JP7330401B2 - Power conversion device, motor drive device and refrigeration cycle application equipment - Google Patents

Power conversion device, motor drive device and refrigeration cycle application equipment Download PDF

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Description

本開示は、交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器に関する。 The present disclosure relates to a power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device that convert AC power into desired power.

従来、交流電源から供給される交流電力を所望の交流電力に変換し、空気調和機などの負荷に供給する電力変換装置がある。例えば、特許文献１には、空気調和機の制御装置である電力変換装置が、交流電源から供給される交流電力を整流部であるダイオードスタックで整流し、さらに平滑コンデンサで平滑した電力を、複数のスイッチング素子からなるインバータで所望の交流電力に変換し、負荷である圧縮機モータに出力する技術が開示されている。 Conventionally, there is a power converter that converts AC power supplied from an AC power source into desired AC power and supplies the AC power to a load such as an air conditioner. For example, in Patent Document 1, a power converter, which is a control device for an air conditioner, rectifies AC power supplied from an AC power supply with a diode stack, which is a rectifier, and smoothes the power with a smoothing capacitor. A technology is disclosed in which the AC power is converted into a desired AC power by an inverter composed of switching elements and output to a compressor motor, which is a load.

特開平７－７１８０５号公報JP-A-7-71805

しかしながら、上記従来の技術によれば、平滑コンデンサに大きな電流が流れるため、平滑コンデンサの経年劣化が加速する、という問題があった。このような問題に対して、平滑コンデンサの容量を大きくすることでコンデンサ電圧のリプル変化を抑制する、またはリプルによる劣化耐量の大きい平滑コンデンサを使用する方法が考えられるが、コンデンサ部品のコストが高くなり、また装置が大型化してしまう。 However, according to the above-described conventional technique, a large current flows through the smoothing capacitor, so there is a problem that aging deterioration of the smoothing capacitor is accelerated. To address this problem, it is conceivable to increase the capacity of the smoothing capacitor to suppress the ripple change in the capacitor voltage, or to use a smoothing capacitor with a high resistance to deterioration due to ripple, but the cost of the capacitor parts is high. , and the size of the apparatus becomes large.

本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、平滑用のコンデンサの劣化を抑制しつつ、装置の大型化を抑制可能な電力変換装置を得ることを目的とする。 The present disclosure has been made in view of the above, and an object of the present disclosure is to obtain a power conversion device capable of suppressing an increase in the size of the device while suppressing deterioration of a smoothing capacitor.

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示に係る電力変換装置は、商用電源から供給される第１の交流電力を整流する整流部と、整流部の出力端に接続されるコンデンサと、コンデンサの両端に接続され、第２の交流電力を生成してモータに出力するインバータと、コンデンサの電力状態に応じた脈動がモータの駆動パターンに重畳されるようにインバータの動作を制御し、コンデンサの充放電電流を抑制する制御部と、を備える。電力変換装置は、モータの回転速度を制御する定電流負荷制御を優先して行いつつ、モータの振動を低減する脈動負荷補償制御、およびコンデンサの充放電電流を抑制する電源脈動補償制御を行う。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, a power conversion device according to the present disclosure includes a rectification unit that rectifies first AC power supplied from a commercial power supply, and a rectification unit that is connected to an output end of the rectification unit. A capacitor, an inverter connected to both ends of the capacitor to generate a second AC power and output it to the motor, and controlling the operation of the inverter so that pulsation according to the power state of the capacitor is superimposed on the drive pattern of the motor. and a control unit that suppresses the charge/discharge current of the capacitor. The power conversion device performs constant current load control for controlling the rotation speed of the motor while giving priority to pulsating load compensation control for reducing vibration of the motor and power supply pulsating compensation control for suppressing charging/discharging current of the capacitor.

本開示に係る電力変換装置は、平滑用のコンデンサの劣化を抑制しつつ、装置の大型化を抑制できる、という効果を奏する。 The power conversion device according to the present disclosure has the effect of suppressing deterioration of the smoothing capacitor and suppressing an increase in size of the device.

実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図1 is a diagram showing a configuration example of a power converter according to Embodiment 1; FIG. 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示すブロック図FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of a control unit included in the power converter according to Embodiment 1; 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の動作を示すフローチャート4 is a flow chart showing the operation of the control unit included in the power converter according to Embodiment 1; 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図FIG. 2 is a diagram showing an example of a hardware configuration that realizes a control unit included in the power converter according to Embodiment 1; FIG. 実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図A diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle application device according to Embodiment 2

以下に、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器を図面に基づいて詳細に説明する。 A power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device according to embodiments of the present disclosure will be described below in detail with reference to the drawings.

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。電力変換装置１は、商用電源１１０および圧縮機３１５に接続される。電力変換装置１は、商用電源１１０から供給される電源電圧Ｖｓの第１の交流電力を所望の振幅および位相を有する第２の交流電力に変換し、圧縮機３１５に供給する。電力変換装置１は、リアクトル１２０と、整流部１３０と、電流検出部５０１と、平滑部２００と、インバータ３１０と、電流検出部３１３ａ，３１３ｂと、制御部４００と、を備える。なお、電力変換装置１、および圧縮機３１５が備えるモータ３１４によって、モータ駆動装置２を構成している。Embodiment 1.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power conversion device 1 according to Embodiment 1. As shown in FIG. Power converter 1 is connected to commercial power source 110 and compressor 315 . Power converter 1 converts first AC power having power supply voltage Vs supplied from commercial power supply 110 into second AC power having a desired amplitude and phase, and supplies the second AC power to compressor 315 . The power conversion device 1 includes a reactor 120 , a rectification section 130 , a current detection section 501 , a smoothing section 200 , an inverter 310 , current detection sections 313 a and 313 b and a control section 400 . A motor drive device 2 is configured by the power conversion device 1 and the motor 314 included in the compressor 315 .

リアクトル１２０は、商用電源１１０と整流部１３０との間に接続される。整流部１３０は、整流素子１３１～１３４によって構成されるブリッジ回路を有し、商用電源１１０から供給される電源電圧Ｖｓの第１の交流電力を整流して出力する。整流部１３０は、全波整流を行うものである。電流検出部５０１は、整流部１３０によって整流され、整流部１３０から平滑部２００に流入される電流、すなわち平滑部２００への入力電流を検出し、検出した電流値を制御部４００に出力する。電流検出部５０１は、コンデンサ２１０の電力状態を検出する検出部である。 Reactor 120 is connected between commercial power supply 110 and rectifying section 130 . The rectifying section 130 has a bridge circuit configured by rectifying elements 131 to 134, rectifies the first AC power of the power supply voltage Vs supplied from the commercial power supply 110, and outputs the first AC power. The rectifier 130 performs full-wave rectification. Current detection section 501 detects a current that is rectified by rectification section 130 and flows from rectification section 130 into smoothing section 200 , that is, an input current to smoothing section 200 , and outputs the detected current value to control section 400 . Current detection unit 501 is a detection unit that detects the power state of capacitor 210 .

平滑部２００は、整流部１３０の出力端に接続される。平滑部２００は、平滑素子としてコンデンサ２１０を有し、整流部１３０によって整流された電力を平滑化する。コンデンサ２１０は、例えば、電解コンデンサ、フィルムコンデンサなどである。コンデンサ２１０は、整流部１３０の出力端に接続され、整流部１３０によって整流された電力を平滑化するような容量を有し、平滑化によりコンデンサ２１０に発生する電圧は商用電源１１０の全波整流波形形状ではなく、直流成分に商用電源１１０の周波数に応じた電圧リプルが重畳した波形形状となり、大きく脈動しない。この電圧リプルの周波数は、商用電源１１０が単相の場合は電源電圧Ｖｓの周波数の２倍成分となり、商用電源１１０が三相の場合は６倍成分が主成分となる。商用電源１１０から入力される電力とインバータ３１０から出力される電力が変化しない場合、この電圧リプルの振幅はコンデンサ２１０の容量によって決まる。例えば、コンデンサ２１０に発生する電圧リプルの最大値が最小値の２倍未満となるような範囲で脈動している。 Smoothing section 200 is connected to the output terminal of rectifying section 130 . Smoothing section 200 has capacitor 210 as a smoothing element, and smoothes the power rectified by rectifying section 130 . Capacitor 210 is, for example, an electrolytic capacitor, a film capacitor, or the like. Capacitor 210 is connected to the output end of rectifying section 130 and has a capacity to smooth the power rectified by rectifying section 130 . It does not have a waveform shape, but has a waveform shape in which a voltage ripple corresponding to the frequency of the commercial power supply 110 is superimposed on the DC component, and does not pulsate greatly. The frequency of this voltage ripple is a component twice the frequency of the power supply voltage Vs when the commercial power supply 110 is single-phase, and the main component is a frequency component six times the frequency of the power supply voltage Vs when the commercial power supply 110 is three-phase. If the power input from commercial power supply 110 and the power output from inverter 310 do not change, the amplitude of this voltage ripple is determined by the capacitance of capacitor 210 . For example, it pulsates in such a range that the maximum value of the voltage ripple generated in the capacitor 210 is less than twice the minimum value.

