナ（非特許文献３）などが知られている。また、通過帯域幅が変わらないチューナブルバンドパスフィルタの設計手法（非特許文献４）も精力的に研究がされている。
しかしながら、これらの技術を統合してチューナブルなフィルタリングアレーアンテナとして設計、実現するに至っていない。
また、導波管型のフィルタリングアレーアンテナの検討もなされている（非特許文献５）が、動作周波数が制御可能ではない。
一方、特定の周波数において特定の方向からの電波を検知するための機器に搭載できる小型のアンテナの開発が望まれている。しかし、従来のアンテナでは、共振周波数が可変でき、指向性をもち周波数選択性がある小型のものが実現できていなかった。
Conventionally, an array antenna is known in which a plurality of element antennas are arranged on a surface and a desired radiation beam is formed by feeding signals with desired excitation amplitude and phase to the element antennas. In this array antenna, a feed distribution circuit for feeding and distributing one signal is connected to each element antenna. A so-called tournament type microstrip power supply line is often used in this power supply distribution circuit. This type of microstrip power distribution circuit is characterized in that it can easily distribute and feed one signal to a plurality of element antennas at the operating frequency.
Furthermore, a tunable dipole antenna is known in which a varactor diode is loaded in order to make the operating frequency variable, and the resonant frequency of the antenna is made variable by changing the bias voltage of the diode (Non-Patent Document 1).
When configuring an array antenna using this tunable dipole antenna, if the resonant frequency of the antenna is electrically varied using a varactor diode etc. to make the operating frequency variable, the feed line remains electrically unchanged. Therefore, there is a problem that impedance mismatch occurs between the antenna and the feed line, which increases reflection loss (return loss).
Furthermore, an antenna in which an array antenna and a bandpass filter (BPF) are connected is also being considered. However, in a circuit configuration in which a bandpass filter and an array antenna are simply connected, if the operating frequency (=resonance frequency) of each antenna is made variable using a varactor diode, etc., the center of the passband of the bandpass filter It is also necessary to make the frequency variable and match the operating frequency. Even if the operating frequencies of both could be matched, the frequency bandwidth and return loss would fluctuate depending on the operating frequency of the antenna. Another problem arises that impedance matching is not guaranteed between the filter and the bandpass filter.
Also, research is being conducted on filtering antennas in which a bandpass filter is provided in the feeding circuit and combined with an antenna to control the resonant frequency and passband. Specifically, a tunable filtering antenna using a patch antenna (Non-Patent Document 2) and a tunable filtering antenna using a meander-type monopole antenna (Non-Patent Document 3) are known. Furthermore, a design method for a tunable bandpass filter whose passband width does not change (Non-Patent Document 4) is being actively researched.
However, these technologies have not yet been integrated to design and realize a tunable filtering array antenna.
Furthermore, a waveguide-type filtering array antenna has been studied (Non-Patent Document 5), but the operating frequency cannot be controlled.
On the other hand, there is a desire to develop a small antenna that can be mounted on equipment to detect radio waves from a specific direction at a specific frequency. However, with conventional antennas, it has not been possible to create a compact antenna with variable resonant frequency, directivity, and frequency selectivity.
上記課題を踏まえ、本発明は、バンドパスフィルタとしての周波数選択機能と、チューナブルフィルタ及びチューナブルアンテナとしての周波数可変機能と、アレーアンテナとしてのビーム形成機能を１つの回路で構成するアンテナを提供することを目的とする。 In view of the above problems, the present invention provides an antenna that has a frequency selection function as a bandpass filter, a frequency variable function as a tunable filter and tunable antenna, and a beam forming function as an array antenna in one circuit. The purpose is to
本発明は、通過帯域の周波数が可変であるフィルタを複数のアンテナ及び給電分配回路とで構成するチューナブルフィルタリングアレーアンテナであって、前記アンテナは、動作周波数を制御するバラクタダイオードが接続され、前記給電分配回路は、通過帯域の中心周波数を制御するバラクタダイオードが接続された複数の共振器を接続して形成され、前記アンテナと給電分配回路は、それぞれ別の誘電体基板の上に形成したことを特徴とする。 The present invention provides a tunable filtering array antenna comprising a filter with a variable pass band frequency, a plurality of antennas, and a feed distribution circuit, wherein the antenna is connected to a varactor diode that controls the operating frequency, and The feed distribution circuit is formed by connecting a plurality of resonators connected with varactor diodes that control the center frequency of the passband, and the antenna and the feed distribution circuit are formed on separate dielectric substrates. It is characterized by
本発明によれば、バンドパスフィルタとしての周波数選択機能と、チューナブルフィルタ及びチューナブルアンテナとしての周波数可変機能と、アレーアンテナとしてのビーム形成機能を１つの回路で構成することができ、小型で、空間軸及び周波数軸の両方で選択性を有するアレーアンテナが実現できる。
さらに、共振器間の結合係数が通過帯域の中心周波数に対して概ね反比例特性、外部Q値が中心周波数に対して概ね比例特性、アンテナの放射Q値が中心周波数に対して概ね比例特性となる構造を有する本発明のアレーアンテナでは、共振器ならびにアンテナに装荷したバラクタダイオードによって共振周波数を変化させても、通過帯域内のインピーダンス整合を劣化させることなく通過帯域の絶対帯域幅を一定に保ったまま、通過帯域の中心周波数を変えることができる。
According to the present invention, the frequency selection function as a bandpass filter, the frequency variable function as a tunable filter and tunable antenna, and the beam forming function as an array antenna can be configured in one circuit, and it is small and , an array antenna with selectivity in both the spatial axis and the frequency axis can be realized.
Furthermore, the coupling coefficient between resonators is approximately inversely proportional to the center frequency of the passband, the external Q value is approximately proportional to the center frequency, and the radiation Q value of the antenna is approximately proportional to the center frequency. In the array antenna of the present invention having a structure, even if the resonant frequency is changed by the resonator and the varactor diode loaded in the antenna, the absolute bandwidth of the passband is kept constant without deteriorating the impedance matching in the passband. The center frequency of the passband can be changed without any change.