インバータ３１０は、平滑部２００、すなわちコンデンサ２１０の両端に接続される。インバータ３１０は、スイッチング素子３１１ａ～３１１ｆ、および還流ダイオード３１２ａ～３１２ｆを有する。インバータ３１０は、制御部４００の制御によってスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆをオンオフし、整流部１３０および平滑部２００から出力される電力を所望の振幅および位相を有する第２の交流電力に変換、すなわち第２の交流電力を生成して、圧縮機３１５に出力する。電流検出部３１３ａ，３１３ｂは、各々、インバータ３１０から出力される３相の電流のうち１相の電流値を検出し、検出した電流値を制御部４００に出力する。なお、制御部４００は、インバータ３１０から出力される３相の電流値のうち２相の電流値を取得することで、インバータ３１０から出力される残りの１相の電流値を算出することができる。圧縮機３１５は、圧縮機駆動用のモータ３１４を有する負荷である。モータ３１４は、インバータ３１０から供給される第２の交流電力の振幅および位相に応じて回転し、圧縮動作を行う。例えば、圧縮機３１５が空気調和機などで使用される密閉型圧縮機の場合、圧縮機３１５の負荷トルクは定トルク負荷とみなせる場合が多い。モータ３１４について、図１ではモータ巻線がＹ結線の場合を示しているが、一例であり、これに限定されない。モータ３１４のモータ巻線は、Δ結線であってもよいし、Ｙ結線とΔ結線とが切り替え可能な仕様であってもよい。 Inverter 310 is connected across smoothing section 200 , that is, across capacitor 210 . Inverter 310 has switching elements 311a-311f and freewheeling diodes 312a-312f. Inverter 310 turns switching elements 311a to 311f on and off under the control of control unit 400, and converts the power output from rectifying unit 130 and smoothing unit 200 into second AC power having a desired amplitude and phase. of AC power is generated and output to the compressor 315 . Current detection units 313 a and 313 b each detect a current value of one phase out of three-phase currents output from inverter 310 and output the detected current value to control unit 400 . Control unit 400 acquires two-phase current values among the three-phase current values output from inverter 310, thereby calculating the remaining one-phase current value output from inverter 310. . Compressor 315 is a load having a motor 314 for driving the compressor. Motor 314 rotates according to the amplitude and phase of the second AC power supplied from inverter 310 to perform compression operation. For example, when the compressor 315 is a hermetic compressor used in an air conditioner or the like, the load torque of the compressor 315 can often be regarded as a constant torque load. As for the motor 314, FIG. 1 shows a case where the motor windings are Y-connected, but this is an example and the present invention is not limited to this. The motor windings of the motor 314 may be delta-connection, or may be switchable between Y-connection and delta-connection.

なお、電力変換装置１において、図１に示す各構成の配置は一例であり、各構成の配置は図１で示される例に限定されない。例えば、リアクトル１２０は、整流部１３０の後段に配置されてもよい。また、電力変換装置１は、昇圧部を備えてもよいし、整流部１３０に昇圧部の機能を持たせるようにしてもよい。以降の説明において、電流検出部５０１、および電流検出部３１３ａ，３１３ｂをまとめて検出部と称することがある。また、電流検出部５０１で検出された電流値、および電流検出部３１３ａ，３１３ｂで検出された電流値を、検出値と称することがある。 In addition, in the power conversion device 1, the arrangement of each configuration shown in FIG. 1 is an example, and the arrangement of each configuration is not limited to the example shown in FIG. For example, reactor 120 may be arranged after rectifying section 130 . Further, the power conversion device 1 may include a booster section, or the rectifier section 130 may have the function of the booster section. In the following description, the current detection section 501 and the current detection sections 313a and 313b may be collectively referred to as detection sections. Also, the current value detected by the current detection section 501 and the current values detected by the current detection sections 313a and 313b may be referred to as detection values.

制御部４００は、電流検出部５０１から平滑部２００の入力電流の電流値を取得し、電流検出部３１３ａ，３１３ｂからインバータ３１０によって変換された所望の振幅および位相を有する第２の交流電力の電流値を取得する。制御部４００は、各検出部によって検出された検出値を用いて、インバータ３１０の動作、具体的には、インバータ３１０が有するスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆのオンオフを制御する。本実施の形態において、制御部４００は、整流部１３０から平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動に応じた脈動を含む第２の交流電力をインバータ３１０から負荷である圧縮機３１５に出力するようにインバータ３１０の動作を制御する。平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動に応じた脈動とは、例えば、平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動の周波数などによって変動する脈動である。これにより、制御部４００は、平滑部２００のコンデンサ２１０に流れる電流を抑制する。なお、制御部４００は、各検出部から取得した全ての検出値を用いなくてもよく、一部の検出値を用いて制御を行ってもよい。 The control unit 400 acquires the current value of the input current of the smoothing unit 200 from the current detection unit 501, and the current of the second AC power having the desired amplitude and phase converted by the inverter 310 from the current detection units 313a and 313b. get the value. Control unit 400 controls the operation of inverter 310, specifically, the on/off of switching elements 311a to 311f included in inverter 310, using the detection values detected by the respective detection units. In the present embodiment, control unit 400 outputs second AC power including pulsation corresponding to the pulsation of power flowing from rectifying unit 130 into capacitor 210 of smoothing unit 200 from inverter 310 to compressor 315 as a load. The operation of the inverter 310 is controlled so as to The pulsation according to the pulsation of the power flowing into the capacitor 210 of the smoothing section 200 is, for example, the pulsation that varies depending on the frequency of the pulsation of the power flowing into the capacitor 210 of the smoothing section 200 . Thereby, the control unit 400 suppresses the current flowing through the capacitor 210 of the smoothing unit 200 . Note that the control unit 400 does not have to use all the detection values acquired from each detection unit, and may perform control using some of the detection values.

制御部４００は、モータ３１４の速度、電圧、電流のいずれかが所望の状態になるように制御を行う。ここで、モータ３１４が圧縮機３１５の駆動用に使用され、圧縮機３１５が密閉型圧縮機の場合、モータ３１４に回転子位置を検出する位置センサを取り付けることが構造的にもコスト的にも難しいので、制御部４００は、モータ３１４の制御を位置センサレスで行う。モータ３１４の位置センサレス制御方法については、一次磁束一定制御、およびセンサレスベクトル制御の２種類がある。本実施の形態では、一例として、センサレスベクトル制御をベースに説明する。なお、以降で説明する制御方法については、軽微な変更で一次磁束一定制御に適用することも可能である。 The control unit 400 performs control so that any one of the speed, voltage, and current of the motor 314 is in a desired state. Here, when the motor 314 is used to drive the compressor 315 and the compressor 315 is a hermetic compressor, attaching a position sensor for detecting the rotor position to the motor 314 is structurally and economically advantageous. Since it is difficult, the control unit 400 controls the motor 314 without a position sensor. There are two types of position sensorless control methods for the motor 314: primary magnetic flux constant control and sensorless vector control. In this embodiment, sensorless vector control will be described as an example. It should be noted that the control method described below can be applied to the primary magnetic flux constant control with minor modifications.

つづいて、制御部４００における本実施の形態での特徴的な動作について説明する。図１に示すように、電力変換装置１において、整流部１３０から平滑部２００のコンデンサ２１０への入力電流を入力電流Ｉ１とし、平滑部２００のコンデンサ２１０からインバータ３１０への出力電流を出力電流Ｉ２とし、平滑部２００のコンデンサ２１０の充放電電流を充放電電流Ｉ３とする。入力電流Ｉ１は、商用電源１１０の電源位相、整流部１３０の前後に設置される素子の特性などの影響は受けるものの、基本的に電源周波数の２ｎ倍成分を含む特性を有する。なお、ｎは１以上の整数である。 Next, a characteristic operation of the control unit 400 in this embodiment will be described. As shown in FIG. 1, in power converter 1, the input current from rectifying section 130 to capacitor 210 of smoothing section 200 is input current I1, and the output current from capacitor 210 of smoothing section 200 to inverter 310 is output current I2. , and the charge/discharge current of the capacitor 210 of the smoothing section 200 is assumed to be the charge/discharge current I3. The input current I1 is affected by the power supply phase of the commercial power supply 110 and the characteristics of elements installed before and after the rectifying section 130, but basically has characteristics including a 2n-fold component of the power supply frequency. Note that n is an integer of 1 or more.

平滑部２００のコンデンサ２１０として電解コンデンサを用いる場合、充放電電流Ｉ３が大きいとコンデンサ２１０の経年劣化が加速する。充放電電流Ｉ３を減少させ、コンデンサ２１０の劣化を抑制するためには、制御部４００は、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１＝コンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２となるようにインバータ３１０を制御すればよい。ただし、出力電流Ｉ２にはＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に起因するリプル成分が重畳されるため、制御部４００は、リプル成分を加味してインバータ３１０を制御する必要がある。制御部４００は、コンデンサ２１０の劣化を抑制するためには、平滑部２００、すなわちコンデンサ２１０の電力状態を監視し、モータ３１４に適切な脈動を与えて充放電電流Ｉ３が減少するようにすればよい。ここで、コンデンサ２１０の電力状態とは、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１、コンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３、コンデンサ２１０の直流母線電圧Ｖｄｃなどのことである。制御部４００は、これらのコンデンサ２１０の電力状態のうち、少なくともいずれか１つの情報が劣化抑制制御に必要となる。When an electrolytic capacitor is used as the capacitor 210 of the smoothing unit 200, aging deterioration of the capacitor 210 is accelerated when the charging/discharging current I3 is large. In order to reduce charge/discharge current I3 and suppress deterioration of capacitor 210, control unit 400 may control inverter 310 so that input current I1 to capacitor 210 equals output current I2 from capacitor 210. . However, since a ripple component caused by PWM (Pulse Width Modulation) is superimposed on output current I2, control unit 400 needs to control inverter 310 in consideration of the ripple component. In order to suppress deterioration of the capacitor 210, the control unit 400 monitors the power state of the smoothing unit 200, that is, the capacitor 210, and provides appropriate pulsation to the motor 314 so that the charging/discharging current I3 decreases. good. Here, the power state of the capacitor 210 means the input current I1 to the capacitor 210, the output current I2 from the capacitor 210, the charging/discharging current I3 of the capacitor 210, the DC bus voltage Vdc of the capacitor 210, and the like. Control unit 400 needs information on at least one of these power states of capacitor 210 for deterioration suppression control.

本実施の形態では、制御部４００は、電流検出部５０１で検出されたコンデンサ２１０への入力電流Ｉ１を用いて、出力電流Ｉ２からＰＷＭリプルを除いた値が入力電流Ｉ１と一致するようにモータ３１４に脈動を加える。すなわち、制御部４００は、電流検出部５０１の検出値、すなわちコンデンサ２１０の電力状態に応じた脈動がモータ３１４の駆動パターンに重畳されるようにインバータ３１０の動作を制御し、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する。制御部４００は、入力電流Ｉ１と出力電流Ｉ２との差分が小さくなるように、モータ３１４の入出力電力の関係からモータ３１４のｑ軸電流指令ｉｑ ＊を制御する。制御部４００は、この制御方法では、インバータ３１０への入力電力とモータ３１４の機械出力との関係を利用して、充放電電流Ｉ３を低減するための理想的なｑ軸電流を算出する。このように、本実施の形態において、制御部４００は、ｄ軸およびｑ軸を有する回転座標系において制御を行う。In the present embodiment, the control unit 400 uses the input current I1 to the capacitor 210 detected by the current detection unit 501 to control the motor so that the value obtained by subtracting the PWM ripple from the output current I2 matches the input current I1. Add a pulse to 314 . That is, the control unit 400 controls the operation of the inverter 310 so that the pulsation corresponding to the value detected by the current detection unit 501, that is, the power state of the capacitor 210, is superimposed on the driving pattern of the motor 314, thereby charging and discharging the capacitor 210. Suppress current I3. Control unit 400 controls q-axis current command i q * for motor 314 based on the input/output power relationship of motor 314 so that the difference between input current I1 and output current I2 is reduced. In this control method, control unit 400 uses the relationship between the input power to inverter 310 and the mechanical output of motor 314 to calculate an ideal q-axis current for reducing charging/discharging current I3. Thus, in the present embodiment, control unit 400 performs control in a rotating coordinate system having d-axis and q-axis.

電力変換装置１において、電流検出部５０１は、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１の電流値を検出し、電流値を制御部４００に出力する。制御部４００は、コンデンサ２１０からインバータ３１０への出力電流Ｉ２からＰＷＭリプルを除いた値が入力電流Ｉ１と一致するようにインバータ３１０を制御し、モータ３１４に出力される電力に脈動を加える。制御部４００は、出力電流Ｉ２を適切に脈動させることによって、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を減少させることができる。前述のように、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１には電源周波数の２ｎ倍成分が含まれることから、出力電流Ｉ２およびモータ３１４のｑ軸電流にも電源周波数の２ｎ倍成分が含まれることになる。そのため、電力変換装置１は、出力電流Ｉ２を適切に脈動させる必要がある。 In power converter 1 , current detection unit 501 detects the current value of input current I<b>1 to capacitor 210 and outputs the current value to control unit 400 . Control unit 400 controls inverter 310 so that the value obtained by removing the PWM ripple from output current I2 from capacitor 210 to inverter 310 matches input current I1, and adds pulsation to the power output to motor 314 . Control unit 400 can reduce charge/discharge current I3 of capacitor 210 by appropriately pulsating output current I2. As described above, since the input current I1 to the capacitor 210 contains a 2n-fold component of the power supply frequency, the output current I2 and the q-axis current of the motor 314 also contain a 2n-fold component of the power supply frequency. . Therefore, the power converter 1 needs to pulsate the output current I2 appropriately.

ここで、圧縮機３１５が空気調和機で使用され、圧縮機３１５の負荷がほぼ一定となる、すなわち三相のインバータ３１０の出力電流Ｉ２の実効値が一定となる場合においても、圧縮機３１５の負荷の種別によっては周期的な回転変動を生ずる機構を有するものがあることが知られている。圧縮機３１５の制御で圧縮機負荷を用いる場合においては、負荷トルクは周期変動を有するものとなっているため、インバータ３１０から出力電流一定、すなわち定トルク出力で圧縮機３１５を駆動すると、トルク差分に起因する速度変動が生じる。速度変動は低速域にて顕著に生じ、高速域に動作点が移動するに連れて速度変動は小さくなる特性がある。また、速度変動分は外部流出するため、振動として外部観測されることとなり、振動対策部品の追加などが必要である。そのため、インバータ３１０から出力される一定電流、すなわち定トルク出力分電流とは別に、脈動トルク、すなわち脈動電流分を圧縮機３１５に流すことで負荷トルク変動に応じたトルクをインバータ３１０から圧縮機３１５に与える方法がとられることが多い。これにより、トルク差分をゼロに近づけることで圧縮機３１５のモータ３１４の速度変動を低減して振動抑制することができる。この結果、インバータ３１０の出力トルクと負荷トルクとのトルク差分はゼロに近づき、圧縮機３１５のモータ３１４の速度変動が低減できるため、振動が抑制できる。このような、モータ３１４の振動を低減する制御を、脈動負荷補償制御と言う。 Here, even when compressor 315 is used in an air conditioner and the load on compressor 315 is substantially constant, that is, even when the effective value of output current I2 of three-phase inverter 310 is constant, compressor 315 It is known that some types of loads have a mechanism that causes periodic rotation fluctuations. When the compressor load is used to control the compressor 315, the load torque has periodic variations. speed fluctuations due to Speed fluctuations occur remarkably in the low speed range, and the speed fluctuations decrease as the operating point moves to the high speed range. In addition, since the speed fluctuation part flows out to the outside, it will be observed as vibration, and it is necessary to add parts for vibration countermeasures. Therefore, in addition to the constant current output from the inverter 310, that is, the constant torque output current, the pulsating torque, that is, the pulsating current is supplied to the compressor 315, so that the torque corresponding to the load torque fluctuation is supplied from the inverter 310 to the compressor 315. In many cases, the method of giving to As a result, by bringing the torque difference closer to zero, it is possible to reduce the speed fluctuation of the motor 314 of the compressor 315 and suppress the vibration. As a result, the torque difference between the output torque of the inverter 310 and the load torque approaches zero, and the speed fluctuation of the motor 314 of the compressor 315 can be reduced, so that vibration can be suppressed. Such control for reducing the vibration of the motor 314 is called pulsating load compensation control.