以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて説明する。なお、本発明が、以下の実施例の構成に限定されるものではなく、本発明の技術思想の概念に含まれる、変形も含まれる。 EMBODIMENT OF THE INVENTION Hereinafter, the form for implementing this invention is demonstrated using drawings. Note that the present invention is not limited to the configurations of the following embodiments, and includes modifications included in the concept of the technical idea of the present invention.
図１に、バラクタダイオード6を装荷した複数のチューナブルマイクロストリップ半波長共振器1,2,3（以下単に「マイクロストリップ共振器」という。）で構成される給電回路と、同じくバラクタダイオード6を装荷した２つのチューナブルダイポールアンテナ4（以下単に「ダイポールアンテナ」という。）を用いた２素子チューナブルフィルタリングアレーアンテナ100（以下単に「アレーアンテナ」ともいう。）の全体構成を示す。アレーアンテナ100は、間を隔てられて平行に配置された誘電体基板7,8上に形成される。上側の誘電体基板7に２つの素子アンテナとしてのダイポールアンテナ4が形成されている。また、誘電体基板8には、上面にマイクロストリップ給電線路、マイクロストリップ共振器1,2,3のホット側が、そして裏面は、全体にグランドプレーン5が形成され、２導体系のマイクロストリップ線路が形成されている。 Figure 1 shows a power supply circuit composed of a plurality of tunable microstrip half-wavelength resonators 1, 2, and 3 (hereinafter simply referred to as "microstrip resonators") each loaded with a varactor diode 6, and a power supply circuit that also includes a varactor diode 6. The overall configuration of a two-element tunable filtering array antenna 100 (hereinafter also simply referred to as an "array antenna") using two loaded tunable dipole antennas 4 (hereinafter simply referred to as a "dipole antenna") is shown. Array antenna 100 is formed on dielectric substrates 7 and 8 that are spaced apart and arranged in parallel. A dipole antenna 4 as two element antennas is formed on the upper dielectric substrate 7. In addition, the dielectric substrate 8 has a microstrip feed line and the hot sides of the microstrip resonators 1, 2, and 3 on the top surface, and a ground plane 5 is formed on the entire back surface, and a two-conductor system microstrip line is formed on the back surface. It is formed.
● チューナブルフィルタリングアレーアンテナの全体構造
図２(a)は、誘電体基板7に形成される２素子ダイポールアレーアンテナ100の平面図、図２(b)は、誘電体基板8に形成されるマイクロストリップ共振器1,2,3の平面図、図２(c)は、ダイポールアンテナ4とマイクロストリップ共振器3の接続構造（断面図）であり、これらを参照し、アレーアンテナ100の全体構造の概要を説明する。
・ダイポールアンテナ
まず、ダイポールアンテナ4の構成について図２(a)を用いて説明する。
ダイポールアンテナ4は、誘電体基板7の表面に形成された導電薄膜をエッチング等により所望の形状に形成することにより作られる。ダイポールアンテナ4は、等価回路としてインダクタンスＬとキャパシタンスＣの直列共振回路を形成する。
ダイポールアンテナ4の中央には、共振周波数を可変にするためのバラクタダイオード6と共振周波数を調整するためのチップインダクタ9が接続される。ダイポールアンテナ4のエレメントは、それらの素子を介して互いに接続される。そのエレメントの電気的な長さは、バラクタダイオード6やチップインダクタ9のチップ素子の電気的な長さも含めて、それぞれおよそπ/２（波長λで換算するとλ/４）で、全体でおよそπ（λ/２）である。
● Overall structure of tunable filtering array antenna FIG. 2(a) is a plan view of a two-element dipole array antenna 100 formed on a dielectric substrate 7, and FIG. 2(b) is a plan view of a two-element dipole array antenna 100 formed on a dielectric substrate 8. A plan view of the strip resonators 1, 2, and 3, and FIG. 2(c) shows the connection structure (cross-sectional view) of the dipole antenna 4 and the microstrip resonator 3. Referring to these, the overall structure of the array antenna 100 can be explained. Explain the overview.
・Dipole antenna
First, the configuration of the dipole antenna 4 will be explained using FIG. 2(a).
Dipole antenna 4 is made by forming a conductive thin film formed on the surface of dielectric substrate 7 into a desired shape by etching or the like. The dipole antenna 4 forms a series resonant circuit of inductance L and capacitance C as an equivalent circuit.
A varactor diode 6 for varying the resonance frequency and a chip inductor 9 for adjusting the resonance frequency are connected to the center of the dipole antenna 4. The elements of dipole antenna 4 are connected to each other via these elements. The electrical length of each element, including the electrical length of the chip elements of the varactor diode 6 and chip inductor 9, is approximately π/2 (λ/4 when converted to wavelength λ), and the total length is approximately π. (λ/2).
・マイクロストリップ共振器
次に、マイクロストリップ共振器の構成について図２(b)を用いて説明する。
アレーアンテナ100を構成する２つのダイポールアンテナ4にトーナメント方式の給電分配回路で給電するために基板の入力線路10からマイクロストリップ共振器1、そこから２つのマイクロストリップ共振器2に分配し、続くマイクロストリップ共振器3へと信号が伝わるよう接続される。それぞれの共振器同士は、パラレル結合により接続されている。それぞれの共振器は、等価回路としてインダクタンスＬとキャパシタンスＣの共振回路を形成し、それらに加えてアンテナが４段縦続接続されることで、４次のバンドパスフィルタを全体として構成している。
また、各マイクロストリップ共振器1,2,3は、線路長が略λ/２の半波長共振器であり、マイクロストリップ共振器1は、直線状に形成され、マイクロストリップ共振器2，3は略コの字状に形成されている。そして、これらマイクロストリップ共振器1，2，3は、２つの開放端（電界最大箇所）を有しており、その一端にバラクタダイオード6を装荷することにより、同調周波数を調整するように形成され、もう一端は開放端のままとしている。
各共振器1,2,3は、バラクタダイオード6が接続されている開放端同士、及びバラクタダイオード6が接続されていない開放端同士を、インターデジタル形に（共振器同士を互いに反対向きに近接）結合させている。
なお、バラクタダイオード6が接続されていない開放端同士、またはバラクタダイオード6を装荷した開放端同士を近接させることにより結合させているのは、バラクタダイオード6により共振器内電流分布及び電磁界分布が波長短縮を受けるため、その変化に伴う結合度が共振周波数に対して概ね反比例特性を持つからである。
また、共振器1,2,3について結合量を考慮し、インターデジタル形に配置しているがコムライン形（共振器同士を同じ向きに近接）に配置してもよい。
・Microstrip resonator
Next, the configuration of the microstrip resonator will be explained using FIG. 2(b).