一方で、この場合、平滑部２００のコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３は、脈動負荷補償制御による操作影響も受けて流入量および流出量が変化するため、コンデンサ２１０の劣化抑制は必ずしも十分に行われているとは言えない。そのため、平滑部２００のコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制し、コンデンサ２１０の劣化抑制を改善する電源脈動補償制御が必要となる。ここで、電力変換装置１において、モータ３１４の回転速度を制御する定電流負荷制御、脈動負荷補償制御、および電源脈動補償制御が必要となるが、各制御の優先順位を決める必要がある。各制御の優先順位が適切ではない場合、電力変換装置１において、速度指令に対し追従できない、脈動負荷補償が過補償になる、電源脈動補償が満足に制御できないなどの状態、または逆の状態が発生してしまう。 On the other hand, in this case, the charging/discharging current I3 of the capacitor 210 of the smoothing section 200 is also affected by the pulsating load compensation control, and the amount of inflow and outflow varies. I cannot say that I am. Therefore, power supply ripple compensation control for suppressing the charging/discharging current I3 of the capacitor 210 of the smoothing unit 200 and improving suppression of deterioration of the capacitor 210 is required. Here, in the power converter 1, constant current load control for controlling the rotational speed of the motor 314, pulsating load compensation control, and power source pulsating compensation control are required, and it is necessary to determine the priority of each control. If the priority of each control is not appropriate, in the power converter 1, the speed command cannot be followed, the pulsating load compensation is overcompensated, the power supply pulsating compensation cannot be satisfactorily controlled, or vice versa. occur.

そのため、本実施の形態では、定電流負荷制御、電源脈動補償制御、および脈動負荷補償制御の各制御で使用可能なｑ軸電流指令のリミット値を設定する。具体的には、制御部４００は、インバータ３１０の動作を制御してモータ３１４を駆動する電力変換装置１において速度指令に追従することは必須であることから、定電流負荷制御を優先する。制御部４００は、全体のｑ軸電流指令リミット値から定電流負荷制御で使用するｑ軸電流指令の値を引いた範囲内で、電源脈動補償制御および脈動負荷補償制御の各リミット値を設定し、電源脈動補償制御および脈動負荷補償制御のｑ軸電流指令を生成する。すなわち、制御部４００は、モータ３１４の回転速度を制御する定電流負荷制御を優先して行いつつ、モータ３１４の振動を低減する脈動負荷補償制御、およびコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する電源脈動補償制御を行う。 Therefore, in the present embodiment, the limit value of the q-axis current command that can be used in each control of constant current load control, power supply ripple compensation control, and ripple load compensation control is set. Specifically, the control unit 400 gives priority to constant current load control because it is essential for the power converter 1 that controls the operation of the inverter 310 to drive the motor 314 to follow the speed command. The control unit 400 sets each limit value for power supply pulsation compensation control and pulsating load compensation control within a range obtained by subtracting the value of the q-axis current command used in constant current load control from the overall q-axis current command limit value. , generates a q-axis current command for power supply ripple compensation control and ripple load compensation control. That is, the control unit 400 preferentially performs constant current load control for controlling the rotation speed of the motor 314, pulsating load compensation control for reducing the vibration of the motor 314, and power source control for suppressing the charging/discharging current I3 of the capacitor 210. Perform pulsation compensation control.

まず、全体のｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍについて説明する。全体のｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍは、ｄ軸電流ｉｄの値、モータ３１４の速度などによって変化する。ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍを第１のリミット値と称することがある。低速度域におけるモータ３１４の減磁限界、インバータ３１０の最大電流などの観点から、ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍを、例えば、式（１）のように決定する。First, the overall q-axis current limit value Iqlim will be described. The overall q-axis current limit value I qlim varies depending on the value of the d -axis current id, the speed of the motor 314, and the like. The q-axis current limit value I qlim may be referred to as a first limit value. From the viewpoint of the demagnetization limit of the motor 314 in the low speed region, the maximum current of the inverter 310, and the like, the q-axis current limit value Iqlim is determined, for example, as shown in Equation (1).

Figure 0007330401000001
Figure 0007330401000001

式（１）において、Ｉｒｍｓｌｉｍは相電流のリミット値を実効値表記したものを示し、ｉｄ ＊はｄ軸電流指令を示す。Ｉｒｍｓｌｉｍは、インバータ３１０のハードウェア過電流遮断保護の閾値よりも１０％から２０％程度低めに設定するのが一般的である。高速度域では、電圧飽和の影響によって流せるｑ軸電流が減少してしまう。ｑ軸電流指令が過大な状態になると、積分器のワインドアップ現象によって制御不安定に陥るケースがあることがよく知られている。式（１）では速度上昇に伴う最大ｑ軸電流の低下が考慮されていないため、最大ｑ軸電流の低下を加味した数式を導出する。高速領域では、ｄｑ軸電圧のリミット値をＶｏｍとした場合、Ｖｏｍに対して式（２）の近似式の関係が成り立つ。In equation (1), I rmslim represents the limit value of the phase current expressed as an effective value, and i d * represents the d-axis current command. I rmslim is generally set 10% to 20% lower than the hardware overcurrent interrupt protection threshold of inverter 310 . In the high-speed range, the q-axis current that can flow decreases due to the influence of voltage saturation. It is well known that when the q-axis current command becomes excessive, there are cases where control becomes unstable due to the windup phenomenon of the integrator. Since the equation (1) does not take into consideration the decrease in the maximum q-axis current due to the increase in speed, a mathematical expression that takes into account the decrease in the maximum q-axis current is derived. In the high-speed region, when the limit value of the dq-axis voltage is Vom , the relationship of the approximation formula (2) holds for Vom .

Figure 0007330401000002
Figure 0007330401000002

式（２）において、Ｖｏｍはｄｑ平面上の電圧制限円の半径である。式（２）は、（ｖｄ ＊）２＋（ｖｑ ＊）２＝Ｖｏｍ ２に定常状態の電圧方程式を代入し、電機子抵抗による電圧降下を無視して整理したものである。ここで、式（２）をｑ軸電流ｉｑについて解くと、式（３）が得られる。In equation (2), V om is the radius of the voltage limiting circle on the dq plane. Equation (2) is obtained by substituting the steady-state voltage equation into (v d * ) 2 +(v q * ) 2 =V om 2 and ignoring the voltage drop due to the armature resistance. Now, solving equation (2) for the q-axis current i q yields equation (3).

Figure 0007330401000003
Figure 0007330401000003

したがって、ｄ軸電流ｉｄをリミット値限界まで流したとき、ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍは式（４）のように表される。Therefore, when the d-axis current id is allowed to flow up to the limit value limit, the q-axis current limit value Iqlim is expressed as shown in Equation (4).

Figure 0007330401000004
Figure 0007330401000004

なお、電圧が最小になるまでｄ軸電流ｉｄを流した場合、Φａ＋ＬｄＩｄｌｉｍ＝０となるが、このときは式（５）が成立する。この場合、ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍはモータ３１４の電気角速度ωｅに反比例して減少していくことが分かる。Note that when the d-axis current id is passed until the voltage is minimized, Φ a +L d I dlim =0, and the equation (5) holds. In this case, it can be seen that the q-axis current limit value I qlim decreases in inverse proportion to the electrical angular velocity ω e of the motor 314 .

Figure 0007330401000005
Figure 0007330401000005

最終的な結論として、ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍは式（１）および式（４）の両方を加味して、式（６）のように設定される。As a final conclusion, the q-axis current limit value Iqlim is set as shown in Equation (6), taking into account both Equations (1) and (4).

Figure 0007330401000006
Figure 0007330401000006

式（６）において、ＭＩＮは最小のものを選択する関数である。 In equation (6), MIN is the function that selects the minimum.

上記のような演算を行う制御部４００の構成について説明する。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００の構成例を示すブロック図である。制御部４００は、回転子位置推定部４０１と、速度制御部４０２と、弱め磁束制御部４０３と、電流制御部４０４と、座標変換部４０５，４０６と、ＰＷＭ信号生成部４０７と、減算部４０８と、分配比乗算部４０９と、脈動負荷補償制御部４１０と、加算部４１１と、減算部４１２と、電源脈動補償制御部４１３と、加算部４１４と、を備える。なお、加算部４１１，４１４でｑ軸電流指令生成部４１５を構成している。 The configuration of the control unit 400 that performs the above calculations will be described. FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the control unit 400 included in the power converter 1 according to Embodiment 1. As shown in FIG. The control unit 400 includes a rotor position estimation unit 401, a speed control unit 402, a flux-weakening control unit 403, a current control unit 404, coordinate conversion units 405 and 406, a PWM signal generation unit 407, and a subtraction unit 408. , a distribution ratio multiplication unit 409 , a ripple load compensation control unit 410 , an addition unit 411 , a subtraction unit 412 , a power supply ripple compensation control unit 413 , and an addition unit 414 . Note that the adders 411 and 414 constitute a q-axis current command generator 415 .

回転子位置推定部４０１は、モータ３１４にかかるｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊およびｄｑ軸電流ベクトルｉｄｑから、モータ３１４が有する図示しない回転子について、回転子磁極のｄｑ軸での方向である推定位相角θｅｓｔ、および回転子速度である推定速度ωｅｓｔを推定する。The rotor position estimating unit 401 calculates the direction of the rotor magnetic poles on the dq axis for the rotor (not shown) of the motor 314 from the dq-axis voltage command vector V dq * and the dq-axis current vector i dq applied to the motor 314. Estimate an estimated phase angle θ est and an estimated speed ω est , which is the rotor speed.

速度制御部４０２は、速度指令ω＊と推定速度ωｅｓｔとが一致するようにｑ軸電流指令Ｉｑｓｐを自動調整、すなわち生成する。ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐは、前述の定電流負荷制御用の指令である。ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐを第１のｑ軸電流指令と称することがある。速度指令ω＊は、電力変換装置１が冷凍サイクル適用機器として空気調和機などに使用される場合、例えば、図示しない温度センサで検出された温度、図示しない操作部であるリモコンから指示される設定温度を示す情報、運転モードの選択情報、運転開始及び運転終了の指示情報などに基づくものである。運転モードとは、例えば、暖房、冷房、除湿などである。The speed control unit 402 automatically adjusts, that is, generates the q-axis current command I qsp so that the speed command ω * and the estimated speed ω est match. The q-axis current command Iqsp is a command for the aforementioned constant current load control. The q-axis current command Iqsp may be referred to as a first q-axis current command. When the power conversion device 1 is used in an air conditioner or the like as a refrigerating cycle-applied device, the speed command ω * is, for example, a temperature detected by a temperature sensor (not shown) or a setting indicated by a remote control that is an operation unit (not shown). It is based on information indicating temperature, operation mode selection information, operation start and operation end instruction information, and the like. The operation modes are, for example, heating, cooling, and dehumidification.

弱め磁束制御部４０３は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊の絶対値が電圧リミット値Ｖｌｉｍ ＊の制限値内に収まるようにｄ軸電流指令ｉｄ ＊を自動調整する。弱め磁束制御は、大別して、電圧制限楕円の方程式からｄ軸電流指令ｉｄ ＊を計算する方法、および電圧リミット値Ｖｌｉｍ ＊とｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊との絶対値の偏差がゼロになるようにｄ軸電流指令ｉｄ ＊を計算する方法の２種類があるが、どちらの方法を使用してもよい。The flux-weakening control unit 403 automatically adjusts the d-axis current command i d * so that the absolute value of the dq-axis voltage command vector V dq * falls within the limits of the voltage limit value V lim * . The flux-weakening control can be roughly classified into a method of calculating the d-axis current command id * from the equation of the voltage limit ellipse, and a method in which the absolute value deviation between the voltage limit value Vlim * and the dq-axis voltage command vector Vdq * is zero. There are two methods of calculating the d-axis current command i d * so that

電流制御部４０４は、ｄｑ軸電流ベクトルｉｄｑがｄ軸電流指令ｉｄ ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ ＊に追従するようにｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊を自動調整する。The current control unit 404 automatically adjusts the dq-axis voltage command vector V dq * so that the dq-axis current vector i dq follows the d-axis current command id * and the q-axis current command i q * .

座標変換部４０５は、推定位相角θｅｓｔに応じて、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶｄｑ ＊をｄｑ座標から交流量の電圧指令Ｖｕｖｗ ＊に座標変換する。The coordinate conversion unit 405 coordinates-converts the dq-axis voltage command vector V dq * from the dq coordinates into the voltage command V uvw * of the AC quantity according to the estimated phase angle θ est .

座標変換部４０６は、推定位相角θｅｓｔに応じて、モータ３１４に流れる電流Ｉｕｖｗを交流量からｄｑ座標のｄｑ軸電流ベクトルｉｄｑに座標変換する。前述のように、制御部４００は、モータ３１４に流れる電流Ｉｕｖｗについて、インバータ３１０から出力される３相の電流値のうち、電流検出部３１３ａ，３１３ｂで検出される２相の電流値、および２相の電流値を用いて残りの１相の電流値を算出することによって取得することができる。A coordinate transformation unit 406 coordinates-transforms the current I uvw flowing through the motor 314 from an alternating current quantity to a dq-axis current vector i dq of dq coordinates in accordance with the estimated phase angle θ est . As described above, the control unit 400 controls the two-phase current values detected by the current detection units 313a and 313b among the three-phase current values output from the inverter 310, and It can be obtained by calculating the current value of the remaining one phase using the current values of the two phases.

ＰＷＭ信号生成部４０７は、座標変換部４０５で座標変換された電圧指令Ｖｕｖｗ ＊に基づいてＰＷＭ信号を生成する。制御部４００は、ＰＷＭ信号生成部４０７で生成されたＰＷＭ信号をインバータ３１０のスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆに出力することで、モータ３１４に電圧を印加する。PWM signal generation unit 407 generates a PWM signal based on voltage command V uvw * coordinate-transformed by coordinate transformation unit 405 . Control unit 400 applies a voltage to motor 314 by outputting the PWM signal generated by PWM signal generation unit 407 to switching elements 311 a to 311 f of inverter 310 .

減算部４０８は、前述のｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍから、ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値を減算し、差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎを生成する。ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍは、電流制御部４０４に入力されるｑ軸電流指令ｉｑ ＊に対するリミット値である。ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎは、ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍから定電流負荷制御で必要なｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの電流分を差し引いた余りであって、脈動負荷補償制御および電源脈動補償制御に対して分配可能な値である。ｑ軸電流指令ｉｑ ＊のことを第２のｑ軸電流指令と称し、ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍのことを第１のリミット値と称することがある。なお、減算部４０８は、Ｉｑｌｉｍ－｜Ｉｑｓｐ｜が速度脈動、母線電圧脈動などの影響を受けるため、式（７）のようにローパスフィルタを用いて平滑化してもよい。A subtraction unit 408 subtracts the absolute value of the q-axis current command I qsp from the above-described q-axis current limit value I qlim to generate the q-axis current margin I qmargin , which is the difference. A q-axis current limit value I qlim is a limit value for the q-axis current command i q * input to the current control unit 404 . The q-axis current margin I qmargin is the remainder of the q-axis current limit value I qlim minus the current portion of the q-axis current command I qsp required for constant current load control, and is used in pulsating load compensation control and power supply pulsating compensation control. It is a value that can be distributed to The q-axis current command i q * may be referred to as a second q-axis current command, and the q-axis current limit value I qlim may be referred to as a first limit value. Since I qlim −|I qsp | is affected by velocity pulsation, bus voltage pulsation, etc., subtraction section 408 may smooth it using a low-pass filter as shown in equation (7).

Figure 0007330401000007
Figure 0007330401000007

式（７）において、Ｔはフィルタ時定数であって遮断角周波数の逆数を示し、ｓはラプラス変換の変数を示す。つぎに、制御部４００は、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎを脈動負荷補償制御および電源脈動補償制御に対して分配する。In equation (7), T is the filter time constant, which is the reciprocal of the cut-off angular frequency, and s is the Laplace transform variable. Next, the control unit 400 distributes the q-axis current margin I qmargin to the ripple load compensation control and the power supply ripple compensation control.

まず、分配比乗算部４０９は、式（８）に示すように、減算部４０８で生成されたｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎに、モータ３１４の振動を低減する脈動負荷補償制御およびコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する電源脈動補償制御の各補償制御に対する分配比Ｋｍａｒｇｉｎを乗算し、脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを生成する。First, as shown in equation (8), distribution ratio multiplication section 409 applies pulsating load compensation control to reduce vibration of motor 314 and charge/discharge of capacitor 210 to q-axis current margin Iqmargin generated by subtraction section 408. A current limit value IqlimAVS for the ripple load compensation control is generated by multiplying the distribution ratio K margin for each compensation control of the power supply ripple compensation control for suppressing the current I3.

Figure 0007330401000008
Figure 0007330401000008

ここで、分配比Ｋｍａｒｇｉｎは、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎの分配率であって、０以上１以下の変数である。分配比Ｋｍａｒｇｉｎは、コンデンサ２１０の電力状態、モータ３１４の動作状態、電力変換装置１が冷凍サイクル適用機器として空気調和機に使用される場合における空気調和機の運転状態などによって設定されてもよい。このように、脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳは、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎを用いて設定される。脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳのことを第２のリミット値と称することがある。Here, the distribution ratio K margin is a distribution ratio of the q-axis current margin I qmargin and is a variable of 0 or more and 1 or less. The distribution ratio K margin may be set according to the power state of the capacitor 210, the operating state of the motor 314, the operating state of the air conditioner when the power conversion device 1 is used as a refrigerating cycle device in the air conditioner, and the like. . Thus, the current limit value I qlimAVS for pulsating load compensation control is set using the q-axis current margin I qmargin . The current limit value I qlimAVS for pulsating load compensation control is sometimes referred to as a second limit value.