In order to feed power to the two dipole antennas 4 constituting the array antenna 100 using a tournament-type power distribution circuit, power is distributed from the input line 10 of the board to the microstrip resonator 1, from there to the two microstrip resonators 2, and then to the microstrip resonators 2. It is connected to the strip resonator 3 so that a signal can be transmitted thereto. The respective resonators are connected by parallel coupling. Each resonator forms a resonant circuit of inductance L and capacitance C as an equivalent circuit, and in addition to these, four stages of antennas are connected in cascade to form a fourth-order bandpass filter as a whole.
Each of the microstrip resonators 1, 2, and 3 is a half-wavelength resonator with a line length of approximately λ/2, and the microstrip resonator 1 is formed in a straight line, and the microstrip resonators 2 and 3 are formed in a straight line. It is approximately U-shaped. These microstrip resonators 1, 2, and 3 have two open ends (where the electric field is maximum), and are configured to adjust the tuning frequency by loading a varactor diode 6 at one end. , the other end is left open.
The open ends of each resonator 1, 2, and 3 are connected to the varactor diodes 6, and the open ends to which the varactor diodes 6 are not connected are arranged in an interdigital configuration (the resonators are placed close to each other in opposite directions). ) are combined.
Note that the reason for coupling by bringing open ends to which no varactor diodes 6 are connected, or open ends loaded with varactor diodes 6 to each other, is that the varactor diodes 6 control the current distribution and electromagnetic field distribution within the resonator. This is because, since the wavelength is shortened, the degree of coupling associated with the change has a property that is generally inversely proportional to the resonant frequency.
Further, considering the amount of coupling, the resonators 1, 2, and 3 are arranged in an interdigital type, but they may be arranged in a combline type (with the resonators facing each other in the same direction and close to each other).
・ダイポールアンテナとマイクロストリップ共振器との接続
続いて、マイクロストリップ共振器3とダイポールアンテナ4との接続構造について図２(c)の断面図を用いて説明する。
誘電体基板7の上面側にダイポールアンテナ4が形成され、隔離されて形成されている誘電体基板8の上面側にマイクロストリップ共振器3のホット側が、裏面はグランドプレーン5になっている。
マイクロストリップ共振器3のホット側の開放端側には導体ビア21が形成され、誘電体基板7に形成されたダイポールアンテナ4のエレメントの一方に接続する。ダイポールアンテナ4のエレメントの他方は、一方のダイポールアンテナ4のエレメントとバラクタダイオード6及びチップインダクタ9を介して接続され、励振される。
なお、誘電体基板7と誘電体基板8が離れている場合は、上記のように導体ビア21により直接接続するが、２つの誘電体基板7,8の間隙が狭い場合は、導体ビア21で接続するのではなく、マイクロストリップ共振器3の端部との容量結合によりダイポールアンテナ4を励振することができる。
・Connection between dipole antenna and microstrip resonator
Next, the connection structure between the microstrip resonator 3 and the dipole antenna 4 will be explained using the cross-sectional view of FIG. 2(c).
A dipole antenna 4 is formed on the upper surface side of the dielectric substrate 7, a hot side of the microstrip resonator 3 is formed on the upper surface side of the isolated dielectric substrate 8, and a ground plane 5 is formed on the back surface.
A conductor via 21 is formed on the hot open end side of the microstrip resonator 3 and is connected to one of the elements of the dipole antenna 4 formed on the dielectric substrate 7. The other element of the dipole antenna 4 is connected to the element of one dipole antenna 4 via a varactor diode 6 and a chip inductor 9, and is excited.
Note that if the dielectric substrate 7 and dielectric substrate 8 are separated, they are directly connected using the conductive via 21 as described above, but if the gap between the two dielectric substrates 7 and 8 is narrow, the conductive via 21 is used. The dipole antenna 4 can be excited by capacitive coupling with the end of the microstrip resonator 3 instead of being connected.
● チューナブルフィルタリングアレーアンテナの詳細構造
次に、アレーアンテナ100の構造の詳細について説明する。まず、入力線路10及びマイクロストリップ共振器1,2,3の詳細構造について図３を用いて説明する。
（１）入力線路－マイクロストリップ共振器（１段目）
１段目のマイクロストリップ共振器1は、概ねλ（中心波長）/２の直線状の共振器であり、中間付近で線幅を広げて低インピーダンスに変換している。入力線路10側の高インピーダンス側の解放端は、誘電体基板2の裏面のグランドプレーン5に導体ビア23を介して接続されるパッド22とバラクタダイオード6を介して接続される。また、このマイクロストリップ共振器1は、バイアス用のパッド（不図示）に接続され、バラクタダイオード6を動作させるための調整可能なバイアス電圧(Ｖ)が印加されている。
入力線路10は、１段目のマイクロストリップ共振器1を挟むように２股に分岐して形成される。なお、必ずしも２股に分岐する必要はないが、電磁界（ストリップラインの電流（電界）分布）の対称性をよくするためにこのように形成している。
そして、共振器のバラクタダイオード6を装荷した側の線路と2股に分岐した入力線路10とをパラレル結合させる。こうすることで、外部Q値が中心周波数に対して概ね比例特性を持つ結合部を提供できる（図6(d)）。
理論的には外部Q値（Qe）が次の式を満足すれば、通過帯域の中心周波数を変えてもその帯域幅と反射損失は一定に保たれる。
BW：帯域幅
MS1：入力線路10と共振器1との規格化結合係数
f0 ：中心周波数
そして、入力線路10との１段目のマイクロストリップ共振器1との結合領域の形状パラメータ（結合部の長さと線路間ギャップ）によって外部Q値の大きさやその周波数特性の傾きを調整できる。
●Detailed structure of tunable filtering array antenna Next, details of the structure of the array antenna 100 will be explained. First, the detailed structure of the input line 10 and the microstrip resonators 1, 2, and 3 will be explained using FIG. 3.
(1) Input line - microstrip resonator (1st stage)
The first stage microstrip resonator 1 is a linear resonator of approximately λ (center wavelength)/2, and the line width is widened near the middle to convert it to low impedance. The open end on the high impedance side of the input line 10 is connected via a varactor diode 6 to a pad 22 which is connected to the ground plane 5 on the back surface of the dielectric substrate 2 via a conductor via 23. Further, this microstrip resonator 1 is connected to a bias pad (not shown), and an adjustable bias voltage (V) for operating the varactor diode 6 is applied thereto.
The input line 10 is formed by branching into two branches so as to sandwich the first stage microstrip resonator 1. Although it is not necessarily necessary to branch into two, it is formed in this way to improve the symmetry of the electromagnetic field (current (electric field) distribution of the strip line).
Then, the line on the side loaded with the varactor diode 6 of the resonator and the bifurcated input line 10 are coupled in parallel. By doing so, it is possible to provide a coupling part in which the external Q value is approximately proportional to the center frequency (Fig. 6(d)).
Theoretically, if the external Q value (Q e ) satisfies the following equation, the bandwidth and return loss can be kept constant even if the center frequency of the passband is changed.
BW: Bandwidth
M S1 : Normalized coupling coefficient between input line 10 and resonator 1
f 0 : Center frequency The size of the external Q value and the slope of its frequency characteristics depend on the shape parameters of the coupling region between the input line 10 and the first stage microstrip resonator 1 (the length of the coupling part and the gap between the lines) can be adjusted.
（２）マイクロストリップ共振器による電力分配（１段目－2段目）
１段目のマイクロストリップ共振器1の低インピーダンス側の開放端には２段目の略コの字状のマイクロストリップ共振器2とインターデジタル型で結合させる結合部が形成される。１段目のマイクロストリップ共振器1から左右２方向に電力を同振幅同位相で分配するためには、分配元の１段目のマイクロストリップ共振器1の電界分布が偶対称でなければならない（構造の対称性ではなく、電気的な対称性が必要）。図３のように、１段目のマイクロストリップ共振器1の低インピーダンス側の開放端側の線路と、２つの同じマイクロストリップ共振器2の開放端側の線路とをパラレル結合させれば、同振幅同位相で電力を分配できる。
BW：帯域幅
M12：共振器1と共振器2との規格化結合係数
f0 ：中心周波数
また、この結合構造を用いれば、結合係数k12が中心周波数に対して概ね反比例特性を持つ結合部を提供できる（図6(a)）。具体的には、１段目と２段目のマイクロストリップ共振器の間の結合領域の形状パラメータ（結合部の長さと線路間ギャップ）によって結合係数の大きさや周波数特性の傾きを調整できる。
なお、同振幅同位相で電力を分配する場合、分配部における共振器間の結合係数は分配数Ｎに依存する。具体的には、分配数Ｎ＝１（つまり、分配しない場合）のときの結合係数を１/√Ｎ倍すればよい。
また、実施例ではマイクロストリップ共振器の１段目と２段目の間で分配する構成を示したが、任意のＫ段目と(Ｋ＋１)段目のマイクロストリップ共振器の間でもよい。その場合、１段目から(Ｋ－１)段目までのマイクロストリップ共振器は、次に述べる結合部と同様に共振器の縦続接続で構成すればよい。また、本実施例では、２素子のアレーアンテナであるが２ｐ素子のアレーアンテナを構成する場合は、ｐ段で上記のように電力を２分配することも可能である。さらに、入力された信号電力を各段で2つに分配するのではなく、４つに分配するなど他の分配器を用いることも可能である。
(2) Power distribution by microstrip resonator (1st stage - 2nd stage)
A coupling portion is formed at the open end on the low impedance side of the first stage microstrip resonator 1 to be coupled to the second stage approximately U-shaped microstrip resonator 2 in an interdigital manner. In order to distribute power from the first-stage microstrip resonator 1 to the left and right directions with the same amplitude and phase, the electric field distribution of the first-stage microstrip resonator 1, which is the distribution source, must be evenly symmetrical ( (requires electrical symmetry, not structural symmetry). As shown in Fig. 3, if the low-impedance open-end line of the first-stage microstrip resonator 1 and the open-end lines of two identical microstrip resonators 2 are coupled in parallel, the same result can be achieved. Power can be distributed with the same amplitude and phase.
BW: Bandwidth
M 12 : Normalized coupling coefficient between resonator 1 and resonator 2
f 0 : Center frequency Furthermore, by using this coupling structure, it is possible to provide a coupling part in which the coupling coefficient k 12 is approximately inversely proportional to the center frequency (FIG. 6(a)). Specifically, the magnitude of the coupling coefficient and the slope of the frequency characteristic can be adjusted by the shape parameters of the coupling region between the first and second stage microstrip resonators (the length of the coupling part and the gap between the lines).
Note that when power is distributed with the same amplitude and the same phase, the coupling coefficient between the resonators in the distribution section depends on the distribution number N. Specifically, the coupling coefficient when the distribution number N=1 (that is, when no distribution is performed) may be multiplied by 1/√N.
Further, in the embodiment, the configuration is shown in which the distribution is performed between the first stage and the second stage of the microstrip resonator, but it may be distributed between the arbitrary Kth stage and (K+1)th stage of the microstrip resonator. In that case, the microstrip resonators from the first stage to the (K-1)th stage may be constructed by cascading resonators in the same manner as the coupling section described below. Further, although the present embodiment uses a two-element array antenna, when configuring a 2p- element array antenna, it is also possible to divide the power into two in the p-stage as described above. Furthermore, it is also possible to use other dividers, such as dividing the input signal power into four parts instead of dividing it into two parts at each stage.