脈動負荷補償制御部４１０は、脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを用いて、脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓを生成する。具体的には、脈動負荷補償制御部４１０は、分配比乗算部４０９で生成された脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳの範囲内で脈動負荷補償制御を実施し、脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓを生成する。脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓのことを第１の補償値と称することがある。脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓは、式（９）のように表される。ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎ、脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳ、および脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓの大小関係は、Ｉｑｍａｒｇｉｎ≧ＩｑｌｉｍＡＶＳ≧Ｉｑａｖｓとなる。The pulsating load compensation control unit 410 uses the pulsating load compensation control current limit value I qlimAVS to generate the pulsating load compensation q-axis current command I qavs . Specifically, pulsating load compensation control section 410 performs pulsating load compensation control within the range of current limit value IqlimAVS for pulsating load compensation control generated by distribution ratio multiplying section 409, and performs pulsating load compensation control on the pulsating load compensation q-axis. Generate the current command I qavs . The pulsating load compensation q-axis current command Iqavs may be referred to as a first compensation value. The pulsating load compensating q-axis current command Iqavs is expressed as in Equation (9). The q-axis current margin I qmargin , the current limit value I qlimAVS for pulsating load compensation control, and the pulsating load compensating q-axis current command I qavs have a magnitude relation of I qmargin ≧I qlimAVS ≧I qavs .

Figure 0007330401000009
Figure 0007330401000009

脈動負荷補償制御部４１０において、脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを使い切らないケースも考えられる。そのため、減算部４１２は、式（１０）に示すように、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓとの差分から、電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを生成する。すなわち、電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖは、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎを用いて設定される。電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖのことを第３のリミット値と称することがある。In the pulsating load compensation control unit 410, there may be a case where the current limit value IqlimAVS for pulsating load compensation control is not used up. Therefore, subtraction unit 412 generates limit value I qlimd2v for power supply ripple compensation control from the difference between q-axis current margin I qmargin and ripple load compensation q-axis current command I qavs as shown in equation (10). . That is, the limit value I qlimd2v for power supply ripple compensation control is set using the q-axis current margin I qmargin . The limit value I_qlimd2v for power supply ripple compensation control may be referred to as a third limit value.

Figure 0007330401000010
Figure 0007330401000010

電源脈動補償制御部４１３は、電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを用いて、電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖを生成する。具体的には、電源脈動補償制御部４１３は、電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖを式（１１）のように決定する。電源脈動補償制御部４１３は、ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値が電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖ以上の場合、電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖとして電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを選択する。電源脈動補償制御部４１３は、ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値が電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖ未満の場合、電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖとしてｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値を選択する。電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖのことを第２の補償値と称することがある。The power supply ripple compensation control unit 413 uses the limit value Iqlimd2v for power supply ripple compensation control to generate the current amplitude Iqd2v for the power supply ripple compensation control. Specifically, the power supply ripple compensation control unit 413 determines the current amplitude I qd2v for the power supply ripple compensation control as shown in equation (11). When the absolute value of the q-axis current command Iqsp is equal to or greater than the limit value Iqlimd2v for power supply ripple compensation control, the power supply ripple compensation control unit 413 sets the current amplitude Iqd2v for power supply ripple compensation control to the limit value for power supply ripple compensation control. Select I qlimd2v . When the absolute value of the q-axis current command Iqsp is less than the limit value Iqlimd2v for power supply ripple compensation control, the power supply ripple compensation control unit 413 sets the current amplitude Iqd2v for power supply ripple compensation control to the absolute value of the q-axis current command Iqsp . Select a value. The current amplitude Iqd2v for power supply ripple compensation control may be referred to as a second compensation value.

Figure 0007330401000011
Figure 0007330401000011

ｑ軸電流指令生成部４１５は、ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐ、脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓ、および電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖを用いて、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊を生成する。具体的には、ｑ軸電流指令生成部４１５において、加算部４１１は、ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐと、脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓとを加算する。加算部４１４は、加算部４１１の加算結果であるｑ軸電流指令Ｉｑｓｐ＋脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓと、電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖとを加算する。ｑ軸電流指令生成部４１５は、加算部４１４の加算結果を、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊として電流制御部４０４に出力する。A q-axis current command generation unit 415 generates a q-axis current command i q * using the q-axis current command I qsp , the pulsating load compensation q-axis current command I qavs , and the current amplitude I qd2v for power supply pulsation compensation control. . Specifically, in the q-axis current command generator 415, the adder 411 adds the q-axis current command I qsp and the pulsating load compensation q-axis current command I qavs . The addition unit 414 adds the q-axis current command I qsp + the ripple load compensation q-axis current command I qavs which is the addition result of the addition unit 411 and the current amplitude I qd2v of the power supply ripple compensation control. The q-axis current command generation unit 415 outputs the addition result of the addition unit 414 to the current control unit 404 as the q-axis current command i q * .

以上のことから、制御部４００は、状況に応じて分配比乗算部４０９が適切な分配比Ｋｍａｒｇｉｎを設定することで、速度指令ω＊に追従しつつ、電源脈動補償制御および脈動負荷補償制御を適切に実施することが可能となる。Based on the above, the control unit 400 allows the distribution ratio multiplication unit 409 to set an appropriate distribution ratio K margin according to the situation, thereby following the speed command ω * while controlling the power supply ripple compensation control and the ripple load compensation control. can be properly implemented.

なお、制御部４００は、図２の例では、分配比Ｋｍａｒｇｉｎを用いて脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを生成し、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓとの差分から電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを生成していたが、これに限定されない。制御部４００は、図２において脈動負荷補償制御部４１０および電源脈動補償制御部４１３の配置を入れ替え、分配比Ｋｍａｒｇｉｎを用いて電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを生成し、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖとの差分から脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを生成してもよい。Note that, in the example of FIG. 2, the control unit 400 uses the distribution ratio K margin to generate the current limit value I qlimAVS for the pulsating load compensation control, the q-axis current margin I q margin and the pulsating load compensation q-axis current command I Although the limit value I qlimd2v for power supply ripple compensation control is generated from the difference from qavs , the present invention is not limited to this. Control unit 400 replaces the arrangement of pulsating load compensation control unit 410 and power supply pulsation compensation control unit 413 in FIG . A current limit value I qlimAVS for ripple load compensation control may be generated from the difference between the margin I qmargin and the current amplitude I qd2v for power supply ripple compensation control.

図２の例では、分配比乗算部４０９は、差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと分配比Ｋｍａｒｇｉｎとを乗算し、第２のリミット値である脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを生成する。この場合、第２のリミット値である脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳは、差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと０以上１以下の分配比Ｋｍａｒｇｉｎとを乗算した値である。第３のリミット値である電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖは、差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎから第１の補償値である脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓを減算した値である。電源脈動補償制御部４１３は、第３のリミット値である電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖが第１のｑ軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値以下の場合、第２の補償値である電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖとして第３のリミット値である電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを選択する。また、電源脈動補償制御部４１３は、第３のリミット値である電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖが第１のｑ軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値より大きい場合、第２の補償値である電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖとして第１のｑ軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値を選択する。In the example of FIG. 2, the distribution ratio multiplier 409 multiplies the q-axis current margin Iqmargin , which is the difference, by the distribution ratio Kmargin , and the current limit value IqlimAVS for pulsating load compensation control, which is the second limit value. to generate In this case, the current limit value I qlimAVS for pulsating load compensation control, which is the second limit value, is a value obtained by multiplying the q-axis current margin I qmargin , which is the difference, by the distribution ratio K margin of 0 or more and 1 or less. The limit value I qlimd2v for power supply ripple compensation control, which is the third limit value, is a value obtained by subtracting the ripple load compensation q-axis current command I qavs , which is the first compensation value, from the q-axis current margin I qmargin , which is the difference. be. When the limit value Iqlimd2v for power supply ripple compensation control, which is the third limit value, is equal to or less than the absolute value of the q-axis current command Iqsp, which is the first q-axis current command, the power source ripple compensation control unit 413 performs the second limit value. As the current amplitude Iqd2v for the power supply ripple compensation control, which is the compensation value of , the limit value Iqlimd2v for the power supply ripple compensation control, which is the third limit value, is selected. Further, when the limit value I qlimd2v for power supply ripple compensation control, which is the third limit value, is greater than the absolute value of the q-axis current command I qsp , which is the first q-axis current command, the power source ripple compensation control unit 413 The absolute value of the q-axis current command Iqsp, which is the first q-axis current command, is selected as the current amplitude Iqd2v for power supply ripple compensation control, which is the second compensation value .