（３）マイクロストリップ共振器間の結合（２段目－３段目）と、ダイポールアンテナまでの信号伝送
１段目と２段目のマイクロストリップ共振器１,2による信号電力の分配後は、複数のマイクロストリップ共振器2,3の結合を用いてダイポールアンテナ4まで信号を伝送する。
そして、複数のマイクロストリップ共振器2,3はダイポールアンテナ4まで縦続接続で結合させる。
マイクロストリップ共振器2は、略コの字型に形成され、１段目のマイクロストリップ共振器1とパラレル結合される第１辺、第１辺と最後の第３辺とに直交し、それぞれと電気的に接続する第2辺、次のマイクロストリップ共振器3とパラレル結合される第３辺とから形成される。第３辺の開放端にグランドプレーンに導体ビア34を介して接続されるパッド32を離間して形成し、パッドと第３辺の間にバラクタダイオード6を接続する。このマイクロストリップ共振器2は、バイアス用のパッド（不図示）に接続され、バラクタダイオード6を動作させるための調整可能なバイアス電圧(Ｖ)が印加されている。
マイクロストリップ共振器3も、マイクロストリップ共振器2と同様の構造を有している。全体が略コの字型に形成され、２段目のマイクロストリップ共振器2とパラレル結合される第１辺、第１辺と最後の第３辺とに直交し、それぞれと電気的に接続する第2辺、次のダイポールアンテナ4と接続される第３辺とから形成される。そして、第１辺の解放端にグランドプレーン5に導体ビア35を介して接続されるパッド33を離間して形成しパッドと第１辺の間にバラクタダイオード6を接続する。このマイクロストリップ共振器3も、バイアス用のパッド（不図示）に接続され、バラクタダイオード6を動作させるための調整可能なバイアス電圧(Ｖ)が印加されている。
これらのマイクロストリップ共振器2,3のパラレル結合の仕方は、マイクロストリップ共振器2,3のバラクタダイオード6を装荷した側の線路同士をパラレル結合させるか、もしくは開放端側の線路同士をパラレル結合させるように構成する。バラクタダイオード6が装荷された端は、その部分が波長短縮を受ける。そのため、バラクタダイオード6による共振周波数の変化に伴う結合度の変化を考慮して、バラクタダイオード6装荷側の線路同士、及び何も装荷されていない開放端側の線路同士をパラレル結合するのが好都合である。また、図３に示すようにマイクロストリップ共振器2,3は、インターデジタル型の結合のレイアウトとなっている。
２段目と３段目との結合係数は、１段目と２段目のような分配がない場合なので、
BW：帯域幅
M23：共振器2と共振器3との規格化結合係数
f0 ：中心周波数
となり、中心周波数に対して概ね反比例特性を持つ結合部が形成できる（図6(b)）。なお、マイクロストリップ共振器3とダイポールアンテナ4の結合特性も同様である（図6(c)）。これによって、所定の周波数の信号のみがマイクロストリップ共振器2,3を介してダイポールアンテナ4へと伝送される。
また、アレーアンテナ100の素子間隔に応じて、ダイポールアンテナ4までのマイクロストリップ共振器の数や共振器の長さ（略コの字型の中間部分の長さ）が決定される。
なお、マイクロストリップ共振器の数を増やせば周波数選択性は向上するが、その分、共振器による損失は増えるため、アレーアンテナ100全体の損失と周波数選択性はトレードオフの関係にある。
(3) Coupling between the microstrip resonators (second stage to third stage) and signal transmission to the dipole antenna After the signal power is distributed by the microstrip resonators 1 and 2 in the first and second stages, A signal is transmitted to the dipole antenna 4 using the coupling of the plurality of microstrip resonators 2 and 3.
The plurality of microstrip resonators 2 and 3 are coupled in cascade up to the dipole antenna 4.
The microstrip resonator 2 is formed in a substantially U-shape, and has a first side coupled in parallel with the first-stage microstrip resonator 1, and a third side perpendicular to the first side and the third side. It is formed of a second side that is electrically connected and a third side that is connected in parallel to the next microstrip resonator 3. A pad 32 connected to the ground plane via a conductor via 34 is formed at a distance from the open end of the third side, and a varactor diode 6 is connected between the pad and the third side. This microstrip resonator 2 is connected to a bias pad (not shown), and an adjustable bias voltage (V) for operating the varactor diode 6 is applied thereto.
Microstrip resonator 3 also has a similar structure to microstrip resonator 2. The whole is formed into a substantially U-shape, and the first side is connected in parallel to the second-stage microstrip resonator 2, and the first side is perpendicular to the first side and the third and last side, and is electrically connected to each of them. It is formed from a second side and a third side connected to the next dipole antenna 4. Then, a pad 33 connected to the ground plane 5 via a conductor via 35 is formed at a distance from the open end of the first side, and a varactor diode 6 is connected between the pad and the first side. This microstrip resonator 3 is also connected to a bias pad (not shown), and an adjustable bias voltage (V) for operating the varactor diode 6 is applied thereto.
These microstrip resonators 2 and 3 can be coupled in parallel by coupling the lines on the side loaded with the varactor diode 6 of the microstrip resonators 2 and 3 in parallel, or by coupling the lines on the open end side in parallel. Configure it to do so. The end where the varactor diode 6 is loaded undergoes wavelength shortening. Therefore, in consideration of changes in the degree of coupling due to changes in the resonant frequency caused by the varactor diodes 6, it is convenient to connect the lines loaded with the varactor diodes 6 and the open-end lines that are not loaded with each other in parallel. It is. Further, as shown in FIG. 3, the microstrip resonators 2 and 3 have an interdigital coupling layout.
The coupling coefficient between the second and third stages is when there is no distribution like the first and second stages, so
BW: Bandwidth
M 23 : Normalized coupling coefficient between resonator 2 and resonator 3
f 0 : becomes the center frequency, and a coupling portion having approximately inversely proportional characteristics to the center frequency can be formed (Fig. 6(b)). Note that the coupling characteristics between the microstrip resonator 3 and the dipole antenna 4 are also similar (FIG. 6(c)). As a result, only signals of a predetermined frequency are transmitted to the dipole antenna 4 via the microstrip resonators 2 and 3.
Further, depending on the element spacing of the array antenna 100, the number of microstrip resonators up to the dipole antenna 4 and the length of the resonators (the length of the approximately U-shaped middle portion) are determined.