一方、図２に対して脈動負荷補償制御部４１０および電源脈動補償制御部４１３の配置を入れ替えた例では、分配比乗算部４０９は、差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと分配比Ｋｍａｒｇｉｎとを乗算し、第３のリミット値である電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを生成する。この場合、第３のリミット値である電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖは、差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと０以上１以下の分配比Ｋｍａｒｇｉｎとを乗算した値である。第２のリミット値である脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳは、差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎから第２の補償値である電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖを減算した値である。脈動負荷補償制御部４１０は、第２のリミット値である脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳが第１のｑ軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値以下の場合、第１の補償値である脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓとして第２のリミット値である脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを選択する。また、電源脈動補償制御部４１３は、第２のリミット値である脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳが第１のｑ軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値より大きい場合、第１の補償値である脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓとして第１のｑ軸電流指令であるｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値を選択する。On the other hand, in an example in which the pulsating load compensation control unit 410 and the power supply pulsation compensation control unit 413 are exchanged with respect to FIG . to generate a limit value I_qlimd2v for power supply ripple compensation control, which is the third limit value. In this case, the limit value I qlimd2v for power supply ripple compensation control, which is the third limit value, is a value obtained by multiplying the q-axis current margin I qmargin , which is the difference, by the distribution ratio K margin of 0 or more and 1 or less. The current limit value I qlimAVS for ripple load compensation control, which is the second limit value, is a value obtained by subtracting the current amplitude I qd2v for power supply ripple compensation control, which is the second compensation value, from the q-axis current margin I qmargin , which is the difference. is. When the current limit value IqlimAVS for pulsating load compensation control, which is the second limit value, is equal to or less than the absolute value of the q-axis current command Iqsp , which is the first q-axis current command, the pulsating load compensation control unit 410 As the ripple load compensation q-axis current command I qavs which is the compensation value of 1, the current limit value I qlimAVS for the ripple load compensation control which is the second limit value is selected. In addition, when the current limit value IqlimAVS for pulsating load compensation control, which is the second limit value, is greater than the absolute value of the q-axis current command Iqsp, which is the first q-axis current command, the power supply pulsation compensation control unit 413 , the absolute value of the q-axis current command I_qsp , which is the first q-axis current command, is selected as the pulsating load compensating q-axis current command I_qavs , which is the first compensation value.

制御部４００の動作を、フローチャートを用いて説明する。図３は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００の動作を示すフローチャートである。制御部４００において、減算部４０８は、ｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍとｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの絶対値との差分であるｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎを生成する（ステップＳ１）。分配比乗算部４０９は、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎに、脈動負荷補償制御および電源脈動補償制御の各補償制御に対する分配比Ｋｍａｒｇｉｎを乗算し、脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳを生成する（ステップＳ２）。脈動負荷補償制御部４１０は、脈動負荷補償制御用の電流リミット値ＩｑｌｉｍＡＶＳの範囲内で脈動負荷補償制御を実施し、脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓを生成する（ステップＳ３）。The operation of control unit 400 will be described using a flowchart. FIG. 3 is a flow chart showing the operation of the control unit 400 included in the power conversion device 1 according to Embodiment 1. FIG. In the control unit 400, the subtraction unit 408 generates the q-axis current margin I qmargin , which is the difference between the q-axis current limit value I qlim and the absolute value of the q-axis current command I qsp (step S1). A distribution ratio multiplication unit 409 multiplies the q-axis current margin I qmargin by the distribution ratio K margin for each compensation control of the pulsating load compensation control and the power supply pulsating compensation control to generate the current limit value I qlimAVS for the pulsating load compensation control. (step S2). The pulsating load compensation control unit 410 performs pulsating load compensation control within the range of the current limit value I qlimAVS for pulsating load compensation control, and generates a pulsating load compensation q-axis current command I qavs (step S3).

減算部４１２は、ｑ軸電流マージンＩｑｍａｒｇｉｎと脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓとの差分である電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを生成する（ステップＳ４）。電源脈動補償制御部４１３は、電源脈動補償制御用のリミット値Ｉｑｌｉｍｄ２ｖを用いて、電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖを生成する（ステップＳ５）。ｑ軸電流指令生成部４１５は、ｑ軸電流指令Ｉｑｓｐ、脈動負荷補償ｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓ、および電源脈動補償制御の電流振幅Ｉｑｄ２ｖを加算して、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊を生成する（ステップＳ６）。The subtraction unit 412 generates a limit value I qlimd2v for power supply ripple compensation control, which is the difference between the q-axis current margin I qmargin and the ripple load compensation q-axis current command I qavs (step S4). The power supply ripple compensation control unit 413 generates the current amplitude I qd2v for the power supply ripple compensation control using the limit value I qlimd2v for the power supply ripple compensation control (step S5). The q-axis current command generator 415 adds the q-axis current command I qsp , the pulsating load compensation q-axis current command I qavs , and the current amplitude I qd2v for power supply pulsation compensation control to generate the q-axis current command i q * . (step S6).

つづいて、電力変換装置１が備える制御部４００のハードウェア構成について説明する。図４は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部４００は、プロセッサ９１およびメモリ９２により実現される。 Next, the hardware configuration of the control unit 400 included in the power converter 1 will be described. FIG. 4 is a diagram showing an example of a hardware configuration that implements the control unit 400 included in the power converter 1 according to Embodiment 1. As shown in FIG. Control unit 400 is implemented by processor 91 and memory 92 .

プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）である。メモリ９２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ９２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）でもよい。 The processor 91 is a CPU (Central Processing Unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP (Digital Signal Processor)), or a system LSI (Large Scale Integration). The memory 92 includes RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read Only Memory). non-volatile or volatile A semiconductor memory can be exemplified. The memory 92 is not limited to these, and may be a magnetic disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, or a DVD (Digital Versatile Disc).

以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１において、制御部４００は、全体のｑ軸電流リミット値Ｉｑｌｉｍから定電流負荷制御で使用するｑ軸電流指令Ｉｑｓｐの値を引いた範囲内で、電源脈動補償制御および脈動負荷補償制御の各リミット値を設定し、電源脈動補償制御および脈動負荷補償制御の各補償制御を行うこととした。これにより、電力変換装置１は、平滑用のコンデンサ２１０の劣化を抑制しつつ、電力変換装置１の大型化を抑制することができる。また、電力変換装置１は、モータ３１４の回転速度を制御する定電流負荷制御を優先して行いつつ、モータ３１４の振動を低減する脈動負荷補償制御、およびコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する電源脈動補償制御を行うことができる。As described above, according to the present embodiment, in the power converter 1, the control unit 400 determines the value of the q-axis current command I qsp used in constant current load control from the overall q-axis current limit value I qlim Each limit value of the power supply ripple compensation control and the ripple load compensation control is set within the range obtained by subtracting , and each compensation control of the power supply ripple compensation control and the ripple load compensation control is performed. As a result, the power converter 1 can suppress the deterioration of the smoothing capacitor 210 and suppress the enlargement of the power converter 1 . In addition, the power conversion device 1 preferentially performs constant current load control for controlling the rotation speed of the motor 314, and suppresses the pulsating load compensation control for reducing the vibration of the motor 314 and the charge/discharge current I3 of the capacitor 210. Power supply ripple compensation control can be performed.

実施の形態２．
図５は、実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１を備える。実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図５において、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１と同一の符号を付している。Embodiment 2.
FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle device 900 according to Embodiment 2. As shown in FIG. A refrigerating cycle-applied equipment 900 according to the second embodiment includes the power converter 1 described in the first embodiment. The refrigerating cycle applied equipment 900 according to Embodiment 2 can be applied to products equipped with a refrigerating cycle, such as air conditioners, refrigerators, freezers, and heat pump water heaters. In FIG. 5, constituent elements having functions similar to those of the first embodiment are assigned the same reference numerals as those of the first embodiment.

冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１におけるモータ３１４を内蔵した圧縮機３１５と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。 Refrigerating cycle applied equipment 900 includes compressor 315 incorporating motor 314 according to Embodiment 1, four-way valve 902, indoor heat exchanger 906, expansion valve 908, and outdoor heat exchanger 910 with refrigerant pipe 912. attached through

圧縮機３１５の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ３１４とが設けられている。 A compression mechanism 904 that compresses the refrigerant and a motor 314 that operates the compression mechanism 904 are provided inside the compressor 315 .

冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御されるモータ３１４によって駆動される。 The refrigeration cycle applied equipment 900 can perform heating operation or cooling operation by switching operation of the four-way valve 902 . The compression mechanism 904 is driven by a variable speed controlled motor 314 .

暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。 During heating operation, as indicated by solid line arrows, the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent out through the four-way valve 902, the indoor heat exchanger 906, the expansion valve 908, the outdoor heat exchanger 910, and the four-way valve 902. Return to compression mechanism 904 .

冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。 During cooling operation, as indicated by dashed arrows, the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent through the four-way valve 902, the outdoor heat exchanger 910, the expansion valve 908, the indoor heat exchanger 906, and the four-way valve 902. Return to compression mechanism 904 .

暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。 During heating operation, the indoor heat exchanger 906 acts as a condenser to release heat, and the outdoor heat exchanger 910 acts as an evaporator to absorb heat. During cooling operation, the outdoor heat exchanger 910 acts as a condenser to release heat, and the indoor heat exchanger 906 acts as an evaporator to absorb heat. The expansion valve 908 reduces the pressure of the refrigerant to expand it.

以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 The configurations shown in the above embodiments are only examples, and can be combined with other known techniques, or can be combined with other embodiments, without departing from the scope of the invention. It is also possible to omit or change part of the configuration.

１ 電力変換装置、２ モータ駆動装置、１１０ 商用電源、１２０ リアクトル、１３０ 整流部、１３１～１３４ 整流素子、２００ 平滑部、２１０ コンデンサ、３１０ インバータ、３１１ａ～３１１ｆ スイッチング素子、３１２ａ～３１２ｆ 還流ダイオード、３１３ａ，３１３ｂ，５０１ 電流検出部、３１４ モータ、３１５ 圧縮機、４００ 制御部、４０１ 回転子位置推定部、４０２ 速度制御部、４０３ 弱め磁束制御部、４０４ 電流制御部、４０５，４０６ 座標変換部、４０７ ＰＷＭ信号生成部、４０８，４１２ 減算部、４０９ 分配比乗算部、４１０ 脈動負荷補償制御部、４１１，４１４ 加算部、４１３ 電源脈動補償制御部、４１５ ｑ軸電流指令生成部、９００ 冷凍サイクル適用機器、９０２ 四方弁、９０４ 圧縮機構、９０６ 室内熱交換器、９０８ 膨張弁、９１０ 室外熱交換器、９１２ 冷媒配管。 1 power conversion device, 2 motor drive device, 110 commercial power supply, 120 reactor, 130 rectifying section, 131 to 134 rectifying element, 200 smoothing section, 210 capacitor, 310 inverter, 311a to 311f switching element, 312a to 312f freewheeling diode, 313a , 313b, 501 current detector, 314 motor, 315 compressor, 400 controller, 401 rotor position estimator, 402 speed controller, 403 flux-weakening controller, 404 current controller, 405, 406 coordinate converter, 407 PWM signal generation unit 408, 412 subtraction unit 409 distribution ratio multiplication unit 410 pulsating load compensation control unit 411, 414 addition unit 413 power supply pulsation compensation control unit 415 q-axis current command generation unit 900 refrigeration cycle applied equipment , 902 four-way valve, 904 compression mechanism, 906 indoor heat exchanger, 908 expansion valve, 910 outdoor heat exchanger, 912 refrigerant pipe.

Claims (8)

商用電源から供給される第１の交流電力を整流する整流部と、
前記整流部の出力端に接続されるコンデンサと、
前記コンデンサの両端に接続され、第２の交流電力を生成してモータに出力するインバータと、
前記コンデンサの電力状態に応じた脈動が前記モータの駆動パターンに重畳されるように前記インバータの動作を制御し、前記コンデンサの充放電電流を抑制する制御部と、
を備え、
前記モータの回転速度を制御する定電流負荷制御を優先して行いつつ、前記モータの振動を低減する脈動負荷補償制御、および前記コンデンサの充放電電流を抑制する電源脈動補償制御を行う電力変換装置。a rectifier that rectifies first AC power supplied from a commercial power supply;
a capacitor connected to the output terminal of the rectifying unit;
an inverter connected to both ends of the capacitor for generating a second AC power and outputting it to the motor;
a control unit that controls the operation of the inverter so that the pulsation according to the power state of the capacitor is superimposed on the drive pattern of the motor, and suppresses the charging and discharging current of the capacitor;
with
A power conversion device that performs pulsating load compensation control for reducing vibration of the motor and power source pulsating compensation control for suppressing charging/discharging current of the capacitor while giving priority to constant current load control for controlling the rotation speed of the motor. . 前記制御部は、
前記定電流負荷制御用の指令である、ｄ軸およびｑ軸を有する回転座標系における第１のｑ軸電流指令を生成する速度制御部と、
第２のｑ軸電流指令に対する第１のリミット値と前記第１のｑ軸電流指令との差分を用いて設定される第２のリミット値を用いて、前記脈動負荷補償制御用の第１の補償値を生成する脈動負荷補償制御部と、
前記差分を用いて設定される第３のリミット値を用いて、前記電源脈動補償制御用の第２の補償値を生成する電源脈動補償制御部と、
前記第１のｑ軸電流指令、前記第１の補償値、および前記第２の補償値を用いて前記第２のｑ軸電流指令を生成するｑ軸電流指令生成部と、
を備える請求項１に記載の電力変換装置。The control unit
a speed control unit that generates a first q-axis current command in a rotating coordinate system having a d-axis and a q-axis, which is the command for constant current load control;
Using the second limit value set using the difference between the first limit value for the second q-axis current command and the first q-axis current command, the first limit value for the pulsating load compensation control is a pulsating load compensation controller that generates a compensation value;
a power supply ripple compensation control unit that generates a second compensation value for the power supply ripple compensation control using a third limit value set using the difference;
a q-axis current command generator that generates the second q-axis current command using the first q-axis current command, the first compensation value, and the second compensation value;
The power converter according to claim 1, comprising: 前記第２のリミット値は、前記差分と０以上１以下の分配比とを乗算した値であり、
前記第３のリミット値は、前記差分から前記第１の補償値を減算した値であり、
さらに、
前記差分と前記分配比とを乗算し、前記第２のリミット値を生成する分配比乗算部、
を備える請求項２に記載の電力変換装置。the second limit value is a value obtained by multiplying the difference by a distribution ratio of 0 or more and 1 or less;
The third limit value is a value obtained by subtracting the first compensation value from the difference,
moreover,
a distribution ratio multiplier that multiplies the difference and the distribution ratio to generate the second limit value;
The power converter according to claim 2, comprising: 前記電源脈動補償制御部は、
前記第３のリミット値が前記第１のｑ軸電流指令の絶対値以下の場合、前記第２の補償値として前記第３のリミット値を選択し、
前記第３のリミット値が前記第１のｑ軸電流指令の絶対値より大きい場合、前記第２の補償値として前記第１のｑ軸電流指令を選択する、
請求項３に記載の電力変換装置。The power supply pulsation compensation control unit
selecting the third limit value as the second compensation value when the third limit value is equal to or less than the absolute value of the first q-axis current command;
selecting the first q-axis current command as the second compensation value if the third limit value is greater than the absolute value of the first q-axis current command;
The power converter according to claim 3. 前記第３のリミット値は、前記差分と０以上１以下の分配比とを乗算した値であり、
前記第２のリミット値は、前記差分から前記第２の補償値を減算した値であり、
さらに、
前記差分と前記分配比とを乗算し、前記第３のリミット値を生成する分配比乗算部、
を備える請求項２に記載の電力変換装置。the third limit value is a value obtained by multiplying the difference by a distribution ratio of 0 or more and 1 or less;
The second limit value is a value obtained by subtracting the second compensation value from the difference,
moreover,
a distribution ratio multiplication unit that multiplies the difference and the distribution ratio to generate the third limit value;
The power converter according to claim 2, comprising: 前記脈動負荷補償制御部は、
前記第２のリミット値が前記第１のｑ軸電流指令の絶対値以下の場合、前記第１の補償値として前記第２のリミット値を選択し、
前記第２のリミット値が前記第１のｑ軸電流指令の絶対値より大きい場合、前記第１の補償値として前記第１のｑ軸電流指令を選択する、
請求項５に記載の電力変換装置。The pulsating load compensation control unit
selecting the second limit value as the first compensation value when the second limit value is equal to or less than the absolute value of the first q-axis current command;
selecting the first q-axis current command as the first compensation value if the second limit value is greater than the absolute value of the first q-axis current command;
The power converter according to claim 5. 請求項１から６のいずれか１つに記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。 A motor drive device comprising the power conversion device according to any one of claims 1 to 6. 請求項１から６のいずれか１つに記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。 A refrigerating cycle application equipment comprising the power converter according to any one of claims 1 to 6.
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