Note that increasing the number of microstrip resonators improves the frequency selectivity, but the loss due to the resonators increases accordingly, so there is a trade-off relationship between the loss of the entire array antenna 100 and the frequency selectivity.
（４）ダイポールアンテナ（４段目）
本発明の実施例では、ダイポールアンテナ4をアレーアンテナ100の素子アンテナとして用いる。ダイポールアンテナ4は直列共振型のアンテナとして知られ、他方、パッチアンテナは並列共振型のアンテナとして知られる（図５）。理論上、直列共振型アンテナの放射Q値はその容量値の平方根に反比例し、並列共振型アンテナの放射Q値はその容量値の平方根に比例する。バラクタダイオード6を装荷することによりアンテナの共振周波数を電気的に変化させる場合、バラクタダイオード6の装荷によってアンテナの容量値が小さくなると共振周波数は高周波数側にシフトする。その結果、直列共振型アンテナの放射Q値は周波数の増加とともに大きくなるが、並列共振型アンテナの放射Q値は反対に小さくなる。
一方、バンドパスフィルタにおける負荷側の外部Q値がアンテナの放射Q値と等しいとおくと（つまり、バンドパスフィルタの最終段の共振器をアンテナに置き換えると）、フィルタ回路の合成理論上、絶対帯域幅一定の条件からアンテナの放射Q値は中心周波数に対して比例特性が要求される。よって、直列共振型アンテナを用いればアンテナの共振周波数が高くなったとき放射Q値は概ね比例特性を示すため、ダイポールアンテナ4が適当である。
以上から、本発明では素子アンテナとしてダイポールアンテナ4を選択した。なお、直列共振型のアンテナであればよく、例えば、モノポールアンテナ等でもよい。
本発明では、マイクロストリップ共振器1,2,3が形成されている誘電体基板8とは異なる誘電体基板7にダイポールアンテナ4を形成している。この構造では、アンテナ用の誘電体基板7はマイクロストリップ共振器1,2,3の誘電体基板2の上に設置され、マイクロストリップ共振器1,2,3の誘電体基板2の下面側のグラウンドプレーン5を反射板として利用する。これによって反射板付きダイポールアンテナ4として動作するため、一方向にのみ電波が放射され、効率も高くなる。
(4) Dipole antenna (4th stage)
In the embodiment of the present invention, dipole antenna 4 is used as an element antenna of array antenna 100. The dipole antenna 4 is known as a series resonant antenna, while the patch antenna is known as a parallel resonant antenna (FIG. 5). Theoretically, the radiation Q value of a series resonant antenna is inversely proportional to the square root of its capacitance, and the radiation Q value of a parallel resonant antenna is proportional to the square root of its capacitance. When the resonant frequency of the antenna is electrically changed by loading the varactor diode 6, when the capacitance value of the antenna decreases due to the loading of the varactor diode 6, the resonant frequency shifts to the higher frequency side. As a result, the radiation Q value of a series resonant antenna increases as the frequency increases, but the radiation Q value of a parallel resonant antenna, on the contrary, decreases.
On the other hand, if we assume that the external Q value on the load side of the bandpass filter is equal to the radiation Q value of the antenna (that is, if we replace the final stage resonator of the bandpass filter with an antenna), then in theory of filter circuit synthesis, the absolute Due to the constant bandwidth condition, the radiation Q value of the antenna is required to be proportional to the center frequency. Therefore, if a series resonant antenna is used, the radiation Q value generally exhibits a proportional characteristic when the resonant frequency of the antenna becomes high, so the dipole antenna 4 is suitable.
Based on the above, the dipole antenna 4 was selected as the element antenna in the present invention. Note that any series resonant antenna may be used, such as a monopole antenna, for example.
In the present invention, the dipole antenna 4 is formed on a dielectric substrate 7 different from the dielectric substrate 8 on which the microstrip resonators 1, 2, and 3 are formed. In this structure, the dielectric substrate 7 for the antenna is installed on the dielectric substrate 2 of the microstrip resonators 1, 2, and 3, and Use ground plane 5 as a reflector. As a result, it operates as a dipole antenna 4 with a reflector, so that radio waves are radiated only in one direction, increasing efficiency.
・ダイポールアンテナの構造
ダイポールアンテナ4の構造について図４を参照して説明する。
ダイポールアンテナ4の共振周波数を可変とするために、電流最大点となる箇所（ダイポールアンテナ4の中央）にバラクタダイオード6を装荷する。さらに、チップインダクタ9をバラクタダイオード6に並列に装荷すれば共振周波数可変範囲を拡大することができる。ただし、バラクタダイオードにバイアス電圧を印加できるように、チップインダクタ9に直列にＤＣカットコンデンサ11を接続する。
・Dipole antenna structure
The structure of the dipole antenna 4 will be explained with reference to FIG. 4.
In order to make the resonant frequency of the dipole antenna 4 variable, a varactor diode 6 is loaded at the point where the current is maximum (the center of the dipole antenna 4). Furthermore, by loading the chip inductor 9 in parallel with the varactor diode 6, the resonant frequency variable range can be expanded. However, a DC cut capacitor 11 is connected in series with the chip inductor 9 so that a bias voltage can be applied to the varactor diode.
・ダイポールアンテナの放射Q値
ダイポールアンテナ4の放射Q値は、周波数に概ね比例し、
BW：帯域幅
M4L：共振器4と負荷抵抗との規格化結合係数
f0 ：中心周波数
のようになる（図6(e)）。
ダイポールアンテナ4の放射Q値は、グラウンドプレーンからダイポールアンテナ4までの間隔で調整できる。間隔を広くすると放射Q値は下がり、反対に間隔を狭くすると放射Q値は上がる。実施例では直線線路を用いているが、メアンダ構造の線路を用いれば、メアンダ線路の線路幅や線路間隔によっても放射Q値を調整できるため調整の自由度が上がる。
・Radiation Q value of dipole antenna
The radiation Q value of the dipole antenna 4 is approximately proportional to the frequency,
BW: Bandwidth
M 4L : Normalized coupling coefficient between resonator 4 and load resistance
f 0 : The center frequency (Figure 6(e)).
The radiation Q value of the dipole antenna 4 can be adjusted by adjusting the distance from the ground plane to the dipole antenna 4. Increasing the spacing will lower the radiation Q value, and conversely, narrowing the spacing will increase the radiation Q value. In the embodiment, a straight line is used, but if a line with a meander structure is used, the radiation Q value can be adjusted depending on the line width and line spacing of the meander line, increasing the degree of freedom in adjustment.
・ダイポールアンテナとマイクロストリップ共振器の結合
マイクロストリップ共振器とダイポールアンテナ4との間は、2枚の誘電体基板7,8の空隙を介してブロードサイド結合させる。マイクロストリップ共振器3のバラクタダイオード装荷側ないしは開放端側の線路の一部とダイポールアンテナ4の線路の一部を結合部として用い、結合係数が中心周波数に対して概ね反比例特性を持つ結合部を提供する。結合係数の周波数特性は結合部の線路長や間隔によって調整できる。
・Coupling of dipole antenna and microstrip resonator
Broadside coupling is performed between the microstrip resonator and the dipole antenna 4 through the gap between the two dielectric substrates 7 and 8. A part of the line on the varactor diode loaded side or the open end side of the microstrip resonator 3 and a part of the line of the dipole antenna 4 are used as a coupling part, and a coupling part whose coupling coefficient has a characteristic that is approximately inversely proportional to the center frequency is created. provide. The frequency characteristics of the coupling coefficient can be adjusted by adjusting the line length and spacing of the coupling section.
（５）マイクロストリップ共振器及びダイポールアンテナとの結合定数の設計
本実施例のチューナブルフィルタリングアレーアンテナ100は、複数段のマイクロストリップ共振器及びダイポールアンテナ4全体でバンドパスフィルタを構成している。そこで、各段のマイクロストリップ共振器及びダイポールアンテナ4との結合定数は、バンドパスフィルタが形成されるようフィルタ回路の理論に基づき決定する。一般に通過帯域内でのリップルは有するが平坦性と、遮断周波数でのロールオフが急峻なフィルタとして、チェビシェフ特性の設計例を次に示す。
規格化結合係数Mは次のようになる。
MS1＝0.9497
M12＝0.8309
M23＝0.6576
M34＝0.8309
M4L＝0.9497
なお、上記の例では、チェビシェフ特性のものを示したが、バンドパスフィルタを形成できればよいので、バターワース特性、楕円特性、ベッセル特性等その他の特性で設計したフィルタでもよい。
(5) Design of coupling constant between microstrip resonator and dipole antenna In the tunable filtering array antenna 100 of this embodiment, the entire multiple stages of microstrip resonators and dipole antenna 4 constitute a bandpass filter. Therefore, the coupling constant between the microstrip resonator at each stage and the dipole antenna 4 is determined based on the theory of filter circuits so that a bandpass filter is formed. An example of designing a Chebyshev characteristic as a filter that generally has ripples in the passband but is flat and has a steep roll-off at the cutoff frequency is shown below.
The normalized coupling coefficient M is as follows.
M S1 =0.9497
M12 =0.8309
M23 =0.6576
M34 =0.8309
M4L =0.9497
In the above example, a filter having a Chebyshev characteristic is shown, but since it is sufficient to form a bandpass filter, a filter designed with other characteristics such as a Butterworth characteristic, an elliptic characteristic, a Bessel characteristic, etc. may be used.
以上のように設計を行い、チューナブルフィルタリングアレーアンテナ100が実現できる。アレーアンテナであるので、素子アンテナの数を増やすことにより、指向性も急峻なものとすることができ、各素子アンテナの励振振幅位相を給電分配回路で制御することにより、指向性についても同様に制御することが可能である。
以上、本発明によれば、バンドパスフィルタとしての周波数選択機能と、チューナブルフィルタ及びチューナブルアンテナとしての周波数可変機能と、アレーアンテナとしてのビーム形成機能を１つの回路で構成することができ、小型で、空間軸及び周波数軸の両方で選択性を有するアレーアンテナが実現できた。
さらに、共振器間の結合係数が通過帯域の中心周波数に対して概ね反比例特性、外部Q値が中心周波数に対して概ね比例特性、アンテナの放射Q値が中心周波数に対して概ね比例特性となる構造を有する本発明のアレーアンテナでは、共振器ならびにアンテナに装荷したバラクタダイオードによって共振周波数を変化させても、通過域内のインピーダンス整合を劣化させることなく通過帯域の絶対帯域幅を一定に保ったまま、通過帯域の中心周波数を変えることができる。
By performing the design as described above, the tunable filtering array antenna 100 can be realized. Since it is an array antenna, by increasing the number of element antennas, the directivity can be made steeper, and by controlling the excitation amplitude phase of each element antenna with a feed distribution circuit, the directivity can also be made steeper. It is possible to control.
As described above, according to the present invention, the frequency selection function as a bandpass filter, the frequency variable function as a tunable filter and tunable antenna, and the beam forming function as an array antenna can be configured in one circuit. We have achieved a compact array antenna with selectivity in both the spatial and frequency axes.
Furthermore, the coupling coefficient between resonators is approximately inversely proportional to the center frequency of the passband, the external Q value is approximately proportional to the center frequency, and the radiation Q value of the antenna is approximately proportional to the center frequency. In the array antenna of the present invention having a structure, even if the resonant frequency is changed by the resonator and the varactor diode loaded in the antenna, the absolute bandwidth of the passband is kept constant without deteriorating the impedance matching in the passband. , the center frequency of the passband can be changed.
（他の実施例）
・１次元２
ｎ
素子チューナブルフィルタリングアレーアンテナ
前述の二分配構造の並列給電回路（トーナメント方式給電）の各分岐部に用いれば、１次元２ｎ素子チューナブルフィルタリングアレーアンテナ200を構成することができる。4素子のチューナブルフィルタリングアレーアンテナ200の給電分配回路を図７に示す。
入力線路10から入った信号は、マイクロストリップ共振器1にパラレル結合で接続され、続く２つのマイクロストリップ共振器2にパラレル結合で２分配される。その後マイクロストリップ共振器3にパラレル結合で接続された後、マイクロストリップ共振器3’にパラレル結合で接続され、２つのマイクロストリップ共振器3’’にパラレル結合で２分配される。２回の分配により４つのダイポールアンテナ4に信号を分配することができる。この場合は、マイクロストリップ共振器1,2,3,3’,3”とアンテナ4で６次のバンドパスフィルタが形成できる。このような給電分配回路を用いることにより、４素子チューナブルフィルタリングアレーアンテナを構築することができる。
・２次元チューナブルフィルタリングアレーアンテナ
また、２次元チューナブルフィルタリングアレーアンテナ300として２×２素子のものを構成することができる。図８に２×２素子の給電分配回路を示す。この場合は、１段目の共振器には両端を短絡したマイクロストリップ共振器1を用いる。また、バラクタダイオード6は電界最大点となるマイクロストリップ共振器の中央に装荷するとともに、マイクロストリップ共振器1の中央にタップ結合により入力線路10から給電する。グランドプレーン５に接続する導体ビア81で両端を短絡したマイクロストリップ共振器1を用いれば両端部が同電位となるため、上下左右の4方向に対称な電界分布を形成することができる。そして、各端部にマイクロストリップ共振器を２つずつ結合させれば、合計4個の共振器を配置できる。これによって４方向に電力を分配できるため、２×２素子チューナブルフィルタリングアレーアンテナ300が構成できる。
さらに、１次元N素子チューナブルフィルタリングアレーアンテナと2×2素子の2次元チューナブルフィルタリングアレーアンテナとを組み合わせて、アンテナの素子数を増やすこともできる。これによって、より指向性の高いビームを形成できる。
また、図９に示すように誘電体基板7，8をグランドプレーン5を挟む形としたアレーアンテナ100’とすることもできる。誘電体基板7の外面にダイポールアンテナ4を形成し誘電体基板7，8に挟まれるグランドプレーン5に誘電他基板8のマイクロストリップ共振器3から信号を電磁界結合させるための結合孔を形成する。このような構造にすることにより、ダイポールアンテナ4、マイクロストリップ共振器3がグランドプレーン5により分離される構造とすることができる。
(Other examples)
・One-dimensional 2n - element tunable filtering array antenna
If it is used in each branch of the above-mentioned two-distribution structure parallel feed circuit (tournament type feed), a one-dimensional 2n element tunable filtering array antenna 200 can be constructed. FIG. 7 shows a power distribution circuit for a four-element tunable filtering array antenna 200.
A signal input from the input line 10 is connected to the microstrip resonator 1 in parallel connection, and is divided into two into two subsequent microstrip resonators 2 in parallel connection. Thereafter, it is connected in parallel to the microstrip resonator 3, then connected in parallel to the microstrip resonator 3', and distributed into two microstrip resonators 3'' in parallel. By performing the distribution twice, the signal can be distributed to the four dipole antennas 4. In this case, a 6th-order bandpass filter can be formed by the microstrip resonators 1, 2, 3, 3', 3'' and the antenna 4. By using such a feed distribution circuit, a 4-element tunable filtering array can be formed. Antenna can be built.
・Two-dimensional tunable filtering array antenna
Further, the two-dimensional tunable filtering array antenna 300 can be configured with 2×2 elements. FIG. 8 shows a 2×2 element power distribution circuit. In this case, a microstrip resonator 1 with both ends short-circuited is used as the first stage resonator. Further, the varactor diode 6 is loaded at the center of the microstrip resonator where the electric field is maximum, and power is supplied from the input line 10 to the center of the microstrip resonator 1 by tap coupling. If a microstrip resonator 1 with both ends short-circuited by a conductive via 81 connected to the ground plane 5 is used, both ends will be at the same potential, so it is possible to form a symmetrical electric field distribution in four directions: up, down, left, and right. If two microstrip resonators are coupled to each end, a total of four resonators can be arranged. This allows power to be distributed in four directions, making it possible to configure a 2×2 element tunable filtering array antenna 300.
Furthermore, the number of antenna elements can be increased by combining a one-dimensional N-element tunable filtering array antenna and a two-dimensional tunable filtering array antenna with 2×2 elements. This makes it possible to form a beam with higher directivity.
Further, as shown in FIG. 9, an array antenna 100' can be formed in which dielectric substrates 7 and 8 sandwich a ground plane 5. A dipole antenna 4 is formed on the outer surface of the dielectric substrate 7, and a coupling hole is formed in the ground plane 5 sandwiched between the dielectric substrates 7 and 8 for electromagnetically coupling signals from the microstrip resonator 3 of the dielectric substrate 8. . With this structure, the dipole antenna 4 and the microstrip resonator 3 can be separated by the ground plane 5.
100,100’,200,300 アレーアンテナ
1,2,3,3’,3” マイクロストリップ共振器
4 ダイポールアンテナ
5 グランドプレーン
6 バラクタダイオード
7,8 誘電体基板
9 チップインダクタ
10 入力線路
11 ＤＣカットコンデンサ
21,23,34,35,81 導体ビア
22,23,33 パッド
100,100',200,300 array antenna
1,2,3,3',3” microstrip resonator
4 dipole antenna
5 Ground plane
6 varactor diode
7,8 Dielectric substrate
9 chip inductor
10 input lines
11 DC cut capacitor
21,23,34,35,81 Conductor via
22,23,33 pad
Claims (14)
前記アンテナは、動作周波数を制御するバラクタダイオードが接続され、
前記給電分配回路は、通過帯域の中心周波数を制御するバラクタダイオードが接続された複数の共振器を接続して形成され、
前記アンテナと給電分配回路は、それぞれ別の誘電体基板の上に形成したことを特徴とするチューナブルフィルタリングアレーアンテナ。 A tunable filtering array antenna comprising a filter with a variable passband frequency, a plurality of antennas, and a feed distribution circuit,
The antenna is connected to a varactor diode that controls the operating frequency,
The feed distribution circuit is formed by connecting a plurality of resonators connected to varactor diodes that control the center frequency of the passband,
A tunable filtering array antenna , wherein the antenna and the feed distribution circuit are formed on separate dielectric substrates .
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